JP3191773B2

JP3191773B2 - 高周波加熱装置

Info

Publication number: JP3191773B2
Application number: JP22297798A
Authority: JP
Inventors: 大介別荘; 健治安井; 和穗坂本; 誠三原; 伸一酒井; 治雄末永; 嘉朗石尾; 英明守屋; 英智永田; 英樹大森
Original assignee: Panasonic Corp; Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Corp; Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1998-08-06
Filing date: 1998-08-06
Publication date: 2001-07-23
Anticipated expiration: 2018-08-06
Also published as: JP2000058252A

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明の技術分野は電子レン
ジ（英訳：Microwave oven）などのようにマグネトロン
を用いて誘電加熱を行う高周波加熱装置の分野で、特に
マグネトロンを駆動する電源装置の回路構成に関するも
のである。

【０００２】

【従来の技術】家庭用高周波加熱装置をはじめ、様々な
機器には電源が搭載されている。従来の電源は重たく、
かつ、大きいものであったので、その小型、軽量化が望
まれてきた。このため、電源のスイッチング化による小
型、軽量、低コスト化が現在の様々な分野で積極的に進
められている。マグネトロンで発生されるマイクロ波に
より食品を調理する高周波加熱装置も、マグネトロンを
駆動するための電源の小型化、軽量化が要求され、スイ
ッチング化によりその要求を実現することが、特許（PC
T出願したアクティフ゛クランフ゜インハ゛ータの特許：出願No.不明）で
紹介されている。

【０００３】同特許はスイッチング電源の重要な技術で
ある、高い周波数で動作する半導体スイッチング素子の
スイッチング損失を低減するために、共振型回路方式を
用いている。さらに、同特許は共振回路の作用により、
半導体スイッチング素子に印加する電圧が高くなり、こ
れにより半導体スイッチング素子、あるいは関連する電
気部品の耐電圧が高くなり、結果として大型化、高コス
ト化となる問題点を解決するために、以下に示す構成と
している。

【０００４】すなわち、図１９に示すように、直流電源
51と、前記直流電源51に接続されるリーケージトランス
52と、前記リーケージトランス52の1次巻線53側に直列
に接続される第１の半導体スイッチング素子56と、第1
のコンデンサ54と、第2のコンデンサ55と第２の半導体
スイッチング素子57との直列回路と、前記第１の半導体
スイッチング素子56と前記第2の半導体スイッチング素
子57とを駆動する発振器を有する駆動手段58と、前記リ
ーケージトランス52の２次巻線59側に接続される整流手
段60と、前記整流手段60に接続されるマグネトロン61と
から成り、前記第2のコンデンサ55と前記第２の半導体
スイッチング素子57との前記直列回路を前記リーケージ
トランス52の1次巻線53側に並列に接続する構成とす
る。

【０００５】この回路構成の特徴は、リーケージトラン
ス52とともに共振回路を構成する第1のコンデンサ54よ
りも容量値の大きい補助的な第2のコンデンサ55を用い
ることにより、主なる第１の半導体スイッチング素子56
の印加電圧を低減することができるという点にある。

【０００６】直流電源51を、商用電源を整流して構成す
る場合を考えると、日本では１００Ｖ、米国では１２０
Ｖ、英国では２４０Ｖ、独国では２２０Ｖと国によって
商用電源電圧が異なる。日本でも業務用機器などは大電
力を消費するので２００Ｖの商用電源から電力供給を受
けるものが多い。このように、商用電源電圧が１００
Ｖ、あるいは１２０Ｖであるなら、前記した回路構成で
あっても、主なる第１の半導体スイッチング素子56の印
加電圧は低くできる。しかしながら、商用電源電圧が２
００Ｖ以上になると、前記した回路構成であっても、主
なる第１の半導体スイッチング素子56の印加電圧の低減
は不十分である。また、リーケージトランス52の１次巻
線および２次巻線のインダクタンスや、第1のコンデン
サ54および前記第2のコンデンサ55の容量値を変更する
必要が生じる。表２は商用電源電圧が１００Ｖの場合と
２００Ｖの場合のリーケージトランス52、第1のコンデ
ンサ54および、前記第2のコンデンサ55の定数と第１の
半導体スイッチング素子56の電圧とを示したもので、例
えば、リーケージトランス52の１次巻線のインダクタン
スはおよそ４倍に、巻数はおよそ２倍になることから、
その構造は大きく変わることになる。また、第１の半導
体スイッチング素子56の印加電圧が2倍になるため耐圧
を上げる必要が生じる。

【０００７】ここで、従来の回路方式について若干の説
明を加える。リーケージトランス52と、第1のコンデン
サ54および、第2のコンデンサ55の並列共振回路は共振
作用により１次巻線53の電圧を直流電源電圧より高くな
るようにしている。従って、前述したように、高い電圧
の商用電源から直流電源を構成すると、さらに１次巻線
53の電圧が高くなる。そこで、リーケージトランス52の
昇圧比（１次巻線53と２次巻線59との巻数比）を下げる
ことと、１次巻線53の電圧を低減するために１次巻線53
の巻数を増やす必要が生じる。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】本発明は高周波加熱装
置のマグネトロンを駆動する電源に関するもので、従来
のマグネトロン駆動電源に用いている回路方式の問題点
を解消するためになされたもので、高い電圧の直流電源
を用いる場合に生じる、半導体スイッチング素子に印加
する電圧が高くなるという問題点と、リーケージトラン
ス、第1のコンデンサおよび、第2のコンデンサの大きな
定数変更という問題点とを解決するためになされたもの
である。

【０００９】

【課題を解決するための手段】本発明は上記課題を解決
するために以下に示す構成を用いる。

【００１０】直流電源と、前記直流電源に接続されるリ
ーケージトランスと、前記リーケージトランスの1次巻
線側に第２のコンデンサを直列に接続した直列接続体
と、前記直列接続体に並列に接続される第１のコンデン
サと、前記直列接続体に並列に接続される第２の半導体
スイッチング素子と、前記第２の半導体スイッチング素
子に直列に接続される第１の半導体スイッチング素子
と、前記第１の半導体スイッチング素子と前記第2の半
導体スイッチング素子とを駆動する駆動手段と、前記リ
ーケージトランスの２次巻線側に接続される整流手段
と、前記整流手段に接続されるマグネトロンとから構成
され、直流電源は商用電源を整流して得る構成とし、商
用電源電圧は200Vから240Vの範囲で、前記商用電源の電
圧が高いほど第2のコンデンサの容量値を大きくして、
共振周波数を下げ、先鋭度を上げることにより、２０ｋ
Ｈｚから４０ｋＨｚでの共振電流の周波数特性をほぼ同
等とすることにより、リーケージトランスは同じ定数の
ものを用いる構成とする。これにより、前記リーケージ
トランスの1次巻線と第２のコンデンサとの直列接続に
よる作用により、前記第１および第２の半導体スイッチ
ング素子の印加電圧を低減することができるとともに、
リーケージトランス、第1のコンデンサおよび、第2のコ
ンデンサの定数変更が小さくなる。また、回路の電流特
性を同等にすることができる。

【００１１】

【発明の実施の形態】請求項１記載の発明は、直流電源
と、前記直流電源に接続されるリーケージトランスと、
前記リーケージトランスの1次巻線側に第２のコンデン
サを直列に接続した直列接続体と、前記直列接続体に並
列に接続される第１のコンデンサと、前記直列接続体に
並列に接続される第２の半導体スイッチング素子と、前
記第２の半導体スイッチング素子に直列に接続される第
１の半導体スイッチング素子と、前記第１の半導体スイ
ッチング素子と前記第2の半導体スイッチング素子とを
駆動する駆動手段と、前記リーケージトランスの２次巻
線側に接続される整流手段と、前記整流手段に接続され
るマグネトロンとから構成され、直流電源は商用電源を
整流して得る構成とし、商用電源電圧は200Vから240Vの
範囲で、前記商用電源の電圧が高いほど第2のコンデン
サの容量値を大きくして、共振周波数を下げ、先鋭度を
上げることにより、２０ｋＨｚから４０ｋＨｚでの共振
電流の周波数特性をほぼ同等とすることにより、リーケ
ージトランスは同じ定数のものを用いる構成とすること
により、前記リーケージトランスの1次巻線と第２のコ
ンデンサとの直列接続による作用により、前記第１およ
び第２の半導体スイッチング素子の印加電圧を低減する
ことができるとともに、リーケージトランス、第1のコ
ンデンサおよび、第2のコンデンサの定数変更が小さく
なるという作用がある。また、回路の電流特性を同等に
することができるという作用を有する。

【００１２】また請求項２記載の発明は、商用電源を整
流して得られる直流電源と、前記直流電源に接続される
リーケージトランスと、前記リーケージトランスの1次
巻線側に第２のコンデンサを直列に接続した直列接続体
と、前記直列接続体に並列に接続される第１のコンデン
サと、前記直列接続体に並列に接続される第２の半導体
スイッチング素子と、前記第２の半導体スイッチング素
子に直列に接続される第１の半導体スイッチング素子
と、前記第１の半導体スイッチング素子と前記第2の半
導体スイッチング素子とを駆動する駆動手段と、前記リ
ーケージトランスの２次巻線側に接続される整流手段
と、前記整流手段に接続されるマグネトロンと、前記直
流電源の電圧を検知する電源電圧検知部と、前記電源電
圧検知部の出力を基本信号とするパルス幅変調部と、前
記電源電圧検知部の出力を基本信号とする周波数変調部
とを備え、前記パルス幅変調部の信号は駆動部に伝達さ
れ、前記駆動部は前記信号に従って半導体スイッチング
素子を駆動し、マグネトロンの出力制御をパルス幅変調
と周波数変調の両方で行う構成とし、パルス幅変調によ
る出力制御を周波数変調による出力制御より優先させる
構成とすることにより、出力低減時はパルス幅変調が周
波数変調より優先されるので、マグネトロンのカソード
のインピーダンスは周波数変調を優先して行う場合に比
較して、その増大を抑制することができるという作用を
有する。

【００１３】また請求項３記載の発明は、直流電源と、
前記直流電源に接続されるリーケージトランスと、前記
リーケージトランスの1次巻線側に第２のコンデンサを
直列に接続した直列接続体と、前記直列接続体に並列に
接続される第１のコンデンサと、前記直列接続体に並列
に接続される第２の半導体スイッチング素子と、前記第
２の半導体スイッチング素子に直列に接続される第１の
半導体スイッチング素子と、前記第１の半導体スイッチ
ング素子と前記第2の半導体スイッチング素子とを駆動
する駆動手段と、前記リーケージトランスの２次巻線側
に接続される整流手段と、前記整流手段に接続されるマ
グネトロンとから構成され、第1の抵抗と第2の抵抗とを
直列接続したものを、前記直流電源に並列に接続し、前
記第1の抵抗と前記第2の抵抗との接続点を、前記第１の
半導体スイッチング素子と前記第2の半導体スイッチン
グ素子との接続点に接続する構成とすることにより、駆
動初期に前記第１の半導体スイッチング素子と前記第2
の半導体スイッチング素子の両方に電圧を印加すること
ができるので、リーケージトランスの2次巻線９に過大
電圧が発生することを防止できるという効果がある。

【００１４】また請求項４記載の発明は、請求項３に記
載の発明に加えて、商用電源を整流して得られる直流電
源と、前記直流電源の電圧を検知する電源電圧検知部
と、前記電源電圧検知部の出力を基本信号とするパルス
幅変調部とを備え、前記パルス幅変調部の信号は駆動部
に伝達され、前記駆動部は前記信号に従って半導体スイ
ッチング素子を駆動する構成とすることにより、商用電
源の電流の休止期間を短くでき、かつ、電流ヒ゜ーク値を低
減できるという作用を有する。

【００１５】また請求項５記載の発明は、請求項４に記
載の発明に加えて、パルス幅変調部はデューティーの上
限を設定する上限リミッタする機能を有する構成とする
ことにより、デューティーの増加とともに出力が増加
し、回路の特性で出力が減少する直前でデューティーが
制限できるので、デューティーと出力との関係がほぼ比
例の関係にある領域で制御できるという作用がある。

【００１６】また請求項６記載の発明は、請求項３に記
載の発明に加えて、商用電源を整流して得られる直流電
源と、前記直流電源の電圧を検知する電源電圧検知部
と、前記電源電圧検知部の出力を基本信号とする周波数
変調部とを備え、前記周波数変調部の信号は駆動部に伝
達され、前記駆動部は前記信号に従って半導体スイッチ
ング素子を駆動する構成とすることにより、商用電源電
圧エンベロープが低くなるほど半導体スイッチング素子
のデューティーを大きくし、さらに動作周波数を下げれ
ばより出力を増大する事ができるという作用を有する。

【００１７】また請求項７記載の発明は、請求項６に記
載の発明に加えて、周波数変調部は周波数の下限を設定
する下限リミッタする機能を有する構成とすることによ
り、可聴周波数帯で動作しないようにすることができる
作用を有する。

【００１８】また請求項８記載の発明は、請求項６に記
載の発明に加えて、起動時周波数設定部を設け、起動時
に周波数変調を解除して一定周波数制御を行なう構成と
することにより、低い周波数で動作できるのでマグネト
ロンのカソードのインピーダンスを低減することができ
るという作用を有する。

【００１９】また請求項９記載の発明は、請求項８に記
載の発明に加えて、マグネトロン発振とともに、速やか
に周波数変調をかける構成とすることにより、過大な電
力の投入が抑制されるという作用を有する。

【００２０】

【実施例】（実施例１）図１は本発明の実施形態１における高周波加熱装置に用
いるマグネトロンを駆動する電力変換装置の構成を示す
回路図である。実施形態１における高周波加熱装置は直
流電源１、リーケージトランス２、第１の半導体スイッ
チング素子６、第１のコンデンサ４、第２のコンデンサ
５、第2の半導体スイッチング素子７、駆動部８、全波
倍電圧整流回路１０、およびマグネトロン１１から構成
されている。直流電源１は商用電源を全波整流して直流
電圧ＶＤＣを、第２のコンデンサ５とリーケージトラン
ス２の１次巻線３との直列回路に印可する。第１の半導
体スイッチング素子６と第２の半導体スイッチング７と
は直列に接続され、リーケージトランス２の１次巻線３
と第２のコンデンサ５との直列回路は第２の半導体スイ
ッチング素子７に並列に接続される。

【００２１】第１のコンデンサ４は第２の半導体スイッ
チング７に並列に接続される。リーケージトランス２の
２次巻線９で発生した高電圧出力は、全波倍電圧整流回
路１０で直流の高電圧に変換されてマグネトロン１１の
アノード−カソード間に印加される。リーケージトラン
ス２の３次巻線１２は、マグネトロン１１のカソードに
電流を供給する。マグネトロン１１の駆動条件について
は特許１５７９３Ｊ２Ａに述べられているので説明は省
略する。

【００２２】第１の半導体スイッチング素子６はＩＧＢ
Ｔと、それに並列に接続されるダイオードとから構成さ
れている。第２の半導体スイッチング素子７も同様にＩ
ＧＢＴとダイオードとから構成されている。

【００２３】駆動部８は、その内部に第１の半導体スイ
ッチング素子６と第2の半導体スイッチング素子７の駆
動信号をつくるための発振部を有し、この発振部で所定
周波数とデューティの信号が発生され、第１の半導体ス
イッチング素子６に駆動信号を与えている。第2の半導
体スイッチング素子７には、第１の半導体スイッチング
素子６の駆動信号を反転し遅延時間を持たせた信号が与
えられる。

【００２４】図１の回路の動作は図２に示されるモード
に分けることができる。この回路動作を図２と半導体ス
イッチング素子の電圧電流波形図を示した図３を参照し
て説明する。

【００２５】モード１は第１の半導体スイッチング素子
６に駆動信号が与えられる。このとき電流は直流電源１
からリーケージトランス２の１次巻線３と第２のコンデ
ンサ５を通って流れる。モード２では第１の半導体スイ
ッチング素子６がオフし、１次巻線３と第２のコンデン
サ５を通って流れていた電流は第１のコンデンサ４に向
かって流れ始めると同時に第１の半導体スイッチング素
子６の電圧が上昇する。モード３では第１のコンデンサ
４の電圧がVDCから０Vに向かう。モード３では第１のコ
ンデンサ４の両端電圧が０Vに達して、第2のスイッチン
グ素子７を構成するダイオードがオンする。モード４で
は共振により１次巻線３と第２のコンデンサ５を通って
流れていた電流の向きが反転するようになるので、この
時点で第2の半導体スイッチング素子７がオンしている
必要がある。モード２，３，４の期間は第１の半導体ス
イッチング素子６の電圧は直流電源電圧VDCと同等とな
る。欧州のように商用電源電圧が実効値２３０Vの地域
は電圧ヒ゜ークが√２倍になるので直流電源電圧VDCはおよ
そ３２５Vとなる。モード５では第2の半導体スイッチン
グ素子７がオフし、第２のコンデンサ５と１次巻線３に
流れていた電流は第１のコンデンサ４に向かって流れ始
め、第１のコンデンサ４の電圧がVDCまで上昇する。

【００２６】モード６では第１のコンデンサ４の電圧が
VDCに達して、第１の半導体スイッチング素子６を構成
するダイオードがオンする。共振により１次巻線３と第
２のコンデンサ５を通って流れていた電流の向きが反転
するようになり、この時点で第１の半導体スイッチング
素子５をオンしておく必要あり、これがモード１とな
る。モード６，１の期間は第２の半導体スイッチング素
子７の電圧は直流電源電圧VDCと同等となる。

【００２７】このように本回路構成によれば第１の半導
体スイッチング素子６と第2の半導体スイッチング素子
７に印加する電圧の最大値を直流電源電圧VDCとするこ
とができる。

【００２８】モード２とモード５は1次巻線３からの電
流が第１のコンデンサ４と第２のコンデンサ５に電流が
流れる共振期間である。第１のコンデンサ４の容量値は
第２のコンデンサ５の容量値の約1/20から1/30の値に設
定しているので、合成容量は、ほぼ第１のコンデンサ４
の容量値にちかくなる。この合成容量とリーケージトラ
ンス３のインピーダンスとで決まる時定数で第１の半導
体スイッチング素子６と第2の半導体スイッチング素子
７に印加するモード３，５における電圧が変化する。こ
の電圧変化が前記した時定数できまる傾きを持つことに
より、第１の半導体スイッチング素子のモード３におけ
るオフ時のスイッチング損失が軽減される。さらに、モ
ード５では電圧がゼロになるので第１の半導体スイッチ
ング素子のモード１におけるオン時は第１の半導体スイ
ッチング素子の印加電圧はゼロであるのでオン時のスイ
ッチング損失が低減される。これをゼロ電圧スイッチン
グと呼び、これらが共振回路方式の特徴であり、本方式
はこの特徴を活かし、かつ、半導体スイッチング素子の
電圧は直流電源電圧VDC以上にはならないという利点が
ある。

【００２９】第2のコンデンサ５は図３に示すように、
その電圧がリップルの少ないものになるように十分大き
な容量値に設定しており、これが本発明の大きな特徴で
ある。

【００３０】表１は回路の構成要素の定数と動作周波数
とを示したもので、この中で第３のコンデンサ１３とは
図５に示されるように直流電源の構成要素の一つで、同
じく直流電源の構成要素の一つであるインダクタとでフ
ィルタを構成し、高周波電流が基となる電圧源に回生し
ないように作用するものである。第２のコンデンサ５の
容量は、この第３のコンデンサ１３とほぼ同等の大きな
容量を有する。第２のコンデンサ５の容量を本発明のよ
うに大きくした場合（第３のコンデンサ１３とほぼ同等
の大きさ）と、小さくした場合（第３のコンデンサ１３
のほぼ半分）の出力特性を図６に示す。同図の出力特性
は第１の半導体スイッチング素子６の駆動信号の一定周
期に対するオン時間の比率（デューティー）で制御する
場合で、ゼロ電圧スイッチングができる範囲で出力特性
を示しており、周波数は一定である。同図から明らかな
ように、出力可変範囲は第２のコンデンサ５の容量が大
きいほど広くなるという特徴がある。

【００３１】第２のコンデンサ５の容量が大きい場合と
小さい場合とで、第１の半導体スイッチング素子に流れ
る電流波形がどのように変わるかを図Aに示す。容量が
大きい場合、導通時間Ton期間中の電流の傾きは直線的
であるが、容量の小さい場合、丸みを持つ波形となる。
この状態から導通時間をTon1'に増加すると、容量の大
きい場合は電流が直線的に増加して、その面積は斜線部
分で示すだけ増加する。この電流の面積は出力の大きさ
を決めるものであるが、容量の小さい場合は増加する面
積が、容量の大きい場合に比べて小さい。すなわち、導
通時間を増加、あるいは減少させても出力の変化が少な
いことを示しおり、導通時間（パルス幅）で出力を制御
しにくいことを表している。

【００３２】容量が小さい場合でも、電流が直線的に変
化する領域Ton2で使用すれば導通時間で出力の制御が可
能になるが、この場合、オフ時間を短くしなければゼロ
電圧スイッチングができなくなる。このため、リーケー
ジトランスの1次巻線インダクタンスを小さくして共振
周波数を高める必要がある。すなわち、第２のコンデン
サの容量C2と、リーケージトランスの1次巻線インダク
タンスL1と、両者で決まる共振周波数frと、動作周波数
f0とを適切な関係になるように選択する必要が生じる。
共振周波数frを数１で表し、

【００３３】

【数１】

【００３４】本発明は、第２のコンデンサの容量C2と、
リーケージトランスの1次巻線インダクタンスL1と、共
振周波数frと、動作周波数f0とを数２を満たすように選
択することにより、パルス幅での出力制御を可能として
いる。

【００３５】

【数２】

【００３６】１．３８＜ｆ０／ｆｒ＜４（実施例２）マグネトロン１１は発振するとインピ−ダンスが小さく
なる非線型な負荷であるので、正常な共振動作（ゼロ電
圧スイッチング）を行なうためにインピーダンス変換を
行なう要素はこの点を考慮する必要がある。この要素が
リーケージトランス２であり、リーケージを持たすこと
により正常な共振動作を実現する。リーケージトランス
２の2次巻線９はマグネトロンを駆動するための高電圧
を発生する巻線であり、その出力端に整流手段を接続し
ている。マグネトロンは負の電圧で付勢され、その電圧
は約−４ｋVになるがリーケージトランス２で発生され
る正の電圧を有効に活用するため整流手段は図１で示さ
れる全波倍電圧整流手段か、あるいは図７（ａ）に示す
半波倍電圧整流手段か、図７（ｂ）に示される全波整流
手段か、図７（ｃ）に示される中点タップ方式かのいず
れかが選択される。さらに図１に示されるようにリーケ
ージトランス２は3次巻線を備え、マグネトロンのカソ
ードを加熱するための電力供給を行なう。マグネトロン
のカソードにはインダクタとコンデンサとからなるフィ
ルタが接続されており、これによりカソードから発生す
るノイズを除去する。カソードのインピーダンスは約
０．３Ωで前記インダクタのインピーダンスは周波数に
よって変化し、30kHzで0.4Ωとカソードインピーダンス
と同じくらいになることから、そのインピーダンスがカ
ソード電流に与える影響は大きなものとなる。従って前
述したように第２のコンデンサの容量が大きくすること
により、一定周波数で出力を可変できる範囲が広がると
いうことはカソード電流の安定性を良くするという効果
が得られる。

【００３７】（実施例３）本発明の電力変換装置は２００V系の商用電源を整流し
て得られる直流電源を電力源とするが、Background of
the Inventionで述べたように世界的に見れば商用電源
電圧はおよそ200Vから240Vになる。このような電源電圧
に対して、同等な手段で出力制御ができることが望まし
い。しかしながら、４０Vの電圧差では同等な回路定数
で同等な制御手段を用いることが困難であり、第２のコ
ンデンサ５やリーケージトランス２の定数変更が必要と
なる。

【００３８】第２のコンデンサ５とリーケージトランス
２とマグネトロン１１とを簡略化して図８の等価回路で
示すことができる。同図の交流信号源の電流特性を図９
に示す。同図のAは第2のコンデンサの容量が4.5uF、交
流信号源電圧が200Vの場合でリーケージトランスの定数
は表１に示される値である。図９のBは第2のコンデンサ
の容量が5.5uF、交流信号源電圧が2４0Vの場合でリーケ
ージトランスの定数はAと同じである。本発明の電力変
換装置は可聴周波数以上の周波数の２０ｋHzから40ｋHz
以下程度で動作させるので、この領域ではA,Bの交流信
号源電流はほぼ同じ特性を持っていることがわかる。こ
のように電源電圧が高い場合は第２のコンデンサ容量を
大きくして、共振周波数を下げ、先鋭度を上げることに
より、２０ｋHzから40ｋHzでの特性をほぼ同等とするこ
とができるので、リーケージトランス２の定数変更は不
要となる。

【００３９】（実施例４）商用電源を整流して直流電源を構成する場合、例えば全
波整流した電圧をコンデンサによって平滑するが、平滑
の度合いを大きくするほど商用電源の電流波形の歪みが
大きくなる。これを抑制するため本発明の電力変換装置
は平滑するコンデンサの容量値をできるだけ小さなもの
にしている。図１０は本発明の電力変換装置の回路ブロ
ックを示したもので、商用電源を整流回路で整流した全
波整流電圧の波形は商用電源周波数のエンベロープを持
つ。このような電圧が以降の半導体スイッチング素子や
共振回路に供給されマグネトロンを駆動するため、マグ
ネトロンに流れるアノード電流波形も商用電源周波数の
エンベロープを持つ。マグネトロンは-3.8kVの電圧で発
振するので、商用電源電圧が低い期間は発振できない休
止期間がある。このためアノード電流エンベロープは不
連続になり、商用電源の電流波形も同様に不連続なエン
ベロープとなる。これが商用電源の電流波形歪みの原因
となるので、この電流の休止期間をできるだけ短くする
必要がある。また、マグネトロンの寿命はアノード電流
のピーク値に大きく依存し、電流ピーク値が高くなると
寿命が短くなるので、約1.2A以下にする必要がある。

【００４０】このため、本発明の電力変換装置は商用電
源電圧のエンベロープに従って半導体スイッチンク゛素子の駆
動信号のデューティーを変化させている。すなわちエン
ベロープの電圧が低くなるほど半導体スイッチング素子
のデューティーを大きくしている。

【００４１】実施形態１で述べたように、出力とデュー
ティーの関係は図６に示されており、デューティー約40
%で出力が最大となるので、エンベロープの電圧が低く
なるほど半導体スイッチング素子のデューティーを大き
くする場合、実用的にはデューティーが１６から４０％
の間で用いる事になる。

【００４２】図１０はエンベロープの電圧が低くなるほ
ど半導体スイッチング素子のデューティーを大きくする
ためのパルス幅変調部を設けた回路構成を示したブロ
ック図である。パルス幅変調部は商用電源電圧を検知
する電圧検知回路の出力を基本信号としている。パルス
幅変調部の内部では基本信号を反転増幅したり、ある
いは部分的に倍率を変更する操作を行う。なぜなら、電
圧検知回路の出力どおりにパルス幅変調信号を形成する
と、商用電源の電流波形が台形に近い形状となるため、
かえって歪みを大きくしてしまうからである。従って、
パルス幅変調部は図１１に示されるように商用電源電圧
エンベロープに応じてパルス幅変調信号を出力してい
る。この出力に従って、駆動部は半導体スイッチング素
子を駆動する。

【００４３】前述したように、デューティーは約40%以
上になると、出力が下がってしまうので、パルス幅変調
部には上限リミッタする機能を付加してある。図１４
の期間Aは上限リミッタが作用して、デューティーが約4
0%以上にならないようにしている。

【００４４】（実施例５）商用電源電圧のエンベロープに従って半導体スイッチン
グ素子の駆動信号のデューティーを変化させ、エンベロ
ープの電圧が低くなるほど半導体スイッチング素子のデ
ューティーを大きくする制御を行って、エンベロープの
電圧の低い期間でも出力を増加させることをFourth exe
mplary embodimentで述べた。

【００４５】出力の調整はデューティーだけでなく、周
波数によっても変化する。本発明の電力変換装置は30kH
z前後の動作周波数で用いるが、図１１の特性図で示さ
れるように共振回路の共振点に近づくほど入力電流が増
大していることがわかる。従って、エンベロープの電圧
が低くなるほど半導体スイッチング素子のデューティー
を大きくするとともに動作周波数を下げれば、より出力
を増大する事ができる。

【００４６】図１２は商用電源電圧を検知する電圧検知
回路の出力を基本信号として、周波数変調信号をつくる
周波数変調部を設けた構成を示した回路ブロック図で
ある。周波数変調部の内部では基本信号を正転増幅し
たり、あるいは部分的に倍率を変更する操作を行う。出
力の周波数変調信号は駆動部に伝達され、駆動部はそれ
に従い半導体スイッチング素子を駆動する。

【００４７】また、動作周波数が２０kHz以下になる
と、可聴周波数帯になるので電力変換装置から音が聞こ
えることがあるので、周波数変調部には周波数の下限
を約２０ｋHzに制限する下限リミットを設けてある。図
１３の周波数変調部出力の期間Bで、この下限リミット
が作用している。

【００４８】マグネトロンは-4kV程度の電圧を印加さ
れ、かつカソードが適切な温度である2100°Kになると
発振する事ができるが、起動時にカソードの温度が2100
°Kに達するまである時間を要する。高速加熱を行うに
はこの時間をなるべく短くすることが必要である。この
ため、起動時にはカソードになるべく大きな電流を流せ
ばよい。しかしながら、図１の回路図で示したように、
高電圧を発生する巻線（2次巻線）とカソードに電流を
供給する巻線（3次巻線）は同一のリーケージトランス
２に設けられているため、起動時に大きなカソード電流
を流そうとすると、2次巻線電圧も大きくならざるおえ
ず、このため整流回路１０を構成する電気部品の耐圧を
十分大きくすることが必要となる。ところが、マグネト
ロン１１のカソードにはインダクタが設けられており、
このインダクタのインピーダンスZはインダクタンスを
L、周波数をｆとするとｚ＝２πｆであらわせられ、起動時に周波数を低くすればインピー
ダンスZが低減されるので、2次巻線電圧を増大させずに
カソードに流れる電流を増やすことができる。

【００４９】そこで、本発明の電力変換装置は図１４に
示すように、起動時周波数設定部を設けて、起動時に周
波数変調を解除させ最低周波数で動作するようにしてい
る。また、起動時周波数設定部はリーケージトランス1
次巻線電圧、あるいは2次巻線電圧を検知し、1次巻線電
圧あるいは2次巻線電圧が一定になるように周波数を制
御するようにしているため、電源電圧変動時においても
安定した電圧が出力される。

【００５０】マグネトロンが発振すると、その情報が起
動時周波数設定部に伝達され、この情報に基づいて起動
時周波数設定部はただちに周波数変調を復活させる。こ
れにより、低い周波数でのマグネトロンの発振期間をな
くし過大な出力の発生を防止することができる。

【００５１】マグネトロン出力はアノード電流の大きさ
で知る事ができる。図１５はアノード電流検知部を設け
て、アノード電流を検知し、その情報をマイコンに伝達
している。マイコンは所定の出力になるように出力調整
部を操作する。出力調整部からは周波数変調部、パルス
幅変調部に指令が伝達される。出力調整部は出力を下げ
る場合、まずパルス幅変調を優先して行う。さらに出力
を下げるときに周波数変調を操作する。図１６は出力制
御時の周波数変調部出力と、パルス幅変調部出力とを
示したもので、点線が高出力時、実線が低出力時の変調
信号を示しており、低出力にするときはパルス幅変調部
が優先される。

【００５２】これにより、出力制御時のカソード電流変
化を少なくする事ができ、出力制御範囲をより広くする
事ができるという効果がある。

【００５３】アノード電流の出力を検知するアノード電
流検知部の信号をマイコンに伝達する事により、マグネ
トロンの異常を判定する事ができる。マイコンからの出
力設定とアノード電流検知部からの信号が大きく違う
と、マグネトロンの短絡が考えられ、この場合マイコン
から出力調整部に停止信号を送る事ができる。

【００５４】（実施例６）図１において第1のコンデンサ４と、第2のコンデンサ５
とリーケージトランス２の1次巻線３との直列回路と
は、前記第1のコンデンサ４は前記第２の半導体スイッ
チング素子７に並列に接続され、前記第2のコンデンサ
５と前記リーケージトランス２の1次巻線３との直列回
路は前記第2の半導体スイッチング素子７に並列に接続
される構成としているが、以下のように接続しても同様
な効果が得られる。

【００５５】まず、図１７(a)に示すように、第1のコン
デンサ４は前記第１の半導体スイッチング素子６に並列
に接続され、第2のコンデンサ５とリーケージトランス
の1次巻線３との直列回路は第2の半導体スイッチング素
子７に並列に接続される構成とする場合、または、同図
(b)に示されるように第1のコンデンサ４は第１の半導体
スイッチング素子６に並列に接続され、第2のコンデン
サ５とリーケージトランスの1次巻線３との直列回路
は、第１の半導体スイッチング素子６と並列に接続され
る構成とする場合、さらに、第１のコンデンサ４は第２
の半導体スイッチング素子７と並列に接続され、第2の
コンデンサ５とリーケージトランスの1次巻線３との直
列回路は、第１の半導体スイッチング素子６に並列に接
続される構成とする場合である。

【００５６】（実施例７）前述したように、駆動部８は、その内部に第１の半導体
スイッチング素子６と第2の半導体スイッチング素子７
の駆動信号をつくるための発振部を有し、この発振部で
所定周波数とデューティの信号が発生され、第１の半導
体スイッチング素子６に駆動信号を与えている。第2の
半導体スイッチング素子７には、第１の半導体スイッチ
ング素子６の駆動信号を反転し遅延時間を持たせた信号
が与えられる。従って第１の半導体スイッチング素子６
に与える最初のパルスの幅を最小にすると、第2の半導
体スイッチング素子７は最大のパルス幅で駆動される事
になる。図１に示される回路構成で、半導体スイッチン
グ素子６，７が動作していないとき、第１の半導体スイ
ッチング素子のコレクタ電圧Vceは０Vで第2の半導体ス
イッチング素子の印加電圧は直流電源電圧と同じVDCに
なる。この状態から半導体スイッチング素子６，７が駆
動を始めると、半導体スイッチング素子７の最初の最大
パルス幅での動作により、リーケージトランスの2次巻
線９に過大な電圧が発生する。これを防止するために、
図１８に示すように第1の抵抗１４と第2の抵抗１５とを
直列接続したものを、直流電源に並列に接続し、第1の
抵抗１４と第2の抵抗１５との接続点を、第１の半導体
スイッチング素子６と第2の半導体スイッチング素子７
との接続点に接続する構成とする。これにより初期状態
に第２の半導体スイッチング素子に印可する電圧は第１
の抵抗と第2の抵抗との分圧で決定されるので、リーケ
ージトランスの2次巻線９に過大な電圧が発生しないよ
うに分圧比を決めている。

【００５７】

【発明の効果】本発明は以下の効果を有する。

【００５８】請求項１記載の発明によれば、２０ｋHzか
ら40ｋHzでの電流特性をほぼ同等とすることができるの
で、リーケージトランスを共用することができるという
効果を有する。

【００５９】また請求項２記載の発明によれば、出力低
減時はパルス幅変調が周波数変調より優先されるので、
マグネトロンのカソードのインピーダンスは周波数変調
を優先して行う場合に比較して、その増大を抑制するこ
とができるという効果を有する。

【００６０】また請求項３記載の発明によれば、半導体
スイッチング素子の駆動初期にリーケージトランスの2
次巻線９に過大電圧が発生することを防止できるという
効果がある。

【００６１】

【表１】

【００６２】

【表２】

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施例１における高周波加熱装置に用
いるマグネトロンを駆動する電力変換装置の回路図

【図２】（ａ）図１の回路における動作のモード１の回
路図（ｂ）図１の回路における動作のモード２の回路図（ｃ）図１の回路における動作のモード３の回路図（ｄ）図１の回路における動作のモード４の回路図（ｅ）図１の回路における動作のモード５の回路図（ｆ）図１の回路における動作のモード６の回路図

【図３】図１の構成要素の電圧、電流を示した波形図

【図４】第１の半導体スイッチング素子の電流を示した
波形図

【図５】交流電源を整流して得る直流電源の構成を示し
た回路図

【図６】本発明の実施例１の回路構成での出力特性図

【図７】（ａ）本発明の実施例２における半波倍電圧整
流回路を示す図（ｂ）同全波整流回路図（ｃ）同中点タップ方式を示す図

【図８】本発明の実施例３におけるマグネトロンを駆動
する電力変換装置の簡易等価回路図

【図９】図８の等価回路の周波数と交流信号源の電流と
の関係を示す特性図

【図１０】実施形態４における回路ブロック図

【図１１】実施例４におけるパルス幅変調部出力波形図

【図１２】実施例５における回路ブロック図

【図１３】実施例５におけるパルス幅変調部出力波形図
と周波数変調部出力波形図

【図１４】実施例５において起動時周波数設定部を付加
した回路ブロック図

【図１５】実施例５において出力調整部を付加した回路
ブロック図

【図１６】図１５の回路構成によるパルス幅変調部出
力波形図と周波数変調出力波形図

【図１７】（ａ）実施形態１の他の組み合わせを示す回
路図（ｂ）実施形態１の他の組み合わせを示す回路図（ｃ）実施形態１の他の組み合わせを示す回路図

【図１８】実施形態６における回路図

【図１９】従来の高周波加熱装置に用いるマグネトロン
を駆動する電力変換装置の回路構成を示す回路図

【符号の説明】

１直流電源２リーケージトランス３ 1次巻線４第１のコンデンサ５第２のコンデンサ６第１の半導体スイッチング素子７第2の半導体スイッチング素子８駆動部９ 2次巻線１０全波倍電圧整流回路１１マグネトロン１２ 3次巻線１３第3のコンデンサ１４第１の抵抗１５第２の抵抗

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者三原誠大阪府門真市大字門真1006番地松下電器産業株式会社内 (72)発明者酒井伸一大阪府門真市大字門真1006番地松下電器産業株式会社内 (72)発明者末永治雄大阪府門真市大字門真1006番地松下電器産業株式会社内 (72)発明者石尾嘉朗大阪府門真市大字門真1006番地松下電器産業株式会社内 (72)発明者守屋英明大阪府門真市大字門真1006番地松下電器産業株式会社内 (72)発明者永田英智大阪府門真市大字門真1006番地松下電器産業株式会社内 (72)発明者大森英樹大阪府門真市大字門真1006番地松下電器産業株式会社内 (56)参考文献特開平７−45361（ＪＰ，Ａ) 特開平７−320855（ＪＰ，Ａ) 特開平８−64358（ＪＰ，Ａ) 特開平４−359889（ＪＰ，Ａ) 特開昭63−66893（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H05B 6/66 - 6/68

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】直流電源と、前記直流電源に接続されるリ
ーケージトランスと、前記リーケージトランスの1次巻
線側に第２のコンデンサを直列に接続した直列接続体
と、前記直列接続体に並列に接続される第１のコンデン
サと、前記直列接続体に並列に接続される第２の半導体
スイッチング素子と、前記第２の半導体スイッチング素
子に直列に接続される第１の半導体スイッチング素子
と、前記第１の半導体スイッチング素子と前記第2の半
導体スイッチング素子とを駆動する駆動手段と、前記リ
ーケージトランスの２次巻線側に接続される整流手段
と、前記整流手段に接続されるマグネトロンとから構成
され、直流電源は商用電源を整流して得る構成とし、商
用電源電圧は200Vから240Vの範囲で、前記商用電源の電
圧が高いほど第2のコンデンサの容量値を大きくして、
共振周波数を下げ、先鋭度を上げることにより、２０ｋ
Ｈｚから４０ｋＨｚでの共振電流の周波数特性をほぼ同
等とすることにより、リーケージトランスは同じ定数の
ものを用いる構成とした高周波加熱装置。
【請求項２】商用電源を整流して得られる直流電源と、
前記直流電源に接続されるリーケージトランスと、前記
リーケージトランスの1次巻線側に第２のコンデンサを
直列に接続した直列接続体と、前記直列接続体に並列に
接続される第１のコンデンサと、前記直列接続体に並列
に接続される第２の半導体スイッチング素子と、前記第
２の半導体スイッチング素子に直列に接続される第１の
半導体スイッチング素子と、前記第１の半導体スイッチ
ング素子と前記第2の半導体スイッチング素子とを駆動
する駆動手段と、前記リーケージトランスの２次巻線側
に接続される整流手段と、前記整流手段に接続されるマ
グネトロンと、前記直流電源の電圧を検知する電源電圧
検知部と、前記電源電圧検知部の出力を基本信号とする
パルス幅変調部と、前記電源電圧検知部の出力を基本信
号とする周波数変調部とを備え、前記パルス幅変調部の
信号は駆動部に伝達され、前記駆動部は前記信号に従っ
て半導体スイッチング素子を駆動し、マグネトロンの出
力制御をパルス幅変調と周波数変調の両方で行う構成と
し、パルス幅変調による出力制御を周波数変調による出
力制御より優先させる構成とした高周波加熱装置。
【請求項３】直流電源と、前記直流電源に接続されるリ
ーケージトランスと、前記リーケージトランスの1次巻
線側に第２のコンデンサを直列に接続した直列接続体
と、前記直列接続体に並列に接続される第１のコンデン
サと、前記直列接続体に並列に接続される第２の半導体
スイッチング素子と、前記第２の半導体スイッチング素
子に直列に接続される第１の半導体スイッチング素子
と、前記第１の半導体スイッチング素子と前記第2の半
導体スイッチング素子とを駆動する駆動手段と、前記リ
ーケージトランスの２次巻線側に接続される整流手段
と、前記整流手段に接続されるマグネトロンとから構成
され、第1の抵抗と第2の抵抗とを直列接続したものを、
前記直流電源に並列に接続し、前記第1の抵抗と前記第2
の抵抗との接続点を、前記第１の半導体スイッチング素
子と前記第2の半導体スイッチング素子との接続点に接
続する構成とした高周波加熱装置。
【請求項４】商用電源を整流して得られる直流電源と、
前記直流電源の電圧を検知する電源電圧検知部と、前記
電源電圧検知部の出力を基本信号とするパルス幅変調部
とを備え、前記パルス幅変調部の信号は駆動部に伝達さ
れ、前記駆動部は前記信号に従って半導体スイッチング
素子を駆動する構成とした請求項３記載の高周波加熱装
置。
【請求項５】パルス幅変調部はデューティーの上限を設
定する上限リミッタする機能を有する構成とした請求項
４記載の高周波加熱装置。
【請求項６】商用電源を整流して得られる直流電源と、
前記直流電源の電圧を検知する電源電圧検知部と、前記
電源電圧検知部の出力を基本信号とする周波数変調部と
を備え、前記周波数変調部の信号は駆動部に伝達され、
前記駆動部は前記信号に従って半導体スイッチング素子
を駆動する構成とした請求項３記載の高周波加熱装置。
【請求項７】周波数変調部は周波数の下限を設定する下
限リミッタする機能を有する構成とした請求項６記載の
高周波加熱装置。
【請求項８】起動時周波数設定部を設け、起動時に周波
数変調を解除して一定周波数制御を行なう構成とした請
求項６記載の高周波加熱装置。
【請求項９】マグネトロン発振とともに、速やかに周波
数変調をかける構成とした請求項８記載の高周波加熱装
置。