JPH04230988A - インバータ電子レンジの駆動回路 - Google Patents
インバータ電子レンジの駆動回路Info
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- JPH04230988A JPH04230988A JP3120160A JP12016091A JPH04230988A JP H04230988 A JPH04230988 A JP H04230988A JP 3120160 A JP3120160 A JP 3120160A JP 12016091 A JP12016091 A JP 12016091A JP H04230988 A JPH04230988 A JP H04230988A
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- HRANPRDGABOKNQ-ORGXEYTDSA-N (1r,3r,3as,3br,7ar,8as,8bs,8cs,10as)-1-acetyl-5-chloro-3-hydroxy-8b,10a-dimethyl-7-oxo-1,2,3,3a,3b,7,7a,8,8a,8b,8c,9,10,10a-tetradecahydrocyclopenta[a]cyclopropa[g]phenanthren-1-yl acetate Chemical group C1=C(Cl)C2=CC(=O)[C@@H]3C[C@@H]3[C@]2(C)[C@@H]2[C@@H]1[C@@H]1[C@H](O)C[C@@](C(C)=O)(OC(=O)C)[C@@]1(C)CC2 HRANPRDGABOKNQ-ORGXEYTDSA-N 0.000 description 1
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/337—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in push-pull configuration
- H02M3/3376—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in push-pull configuration with automatic control of output voltage or current
- H02M3/3378—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in push-pull configuration with automatic control of output voltage or current in a push-pull configuration of the parallel type
-
- H—ELECTRICITY
- H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
- H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
- H05B6/00—Heating by electric, magnetic or electromagnetic fields
- H05B6/64—Heating using microwaves
- H05B6/66—Circuits
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- Control Of High-Frequency Heating Circuits (AREA)
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、低電圧直流電源を高電
圧の高周波電流に変換し、これを倍電圧整流回路により
整流してマグネトロンに電力を供給するインバータ電子
レンジの駆動回路に関するものである。
圧の高周波電流に変換し、これを倍電圧整流回路により
整流してマグネトロンに電力を供給するインバータ電子
レンジの駆動回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】近年、通常は商用交流電源で使用される
電気・電子機器であって、屋外でも使用可能な機器が各
種開発されている。屋外での使用に際しては、電気・電
子機器を自動車用蓄電池等の１２Ｖ、２４Ｖ等の低電圧
直流電源で駆動する必要がある。そして、現在広く利用
されているインバータ電子レンジにおいても屋外での使
用が試みられている。
電気・電子機器であって、屋外でも使用可能な機器が各
種開発されている。屋外での使用に際しては、電気・電
子機器を自動車用蓄電池等の１２Ｖ、２４Ｖ等の低電圧
直流電源で駆動する必要がある。そして、現在広く利用
されているインバータ電子レンジにおいても屋外での使
用が試みられている。
【０００３】従来の典型的なインバータ電子レンジの構
成を図１０（ａ）に示す。このインバータ電子レンジで
は商用電源（１００Ｖ、５０／６０Ｈｚ）から得られた
交流電力は整流回路で直流電力に変換される。この直流
電力は一石共振型インバータ回路で高周波化され、昇圧
トランスで昇圧される。トランス出力は倍電圧整流回路
で整流され、マグネトロンの駆動に利用される。
成を図１０（ａ）に示す。このインバータ電子レンジで
は商用電源（１００Ｖ、５０／６０Ｈｚ）から得られた
交流電力は整流回路で直流電力に変換される。この直流
電力は一石共振型インバータ回路で高周波化され、昇圧
トランスで昇圧される。トランス出力は倍電圧整流回路
で整流され、マグネトロンの駆動に利用される。
【０００４】上記インバータ電子レンジを低電圧直流電
源で使用する場合には、図１０（ｂ）に示すように、低
電圧直流電源とインバータ電子レンジの間にＤＣ／ＡＣ
インバータを設け、低電圧直流電源の出力をＤＣ／ＡＣ
インバータによって商用交流電源と同じ１００Ｖ、５０
／６０Ｈｚの交流電力に変換し、この交流電力でインバ
ータ電子レンジを作動させていた。
源で使用する場合には、図１０（ｂ）に示すように、低
電圧直流電源とインバータ電子レンジの間にＤＣ／ＡＣ
インバータを設け、低電圧直流電源の出力をＤＣ／ＡＣ
インバータによって商用交流電源と同じ１００Ｖ、５０
／６０Ｈｚの交流電力に変換し、この交流電力でインバ
ータ電子レンジを作動させていた。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】上述したようにインバ
ータ電子レンジを低電圧直流電源で使用する場合、ＤＣ
／ＡＣインバータを使用して交流電力をインバータ電子
レンジに入力する方法では、ＤＣ／ＡＣインバータとイ
ンバータ電子レンジのインバータ回路とで２度の電力変
換が行なわれるため、電力の利用率が極めて低くなると
いう問題がある。また、２個のインバータを必要とする
ことから電源回路のコストも高くなる。
ータ電子レンジを低電圧直流電源で使用する場合、ＤＣ
／ＡＣインバータを使用して交流電力をインバータ電子
レンジに入力する方法では、ＤＣ／ＡＣインバータとイ
ンバータ電子レンジのインバータ回路とで２度の電力変
換が行なわれるため、電力の利用率が極めて低くなると
いう問題がある。また、２個のインバータを必要とする
ことから電源回路のコストも高くなる。
【０００６】また、従来のインバータ電子レンジの一石
共振型インバータ電源回路に低電圧直流電源を直接に接
続するように仕様を変更することは理論的には可能であ
るが、電源電圧を低くする分、電流容量の非常に大きな
スイッチング素子を必要とする。このような電流容量を
持つスイッチング素子は現状では入手不可能な（市販さ
れていない）、あるいは非常に高価なものとなる。
共振型インバータ電源回路に低電圧直流電源を直接に接
続するように仕様を変更することは理論的には可能であ
るが、電源電圧を低くする分、電流容量の非常に大きな
スイッチング素子を必要とする。このような電流容量を
持つスイッチング素子は現状では入手不可能な（市販さ
れていない）、あるいは非常に高価なものとなる。
【０００７】本発明はこのような現状に鑑みてなされた
ものであり、その目的とするところは、低電圧直流電源
を電源として、高出力かつ高効率、しかも安価でコンパ
クトなインバータ電子レンジの駆動回路を提供すること
にある。
ものであり、その目的とするところは、低電圧直流電源
を電源として、高出力かつ高効率、しかも安価でコンパ
クトなインバータ電子レンジの駆動回路を提供すること
にある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】本発明のインバータ電子
レンジの駆動回路は、２個以上のスイッチング素子が並
列に接続されてなり、直流電源から供給される直流をス
イッチングする２つのスイッチング素子群と、この２つ
のスイッチング素子群を同時にオフする期間を設けて、
同じデューティサイクルで交互にオンする制御手段とを
有するプッシュプル電圧型インバータ回路と、上記イン
バータ回路から交流がセンタータップを有する１次側巻
線に供給される昇圧トランスと、上記昇圧トランスの２
次側巻線に接続され、コンデンサを介してマグネトロン
に電力を供給する倍電圧整流回路とを備えて、上記昇圧
トランスのリーケージインダクタンスおよび倍電圧整流
回路のコンデンサの容量値および回路抵抗、あるいは上
記スイッチング素子のデューティサイクルを調整して、
上記スイッチング素子に流れる電流波形の２分の１周期
が上記デューティサイクルと等しくなるように設定した
ことを特徴としている。
レンジの駆動回路は、２個以上のスイッチング素子が並
列に接続されてなり、直流電源から供給される直流をス
イッチングする２つのスイッチング素子群と、この２つ
のスイッチング素子群を同時にオフする期間を設けて、
同じデューティサイクルで交互にオンする制御手段とを
有するプッシュプル電圧型インバータ回路と、上記イン
バータ回路から交流がセンタータップを有する１次側巻
線に供給される昇圧トランスと、上記昇圧トランスの２
次側巻線に接続され、コンデンサを介してマグネトロン
に電力を供給する倍電圧整流回路とを備えて、上記昇圧
トランスのリーケージインダクタンスおよび倍電圧整流
回路のコンデンサの容量値および回路抵抗、あるいは上
記スイッチング素子のデューティサイクルを調整して、
上記スイッチング素子に流れる電流波形の２分の１周期
が上記デューティサイクルと等しくなるように設定した
ことを特徴としている。
【０００９】また、上記プッシュプル電圧型インバータ
回路と直流電源との間にコイルとコンデンサからなるフ
ィルタ回路を有し、上記昇圧トランスのリーケージイン
ダクタンスおよび倍電圧整流回路，フィルタ回路の各コ
ンデンサの合成容量値および回路抵抗、あるいは上記ス
イッチング素子のデューティサイクルを調整して、上記
スイッチング素子に流れる電流波形の２分の１周期が上
記デューティサイクルと等しくなるように設定するのが
望ましい。
回路と直流電源との間にコイルとコンデンサからなるフ
ィルタ回路を有し、上記昇圧トランスのリーケージイン
ダクタンスおよび倍電圧整流回路，フィルタ回路の各コ
ンデンサの合成容量値および回路抵抗、あるいは上記ス
イッチング素子のデューティサイクルを調整して、上記
スイッチング素子に流れる電流波形の２分の１周期が上
記デューティサイクルと等しくなるように設定するのが
望ましい。
【００１０】
【作用】２つのスイッチング素子群の各スイッチング素
子を同時にオフした状態（休止期間）から、一方のスイ
ッチング素子群の各スイッチング素子をオンすると、倍
電圧コンデンサは昇圧トランスのリーケージインダクタ
ンス、倍電圧整流回路の倍電圧コンデンサのキャパシタ
ンス、回路抵抗（但しマグネトロンの抵抗は除く）で定
まる振動の弧を描く電流で充電される。倍電圧コンデン
サの充電電圧の大きさは倍電圧コンデンサの初期電圧と
スイッチング素子のオン時間の長さで決まる。次に、前
記と同じスイッチング素子群の各スイッチング素子をオ
フすると、昇圧トランスに蓄えられた電磁エネルギーが
倍電圧コンデンサに供給されながら直流電源に回生され
、休止期間となる。
子を同時にオフした状態（休止期間）から、一方のスイ
ッチング素子群の各スイッチング素子をオンすると、倍
電圧コンデンサは昇圧トランスのリーケージインダクタ
ンス、倍電圧整流回路の倍電圧コンデンサのキャパシタ
ンス、回路抵抗（但しマグネトロンの抵抗は除く）で定
まる振動の弧を描く電流で充電される。倍電圧コンデン
サの充電電圧の大きさは倍電圧コンデンサの初期電圧と
スイッチング素子のオン時間の長さで決まる。次に、前
記と同じスイッチング素子群の各スイッチング素子をオ
フすると、昇圧トランスに蓄えられた電磁エネルギーが
倍電圧コンデンサに供給されながら直流電源に回生され
、休止期間となる。
【００１１】次に、休止期間の後、他方のスイッチング
素子群の各スイッチング素子をオンすると、昇圧トラン
スのリーケージインダクタンスと倍電圧コンデンサのキ
ャパシティ、マグネトロンの抵抗を含む回路抵抗で定ま
る振動の弧を描く電流でマグネトロンに電気エネルギー
が供給される。ここでマグネトロンに供給される電力は
、倍電圧コンデンサの電圧とスイッチング素子のオン時
間の長さで決まる。そしてスイッチング素子群の各スイ
ッチング素子がオフすると、昇圧トランスに蓄えられた
電磁エネルギーがマグネトロンに供給されながら直流電
源に回生される。以上のスイッチング動作が繰り返され
てマグネトロンは高周波電力を発振する。
素子群の各スイッチング素子をオンすると、昇圧トラン
スのリーケージインダクタンスと倍電圧コンデンサのキ
ャパシティ、マグネトロンの抵抗を含む回路抵抗で定ま
る振動の弧を描く電流でマグネトロンに電気エネルギー
が供給される。ここでマグネトロンに供給される電力は
、倍電圧コンデンサの電圧とスイッチング素子のオン時
間の長さで決まる。そしてスイッチング素子群の各スイ
ッチング素子がオフすると、昇圧トランスに蓄えられた
電磁エネルギーがマグネトロンに供給されながら直流電
源に回生される。以上のスイッチング動作が繰り返され
てマグネトロンは高周波電力を発振する。
【００１２】ここで、スイッチング素子の電流波形は、
回路定数、すなわち昇圧トランスのリーケージインダク
タンス、倍電圧コンデンサの容量値および回路抵抗で定
まる固有周波数で振動する。そして昇圧トランスのリー
ケージインダクタンス等の回路定数の値を調整するか、
スイッチング素子のオン時間を調整して、固有周波数の
２分の１の周期とスイッチング素子のオン時間とを等し
くしているので、出力される回路出力電力は最大となる
。またこのとき、スイッチング素子のオフかオンへの遷
移時およびオンからオフへの遷移時にスイッチング素子
に流れる電流はほぼゼロになるため遷移損が非常に小さ
くなり、スイッチング損失が低減する。また、スイッチ
ング素子群はスイッチング素子を並列接続しているので
、スイッチング素子群のオン抵抗を低減でき、駆動回路
の抵抗を低減できる。
回路定数、すなわち昇圧トランスのリーケージインダク
タンス、倍電圧コンデンサの容量値および回路抵抗で定
まる固有周波数で振動する。そして昇圧トランスのリー
ケージインダクタンス等の回路定数の値を調整するか、
スイッチング素子のオン時間を調整して、固有周波数の
２分の１の周期とスイッチング素子のオン時間とを等し
くしているので、出力される回路出力電力は最大となる
。またこのとき、スイッチング素子のオフかオンへの遷
移時およびオンからオフへの遷移時にスイッチング素子
に流れる電流はほぼゼロになるため遷移損が非常に小さ
くなり、スイッチング損失が低減する。また、スイッチ
ング素子群はスイッチング素子を並列接続しているので
、スイッチング素子群のオン抵抗を低減でき、駆動回路
の抵抗を低減できる。
【００１３】また、上記プッシュプル電圧型インバータ
回路と直流電源との間にコイルとコンデンサからなるフ
ィルタ回路を有する場合、上記各休止期間中に直流電源
に電磁エネルギーが回生されるときに、電磁エネルギー
の交流成分がある程度除去される。したがって、直流電
源が保護される。
回路と直流電源との間にコイルとコンデンサからなるフ
ィルタ回路を有する場合、上記各休止期間中に直流電源
に電磁エネルギーが回生されるときに、電磁エネルギー
の交流成分がある程度除去される。したがって、直流電
源が保護される。
【００１４】フィルタ回路を有する場合は、フィルタ回
路を有しない場合に対して、動作上、次のような点で相
異する。まず、２つのスイッチング素子群の各スイッチ
ング素子を同時にオフした状態（休止期間）から、一方
のスイッチング素子群の各スイッチング素子をオンする
と、倍電圧コンデンサは昇圧トランスのリーケージイン
ダクタンス、倍電圧整流回路とフィルタ回路の各コンデ
ンサの合成キャパシタンス、回路抵抗（但しマグネトロ
ンの抵抗は除く）で定まる振動の弧を描く電流で充電さ
れる点。次に、休止期間の後、他方のスイッチング素子
群の各スイッチング素子をオンすると、昇圧トランスの
リーケージインダクタンス、倍電圧整流回路とフィルタ
回路の各コンデンサの合成キャパシタンス、および回路
抵抗（マグネトロンの抵抗を含む）で定まる振動の弧を
描く電流でマグネトロンに電気エネルギーが供給される
点である。これに伴って、スイッチング素子の電流波形
は、回路定数、すなわち昇圧トランスのリーケージイン
ダクタンス、倍電圧整流回路とフイルタ回路の各コンデ
ンサの合成容量値および回路抵抗で定まる固有周波数で
振動する。したがって、この合成容量を含む上記回路定
数の値を調整するか、スイッチング素子のオン時間を調
整して、固有周波数の２分の１の周期とスイッチング素
子のオン時間とを等しく設定することにより、先に述べ
たフィルタ回路を有しない場合と同様に、出力される回
路出力電力は最大となり、スイッチング損失が低減され
る。
路を有しない場合に対して、動作上、次のような点で相
異する。まず、２つのスイッチング素子群の各スイッチ
ング素子を同時にオフした状態（休止期間）から、一方
のスイッチング素子群の各スイッチング素子をオンする
と、倍電圧コンデンサは昇圧トランスのリーケージイン
ダクタンス、倍電圧整流回路とフィルタ回路の各コンデ
ンサの合成キャパシタンス、回路抵抗（但しマグネトロ
ンの抵抗は除く）で定まる振動の弧を描く電流で充電さ
れる点。次に、休止期間の後、他方のスイッチング素子
群の各スイッチング素子をオンすると、昇圧トランスの
リーケージインダクタンス、倍電圧整流回路とフィルタ
回路の各コンデンサの合成キャパシタンス、および回路
抵抗（マグネトロンの抵抗を含む）で定まる振動の弧を
描く電流でマグネトロンに電気エネルギーが供給される
点である。これに伴って、スイッチング素子の電流波形
は、回路定数、すなわち昇圧トランスのリーケージイン
ダクタンス、倍電圧整流回路とフイルタ回路の各コンデ
ンサの合成容量値および回路抵抗で定まる固有周波数で
振動する。したがって、この合成容量を含む上記回路定
数の値を調整するか、スイッチング素子のオン時間を調
整して、固有周波数の２分の１の周期とスイッチング素
子のオン時間とを等しく設定することにより、先に述べ
たフィルタ回路を有しない場合と同様に、出力される回
路出力電力は最大となり、スイッチング損失が低減され
る。
【００１５】
【実施例】以下、本発明のインバータ電子レンジの駆動
回路について添付図面を参照して詳細に説明する。
図１は本発明の一実施例を示す回路図である。図１に示
すように、このインバータ電子レンジは、低電圧直流電
源（例えば自動車用蓄電池）１の直流電力を高周波電力
に変換するプッシュプル電圧型インバータ回路（以下、
インバータ回路）２と、電源電圧を昇圧する昇圧トラン
ス３と、この昇圧トランス３の出力を整流する倍電圧半
波整流回路４を備えており、この倍電圧半波整流回路４
の出力によってマグネトロン５が駆動される。昇圧トラ
ンス３の２次側からは、マグネトロン５のフィラメント
加熱用電源も供給される。
回路について添付図面を参照して詳細に説明する。
図１は本発明の一実施例を示す回路図である。図１に示
すように、このインバータ電子レンジは、低電圧直流電
源（例えば自動車用蓄電池）１の直流電力を高周波電力
に変換するプッシュプル電圧型インバータ回路（以下、
インバータ回路）２と、電源電圧を昇圧する昇圧トラン
ス３と、この昇圧トランス３の出力を整流する倍電圧半
波整流回路４を備えており、この倍電圧半波整流回路４
の出力によってマグネトロン５が駆動される。昇圧トラ
ンス３の２次側からは、マグネトロン５のフィラメント
加熱用電源も供給される。
【００１６】上記倍電圧半波整流回路４は公知の構成を
有しており、２個の高圧ダイオード６ａ，６ｂおよび倍
電圧コンデンサ７を備えている。
有しており、２個の高圧ダイオード６ａ，６ｂおよび倍
電圧コンデンサ７を備えている。
【００１７】上記インバータ回路２は、２個以上のパワ
ーＭＯＳＦＥＴ（メタル・オキサイド・セミコンダクタ
ー・フィールド・エフェクト・トランジスタ）を並列接
続して構成している２組のスイッチング素子群８ａ，８
ｂと、このスイッチング素子群８ａ，８ｂを駆動するス
イッチング素子ドライブ回路９ａ，９ｂと、制御回路１
０を備えている。
ーＭＯＳＦＥＴ（メタル・オキサイド・セミコンダクタ
ー・フィールド・エフェクト・トランジスタ）を並列接
続して構成している２組のスイッチング素子群８ａ，８
ｂと、このスイッチング素子群８ａ，８ｂを駆動するス
イッチング素子ドライブ回路９ａ，９ｂと、制御回路１
０を備えている。
【００１８】上記スイッチング素子群８ａおよび８ｂを
構成するパワーＭＯＳＦＥＴのドレインは昇圧トランス
３の１次巻線の一端３ａおよび他端３ｂにそれぞれ接続
され、またスイッチング素子群８ａおよび８ｂを構成す
るパワーＭＯＳＦＥＴのソース同士が接続されており、
スイッチング素子群８ａ，８ｂを構成するパワーＭＯＳ
ＦＥＴのゲートがスイッチング素子ドライブ回路９ａ，
９ｂを介して制御回路１０によって駆動されることによ
り、昇圧トランス３の１次側を流れる電流が高速にスイ
ッチングされる。スイッチング素子群８ａ，８ｂを構成
するスイッチング素子としてパワーＭＯＳＦＥＴに代え
て、ＩＧＢＴ（インシュレーティド・ゲート・バイポー
ラ・トランジスタ）等のスイッチング素子を用いてもよ
い。
構成するパワーＭＯＳＦＥＴのドレインは昇圧トランス
３の１次巻線の一端３ａおよび他端３ｂにそれぞれ接続
され、またスイッチング素子群８ａおよび８ｂを構成す
るパワーＭＯＳＦＥＴのソース同士が接続されており、
スイッチング素子群８ａ，８ｂを構成するパワーＭＯＳ
ＦＥＴのゲートがスイッチング素子ドライブ回路９ａ，
９ｂを介して制御回路１０によって駆動されることによ
り、昇圧トランス３の１次側を流れる電流が高速にスイ
ッチングされる。スイッチング素子群８ａ，８ｂを構成
するスイッチング素子としてパワーＭＯＳＦＥＴに代え
て、ＩＧＢＴ（インシュレーティド・ゲート・バイポー
ラ・トランジスタ）等のスイッチング素子を用いてもよ
い。
【００１９】直流電源１は、その一端がスイッチング素
子群８ａのパワーＭＯＳＦＥＴのソースとスイッチング
素子群８ｂのパワーＭＯＳＦＥＴのソースとの接続点に
接続され、他端は昇圧トランス３の１次巻線のセンター
タップ３ｃに接続されている。
子群８ａのパワーＭＯＳＦＥＴのソースとスイッチング
素子群８ｂのパワーＭＯＳＦＥＴのソースとの接続点に
接続され、他端は昇圧トランス３の１次巻線のセンター
タップ３ｃに接続されている。
【００２０】図２は制御回路１０の回路図である。同図
に示すように、発振回路１１はトグルフリップフロップ
１２と鋸歯状波発生回路１３に接続され、トグルフリッ
プフロップ１２は２つのＡＮＤゲート１５ａ，１５ｂに
、また鋸歯状波発生回路１３は比較回路１４を介して上
記ＡＮＤゲート１５ａ，１５ｂに接続されている。上記
トグルフリップフロップ１２は発振回路１１の出力信号
をトリガとして、２相分割信号を出力する。上記２相分
割信号は２つのＡＮＤゲート１５ａ，１５ｂにそれぞれ
入力される。一方、上記鋸歯状波発生回路１３に与えら
れた発振出力は、発振回路１１の発振周波数に同期した
鋸歯状波に変換された後に、比較回路１４に入力される
。そして、この比較回路１４において、マグネトロン５
の出力を決定するための基準値（すなわちパワーＭＯＳ
ＦＥＴをオンする時間を設定するためのスレッショルド
レベル）と鋸歯状波との比較が行なわれ、比較回路１４
の出力は鋸歯状波の電圧レベルが基準値より大きい期間
にハイレベルになり、予め設定されたオン時間となるよ
うに変調される。変調された信号は上記ＡＮＤゲート１
５ａ，１５ｂに入力され、トグルフリップフロップ１２
で２相に分割された信号とＡＮＤをとることで、２つの
スイッチング素子群のパワーＭＯＳＦＥＴを同時にオフ
する期間を持ちながら、スイッチング素子群８ａ，８ｂ
を交互に駆動する。
に示すように、発振回路１１はトグルフリップフロップ
１２と鋸歯状波発生回路１３に接続され、トグルフリッ
プフロップ１２は２つのＡＮＤゲート１５ａ，１５ｂに
、また鋸歯状波発生回路１３は比較回路１４を介して上
記ＡＮＤゲート１５ａ，１５ｂに接続されている。上記
トグルフリップフロップ１２は発振回路１１の出力信号
をトリガとして、２相分割信号を出力する。上記２相分
割信号は２つのＡＮＤゲート１５ａ，１５ｂにそれぞれ
入力される。一方、上記鋸歯状波発生回路１３に与えら
れた発振出力は、発振回路１１の発振周波数に同期した
鋸歯状波に変換された後に、比較回路１４に入力される
。そして、この比較回路１４において、マグネトロン５
の出力を決定するための基準値（すなわちパワーＭＯＳ
ＦＥＴをオンする時間を設定するためのスレッショルド
レベル）と鋸歯状波との比較が行なわれ、比較回路１４
の出力は鋸歯状波の電圧レベルが基準値より大きい期間
にハイレベルになり、予め設定されたオン時間となるよ
うに変調される。変調された信号は上記ＡＮＤゲート１
５ａ，１５ｂに入力され、トグルフリップフロップ１２
で２相に分割された信号とＡＮＤをとることで、２つの
スイッチング素子群のパワーＭＯＳＦＥＴを同時にオフ
する期間を持ちながら、スイッチング素子群８ａ，８ｂ
を交互に駆動する。
【００２１】上記ＡＮＤゲート１５ａおよび１５ｂの出
力は、それぞれスイッチング素子ドライブ回路９ａ，９
ｂを経て、スイッチング素子群８ａおよび８ｂを構成す
る各々のパワーＭＯＳＦＥＴのゲートに与えられる。Ａ
ＮＤゲート１５ａの出力がハイレベルの時、スイッチン
グ素子群８ａのパワーＭＯＳＦＥＴはオン状態になる。 またＡＮＤゲート１５ｂの出力がハイレベルの時スイッ
チング素子群８ｂのパワーＭＯＳＦＥＴはオン状態にな
る。
力は、それぞれスイッチング素子ドライブ回路９ａ，９
ｂを経て、スイッチング素子群８ａおよび８ｂを構成す
る各々のパワーＭＯＳＦＥＴのゲートに与えられる。Ａ
ＮＤゲート１５ａの出力がハイレベルの時、スイッチン
グ素子群８ａのパワーＭＯＳＦＥＴはオン状態になる。 またＡＮＤゲート１５ｂの出力がハイレベルの時スイッ
チング素子群８ｂのパワーＭＯＳＦＥＴはオン状態にな
る。
【００２２】図３は制御回路１０の動作タイミングを示
す図である。同図に示すように、ＡＮＤゲート１５ａ及
び１５ｂの出力は交互にハイレベルになるので、スイッ
チング素子群８ａおよび８ｂのパワーＭＯＳＦＥＴも交
互にオン状態にされる。ここでＡＮＤゲート１５ａおよ
び１５ｂの出力は同時にローレベルになる期間、つまり
デッドタイムが存在するように、基準値が設定されてい
る。 なお、デッドタイムは２つのスイッチング素子群８ａ，
８ｂが同時にオンして短絡状態になるのを防止するため
に設けたものである。
す図である。同図に示すように、ＡＮＤゲート１５ａ及
び１５ｂの出力は交互にハイレベルになるので、スイッ
チング素子群８ａおよび８ｂのパワーＭＯＳＦＥＴも交
互にオン状態にされる。ここでＡＮＤゲート１５ａおよ
び１５ｂの出力は同時にローレベルになる期間、つまり
デッドタイムが存在するように、基準値が設定されてい
る。 なお、デッドタイムは２つのスイッチング素子群８ａ，
８ｂが同時にオンして短絡状態になるのを防止するため
に設けたものである。
【００２３】次に、本実施例の動作を説明する。スイッ
チング素子群８ａおよび８ｂがともにオフしている状態
からスイッチング素子群８ｂのパワーＭＯＳＦＥＴがオ
ンされると、昇圧トランス３の２次側回路は高圧コンデ
ンサ７、高圧ダイオード６ａ、昇圧トランス３の２次巻
線の一端３ｅ、２次巻線の他端３ｄの閉ループに電流が
流れ、倍電圧コンデンサ７が充電される。なお、倍電圧
コンデンサ７の充電電圧の大きさは、倍電圧コンデンサ
７の初期電圧とスイッチング素子群８ａ，８ｂのパワー
ＭＯＳＦＥＴのオン時間の長さで決まる。
チング素子群８ａおよび８ｂがともにオフしている状態
からスイッチング素子群８ｂのパワーＭＯＳＦＥＴがオ
ンされると、昇圧トランス３の２次側回路は高圧コンデ
ンサ７、高圧ダイオード６ａ、昇圧トランス３の２次巻
線の一端３ｅ、２次巻線の他端３ｄの閉ループに電流が
流れ、倍電圧コンデンサ７が充電される。なお、倍電圧
コンデンサ７の充電電圧の大きさは、倍電圧コンデンサ
７の初期電圧とスイッチング素子群８ａ，８ｂのパワー
ＭＯＳＦＥＴのオン時間の長さで決まる。
【００２４】次に、再び上記と同じスイッチング素子群
８ｂのパワーＭＯＳＦＥＴをオフすると、昇圧トランス
３に蓄えられた電磁エネルギーが倍電圧コンデンサ７に
供給されながら電源１に回生され、２つのスイッチング
素子群８ａ，８ｂのパワーＭＯＳＦＥＴが同時オフする
期間に移る。
８ｂのパワーＭＯＳＦＥＴをオフすると、昇圧トランス
３に蓄えられた電磁エネルギーが倍電圧コンデンサ７に
供給されながら電源１に回生され、２つのスイッチング
素子群８ａ，８ｂのパワーＭＯＳＦＥＴが同時オフする
期間に移る。
【００２５】次に、スイッチング素子群８ａのパワーＭ
ＯＳＦＥＴがオンされると、昇圧トランス３の２次側回
路は高圧ダイオード６ｂ、倍電圧コンデンサ７、昇圧ト
ランス３の２次巻線の一端３ｄ、２次巻線の他端３ｅ、
マグネトロン５の閉ループに電流が流れ、マグネトロン
５に電気エネルギーが供給される。ここでマグネトロン
５に供給される電力は倍電圧コンデンサ７の電圧とスイ
ッチング素子群８ａ，８ｂのパワーＭＯＳＦＥＴのオン
時間の長さで決まる。そしてスイッチング素子群８ａの
パワーＭＯＳＦＥＴをオフすると、昇圧トランス３に蓄
えられた電磁エネルギーはマグネトロン５に供給されな
がら電源１に回生される。以上の動作が繰り返されてマ
グネトロン５は高周波電力の発振を続ける。
ＯＳＦＥＴがオンされると、昇圧トランス３の２次側回
路は高圧ダイオード６ｂ、倍電圧コンデンサ７、昇圧ト
ランス３の２次巻線の一端３ｄ、２次巻線の他端３ｅ、
マグネトロン５の閉ループに電流が流れ、マグネトロン
５に電気エネルギーが供給される。ここでマグネトロン
５に供給される電力は倍電圧コンデンサ７の電圧とスイ
ッチング素子群８ａ，８ｂのパワーＭＯＳＦＥＴのオン
時間の長さで決まる。そしてスイッチング素子群８ａの
パワーＭＯＳＦＥＴをオフすると、昇圧トランス３に蓄
えられた電磁エネルギーはマグネトロン５に供給されな
がら電源１に回生される。以上の動作が繰り返されてマ
グネトロン５は高周波電力の発振を続ける。
【００２６】上記倍電圧コンデンサ７には昇圧トランス
３のリーケージインダクタンス、倍電圧コンデンサ７の
キャパシタンス、回路抵抗（但しマグネトロン５の抵抗
分は除く）で定まる振動の弧を描くスイッチング素子群
８ｂのパワーＭＯＳＦＥＴのドレイン電流波形と同様の
電流波形で充電され、またマグネトロン５に昇圧トラン
ス３のリーケージインダクタンスと倍電圧コンデンサ７
のキャパシタンス、回路抵抗（但しマグネトロン５の抵
抗分を含む）で定まる振動の弧を描くスイッチング素子
群８ａのパワーＭＯＳＦＥＴのドレイン電流波形と同様
の電流波形で電気エネルギーが供給される。
３のリーケージインダクタンス、倍電圧コンデンサ７の
キャパシタンス、回路抵抗（但しマグネトロン５の抵抗
分は除く）で定まる振動の弧を描くスイッチング素子群
８ｂのパワーＭＯＳＦＥＴのドレイン電流波形と同様の
電流波形で充電され、またマグネトロン５に昇圧トラン
ス３のリーケージインダクタンスと倍電圧コンデンサ７
のキャパシタンス、回路抵抗（但しマグネトロン５の抵
抗分を含む）で定まる振動の弧を描くスイッチング素子
群８ａのパワーＭＯＳＦＥＴのドレイン電流波形と同様
の電流波形で電気エネルギーが供給される。
【００２７】図４は本実施例におけるパワーＭＯＳＦＥ
Ｔに流れる電流波形を示す図である。同図を参照して回
路出力電力が向上できることを詳細に説明する。上記電
流波形は昇圧トランス３のリーケージインダクタンス、
倍電圧コンデンサ７のキャパシタンス、回路抵抗の各値
で定まる固有周波数Ｆで振動する。この波形の２分の１
周期をパワーＭＯＳＦＥＴのオン時間Ｔｏｎに等しくな
るように振動させると（Ｔｏｎ＝１／（２Ｆ）にすると
）、図４に示すようにパワーＭＯＳＦＥＴのオン期間に
おける電流（電流波形のオン期間における積分値）をほ
ぼ最大にでき、したがって、回路出力電力もほぼ最大に
できる。Ｔｏｎ＜１／（２Ｆ），Ｔｏｎ＞１／（２Ｆ）
にすると、図５（ａ），（ｂ）に示すように、オン期間
の電流が小さくなる。
Ｔに流れる電流波形を示す図である。同図を参照して回
路出力電力が向上できることを詳細に説明する。上記電
流波形は昇圧トランス３のリーケージインダクタンス、
倍電圧コンデンサ７のキャパシタンス、回路抵抗の各値
で定まる固有周波数Ｆで振動する。この波形の２分の１
周期をパワーＭＯＳＦＥＴのオン時間Ｔｏｎに等しくな
るように振動させると（Ｔｏｎ＝１／（２Ｆ）にすると
）、図４に示すようにパワーＭＯＳＦＥＴのオン期間に
おける電流（電流波形のオン期間における積分値）をほ
ぼ最大にでき、したがって、回路出力電力もほぼ最大に
できる。Ｔｏｎ＜１／（２Ｆ），Ｔｏｎ＞１／（２Ｆ）
にすると、図５（ａ），（ｂ）に示すように、オン期間
の電流が小さくなる。
【００２８】図６は本実施例（Ｔｏｎ＝１／（２Ｆ））
におけるパワーＭＯＳＦＥＴのスイッチング損失の説明
図である。図６を参照して、スイッチング損失が低減で
きることを説明する。図６において、破線はパワーＭＯ
ＳＦＥＴの電圧波形であり、実線はパワーＭＯＳＦＥＴ
の電流波形である。また、図６に示すように、パワーＭ
ＯＳＦＥＴのオフからオンへの遷移時のライズタイムＴ
ｒおよびオンからオフへの遷移時のフォールタイムＴｆ
にパワーＭＯＳＦＥＴに流れるドレイン電流がほぼゼロ
となるため遷移損の発生が極力抑えられ、スイッチング
損失を低減できる。なお、一般的なスイッチング素子は
、図７に示すように、ライズタイムＴｒおよびフォール
タイムＴｆにおけるスイッチング電流が大きく遷移損が
大きい。
におけるパワーＭＯＳＦＥＴのスイッチング損失の説明
図である。図６を参照して、スイッチング損失が低減で
きることを説明する。図６において、破線はパワーＭＯ
ＳＦＥＴの電圧波形であり、実線はパワーＭＯＳＦＥＴ
の電流波形である。また、図６に示すように、パワーＭ
ＯＳＦＥＴのオフからオンへの遷移時のライズタイムＴ
ｒおよびオンからオフへの遷移時のフォールタイムＴｆ
にパワーＭＯＳＦＥＴに流れるドレイン電流がほぼゼロ
となるため遷移損の発生が極力抑えられ、スイッチング
損失を低減できる。なお、一般的なスイッチング素子は
、図７に示すように、ライズタイムＴｒおよびフォール
タイムＴｆにおけるスイッチング電流が大きく遷移損が
大きい。
【００２９】具体的な昇圧トランス３のリーケージイン
ダクタンスと倍電圧コンデンサ７のキャパシタンスおよ
び回路抵抗の設定は以下の通りである。パワーＭＯＳＦ
ＥＴの電流波形の固有周波数Ｆは次式（数１）で示され
る。
ダクタンスと倍電圧コンデンサ７のキャパシタンスおよ
び回路抵抗の設定は以下の通りである。パワーＭＯＳＦ
ＥＴの電流波形の固有周波数Ｆは次式（数１）で示され
る。
【数１】
ここで、Ｌ： 昇圧トランスのリーケージインダクタン
スＣ： 倍電圧コンデンサのキャパシタンス
Ｒ： 回路抵抗ｎ： 昇圧用トランス巻数比した
がって、パワースイッチング素子群８ａ，８ｂのパワー
ＭＯＳＦＥＴのオン時間をＴｏｎとしたとき、次式（数
２）
スＣ： 倍電圧コンデンサのキャパシタンス
Ｒ： 回路抵抗ｎ： 昇圧用トランス巻数比した
がって、パワースイッチング素子群８ａ，８ｂのパワー
ＭＯＳＦＥＴのオン時間をＴｏｎとしたとき、次式（数
２）
【数２】
で表される関係を満足するようにＬ、Ｃ、Ｒの値を設定
する。また逆に、Ｌ、Ｃ、Ｒで定まる固有周波数の周期
の２分の１にパワートランジスタ８ａ，８ｂのオン時間
Ｔｏｎを設定してもよい。また、ここでＬは昇圧トラン
ス３のリーケージインダクタンスとしているが、インダ
クタンス値の調整を行う場合、コイルを回路に追加して
もよい。
する。また逆に、Ｌ、Ｃ、Ｒで定まる固有周波数の周期
の２分の１にパワートランジスタ８ａ，８ｂのオン時間
Ｔｏｎを設定してもよい。また、ここでＬは昇圧トラン
ス３のリーケージインダクタンスとしているが、インダ
クタンス値の調整を行う場合、コイルを回路に追加して
もよい。
【００３０】また、図８は、上記インバータ回路２と直
流電源１との間に、コイル２１とコンデンサ２２からな
るフィルタ回路２０を設けた例を示している。このよう
にした場合、上記各休止期間中に直流電源１に電磁エネ
ルギーが回生されるときに、電磁エネルギーの交流成分
をある程度除去できる。したがって、直流電源１を保護
することができる。
流電源１との間に、コイル２１とコンデンサ２２からな
るフィルタ回路２０を設けた例を示している。このよう
にした場合、上記各休止期間中に直流電源１に電磁エネ
ルギーが回生されるときに、電磁エネルギーの交流成分
をある程度除去できる。したがって、直流電源１を保護
することができる。
【００３１】フィルタ回路２０を有する場合は、これま
で述べたフィルタ回路を有しない場合に対して、動作上
、次のような点で相異する。まず、２つのスイッチング
素子群８ａ，８ｂの各パワーＭＯＳＦＥＴを同時にオフ
した状態（休止期間）から、スイッチング素子群８ｂの
パワーＭＯＳＦＥＴをオンすると、倍電圧コンデンサ７
は昇圧トランス３のリーケージインダクタンス、倍電圧
整流回路４とフィルタ回路２０の各コンデンサ７，２２
の合成キャパシタンス、回路抵抗（但しマグネトロンの
抵抗は除く）で定まる振動の弧を描く電流で充電される
点。次に、休止期間の後、スイッチング素子群８ａのパ
ワーＭＯＳＦＥＴをオンすると、昇圧トランス３のリー
ケージインダクタンス、上記コンデンサ７，２２の合成
キャパシタンス、マグネトロンの抵抗を含む回路抵抗で
定まる振動の弧を描く電流でマグネトロンに電気エネル
ギーが供給される点である。これに伴って、各パワーＭ
ＯＳＦＥＴの電流波形は、回路定数、すなわち昇圧トラ
ンス３のリーケージインダクタンス、コンデンサ７，２
２の合成キャパシタンスおよび回路抵抗で定まる固有周
波数で振動する。すなわち、既に示した（数１），（数
２）中のＣの値が倍電圧コンデンサ７とコンデンサ２２
との合成容量値となる。したがって、この合成容量を含
む上記回路定数の値を調整するか、パワーＭＯＳＦＥＴ
のオン時間Ｔｏｎを調整して、固有周波数の２分の１の
周期とパワーＭＯＳＦＥＴのオン時間Ｔｏｎとを等しく
設定することにより、先に述べたフィルタ回路を有しな
い場合と同様に、出力される回路出力電力を最大にでき
、スイッチング損失を低減することができる。
で述べたフィルタ回路を有しない場合に対して、動作上
、次のような点で相異する。まず、２つのスイッチング
素子群８ａ，８ｂの各パワーＭＯＳＦＥＴを同時にオフ
した状態（休止期間）から、スイッチング素子群８ｂの
パワーＭＯＳＦＥＴをオンすると、倍電圧コンデンサ７
は昇圧トランス３のリーケージインダクタンス、倍電圧
整流回路４とフィルタ回路２０の各コンデンサ７，２２
の合成キャパシタンス、回路抵抗（但しマグネトロンの
抵抗は除く）で定まる振動の弧を描く電流で充電される
点。次に、休止期間の後、スイッチング素子群８ａのパ
ワーＭＯＳＦＥＴをオンすると、昇圧トランス３のリー
ケージインダクタンス、上記コンデンサ７，２２の合成
キャパシタンス、マグネトロンの抵抗を含む回路抵抗で
定まる振動の弧を描く電流でマグネトロンに電気エネル
ギーが供給される点である。これに伴って、各パワーＭ
ＯＳＦＥＴの電流波形は、回路定数、すなわち昇圧トラ
ンス３のリーケージインダクタンス、コンデンサ７，２
２の合成キャパシタンスおよび回路抵抗で定まる固有周
波数で振動する。すなわち、既に示した（数１），（数
２）中のＣの値が倍電圧コンデンサ７とコンデンサ２２
との合成容量値となる。したがって、この合成容量を含
む上記回路定数の値を調整するか、パワーＭＯＳＦＥＴ
のオン時間Ｔｏｎを調整して、固有周波数の２分の１の
周期とパワーＭＯＳＦＥＴのオン時間Ｔｏｎとを等しく
設定することにより、先に述べたフィルタ回路を有しな
い場合と同様に、出力される回路出力電力を最大にでき
、スイッチング損失を低減することができる。
【００３２】また、本実施例におけるパワーＭＯＳＦＥ
Ｔの並列接続は、スイッチング素子群のオン抵抗減によ
る回路抵抗低減の役割を有している。したがって、図９
に示すように、回路抵抗を小さくした分だけ、スイッチ
ング電流が大きくなり出力をアップすることができる。 さらに、スイッチング素子を並列接続させることのメリ
ットとして、１石あたりの回路電流低減による導通損失
低減があり、スイッチング素子群全体としても導通損低
減がある。
Ｔの並列接続は、スイッチング素子群のオン抵抗減によ
る回路抵抗低減の役割を有している。したがって、図９
に示すように、回路抵抗を小さくした分だけ、スイッチ
ング電流が大きくなり出力をアップすることができる。 さらに、スイッチング素子を並列接続させることのメリ
ットとして、１石あたりの回路電流低減による導通損失
低減があり、スイッチング素子群全体としても導通損低
減がある。
【００３３】また、先に述べた通り、スイッチング素子
群８ｂのパワーＭＯＳＦＥＴがオンして、倍電圧コンデ
ンサ７に充電される期間の回路抵抗はマグネトロン５の
抵抗分を含まないが、スイッチング素子群８ａのパワー
ＭＯＳＦＥＴがオンしてマグネトロン５に電気エネルギ
ーが供給される期間の回路抵抗はマグネトロン５の抵抗
分を含む。このとき回路抵抗にはマグネトロン５の抵抗
分として、マグネトロン５の等価抵抗を１次側に変換し
た値（昇圧トランス３の巻数比の２乗で除した値）が加
わる。しかしながら、本回路では低電圧直流電源を電源
としており、商用電源を直接整流するのと比較して、昇
圧トランスの巻数比ｎが高いことからマグネトロン５の
抵抗分は非常に小さい。したがって、スイッチング素子
群８ａのパワーＭＯＳＦＥＴがオン期間でも、またスイ
ッチング素子群８ｂのパワーＭＯＳＦＥＴがオン期間で
も同様のスイッチング電流波形が得られ、どちらの場合
であってもほぼ最大出力が得られる。その上、パワーＭ
ＯＳＦＥＴのオフ時における遷移損を抑えることができ
る。
群８ｂのパワーＭＯＳＦＥＴがオンして、倍電圧コンデ
ンサ７に充電される期間の回路抵抗はマグネトロン５の
抵抗分を含まないが、スイッチング素子群８ａのパワー
ＭＯＳＦＥＴがオンしてマグネトロン５に電気エネルギ
ーが供給される期間の回路抵抗はマグネトロン５の抵抗
分を含む。このとき回路抵抗にはマグネトロン５の抵抗
分として、マグネトロン５の等価抵抗を１次側に変換し
た値（昇圧トランス３の巻数比の２乗で除した値）が加
わる。しかしながら、本回路では低電圧直流電源を電源
としており、商用電源を直接整流するのと比較して、昇
圧トランスの巻数比ｎが高いことからマグネトロン５の
抵抗分は非常に小さい。したがって、スイッチング素子
群８ａのパワーＭＯＳＦＥＴがオン期間でも、またスイ
ッチング素子群８ｂのパワーＭＯＳＦＥＴがオン期間で
も同様のスイッチング電流波形が得られ、どちらの場合
であってもほぼ最大出力が得られる。その上、パワーＭ
ＯＳＦＥＴのオフ時における遷移損を抑えることができ
る。
【００３４】なお、いずれの場合でも２つのスイッチン
グ素子群８ａおよび８ｂのパワーＭＯＳＦＥＴのオン時
間は、昇圧トランス３の偏磁防止のため等しく制御する
必要がある。
グ素子群８ａおよび８ｂのパワーＭＯＳＦＥＴのオン時
間は、昇圧トランス３の偏磁防止のため等しく制御する
必要がある。
【００３５】
【発明の効果】以上のように、本発明によれば、従来と
は異なり、ＤＣ／ＡＣインバータを使用せず、またスイ
ッチング素子群の電流波形の固有周波数の２分の１の周
期をスイッチング素子のオン時間と等しくしているので
、安価で電力利用効率の高い、かつ高出力であると共に
、スイッチング損失の小さい低電圧入力のインバータ電
子レンジの駆動回路を提供できる。また、スイッチング
素子群はスイッチング素子を並列接続しているので、ス
イッチング素子群のオン抵抗を低減でき、駆動回路の抵
抗を低減できる。さらに、低電圧の直流電源を直接高周
波電流に変換しているので、駆動回路の中でも最も大き
く、しかも重量のある昇圧用トランスの小型化、軽量化
が可能となり、駆動回路のコンパクト化が図れる。
は異なり、ＤＣ／ＡＣインバータを使用せず、またスイ
ッチング素子群の電流波形の固有周波数の２分の１の周
期をスイッチング素子のオン時間と等しくしているので
、安価で電力利用効率の高い、かつ高出力であると共に
、スイッチング損失の小さい低電圧入力のインバータ電
子レンジの駆動回路を提供できる。また、スイッチング
素子群はスイッチング素子を並列接続しているので、ス
イッチング素子群のオン抵抗を低減でき、駆動回路の抵
抗を低減できる。さらに、低電圧の直流電源を直接高周
波電流に変換しているので、駆動回路の中でも最も大き
く、しかも重量のある昇圧用トランスの小型化、軽量化
が可能となり、駆動回路のコンパクト化が図れる。
【００３６】また、本駆動回路と直流電源との間に、コ
イルとコンデンサからなるフィルタ回路を設けた場合、
上記スイッチング素子の休止期間中に直流電源に電磁エ
ネルギーが回生されるときに、電磁エネルギーの交流成
分をある程度除去できる。したがって、直流電源を保護
することができる。
イルとコンデンサからなるフィルタ回路を設けた場合、
上記スイッチング素子の休止期間中に直流電源に電磁エ
ネルギーが回生されるときに、電磁エネルギーの交流成
分をある程度除去できる。したがって、直流電源を保護
することができる。
【図１】 本発明の実施例に係るインバータ電子レン
ジの駆動回路の回路図である。
ジの駆動回路の回路図である。
【図２】 制御回路のブロック図である。
【図３】 制御回路の各制御信号の波形図である。
【図４】 本実施例のパワーＭＯＳＦＥＴのスイッチ
ング電流波形を示す図である。
ング電流波形を示す図である。
【図５】 比較例のパワーＭＯＳＦＥＴのスイッチン
グ電流波形を示す図である。
グ電流波形を示す図である。
【図６】 本実施例のパワーＭＯＳＦＥＴのスイッチ
ング損失の説明図である。
ング損失の説明図である。
【図７】 一般的なスイッチング素子のスイッチング
損失の説明図である。
損失の説明図である。
【図８】 図１に示した駆動回路と直流電源との間に
フィルタ回路を設けた例を示す図である。
フィルタ回路を設けた例を示す図である。
【図９】 回路抵抗とスイッチング電流の関係を示す
図である。
図である。
【図１０】 従来のインバータ電子レンジの回路ブロ
ックおよび低電圧直流電源を用いて従来のインバータ電
子レンジを駆動する方法を示す図である。
ックおよび低電圧直流電源を用いて従来のインバータ電
子レンジを駆動する方法を示す図である。
１ 直流電源
２ インバータ回路
３ 昇圧トランス
４ 倍電圧半波整流回路
８ａ，８ｂ スイッチング素子群
９ａ，９ｂ スイッチング素子ドライブ回路２０
フィルタ回路
フィルタ回路
Claims (2)
- 【請求項１】 ２個以上のスイッチング素子が並列に
接続されてなり、直流電源から供給される直流をスイッ
チングする２つのスイッチング素子群と、この２つのス
イッチング素子群を同時にオフする期間を設けて、同じ
デューティサイクルで交互にオンする制御手段とを有す
るプッシュプル電圧型インバータ回路と、上記インバー
タ回路から交流がセンタータップを有する１次側巻線に
供給される昇圧トランスと、上記昇圧トランスの２次側
巻線に接続され、コンデンサを介してマグネトロンに電
力を供給する倍電圧整流回路とを備えて、上記昇圧トラ
ンスのリーケージインダクタンスおよび倍電圧整流回路
のコンデンサの容量値および回路抵抗、あるいは上記ス
イッチング素子のデューティサイクルを調整して、上記
スイッチング素子に流れる電流波形の２分の１周期が上
記デューティサイクルと等しくなるように設定したこと
を特徴とするインバータ電子レンジの駆動回路。 - 【請求項２】 上記プッシュプル電圧型インバータ回
路と直流電源との間にコイルとコンデンサからなるフィ
ルタ回路を有し、上記昇圧トランスのリーケージインダ
クタンスおよび倍電圧整流回路，フィルタ回路の各コン
デンサの合成容量値および回路抵抗、あるいは上記スイ
ッチング素子のデューティサイクルを調整して、上記ス
イッチング素子に流れる電流波形の２分の１周期が上記
デューティサイクルと等しくなるように設定したことを
特徴とする請求項１に記載のインバータ電子レンジの駆
動回路。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3120160A JPH04230988A (ja) | 1990-07-26 | 1991-05-24 | インバータ電子レンジの駆動回路 |
| US07/733,197 US5181160A (en) | 1990-07-26 | 1991-07-19 | Driving circuit for inverter microwave oven |
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2-200688 | 1990-07-26 | ||
| JP20068890 | 1990-07-26 | ||
| JP3120160A JPH04230988A (ja) | 1990-07-26 | 1991-05-24 | インバータ電子レンジの駆動回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04230988A true JPH04230988A (ja) | 1992-08-19 |
Family
ID=26457783
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3120160A Pending JPH04230988A (ja) | 1990-07-26 | 1991-05-24 | インバータ電子レンジの駆動回路 |
Country Status (2)
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| JP (1) | JPH04230988A (ja) |
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|---|---|
| US5181160A (en) | 1993-01-19 |
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