JP4391314B2

JP4391314B2 - 高周波加熱装置

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Publication number: JP4391314B2
Application number: JP2004139994A
Authority: JP
Inventors: 治雄末永; 英明守屋; 伸一酒井; 久森川; 学木下; 信夫城川
Original assignee: Panasonic Corp; Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Corp; Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2004-05-10
Filing date: 2004-05-10
Publication date: 2009-12-24
Anticipated expiration: 2024-05-10
Also published as: JP2005322521A; US20070175890A1; EP1737273B1; CN1947463A; CN100584130C; EP1737273A4; EP1737273A1; WO2005109957A1; US7282682B2

Description

本発明は、電子レンジなどのようにマグネトロンを用いた高周波加熱に関するものであり、特にそのインバータ回路に関するものである。

高周波加熱装置に搭載されている従来の電源は重たくて、かつ大きいものであったので、その小型、軽量化が望まれてきた。このため、電源のスイッチング化による小型、軽量、低コスト化が現在の様々な分野で積極的に進められてきた。マグネトロンで発生されるマイクロ波により食品を調理する高周波加熱装置では、マグネトロンを駆動するための電源の小型化、軽量化が要求され、スイッチング化されたインバータ回路により実現された。

このうち、特に、本発明が対象としている高周波インバータ回路は、２石でブリッジのアームを構成したスイッチング素子を用いた共振型回路方式のものである（例えば、特許文献１参照）。
特開２０００−５８２５２号公報

１石型のトランジスタインバータ（オン・オフの幅制御）であれば、トランジスタのコレクタ・エミッタ間の耐圧１０００ボルト程度あるものを使う必要があるが、２石ブリッジ構成にすると、トランジスタのコレクタ・エミッタ間の耐圧はあまり必要としなくなる。したがってブリッジ構成にすると、トランジスタのコレクタ・エミッタ間の耐圧は６００Ｖ位でよいので、安価なトランジスタを使用することができるので有利である。この種のインバータにおいては、インダクタンスＬとキャパシタンスＣで共振回路を構成しており、そして共振周波数ｆ０をピークとした図１のような共振特性を持っている。

図１は本発明に係るインバータ共振回路に一定電圧を印加した場合の電流対使用周波数特性を示す線図である。
周波数ｆ０がインバータ回路のＬＣ共振回路の共振周波数で、この周波数ｆ０より上の周波数範囲ｆ１〜ｆ３の電流−周波数特性曲線Ｉ１を使用している。
共振周波数ｆ０の時が電流Ｉ１は最大で、周波数範囲がｆ１からｆ３へ高くなってゆくにしたがって電流Ｉ１は減少する。周波数範囲ｆ１〜ｆ３のうち、低周波になるほど共振周波数に近づくので電流Ｉ１は増加し、したがって、リーケージトランスの２次側に流れる電流は大きくなる。逆に、周波数が高くなるほど共振周波数から遠ざかるので、リーケージトランスの２次側に流れる電流は小さくなる。非線形負荷である電子レンジを動作させるインバータ回路にあっては、この周波数を変えることにより出力を変えている。
マグネトロンの非線形負荷を使用する電子レンジは、後述するように入力される電源が商用電源のような交流の場合、スイッチング周波数を変化させている。
それぞれの高周波出力においても９０度および２７０度付近が最も高い周波数になるが、例えば電子レンジを２００Ｗで使用する場合はｆ３近傍に、５００Ｗの場合はそれより低く、１０００Ｗの場合はさらに低い周波数になる。当然であるが、入力電力または入力電流制御を行っているので、商用電源電圧、マグネトロン温度等の変化により、この周波数は変化している。
また、前記電源位相の０度および１８０度付近は、高電圧を印加しないと高周波発振しないマグネトロンの特性に合わせて、共振電流が大きくなる共振周波数ｆ０近傍のｆ１近傍に設定することで商用電源電圧に対するマグネトロン印加電圧の昇圧比を高め、マグネトロンから電波が発せられる商用電源の位相幅を広くする設定にしている。

図２は特許文献１に記載の２石ブリッジのスイッチング素子で駆動する共振型高周波加熱装置の１例を示している。図２において、高周波加熱装置は、直流電源１、リーケージトランス２、第１の半導体スイッチング素子６、第１のコンデンサ４、第２のコンデンサ５、第３のコンデンサ（平滑コンデンサ）１３、第２の半導体スイッチング素子７、駆動部８、全波倍電圧整流回路１０、およびマグネトロン１１とから構成されている。
直流電源１は商用電源を全波整流して直流電圧ＶDCを、第２のコンデンサ５とリーケージトランス２の１次巻線３との直列回路に印加する。第１の半導体スイッチング素子６と第２の半導体スイッチング素子７とは直列に接続され、リーケージトランス２の１次巻線３と第２のコンデンサ５との直列回路は第２の半導体スイッチング素子７に並列に接続されている。

第１のコンデンサ４は第２の半導体スイッチング素子７に並列に接続されている。リーケージトランス２の２次巻線９で発生した高電圧出力は、全波倍電圧整流回路１０で直流の高電圧に変換されてマグネトロン１１のアノード−カソード間に印加されている。リーケージトランス２の３次巻線１２は、マグネトロン１１のカソードに電流を供給する。

第１の半導体スイッチング素子６は、ＩＧＢＴと、それに並列に接続されるフライホイールダイオードとから構成されている。第２の半導体スイッチング素子７も同様にＩＧＢＴとダイオードとから構成されている。
当然であるが、前記第１、第２の半導体スイッチング素子６，７はこの種類に限定されるものではなく、サイリスタ、ＧＴＯスイッチング素子等を用いることもできる。

駆動部８は、その内部に第１の半導体スイッチング素子６と第２の半導体スイッチング素子７の駆動信号をつくるための発振部を有し、この発振部で所定周波数とデューティの信号が発生され、第１の半導体スイッチング素子６に駆動信号を与えている。
第１および第２の半導体スイッチング素子６，７は交互に、また後述するデッドタイム作成手段により、第１および第２の半導体スイッチング素子６，７が共にオフしている期間、すなわちデッドタイムを設けて駆動される。
このデッドタイムの詳細は後述するが、第１あるいは第２の半導体スイッチング素子６，７の一方がターンオフした直後は、他方の半導体スイッチング素子の両端電圧は高いので、この時点でターンオンさせるとスパイク状の過大電流が流れ、不要な損失、ノイズが発生する。デッドタイムにより、この両端電圧が約０Ｖに減少するまでターンオンが遅れるので、前記損失、ノイズが防止される。当然、逆の切り換わり時も同様の働きをする。

図３は、図２の回路が動作する各モードを示している。
また、図４は回路中の半導体スイッチング素子等の部品の電圧電流波形図を示している。
図において、（ａ）モード１は第１の半導体スイツチング素子６に駆動信号が与えられる。このとき電流は直流電源１からリーケージトランス２の１次巻線３と第２のコンデンサ５を通って流れる。

（ｂ）モード２では第１の半導体スイッチング素子６がオフし、１次巻線３と第２のコンデンサ５を通って流れていた電流は第１のコンデンサ４に向かって流れ始めると同時に第１の半導体スイッチング素子６の電圧が上昇する。

（ｃ）モード３では第１のコンデンサ４の電圧がＶDCから０Ｖに向かう。モード３では第１のコンデンサ４の両端電圧が０Ｖに達して、第２のスイッチング素子７を構成するダイオードがオンする。

（ｄ）モード４では共振により１次巻線３と第２のコンデンサ５を通って流れていた電流の向きが反転するようになるので、この時点で第２の半導体スイッチング素子７がオンしている必要がある。モード２，３，４の期間は第１の半導体スイッチング素子６の電圧は直流電源電圧ＶDCと同等となる。欧州のように商用電源電圧が実効値２３０Ｖの地域は電圧ピークが√２倍になるので直流電源電圧ＶDCはおよそ３２５Ｖとなる。

（ｅ）モード５では第２の半導体スイッチング素子７がオフし、第２のコンデンサ５と１次巻線３に流れていた電流は第１のコンデンサ４に向かって流れ始め、第１のコンデンサ４の電圧がＶDCまで上昇する。

（ｆ）モード６では第１のコンデンサ４の電圧がＶDCに達して、第１の半導体スイッチング素子６を構成するダイオードがオンする。共振により１次巻線３と第２のコンデンサ５を通って流れていた電流の向きが反転するようになり、この時点で第１の半導体スイッチング素子５をオンしておく必要あり、これがモード１となる。モード６，１の期間は第２の半導体スイッチング素子７の電圧は直流電源電圧ＶDCと同等となる。
この回路構成によれば第１の半導体スイッチング素子６と第２の半導体スイッチング素子７に印加する電圧の最大値を直流電源電圧ＶDCとすることができる。

モード２とモード５は１次巻線３からの電流が第１のコンデンサ４と第２のコンデンサ５に電流が流れる共振期間である。第１のコンデンサ４の容量値は第２のコンデンサ５の容量値の１／１０以下に設定しているので、合成容量は、ほぼ第１のコンデンサ４の容量値に近くなる。この合成容量とリーケージトランス３のインピーダンスとで決まる時定数で第１の半導体スイッチング素子６と第２の半導体スイッチング素子７に印加するモード３，５における電圧が変化する。この電圧変化が前記した時定数できまる傾きを持つことにより、第１の半導体スイッチング素子のモード３におけるオフ時のスイッチング損失が軽減される。

さらに、モード５では電圧がゼロになるので第１の半導体スイッチング素子のモード１におけるオン時は、第１の半導体スイッチング素子の印加電圧はゼロであるためオン時のスイッチング損失が低減される。これをゼロ電圧スイッチングと呼び、これらが共振回路方式の特徴であり、本方式はこの特徴を活かし、かつ、半導体スイッチング素子の電圧は直流電源電圧ＶDC以上にはならないという利点がある。第２のコンデンサ５は図４に示すように、その電圧がリップルの少ないものになるように十分大きな容量値に設定している。

ところで、図２のように、半導体スイッチング素子６と７の直列接続回路が直流電源１に並列に接続されているような２石でアームを構成するインバータ回路においては、半導体スイッチング素子６と７が交互にオン・オフを繰り返えすことで、リーケージトランス２の１次巻線３に高周波交流を発生させ、その２次巻線９に高圧高周波を誘導しているのであるが、半導体スイッチング素子６と７が同時にオンしている期間が一瞬たりともあってはならない。直流電源１の短絡が生じるからである。

そこで、従来から、半導体スイッチング素子６と７の一方の半導体スイッチング素子がターンオフしてから他方の半導体スイッチング素子がターンオンするまでに、半導体スイッチング素子６と７のどちらもオンとならない期間（デッドタイム（略してＤＴ））を必ず設けていた。

そこで、デッドタイムについて図４を用いて説明する。図４は上記各モード１〜６における第１および第２の半導体スイッチング素子６、７（図２）と第１および第２のコンデンサ４、５の電圧、電流波形を示している。
（ａ）は上記各モード１〜６における第１の半導体スイッチング素子６の電流波形で、ｔ０時点から導通していた（したがって、（ｂ）で半導体スイッチング素子６のコレクタ・エミッタ間電圧はゼロ）半導体スイッチング素子６がモード１の終了時点ｔ１でターンオフ（電流ゼロになる）している。
一方、（ｄ）は第２の半導体スイッチング素子７の電圧波形で、ｔ０時点からオフであった半導体スイッチング素子７は、オン信号が加えられるモード３の開始時点ｔ２までオフが続く。
したがって、ｔ１時点からｔ２時点までの期間ＤＴ１は、第１の半導体スイッチング素子６および第２の半導体スイッチング素子７が共にオフとなっている。
この期間ＤＴ１がデッドタイムに要求される最小値であり、最大値はｔ１時点からｔ３時点までの期間であり、この範囲内においてデッドタイムが許容される。
同じく、（ｃ）のように、第２の半導体スイッチング素子７がｔ４時点でターンオフ（電流ゼロとなる）してから、（ａ）のように第１の半導体スイッチング素子６にオン信号が加えられるモード６の開始時点ｔ５までの期間ＤＴ２がデッドタイムに要求される最小値であり、最大値はｔ４時点からｔ６時点までの期間であり、この範囲内においてデッドタイムが許容される。

従来の２石インバータ回路においては、このデッドタイムＤＴは半導体スイッチング素子６、７のそれぞれのターンオン、ターンオフに重なりが生じない範囲を計算で求めて期間ＤＴ１，ＤＴ２としており、この値は固定であった。

ところが電子レンジのインバータ回路の場合、周波数が高い領域で駆動しているときは後述するように、一方の半導体スイッチング素子がターンオフした後、他方の半導体スイッチング素子のコレクタ・エミッタ間電圧Ｖｃｅが０に落ちるまでの時間が長くなる。したがって、上記一方の半導体スイッチング素子がターンオフした後、固定のデッドタイム経過後に上記他方の半導体スイッチング素子にターンオン信号を印加すると、上記他方の半導体スイッチング素子はコレクタ・エミッタ間電圧Ｖｃｅが０に落ちない間にターンオンすることになりスイッチング周波数が高い場合、半導体スイッチング素子に熱損失が発生しうることが判った。すなわち、半導体スイッチング素子がターンオフ中であっても、周波数が高い領域で駆動しているときは時定数が長くなって、半導体スイッチング素子のコレクタ・エミッタ間電圧Ｖｃｅが０に落ちない間に、ターンオン信号が入るから、熱損失が発生し、しかもスパイク電流が発生するのでノイズの発生源となった。

この熱損失が発生しノイズの発生する理由を同じく図４を用いて説明する。
（ａ）において、半導体スイッチング素子６がｔ１時点でターンオフ（電流ゼロになる）しても、（ｄ）で他方の半導体スイッチング素子７の両端の電圧（実線）が０に下がるのに時間ｔ１−ｔ２を必要としている。したがって、ｔ２時点で他方の半導体スイッチング素子７にターンオン信号が加えられると、半導体スイッチング素子７のコレクタ・エミッタ間の電圧が０に下がっているので、半導体スイッチング素子７は電圧からオン（導通）することとなり（これを「ゼロボルトスイッチング」と言う。）、熱損失やノイズの問題は生じない。

ところが、ＶDCの台形の傾きは共振の強さによって変わる。共振が強い（周波数が低い）と傾きが急で半導体スイッチング素子７の両端の電圧が早くゼロとなるが、共振が弱い（周波数が高くなる）と傾きが緩くなるので、ゼロボルトまで下がるのに時間がかかる。このように周波数が高い領域で駆動しているときは、共振周波数から離れているので、時定数が長くなって、（ｄ）において、他方の半導体スイッチング素子７の両端の電圧（点線で示す）が０に下がるまでの時間が長くなり、時間ｔ１−ｔ２の間に下がりきらず、時刻ｔ２を過ぎてもまだ所定の電圧（点線ＦのＶｔ２を参照）が加わっている。
したがって、通常通り、時点ｔ２で半導体スイッチング素子７にオン信号が加えられると、半導体スイッチング素子７のコレクタ・エミッタ間に所定の電圧Ｖｔ２が加わったままでオンするので熱損失が発生した。また、大きなｄｖ／ｄｔの発生による急峻なスパイク電流が流れ、ノイズ源となった。

このようなハードスイッチング（電圧又は電流がゼロでなくても強制的に行うスイッチング）が行われても、デッドタイムは確保されているので、電源短絡といったような事故に繋がるものではなく、単にＩＧＢＴに熱損失が余分に発生するだけであり、しかしこれらの熱損失はヒートシンクで冷却されるので、これが生じてもインバータ動作は正常に続けられた。
また、スパイク電流によるノイズは、大きな問題として取り上げられる値ではなかった。
このため、従来のインバータ回路においては、ハードスイッチングの弊害については全く問題とされなかった。

本発明は従来問題とされなかったこの問題に着目した点が特徴である。
半導体スイッチング素子に熱損失が余分に発生することは、無駄なエネルギーがそこで費やされることであり、省エネルギーの面から好ましくなく、さらに半導体スイッチング素子の寿命に影響すること、また最近のＩＣ、ＣＰＵの駆動は微小信号化しているので、ノイズの発生は今後問題となる可能性があることから、そこで本発明はこれらの欠点を解決するためになされたものである。
したがって、本発明の目的は、半導体スイッチング素子に熱損失の発生し難い、したがって無駄なエネルギーが費やされることのない、半導体スイッチング素子の寿命に悪影響を及ぼさない、かつノイズの発生し難いインバータ回路を提供することにある。

さらに、上記の半導体スイッチング素子の寿命に悪影響を及ぼさない、かつノイズの発生し難いＤＴ付きのインバータ回路が得られた場合において、周波数が大きく上がると、ＩＧＢＴをＯＮさせる信号が全く出ないことが起きる可能性があった。また、デューティ制御をしたときにもＩＧＢＴをＯＮさせる信号が全く出ないことが起き、ＩＧＢＴが破壊する可能性があった。
そこで、本発明の第２の目的は、ノイズの発生し難いＤＴ付きのインバータ回路が得られた場合において、周波数が大きく上がってもまたデューティ制御をしたときにもＩＧＢＴを限界において必ずＩＧＢＴをＯＮさせるようにして、ＩＧＢＴの破壊防止ができる高周波加熱装置を提供することにある。

上記課題を解決するため、請求項１記載の高周波加熱装置の発明は、直流電源と、２個の半導体スイッチング素子からなる直列回路と、リーケージトランスの１次巻線とコンデンサが接続された共振回路とを有し、前記直列回路は前記直流電源に並列に接続し、かつ交流等価回路において前記共振回路の一端は前記直列回路の中点に、他端は前記直流電源の一端に接続されると共に、それぞれの前記半導体スイッチング素子を駆動する駆動手段と、前記リーケージトランスの２次巻線に接続される整流手段と、前記整流手段に接続されるマグネトロンとを備えた高周波加熱装置であって、それぞれの半導体スイッチング素子が同時にオフしているデッドタイムをスイッチング周波数が高くなるにしたがって増加させる可変デッドタイム作成回路を備え、前記可変デッドタイム作成回路により設けられる前記デッドタイムに上限を設けたことを特徴とする。

請求項２記載の高周波加熱装置の発明は、直流電源と、２個の半導体スイッチング素子からなる直列回路の２組と、リーケージトランスの１次巻線とコンデンサが接続された共振回路とを有し、前記２組の直列回路はそれぞれ前記直流電源に並列に接続し、前記共振
回路の一端は前記一方の直列回路の中点に、他端は他方の直列回路の中点に接続されると共に、それぞれの前記半導体スイッチング素子を駆動する駆動手段と、前記リーケージトランスの２次巻線に接続される整流手段と、前記整流手段に接続されるマグネトロンとを備えた高周波加熱装置であって、それぞれの半導体スイッチング素子が同時にオフしているデッドタイムをスイッチング周波数が高くなるにしたがって増加させる可変デッドタイム作成回路を備え、前記可変デッドタイム作成回路により設けられる前記デッドタイムに上限を設けたことを特徴とする。
請求項３記載の高周波加熱装置の発明は、直流電源と、２個の半導体スイッチング素子からなる直列回路と、リーケージトランスの１次巻線とコンデンサが接続された共振回路とを有し、前記直列回路は前記直流電源に並列に接続し、前記共振回路は前記半導体スイッチング素子の一方に並列接続されると共に、それぞれの前記半導体スイッチング素子を駆動する駆動手段と、前記リーケージトランスの２次巻線に接続される整流手段と、前記整流手段に接続されるマグネトロンとを備えた高周波加熱装置であって、それぞれの半導体スイッチング素子が同時にオフしているデッドタイムをスイッチング周波数が高くなるにしたがって増加させる可変デッドタイム作成回路を備え、前記可変デッドタイム作成回路により設けられる前記デッドタイムに上限を設けたことを特徴とする。
請求項４記載の発明は、請求項３記載の高周波加熱装置において、前記可変デッドタイム作成回路は、所定のスイッチング周波数以下でデッドタイムを一定または微増させることを特徴とする。
請求項５記載の発明は、請求項４記載の高周波加熱装置において、前記可変デッドタイム作成回路は、所定のスイッチング周波数以上でデッドタイムを急増させることを特徴とする。
請求項６記載の発明は、請求項４記載の高周波加熱装置において、所定のスイッチング周波数以下での前記デッドタイムの一定値または微増値が可変であることを特徴とする。
請求項７記載の発明は、請求項５記載の高周波加熱装置において、所定のスイッチング周波数以上での前記デッドタイムの急増値が可変であることを特徴とする。
請求項８記載の発明は、請求項４又は５記載の高周波加熱装置において、所定のスイッチング周波数の値が可変であることを特徴とする。
請求項９記載の発明は、請求項１〜３のいずれか１項記載の高周波加熱装置において、前記可変デッドタイム作成回路はスイッチング周波数が高くなるにしたがってデッドタイムを階段状に増加させるものであることを特徴とする。
請求項１０記載の発明は、請求項１〜９のいずれか１項記載の高周波加熱装置において、前記可変デッドタイム作成回路は、スイッチング周波数の増加に比例して第一の傾きで変化し、かつ所定のスイッチング周波数からは第一の傾きより急な第二の傾きで変化するプラスおよびマイナスのそれぞれのオフセット電圧を付加した二つの信号を出力し、発振回路より出力される搬送波と比較することによりデッドタイムを備えた二つの信号を作成するものであることを特徴とする。
請求項１１記載の発明は、請求項１〜１０のいずれか１項記載の高周波加熱装置において、前記可変デッドタイム作成回路は、ＶＣＣ電源と、デューティ制御電源と、スイッチング周波数に比例して変化する第一の電流と、所定の周波数から流れ出しかつスイッチング周波数に比例して変化する第二の電流と、前記二つの電流を合成してかつ所定の係数をかけた第三の電流と、前記デューティ制御電源に前記第三の電流に比例したプラスおよびマイナスのそれぞれのオフセット電圧を付加して成る二つの上位・下位電位を作成する上位・下位電位作成手段とを有し、前記二つの上位・下位電位のそれぞれと発振回路より出力される搬送波とをそれぞれ比較することによりデッドタイムを備えた二つの信号を作成することを特徴とする。
請求項１２記載の発明は、請求項１１記載の高周波加熱装置において、前記デューティ制御電源の電圧および前記スイッチング周波数の少なくとも一方を変化させて入力電力または入力電流制御を行うようにしたことを特徴とする。
請求項１３記載の高周波加熱装置の発明は、半導体スイッチング素子を含むアームを少なくとも１つ有する周波数制御型共振インバータ回路から構成される高周波加熱装置であって、それぞれの半導体スイッチング素子が同時にオフしているデッドタイムをスイッチング周波数が高くなるにしたがって増加させる可変デッドタイム作成回路を備えたものにおいて、前記可変デッドタイム作成回路は、スイッチング周波数の増加に比例して第一の傾きで変化し、かつ所定のスイッチング周波数からは第一の傾きより急な第二の傾きで変化するプラスおよびマイナスのそれぞれのオフセット電圧を付加した二つの信号を出力し、発振回路より出力される搬送波と比較することによりデッドタイムを備えた二つの信号を作成するものであることを特徴とする。

以上のような構成を採ることにより、ＩＧＢＴに熱損失の発生し難い、したがって無駄なエネルギーが費やされることのない、またノイズの発生し難いインバータ回路を得ることが可能となる。

図５は本発明に係る２石ブリッジの駆動する高周波加熱装置を示している。
図において、この高周波加熱装置は、直流電源１、リーケージトランス２、第１の半導体スイッチング素子６、第１のコンデンサ４、第２のコンデンサ５、第３のコンデンサ（平滑コンデンサ）１３、第２の半導体スイッチング素子７、駆動部８、全波倍電圧整流回路１０、およびマグネトロン１１とで主回路が構成されている。主回路の構成は図２と同じであるので、重複説明は省略する。
そして、半導体スイッチング素子６、７を制御する制御回路は、入力電流Ｉｉｎと基準電流Ｒｅｆとからその差を求める制御信号作成回路２１と、制御信号作成回路２１と交流全波信号とから周波数変調信号を作成する周波数変調信号作成回路２２と、周波数変調信号作成回路２２から三角波搬送波を作成する発振回路２３と、デッドタイムをスイッチング周波数の大きさによって変化させる本発明によって設けられた可変デッドタイム作成回路２４と、発振回路２３の三角波出力と可変デッドタイム作成回路２４のＶQ7CとＶQ8Cの各出力から各矩形波を形成する矩形波形成回路２５と、矩形波形成回路２５の出力によってスイッチング素子をオン／オフさせるパルスを発生するスイッチング素子駆動回路２６から構成され、スイッチング素子駆動回路２６の各出力がスイッチング素子（ＩＧＢＴ）６、７のゲートに与えられる。

なお、制御信号作成回路２１では、図示のように入力電流Ｉｉｎと基準電流Ｒｅｆを入力してその差を用いているが、その他、図示しないけれどもマグネトロンが非発振状態、すなわち入力電流が非常に少ない状態におけるマグネトロンへの過大電圧印加を防止するために、マグネトロンに印加する電圧と基準電圧とを制御信号作成回路２１に入力してその差を用いて印加電圧を制御する機能を制御信号作成回路２１に併設することも推奨される。

このようなトランジスタＱ８、Ｑ７のコレクタ電圧は、可変デッドタイム作成回路２４からそれぞれ矩形波形成回路２５に送られる（図５）。また、発振回路２３の三角波出力も矩形波形成回路２５に送られる。
矩形波形成回路２５はコンパレータ２５１，２５２の２個を有し、コンパレータ２５１の反転入力端子（−）にトランジスタＱ８のコレクタ電圧ＶQ8Cが、コンパレータ２５２
の非反転入力端子（＋）にトランジスタＱ７のコレクタ電圧ＶQ7Cが与えられ、コンパレ
ータ２５１の非反転入力端子（＋）とコンパレータ２５２の反転入力端子（−）に発振回路２３の三角波出力が与えられる。
各コンパレータ２５１，２５２は、非反転入力端子（＋）の電位が反転入力端子（−）の電位よりも低いときは出力はなく（電位ゼロ）、非反転入力端子（＋）の電位が反転入
力端子（−）の電位を超えている間は出力を出す（電位ハイ）ようになっている。

図６はデッドタイムの作成原理を説明する図で、（ａ）は発振回路２３と可変デッドタイム作成回路２４の各出力と矩形波形成回路２５の出力の関係を説明する図、（ｂ）は周波数が低い範囲では周波数が変わってもデッドタイムＤＴが変わらない原理を説明する図である。
図６において、ｔ１時点より前では、コンパレータ２５２（図５参照）は非反転入力端子（＋）の電位ＶQ7Cが反転入力端子（−）の三角波の電位を超えているので半導体スイッチング素子６がオンしている（出力１）。同じ時、コンパレータ２５１は非反転入力端子（＋）の三角波の電位が反転入力端子（−）の電位ＶQ8Cよりも低いので半導体スイッチング素子７はオフである（出力０）。

（１）ｔ１時点で、コンパレータ２５２は非反転入力端子（＋）の電位ＶQ7Cが反転入
力端子（−）の三角波の電位より低くなるので出力０となる。
（２）ｔ１〜ｔ４、コンパレータ２５２は出力０が続く。
（３）ｔ２時点で、コンパレータ２５１は非反転入力端子（＋）の三角波の電位が反転入力端子（−）の電位ＶQ8Cよりも高くなるので出力１となる。
（４）ｔ２〜ｔ３、コンパレータ２５１は出力１が続く。
（５）ｔ３時点で、コンパレータ２５１は非反転入力端子（＋）の三角波の電位が反転入力端子（−）の電位ＶQ8Cよりも低くなるので出力は０となる。
（６）ｔ４時点で、コンパレータ２５２は非反転入力端子（＋）の電位ＶQ7Cが反転入
力端子（−）の三角波の電位より高くなるので出力１となる。
（７）ｔ４〜ｔ５で、コンパレータ２５２は出力１が続く。
（８）ｔ５時点で、コンパレータ２５２は非反転入力端子（＋）の電位ＶQ7Cが反転入
力端子（−）の三角波の電位より低くなるので出力０となる。
（９）ｔ３〜ｔ６、コンパレータ２５１は出力０が続く。
以下、同様に繰り返す。

コンパレータ２５１，２５２の出力はスイッチング素子（ＩＧＢＴ）駆動回路２６に与えられて、同じタイミングでスイッチング素子６、７がオン、オフされる。
このようにして、スイッチング素子６、７が同時にオフとなっている期間ｔ１〜ｔ２、ｔ３〜ｔ４、ｔ５〜ｔ６がデッドタイムＤＴとして得られる。

従来はデッドタイムＤＴの期間は周波数如何にかかわらず一定（固定）であったが、本発明においては、このデッドタイムＤＴをスイッチング周波数に応じて、所定のスイッチング周波数ｆ１より小さいときはデッドタイムＤＴは所定の不変値（または微増値）とし、所定のスイッチング周波数ｆ１より大きいときはデッドタイムＤＴは増加させることを特徴としている。

そこで、図６（ｂ）を用いて、所定のスイッチング周波数ｆ１より小さいときはデッドタイムＤＴは所定の不変値となる原理を説明する。
図で周波数が高い（実線）ときは、図６（ａ）で先に実線のＶQ8CとＶQ7Cと三角波を用いて説明したように、ＶQ8CとＶQ7Cと三角波との間で、電位ＶQ7Cが三角波の電位より低
くなるｔ１時点で出力０となり、三角波の電位が電位ＶQ8Cより高くなり出力１となるｔ
２時点までの間がデッドタイムＤＴとして確保される。
そこで周波数が低くなると点線で示す三角波となり、その傾きは緩くなる。そこで本発明では、同じデッドタイムＤＴが得られるようにするため、ｔ１時点とｔ２時点からそれぞれ点線で示す三角波に向けて引いた垂線との交点Ｃ１、Ｃ２を通る電位ＶQ7C1とＶQ8C1となるように、各オフセット電圧を決めている。抵抗Ｒ８、Ｒ７は一定であるので、このようなオフセット電圧となるような電流Ｉ８、Ｉ７を各抵抗Ｒ８、Ｒ７に流すようにして
いる。
このようにすることにより、周波数が変化して三角波が実線から点線のように変わったとしても、点線で示す三角波が２つの電位ＶQ7C1とＶQ8C1を横切る時点ｔ１、ｔ２は同じ時点となるので、デッドタイムＤＴは同じになる。

図７は本発明に係る可変デッドタイム作成回路の具体例である。
図において、Ｑ０１、Ｑ０２、Ｑ１〜Ｑ８はトランジスタ、Ｒ１〜Ｒ１０は抵抗である。トランジスタＱ１、Ｑ３、Ｑ４、Ｑ５、Ｑ６、Ｑ７、Ｑ８に流れる電流をそれぞれＩ１、Ｉ３、Ｉ４、Ｉ５、Ｉ６、Ｉ７、Ｉ８とし、トランジスタＱ５、Ｑ６、Ｑ７のエミッタ電位をそれぞれ、ＶＱ５Ｅ、ＶＱ６Ｅ、ＶＱ７Ｅとし、トランジスタＱ７、Ｑ８のコレクタ電位をそれぞれＶQ7C、ＶQ8Cとする。トランジスタＱ１とＱ２とでカレントミラー回路を構成している。同じくトランジスタＱ１とＱ０４とで、トランジスタＱ３とＱ４とで、トランジスタＱ０５とＱ８とで、それぞれカレントミラー回路を構成している。トランジスタＱ０４の出力は発振回路２３（図１２）へ与えられる。
また、トランジスタＱ１とＱ３とはそれぞれエミッタ側をＶｃｃに、コレクタ側をそれぞれトランジスタＱ０１とＱ０３のコレクタ側に接続され、トランジスタＱ０１とＱ０３のエミッタ側はそれぞれ端子ＭＯＤ、端子ＤＴＡＤＤに接続され、端子ＭＯＤと端子ＤＴＡＤＤはそれぞれ分圧抵抗を介して接地されている。トランジスタＱ０１とＱ０３のべースはトランジスタＱ０２のエミッタ側に接続され、トランジスタＱ０２のコレクタ側は接地されている。トランジスタＱ０２のべースには周波数変調信号作成回路２２（図５）の出力である発振周波数の制御電圧が加えられる。

Ｖｃｃ（ここでは１２Ｖ）とアースの間にＶｃｃ側から、抵抗Ｒ１０、抵抗Ｒ８、抵抗Ｒ７、抵抗Ｒ９の直列接続回路が設けられ、かつ抵抗Ｒ１０と抵抗Ｒ８の間にトランジスタＱ８がエミッタ側を抵抗Ｒ１０に、コレクタ側を抵抗Ｒ８にして設けられている。また、抵抗Ｒ７と抵抗Ｒ９の間にトランジスタＱ７がエミッタ側を抵抗Ｒ９に、コレクタ側を抵抗Ｒ７にして設けられている。抵抗Ｒ８と抵抗Ｒ７の間には１／２Ｖｃｃ（ここでは６Ｖ）が印加されている。この６Ｖを中心として、上方の抵抗Ｒ８の電圧降下はＩ８×Ｒ８であり、下方の抵抗Ｒ７の電圧降下はＩ７×Ｒ７である。電流Ｉ８および電流Ｉ７は周波数によって変えている。これによって、抵抗Ｒ７，Ｒ８の電圧降下分は周波数によって変化し、その結果、６Ｖを中心にオフセット電圧ＶQ8CとＶQ7Cが変化する。
トランジスタＱ８のべースにはカレントミラー回路を構成するトランジスタＱ０５のベース電圧が加えられる。トランジスタＱ０５、Ｑ８の特性が等しく、各抵抗値も等しければ、Ｉ６＝Ｉ７＝Ｉ８、Ｉ３＝Ｉ４、となる。
ただし、Ｉ１＝Ｉ２、Ｉ３＝Ｉ４、Ｉ６＝（Ｉ７＝Ｉ８）
に限定されるものではなく、比例関係にあればよい。
なお、Ｉ７＝Ｉ８は必要である。

次に、可変デッドタイム作成回路の動作（すなわち、所定にスイッチング周波数以下のときはデッドタイムＤＴを不変（または微増）とし、所定のスイッチング周波数以上のときはデッドタイムＤＴを増加させる）について説明する。

１）Ｉ３が流れていない範囲（すなわち、発振周波数が低い範囲）ではデッドタイムＤＴが不変（または微増）となる理由：
Ｉ３が流れていない範囲では、
Ｉ１＝Ｉ２＝Ｉ５、となり、
また、ＶＱ５Ｅ＝ＶＱ６Ｅ＝ＶＱ７Ｅ
Ｉ５×Ｒ５＝Ｉ６×Ｒ６＝Ｉ７×Ｒ９＝Ｉ１×Ｒ５、となる。
トランジスタＱ８、Ｑ７に流れる電流Ｉ８、Ｉ７はそれぞれ次のようになる。
Ｉ８＝Ｉ６＝Ｉ１×（Ｒ５／Ｒ６）
Ｉ７＝Ｉ１×（Ｒ５／Ｒ９）
オフセット電圧ＶＲ８、ＶＲ７はそれぞれ次のようになる。
ＶＲ８＝Ｉ８×Ｒ８＝｛Ｉ１×（Ｒ５／Ｒ６）｝×Ｒ８
＝Ｉ１×Ｒ５×（Ｒ８／Ｒ６）
ＶＲ７＝Ｉ１×Ｒ５×（Ｒ７／Ｒ９）
ＶQ8CとＶQ7Cは、６Ｖに上記オフセット電圧を加減したものであるから、
ＶQ8C＝６Ｖ＋ＶＲ８＝６Ｖ＋Ｉ１×Ｒ５×（Ｒ８／Ｒ６）
ＶQ7C＝６Ｖ−ＶＲ７＝６Ｖ−Ｉ１×Ｒ５×（Ｒ７／Ｒ９）・・・（１）

このように、周波数が低い（デッドタイムが一定でよい）範囲での電流Ｉ８，Ｉ７は三角波の充放電電流Ｉ１と比例関係にあるので、三角波の充放電電流Ｉ１を何倍かした値で用いることができる。これは図７のようなミラー回路で実現できる。電流Ｉ５に対して電流Ｉ６とＩ８をある一定の関係に置き、電流Ｉ６とＩ８を同じにし、電流Ｉ５に対して電流Ｉ７をある一定の関係に置いて、電流Ｉ７と電流Ｉ８は同じにしている。

図７において、以上のように、周波数が変わってもＤＴを一定にしたり、周波数の変化に応じてＤＴを可変にするものであった。そして具体的には、抵抗Ｒ７，Ｒ８の両端のオフセット電圧ＶQ7CとＶQ8CＶを可変としていた。このときに次のような課題があることに気が付いた。
すなわち、ＤＴを一定としたとき、周波数が上がれば各オフセット電圧ＶQ7CとＶQ8CＶはそれぞれ６Ｖに対して開く方向に降下・上昇させる必要がある。これを図６で説明すると、周波数が上がれば図６（ｂ）において、「ｆ小」なる特性線図（点線）から「ｆ大」なる特性線図（実線）に移動し、特性線図が次第に立ち上がっていくので、ＤＴを一定に保つには、オフセット電圧ＶQ7Cは６Ｖに対してより降下させ、逆にオフセット電圧ＶQ8Cは６Ｖに対してより上昇させることとなる。そして周波数が大きく上がると、オフセットＶQ7Cは０Ｖ以下となってしまい、これではＩＧＢＴをＯＮさせる信号が全く出ないこと
になってしまう。また、デッドタイムの制御のためにオフセット電圧ＶQ7CとＶQ8Cを連動させて上下させるには中心電圧６Ｖを変えればよく、この中心電圧６Ｖを変えることによって、２個のトランジスタＱ８、Ｑ７のオン・オフの比を変える（デューティ制御）ことができる。よってこの回路はデューティ制御の場合にもデッドタイムの可変に有効なのであるが、この中心電圧６Ｖを可変とし、中心電圧６Ｖを下げていったときにオフセット電圧ＶQ7CとＶQ8Cも連動して下がるので、オフセット電圧ＶQ7Cが０Ｖ以下となってしまい、これではＩＧＢＴをＯＮさせる信号が全く出ないことになってしまう。そこで、周波数が上がっても、また、デューティ制御がなされても、所定の限界においてＩＧＢＴをＯＮさせるようにするためＩＧＢＴの破壊防止ができるデッドタイムリミット回路２４０を設けたのが特徴である。

図８は図７の可変デッドタイム作成回路に設けるデッドタイムリミット回路２４０の具体例である。
図において、２４０は本発明に係るデッドタイムリミット回路である。デッドタイムリミット回路はＶQ7C電位側およびＶQ8C電位側の２カ所に設けられた回路から成る。
まず、図のＶQ7C電位側において、トランジスタ２４６がＶｃｃ電源と抵抗Ｒ７のＶQ7C電位側との間に接続され、このトランジスタ２４６のベースとアースの間にトランジスタ２４７が挿入され、このトランジスタ２４７のベース−アース間に第１のリミット電圧Ｖ101を出すバッテリー２４９が挿入されている。
オフセット電圧ＶQ7Cがリミット電圧Ｖ101より高いときは、トランジスタ２４６はＯＦＦ状態にあり、オフセット電圧ＶQ7Cはリミット電圧Ｖ101より高い範囲で自由に動きうる。
ところが、オフセット電圧ＶQ7Cがリミット電圧Ｖ101以下になろうとすると、トランジスタ２４６はＯＮ状態になり、Ｖｃｃから電流を補充し始め、リミット電圧Ｖ101以下に
なろうとするのを阻止する。

一方、図８のＶQ8C電位側において、トランジスタ２４２が抵抗Ｒ８のＶQ8C電位側とアースの間に接続され、このトランジスタ２４２のベースとＶｃｃ間にトランジスタ２４１が挿入され、このトランジスタ２４１のベース−アース間に第２のリミット電圧Ｖ100を
出すバッテリー２４４が挿入されている。
オフセット電圧ＶQ8Cがリミット電圧Ｖ100より低いときは、トランジスタ２４２はＯＦＦ状態にあり、オフセット電圧ＶQ8Cはリミット電圧Ｖ100より低い範囲で自由に動きうる。
ところが、オフセット電圧ＶQ8Cがリミット電圧Ｖ100以上になろうとすると、トランジスタ２４２はＯＮ状態になり、ＧＮＤへ電流を流し始め、リミット電圧Ｖ100以上になろうとするのを阻止することとなる。

図８において、トランジスタ２４１および２４７の負荷は、それぞれ抵抗２４３および２４８で構成しているが、抵抗の代わりに定電流負荷を用いる構成であっても、同様の効果が得られる。また、当然であるが、図示の回路構成および使用部品に限定されるものではない。

なお、図６で明らかなように、ＶQ7CおよびＶQ8Cの電位にリミッタを設けることで、周波数が高くなってもＩＧＢＴのＯＮを確保できる。ただし、リミット時のＯＮ時間幅は、１／周波数に比例するため、周波数が高くなるとリミット時のＯＮ幅が短くなり、共振エネルギーを得るために必要なＯＮ時間幅が確保できなくなるという課題がある。
そこで、周波数変調信号作成回路２２に周波数の上限値を制限する機能を設けることで、マグネトロン温度等の変動により周波数が高くなっても、それ以上周波数は高くならないようにできる。
したがって、周波数が高くなっても、ＩＧＢＴのＯＮを確保するためには、最高周波数を制限し、かつ、その最高周波数時において必要なＯＮ時間幅が得られるようにリミット電位を適切に設定する必要がある。

図９は、本発明に係る可変デッドタイム作成回路が有する電流−周波数特性を示している。
図において、Ｉ１、Ｉ３、Ｉ５はそれぞれ図７のトランジスタＱ１、Ｑ３、Ｑ５に流れる電流である。Ｉ５はＩ１＋Ｉ３である。
周波数が低いｆ１以下においては、電流Ｉ１（１５）は一定（１５１）ないし微増（Ｉ５２）となっているが、周波数がｆ１以上の高い範囲においては、周波数ｆ１を変曲点としてＩ３が急峻に流れ始めるので、これとＩ１との合計であるＩ５は急激に増加する。

以上のＶQ8CとＶQ7Cの式（１）と図９とから判ることは、発振周波数が低い範囲ではＶQ8CとＶQ7Cは共に発振回路のコンデンサの充放電電流Ｉ１に比例したオフセット電圧が得られるので、図９のように充放電電流Ｉ１が一定であればデッドタイムは一定になり、また充放電電流Ｉ１が微増となればデッドタイムも微増となるということである。

２）これに対して、Ｉ３が流れている範囲（すなわち、発振周波数が高い範囲）ではデッドタイムＤＴが変わる。その理由を次に述べる。
図７において、発振周波数が低い範囲では電流Ｉ３＝０だったが、発振周波数が高い範囲では電流Ｉ３を次のようにして流すようにしている。すなわち、発振周波数制御電圧のトランジスタＱ０２のエミッタ電位が接点ＤＴＡＤＤ点の電位よりも低いときは、端子ＤＴＡＤＤに接続されているトランジスタＱ０３はオンしない（したがって、電流Ｉ３は流れなかった）が、発振周波数制御電圧のトランジスタＱ０２のエミッタ電位が端子ＤＴＡＤＤ点の電位よりも高くなると、端子ＤＴＡＤＤに接続されているトランジスタＱ０３は
オンするので、電流Ｉ３が流れ出す。図９において、発振周波数がｆ１より低い領域では電流Ｉ５１は一定又は電流Ｉ５２は微増であったが、発振周波数がｆ１より高い領域では、それまで０であったＩ３が急激に流れ始めるので、Ｉ５＝Ｉ１＋Ｉ３となる。
Ｉ３が流れている範囲では、
Ｉ５＝Ｉ２＋Ｉ４＝Ｉ１＋Ｉ３
Ｉ５×Ｒ５＝Ｉ６×Ｒ６＝Ｉ７×Ｒ９＝（Ｉ１＋Ｉ３）×Ｒ５、となる。
したがって、トランジスタＱ８、Ｑ７のコレクタ電圧はそれぞれ式（２）のようになる。
ＶQ8C＝６Ｖ＋ＶＲ８＝６Ｖ＋（Ｉ１＋Ｉ３）×Ｒ５×（Ｒ８／Ｒ６）
ＶQ7C＝６Ｖ−ＶＲ７＝６Ｖ−（Ｉ１＋Ｉ３）×Ｒ５×（Ｒ７／Ｒ９）
・・・・・（２）
（ａ）の回路において、第１のコンデンサ４１，第２のコンデンサ４２，の容量設定により、第３のコンデンサ５を省略した回路においても同様の効果が得られる。

以上のＶQ8CとＶQ7Cの式（２）と図９とから判ることは、ＶQ8CとＶQ7Cは共に電流Ｉ３に比例したオフセット電圧が得られ、図９のように電流Ｉ３が急増すると、トランジスタＱ８とＱ７のコレクタ電位ＶQ8CとＶQ7Cは電流Ｉ５（＝Ｉ１＋Ｉ３）の関数となっているので、電流Ｉ５が増加し、これにつれてトランジスタＱ８とＱ７のコレクタ電位ＶQ8Cと
ＶQ7Cは増加する。そして各コレクタ電位ＶQ8CとＶQ7Cが増加すると、図６においてコレ
クタ電位ＶQ8Cは図示の位置よりも上昇し、ＶQ7Cは図示の位置よりも降下するので、デッドタイムＤＴの開始点である三角波とＶQ7Cの交点は早くなり、デッドタイムＤＴの終了
点である三角波とＶQ8Cの交点は遅くなるため、デッドタイムＤＴは図示の幅よりも増加
する。

このように、本発明によれば、図１０（ａ）のように、所定のスイッチング周波数ｆ１以下でデッドタイムＤＴを一定（または微増、線図Ｌ１）させ、所定のスイッチング周波数ｆ１以上でデッドタイムＤＴを急増させている（線図Ｌ２）のが特徴である。そして更に、リミット周波数ｆLにおいてデッドタイムＤＴをリミットしているので、これにより
ＩＧＢＴの限界におけるＯＮを確保し、ＩＧＢＴの破壊防止ができる。

図１０（ｂ）は図１０（ａ）の変形例である。
図１０（ｂ）の（イ）は図１０（ａ）の所定のスイッチング周波数ｆ１以下での前記デッドタイムの一定値または微増値Ｌ１をＬ１１、Ｌ１２、Ｌ１３のように可変とし、および所定のスイッチング周波数ｆ１以上でのデッドタイムＤＴの急増値Ｌ２を、Ｌ２１、Ｌ２２、Ｌ２３のように可変としている。
これは図７の端子ＤＴＭＵＬＴＩの抵抗Ｒ５と抵抗Ｒ６の比率を変えることで行える。すなわち、Ｉ５×Ｒ５＝Ｉ６×Ｒ６
であるから、Ｒ５とＲ６の比を変えればＩ５とＩ６の比も変わる。Ｉ６はＩ７，Ｉ８の値を決めているので、Ｉ５とＩ６の比が変われば、Ｉ５に対するＩ７，Ｉ８の値も変わるので、６Ｖからのオフセット電圧も変わる。よってデッドタイムＤＴも変わる。このようにすれば、デッドタイムＤＴは同じ周波数であっても変わることができる。
そして更に、リミット周波数ｆLにおいて各線図Ｌ２１、Ｌ２２、Ｌ２３でそのデッド
タイムＤＴをリミットしているので、これによりＩＧＢＴの限界におけるＯＮを確保し、ＩＧＢＴの破壊防止ができる。

図１０（ｂ）の（ロ）は図１０（ａ）の所定のスイッチング周波数ｆ１においてデッドタイム勾配をＬ２４、Ｌ２５、Ｌ２６のように可変としている。
この勾配は接点ＤＴＡＤＤの上下の抵抗Ｒ３１，Ｒ３２の合成抵抗値で決まる。合成抵抗値が大きいとＶｃｃから流れる電流は余り流れないので、傾きは小さくなり（Ｌ２６）、逆に合成抵抗値が小さいとＶｃｃから流れる電流は多くなり、傾きは大きくなる（Ｌ２
４）。すなわち、電流Ｉ３が多く流れると、電流Ｉ７，Ｉ８も多く増えるので、抵抗Ｒ７，Ｒ８の電圧降下が多くなり、６Ｖからのオフセット電圧が増える。したがって、トランジスタＱ８、Ｑ７のコレクタ電圧は前記式（２）によって、増加する。
なお、発振周波数が高くなるとデッドタイムＤＴが狭まる方向に作用するが、オフセット電圧の増加はそれ以上にデッドタイムＤＴが長くなる方向に働く。
そして更に、リミット周波数ｆLにおいて各線図Ｌ２４、Ｌ２５、Ｌ２６でそのデッド
タイムＤＴをリミットしているので、これによりＩＧＢＴの限界におけるＯＮを確保し、ＩＧＢＴの破壊防止ができる。

図１０（ｂ）の（ハ）は図１０（ａ）の変曲点となる所定のスイッチング周波数ｆ１を、ｆ０、ｆ２のように可変としている。
この変曲点は端子ＤＴＡＤＤ点の上下の抵抗Ｒ３１，Ｒ３２の抵抗比によって変えられる。すなわち、トランジスタｑ０２のベースに加えられる発振周波数制御電圧がその抵抗比で決まる電圧を超えたら電流Ｉ３が流れ始めるので、この抵抗Ｒ３１，Ｒ３２の抵抗比が変曲点となる。抵抗Ｒ３１＞Ｒ３２であれば抵抗比で決まる電圧は低いので早く電流Ｉ３が流れ始める。電流Ｉ３が流れると、電流Ｉ７、Ｉ８も流れるので、抵抗Ｒ７，Ｒ８の電圧降下が生じ、６Ｖからのオフセット電圧が増え、したがって、トランジスタＱ８、Ｑ７のコレクタ電圧は前記式（２）によって増加し、デッドタイムＤＴは早く増加を始める（ｆＯ）。逆に、抵抗Ｒ３１＜Ｒ３２であれば抵抗比で決まる電圧は高いので電流Ｉ３が流れ始めるまでに時間がかかり、デッドタイムＤＴの増加は遅く始まる（ｆ２）。
そして更に、リミット周波数ｆLにおいて各線図Ｌ２７、Ｌ２８、Ｌ２９でそのデッド
タイムＤＴをリミットしているので、これによりＩＧＢＴの限界におけるＯＮを確保し、ＩＧＢＴの破壊防止ができる。

図１１はデッドタイムＤＴの可変の第２の実施例である。
図１０（ａ）では変曲点となる所定のスイッチング周波数ｆ１を境にデッドタイムＤＴは、スイッチング周波数ｆ１以下ではＬ１のように一定または微増であり、スイッチング周波数ｆ１以上ではＬ２のように急増させるものであったが、図１１では、スイッチング周波数がｆ０、ｆ１、ｆ２、ｆ３と高くなるにしたがってデッドタイムＤＴをそれぞれＬ３、Ｌ４、Ｌ５、Ｌ６と階段状に増加させるものである。
このような階段状の構成は、図１０（ｂ）の（イ）で説明したデッドタイムＬ１１、Ｌ１２、Ｌ１３を作成する手法を採用すればよい。すなわち、図７の端子ＤＴＭＵＬＴＩの抵抗Ｒ５と抵抗Ｒ６をトランジスタ等の可変抵抗素子で構成し、所定の周波数でその比率を変えるようにすればよい。

図１２は図５の発振回路２３の１例を示している。
発振回路２３はコンパレータ２３１，２３２の２個を有し、コンパレータ２３１の反転入力端子ａ（−）に分圧抵抗２３５の電圧Ｖ１が、コンパレータ２３２の非反転入力端子ｂ（＋）に分圧抵抗２３６の電圧Ｖ２（ただし、Ｖ１＞Ｖ２）が、コンパレータ２３１の非反転入力端子ｂ（＋）とコンパレータ２３２の反転入力端子ａ（−）にコンデンサ２３４の電圧が与えられる。
各コンパレータ２３１，２３２は、非反転入力端子ｂ（＋）の電位が反転入力端子ａ（−）の電位よりも低いときは出力はゼロ、非反転入力端子ｂ（＋）の電位が反転入力端子ａ（−）の電位を超えている間は出力１を出すようになっている。

各オペア７プ２３１，２３２の出力は、ＳＲフリップフロップ２３３のＳ端子とＲ端子に入れられる。ＳＲフリップフロップ２３３の非Ｑ端子の出力でコンデンサ２３４の充放電回路が形成される。
そこで、今、図１２に示すように、コンデンサ２３４の充電回路が形成されていると、コンデンサ２３４の電位が上昇する。このコンデンサ２３４の電位が出力される。これに
伴ってコンパレータ２３１の非反転入力端子ｂ（＋）の電位が上昇し、反転入力端子ａ（−）の電位Ｖ１を超えたとき出力１がＳ端子に加えられ、非Ｑ端子の出力でコンデンサ２３４の放電回路が形成される。以後、コンデンサ２３４の電位が降下し、このコンデンサ２３４の電位が出力される。これに伴ってコンパレータ２３２の非反転入力端子ｂ（＋）の電位が降下し、反転入力端子ａ（−）の電位Ｖ２以下になったとき出力１がＲ端子に加えられ、非Ｑ端子の出力でコンデンサ２３４の充電回路が形成される。
以上のようにして、コンデンサ２３４の充放電電位が出力され、三角波発振回路２３が得られる。また、充電電流Ｉｒの大きさで、三角波の勾配が決まる。

なお、本発明に係る２石ブリッジの駆動する高周波加熱装置のインバータ回路としては、図５で示した高周波加熱装置に限られるものではなく、この他２石でブリッジのアームを構成したスイッチング素子を用いた共振型回路方式のインバータ回路であればすべてに適用可能である。
図１３はこれらのインバータ回路の３種を示すものである。
図１３（ａ）において、直流電源１は商用電源を全波整流して直流電圧ＶDCを第１のコンデンサ４１と第２のコンデンサ４２との直列接続回路に、および第１の半導体スイッチング素子６と第２の半導体スイッチング素子７との直列接続回路に印加する。第１のコンデンサ４１と第２のコンデンサ４２の接続点と第１の半導体スイッチング素子６と第２の半導体スイッチング素子７の接続点との間にリーケージトランス２の１次巻線３と第３のコンデンサ５の直列接続回路が接続されている。第１の半導体スイッチング素子６と第２の半導体スイッチング素子７の各べースには、駆動部８とからの制御信号が与えられる。そして駆動部８の中に、本発明に係る可変デッドタイム作成回路２４が組み込まれている。なお、リーケージトランス２の２次側およびマグネトロンは図示省略している。
可変デッドタイム作成回路２４により、所定のスイッチング周波数以下でデッドタイムを一定または微増させ、所定のスイッチング周波数以上でデッドタイムを急増させることを行っているので、半導体スイッチング素子に熱損失の発生し難い、かつノイズの発生し難いインバータ回路が得られる。

図１３（ｂ）において、直流電源１は商用電源を全波整流して直流電圧ＶDCをリーケージトランス２の１次巻線３と第１のコンデンサ５と第２のコンデンサ４３との直列接続回路に、および第１の半導体スイッチング素子６と第２の半導体スイッチング素子７との直列接続回路に印加する。第１のコンデンサ５と第２のコンデンサ４３の接続点と第１の半導体スイッチング素子６と第２の半導体スイッチング素子７の接続点との間を短絡している。第１の半導体スイッチング素子６と第２の半導体スイッチング素子７の各べースには、駆動部８とからの制御信号が与えられる。そして駆動部８の中に、本発明に係る可変デッドタイム作成回路２４が組み込まれている。なお、リーケージトランス２の２次側およびマグネトロンは図示省略している。
可変デッドタイム作成回路２４により、所定のスイッチング周波数以下でデッドタイムを一定または微増させ、所定のスイッチング周波数以上でデッドタイムを急増させることを行っているので、半導体スイッチング素子に熱損失の発生し難い、かつノイズの発生し難いインバータ回路が得られる。

図１３（ｃ）はフルブリッジ回路を示す回路である。
図において、直流電源１は商用電源を全波整流して直流電圧ＶDCを第１の半導体スイッチング素子６１と第２の半導体スイッチング素子７１との直列接続回路におよび第３の半導体スイッチング素子６２と第４の半導体スイッチング素子７２との直列接続回路にそれぞれ印加する。第１の半導体スイッチング素子６１と第２の半導体スイッチング素子７１の接続点と第３の半導体スイッチング素子６２と第４の半導体スイッチング素子７２の接続点との間にリーケージトランス２の１次巻線３と第３のコンデンサ５の直列接続回路が接続されている。第３のコンデンサ５は省略することができる。第１の半導体スイッチン
グ素子６１、第２の半導体スイッチング素子７１、第３の半導体スイッチング素子６２、そして第４の半導体スイッチング素子７２の各べースには、駆動部８とからの制御信号が与えられる。そして駆動部８の中に、本発明に係る可変デッドタイム作成回路２４が組み込まれている。なお、リーケージトランス２の２次側およびマグネトロンは図示省略している。
可変デッドタイム作成回路２４により、所定のスイッチング周波数以下でデッドタイムを一定または微増させ、所定のスイッチング周波数以上でデッドタイムを急増させることを行っているので、半導体スイッチング素子に熱損失の発生し難い、かつノイズの発生し難いインバータ回路が得られる。

図１４は本発明に係るインバータ回路の周波数対位相特性を示す線図である。図１４において、電圧の低い位相０や１８０度近傍では周波数を小さくし、位相９０度や１８０度近傍では周波数を大きくするようにしている。このことにより、電圧の低い位相０や１８０度近傍では周波数を小さくしているので、図１の電流対使用周波数特性から出力電流（電圧）は大きくなり、逆に位相９０度や２７０度近傍では電圧は十分に高いので、周波数を最大にして図１の電流対使用周波数特性から出力電流（電圧）を絞っている。その結果、図１５に示すように、位相０度〜１８０度（１８０度〜３６０度）に亘って出力電圧は均一に近いものとなる。

これに対して、図１４の周波数対位相特性を点線Ｆ０で示す線図のように位相に対して何も変化させない場合は、電圧の低い位相０や１８０度近傍でも周波数は大きいので、図１の電流対使用周波数特性から出力電流（電圧）は小さいままであり、その結果、図１５に点線Ｖ１で示すように、位相０度や１８０度近傍で十分な電圧が得られないものとなってしまう。

また、実線Ｆ１は直流電源をつくるときの交流電流をＣＴで転出した入力電流Ｒｉ（図５）が基準電流Ｒｅｆと等しくて誤差ゼロの場合の周波数−位相線図であり、実線Ｆ２は入力電流Ｒｉが基準電流Ｒｅｆよりも大きい場合の周波数−位相線図であり、図１の使用範囲内で周波数を高くして電流を下げるようにし、実線Ｆ３は入力電流Ｒｉが基準電流Ｒｅｆよりも小さい場合の周波数−位相線図であり、図１の使用範囲内で周波数を低くして電流を増加させている。

図１５において、Ｖｉｎは商用電源の電圧波形であり、その上の点線Ｖ１は全位相に亘ってある一定の周波数でスイッチングした場合の電圧波形で、Ｖ０はさらにこれに図１４のような周波数変調を加えた電圧（昇圧トランスの２次側電圧）である。Ｖｉｎ、Ｖ１、Ｖ０はそれぞれ比率は大きく異なるが見易いように同一図上に表している。図１４の点線Ｆ０のように変調をかけない一定の周波数のときの昇圧トランスの２次側電圧は点線Ｖ１であり、この波形は非線形であるマグネトロンの負荷には整合していない。これに対して、図１４の線図Ｆ１のように、電圧の低い位相０や１８０度近傍では周波数を小さくし、位相９０度や１８０度近傍では周波数を大きくすることにより、電圧の低い位相０や１８０度近傍では出力電流（電圧）は大きくなり、逆に位相９０度や２７０度近傍では出力電流（電圧）を絞っているので、図１５のＶ０に示すように、位相０度〜１８０度（１８０度〜３６０度）に亘ってどの位相においても一定の電圧が昇圧トランスの２次側に発生するようにしている。この波形は非線形であるマグネトロンの負荷には整合している。

なお、図５のスイッチング素子（ＩＧＢＴ）６、７をデューティ制御した場合も、この可変デッドタイム作成回路はデッドタイムの制御に有効である。なぜなら、デッドタイムの制御のためにコレクタ電圧ＶQ7CとＶQ8Cを連動させて上下させるには、中心電圧６Ｖを変えればよく、この６Ｖを変えることによって、２個のトランジスタＱ８、Ｑ７のオン・オフの比を変える（デューティ制御）ことができるからである。すなわち、２っのトランジスタのデューテイ比が５０対５０のとき（１２Ｖ電源で動作させているので、６Ｖで動作させているとき）が出力が最も高く、６Ｖ以下または以上にしてゆくと、２つのトランジスタのコレクタ電圧ＶQ8CとＶQ7Cを連動させて同時に上下させることになり、２つのトランジスタのオン・オフ比が変わってゆき、したがって出力が減ってゆく。しかしながら、この場合でも、抵抗Ｒ８とＲ７に発生するオフセット電圧は変わらないので、一定のまま推移する。よってこの回路はデューティ制御の場合にもデッドタイムの可変に有効となることが判る。

以上のように、本発明によれば、直流電源と、前記直流電源に並列に接続された２個の半導体スイッチング素子（ＩＧＢＴ）から成る直列接続回路と、前記２個の半導体スイッチング素子の一方の半導体スイッチング素子の両端に接続されるリーケージトランスの１次巻線とコンデンサから成る直列接続回路と、前記一方の半導体スイッチング素子または前記他方の半導体スイッチング素子の両端に接続される別のコンデンサと、前記２個の半導体スイッチング素子のそれぞれを駆動する駆動手段と、前記リーケージトランスの２次巻線に接続される整流手段と、前記整流手段に接続されるマグネトロンと、から構成される高周波加熱装置であって、前記２個の半導体スイッチング素子が同時にオフしているデッドタイムをスイッチング周波数に応じて可変にする可変デッドタイム作成回路を前記駆動手段内に備えたことを特徴とするものであり、具体的には、スイッチング周波数が高くなるにしたがってデッドタイムを増加させたり、所定のスイッチング周波数以下でデッドタイムを一定または微増させたり、所定のスイッチング周波数以上でデッドタイムを急増させることにより、また、これらのデッドタイムの一定値または微増値や、変曲点となるスイッチング周波数値や、デッドタイムの急増値を可変とすることで、半導体スイッチング素子に熱損失の発生し難い、したがって無駄なエネルギーが費やされることのない、またノイズの発生し難いインバータ回路を得ることができる。更に、リミット周波数においてそのデッドタイムＤＴをリミットにしているので、これによりＩＧＢＴの限界におけるＯＮを確保し、ＩＧＢＴの破壊防止ができる。

本発明に係るインバータ共振回路に一定電圧を印加した場合の電流対使用周波数特性を示す線図である。特許文献１記載の２石ブリッジのスイッチング素子で駆動する共振型高周波加熱装置の１例である。図２の回路が動作する各モードを示している。回路中の半導体スイッチング素子等の電圧電流波形図を示している。本発明に係る２石ブリッジの駆動する高周波加熱装置を示している。デッドタイムの作成原理を説明する図で、（ａ）は発振回路と可変デッドタイム作成回路の各出力と矩形波形成回路の出力の関係を説明する図であり、（ｂ）は周波数が低い範囲では周波数が変わってもデッドタイムＤＴが変わらない原理を説明する図である。本発明に係る可変デッドタイム作成回路の具体例である。図７の可変デッドタイム作成回路に設けたリミッタ回路の具体例である。可変デッドタイム作成回路が有する電流−周波数特性を示している。本発明に係るデッドタイム−周波数特性図で、（ａ）は周波数ｆ１以下でデッドタイムＤＴを一定または微増させ、所定のスイッチング周波数ｆ１以上でデッドタイムＤＴを急増させる例、（ｂ）は変形例で、（イ）デッドタイムの一定値およぴ急増値を上下可変する例、（ロ）は周波数ｆ１での勾配を可変する例、（ハ）は変曲点周波数を左右に移動可変する例をそれぞれ示している。デッドタイムＤＴを可変にする第２の実施例である。図５の発振回路の１例を示している。２石ブリッジのスイッチング素子で駆動する共振型高周波加熱装置の他の３例である。本発明に係るインバータ回路の周波数対位相特性を示す線図である。インバータ回路の出力電圧対位相特性を示す線図である。

１直流電源
２リーケージトランス
３１次巻線
４第１のコンデンサ
５第２のコンデンサ
６第１の半導体スイッチング素子
７第２の半導体スイッチング素子
８駆動部
９２次巻線
１０全波倍電圧整流回路
１１マグネトロン
１２３次巻線
１３第３のコンデンサ
２１制御信号作成回路
２２周波数変調信号作成回路
２３三角波搬送波発振回路
２４可変デッドタイム作成回路
２４０デッドタイムリミット回路
２５矩形波形成回路
２６スイッチング素子駆動回路

Claims

直流電源と、２個の半導体スイッチング素子からなる直列回路と、リーケージトランスの１次巻線とコンデンサが接続された共振回路とを有し、前記直列回路は前記直流電源に並列に接続し、かつ交流等価回路において前記共振回路の一端は前記直列回路の中点に、他端は前記直流電源の一端に接続されると共に、それぞれの前記半導体スイッチング素子を駆動する駆動手段と、前記リーケージトランスの２次巻線に接続される整流手段と、前記整流手段に接続されるマグネトロンとを備えた高周波加熱装置であって、それぞれの半導体スイッチング素子が同時にオフしているデッドタイムをスイッチング周波数が高くなるにしたがって増加させる可変デッドタイム作成回路を備え、前記可変デッドタイム作成回路により設けられる前記デッドタイムに上限を設けたことを特徴とする高周波加熱装置。
直流電源と、２個の半導体スイッチング素子からなる直列回路の２組と、リーケージトランスの１次巻線とコンデンサが接続された共振回路とを有し、前記２組の直列回路はそれぞれ前記直流電源に並列に接続し、前記共振回路の一端は前記一方の直列回路の中点に、他端は他方の直列回路の中点に接続されると共に、それぞれの前記半導体スイッチング素子を駆動する駆動手段と、前記リーケージトランスの２次巻線に接続される整流手段と、前記整流手段に接続されるマグネトロンとを備えた高周波加熱装置であって、それぞれの半導体スイッチング素子が同時にオフしているデッドタイムをスイッチング周波数が高くなるにしたがって増加させる可変デッドタイム作成回路を備え、前記可変デッドタイム作成回路により設けられる前記デッドタイムに上限を設けたことを特徴とする高周波加熱装置。
直流電源と、２個の半導体スイッチング素子からなる直列回路と、リーケージトランスの１次巻線とコンデンサが接続された共振回路とを有し、前記直列回路は前記直流電源に並列に接続し、前記共振回路は前記半導体スイッチング素子の一方に並列接続されると共に、それぞれの前記半導体スイッチング素子を駆動する駆動手段と、前記リーケージトランスの２次巻線に接続される整流手段と、前記整流手段に接続されるマグネトロンとを備えた高周波加熱装置であって、それぞれの半導体スイッチング素子が同時にオフしているデッドタイムをスイッチング周波数が高くなるにしたがって増加させる可変デッドタイム作成回路を備え、前記可変デッドタイム作成回路により設けられる前記デッドタイムに上限を設けたことを特徴とする高周波加熱装置。
前記可変デッドタイム作成回路は、所定のスイッチング周波数以下でデッドタイムを一定または微増させることを特徴とする請求項３記載の高周波加熱装置。
前記可変デッドタイム作成回路は、所定のスイッチング周波数以上でデッドタイムを急増させることを特徴とする請求項４記載の高周波加熱装置。
所定のスイッチング周波数以下での前記デッドタイムの一定値または微増値が可変であることを特徴とする請求項４記載の高周波加熱装置。
所定のスイッチング周波数以上での前記デッドタイムの急増値が可変であることを特徴とする請求項５記載の高周波加熱装置。
所定のスイッチング周波数の値が可変であることを特徴とする請求項４又は５記載の高
周波加熱装置。
前記可変デッドタイム作成回路はスイッチング周波数が高くなるにしたがってデッドタイムを階段状に増加させるものであることを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項記載の高周波加熱装置。
前記可変デッドタイム作成回路は、スイッチング周波数の増加に比例して第一の傾きで変化し、かつ所定のスイッチング周波数からは第一の傾きより急な第二の傾きで変化するプラスおよびマイナスのそれぞれのオフセット電圧を付加した二つの信号を出力し、発振回路より出力される搬送波と比較することによりデッドタイムを備えた二つの信号を作成することを特徴とする請求項１〜９のいずれか１項記載の高周波加熱装置。
前記可変デッドタイム作成回路は、ＶＣＣ電源と、デューティ制御電源と、スイッチング周波数に比例して変化する第一の電流と、所定の周波数から流れ出しかつスイッチング周波数に比例して変化する第二の電流と、前記二つの電流を合成してかつ所定の係数をかけた第三の電流と、前記デューティ制御電源に前記第三の電流に比例したプラスおよびマイナスのそれぞれのオフセット電圧を付加して成る二つの上位・下位電位を作成する上位・下位電位作成手段とを有し、前記二つの上位・下位電位と発振回路より出力される搬送波とをそれぞれ比較することによりデッドタイムを備えた二つの信号を作成することを特徴とする請求項１〜１０のいずれか１項記載の高周波加熱装置。
前記デューティ制御電源の電圧および前記スイッチング周波数の少なくとも一方を変化させて入力電力または入力電流制御を行うようにしたことを特徴とする請求項１１記載の高周波加熱装置。
半導体スイッチング素子を含むアームを少なくとも１つ有する周波数制御型共振インバータ回路から構成される高周波加熱装置であって、それぞれの半導体スイッチング素子が同時にオフしているデッドタイムをスイッチング周波数が高くなるにしたがって増加させる可変デッドタイム作成回路を備えたものにおいて、
前記可変デッドタイム作成回路は、スイッチング周波数の増加に比例して第一の傾きで変化し、かつ所定のスイッチング周波数からは第一の傾きより急な第二の傾きで変化するプラスおよびマイナスのそれぞれのオフセット電圧を付加した二つの信号を出力し、発振回路より出力される搬送波と比較することによりデッドタイムを備えた二つの信号を作成するものであることを特徴とする高周波加熱装置。