JP2768813B2 - インバータ電子レンジの駆動回路 - Google Patents
インバータ電子レンジの駆動回路Info
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- JP2768813B2 JP2768813B2 JP2200689A JP20068990A JP2768813B2 JP 2768813 B2 JP2768813 B2 JP 2768813B2 JP 2200689 A JP2200689 A JP 2200689A JP 20068990 A JP20068990 A JP 20068990A JP 2768813 B2 JP2768813 B2 JP 2768813B2
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Description
本発明は、低電圧直流電源を高電圧の高周波電流に変
換し、これを倍電圧整流回路により整流してマグネトロ
ンに電力を供給するインバータ電子レンジの駆動回路に
関するものである。
換し、これを倍電圧整流回路により整流してマグネトロ
ンに電力を供給するインバータ電子レンジの駆動回路に
関するものである。
近年、通常は商用交流電源で使用していた電気・電子
機器において、屋外での使用を考慮した機器が各種開発
されており、現在家庭内で広く利用されているインバー
タ電子レンジにおいても屋外での使用が試みられてい
る。 従来の典型的なインバータ電子レンジの構成を第７図
に示す。このインバータ電子レンジでは商用電源（100
V、50/60Hz）から得られた交流電力は整流回路で直流電
力に変換される。この直流電力は一石共振型インバータ
回路で高周波化され、昇圧トランスで昇圧される。トラ
ンス出力は倍電圧整流回路で整流され、マグネトロンの
駆動に利用される。 上記インバータ電子レンジを屋外で使用する際には自
動車用蓄電池等の12V,24V等の低電圧直流電源で使用す
る必要があり、第８図に示すように、低電圧直流電源と
インバータ電子レンジの間にDC/ACインバータを設け、
低電圧直流電源の出力をDC/ACインバータによって商用
交流電源と同じ100V、50/60Hzの交流電力に変換し、こ
の交流電力でインバータ電子レンジを作動させていた。
機器において、屋外での使用を考慮した機器が各種開発
されており、現在家庭内で広く利用されているインバー
タ電子レンジにおいても屋外での使用が試みられてい
る。 従来の典型的なインバータ電子レンジの構成を第７図
に示す。このインバータ電子レンジでは商用電源（100
V、50/60Hz）から得られた交流電力は整流回路で直流電
力に変換される。この直流電力は一石共振型インバータ
回路で高周波化され、昇圧トランスで昇圧される。トラ
ンス出力は倍電圧整流回路で整流され、マグネトロンの
駆動に利用される。 上記インバータ電子レンジを屋外で使用する際には自
動車用蓄電池等の12V,24V等の低電圧直流電源で使用す
る必要があり、第８図に示すように、低電圧直流電源と
インバータ電子レンジの間にDC/ACインバータを設け、
低電圧直流電源の出力をDC/ACインバータによって商用
交流電源と同じ100V、50/60Hzの交流電力に変換し、こ
の交流電力でインバータ電子レンジを作動させていた。
上述したようにインバータ電子レンジを低電圧直流電
源で使用する場合、DC/ACインバータを使用して交流電
力をインバータ電子レンジに入力する方法では、DC/AC
インバータとインバータ電子レンジのインバータ回路と
で２度の電力変換が行なわれるため、電力の利用率が極
めて低くなるという問題がある。また、２台の独立した
インバータを必要とすることから電源回路のコストも高
くなる。 また、従来のインバータ電子レンジの一石共振型イン
バータ電源回路に低電圧直流電源を直接に接触するよう
に仕様を変更することは理論的には可能であるが、電源
電圧を低くする分、電流容量の非常に大きなスイッチン
グ素子を必要とする。このような電流容量を持つスイッ
チング素子は現状では非常に高価なものとなる。 本発明はこのような現状に鑑みてなされたものであ
り、その目的とするところは、低電圧直流電源を電源と
して、高出力かつ高効率、しかも安価でコンパクトなイ
ンバータ電子レンジの駆動回路を提供することにある。
源で使用する場合、DC/ACインバータを使用して交流電
力をインバータ電子レンジに入力する方法では、DC/AC
インバータとインバータ電子レンジのインバータ回路と
で２度の電力変換が行なわれるため、電力の利用率が極
めて低くなるという問題がある。また、２台の独立した
インバータを必要とすることから電源回路のコストも高
くなる。 また、従来のインバータ電子レンジの一石共振型イン
バータ電源回路に低電圧直流電源を直接に接触するよう
に仕様を変更することは理論的には可能であるが、電源
電圧を低くする分、電流容量の非常に大きなスイッチン
グ素子を必要とする。このような電流容量を持つスイッ
チング素子は現状では非常に高価なものとなる。 本発明はこのような現状に鑑みてなされたものであ
り、その目的とするところは、低電圧直流電源を電源と
して、高出力かつ高効率、しかも安価でコンパクトなイ
ンバータ電子レンジの駆動回路を提供することにある。
請求項１の発明のインバータ電子レンジの駆動回路
は、直流をスイッチングする４つのスイッチング素子
と、上記スイッチング素子に流れる電流波形のレベルが
略零の時に、上記スイッチング素子をスイッチングさせ
る制御手段とを有するブリッジインバータ回路と、上記
インバータ回路から交流が１次側巻線に供給される昇圧
トランスと、上記昇圧トランスの２次側巻線に接続さ
れ、マグネトロンに電力を供給する倍電圧整流回路とを
備え、上記ブリッジインバータ回路は、上記スイッチン
グ素子をオンさせる時間を、上記昇圧トランスのリーケ
ージインダクタンスと上記倍電圧整流回路におけるキャ
パシタンスおよび回路抵抗とで定まる固有周波数で振動
する上記スイッチング素子に流れる電流波形の略２分の
１周期の時間にすることを特徴としている。 また、請求項２の発明は、請求項１に記載のインバー
タ電子レンジの駆動回路において、上記制御手段は上記
ブリッジインバータ回路の４つのスイッチング素子を同
時にオフする制御信号を出力することを特徴としてい
る。
は、直流をスイッチングする４つのスイッチング素子
と、上記スイッチング素子に流れる電流波形のレベルが
略零の時に、上記スイッチング素子をスイッチングさせ
る制御手段とを有するブリッジインバータ回路と、上記
インバータ回路から交流が１次側巻線に供給される昇圧
トランスと、上記昇圧トランスの２次側巻線に接続さ
れ、マグネトロンに電力を供給する倍電圧整流回路とを
備え、上記ブリッジインバータ回路は、上記スイッチン
グ素子をオンさせる時間を、上記昇圧トランスのリーケ
ージインダクタンスと上記倍電圧整流回路におけるキャ
パシタンスおよび回路抵抗とで定まる固有周波数で振動
する上記スイッチング素子に流れる電流波形の略２分の
１周期の時間にすることを特徴としている。 また、請求項２の発明は、請求項１に記載のインバー
タ電子レンジの駆動回路において、上記制御手段は上記
ブリッジインバータ回路の４つのスイッチング素子を同
時にオフする制御信号を出力することを特徴としてい
る。
４つのスイッチング素子のうち、一方の２つのスイッ
チング素子をオンすると、倍電圧コンデンサは昇圧トラ
ンスのリーケージインダクタンス、倍電圧整流回路の倍
電圧コンデンサのキャパシタンス、回路抵抗値（但しマ
グネトロンの抵抗値は除く）で定まる振動の弧を描く電
流で充電される。倍電圧コンデンサの充電電圧の大きさ
は倍電圧コンデンサの初期電圧とスイッチング素子のオ
ン時間の長さで決まる。次に、前記と同じ一方の２つの
スイッチング素子をオフすると、昇圧トランスに蓄えら
れた電磁エネルギーが倍電圧コンデンサに供給されなが
ら電源に回生される。 次に、他方の２つのスイッチング素子をオンすると、
昇圧トランスのリーケージインダクタンスと倍電圧コン
デンサのキャパシティ、マグネトロンの抵抗を含む回路
抵抗で定まる振動の弧を描く電流でマグネトロンに電気
エネルギーが供給される。ここでマグネトロンに供給さ
れる電力は、倍電圧コンデンサの電圧とスイッチング素
子のオン時間の長さで決まる。そして上記他方の２つの
スイッチング素子がオフすると、昇圧トランスに蓄えら
れた電磁エネルギーがマグネトロンに供給されながら電
源に回生される。 以上のスイッチング動作が繰り返されてマグネトロン
は高周波電力を発振する。 この場合において、スイッチング素子の電流波形は、
回路常数、すなわち昇圧トランスのリーケージインダク
タンス、倍電圧コンデンサおよび回路抵抗で定まる固有
周波数で振動する。そして、ブリッジインバータ回路の
制御手段は電流波形のレベルが零のときにスイッチング
素子をスイッチングするので、見方を変えると、昇圧ト
ランスのリーケージインダクタンス等の回路定数の値を
調整するか、スイッチング素子のオン時間を調整して、
固有周波数の２分の１の周期とスイッチング素子のオン
時間とを等しくしているので、出力される回路出力電力
は最大となる。また、このとき、スイッチング素子のオ
フからオンへの遷移時およびオンからオンへの遷移時に
スイッチング素子に流れる電流はほぼゼロになるため、
遷移損が非常に小さくなり、スイッチング損失が低減す
る。 また、制御手段がブリッジインバータ回路の４つのス
イッチング素子を同時にオフする制御信号を出力する場
合には、上記４つのスイッチング素子が同時にオンして
昇圧トランスの１次側の回路が短絡するのを防止する。
チング素子をオンすると、倍電圧コンデンサは昇圧トラ
ンスのリーケージインダクタンス、倍電圧整流回路の倍
電圧コンデンサのキャパシタンス、回路抵抗値（但しマ
グネトロンの抵抗値は除く）で定まる振動の弧を描く電
流で充電される。倍電圧コンデンサの充電電圧の大きさ
は倍電圧コンデンサの初期電圧とスイッチング素子のオ
ン時間の長さで決まる。次に、前記と同じ一方の２つの
スイッチング素子をオフすると、昇圧トランスに蓄えら
れた電磁エネルギーが倍電圧コンデンサに供給されなが
ら電源に回生される。 次に、他方の２つのスイッチング素子をオンすると、
昇圧トランスのリーケージインダクタンスと倍電圧コン
デンサのキャパシティ、マグネトロンの抵抗を含む回路
抵抗で定まる振動の弧を描く電流でマグネトロンに電気
エネルギーが供給される。ここでマグネトロンに供給さ
れる電力は、倍電圧コンデンサの電圧とスイッチング素
子のオン時間の長さで決まる。そして上記他方の２つの
スイッチング素子がオフすると、昇圧トランスに蓄えら
れた電磁エネルギーがマグネトロンに供給されながら電
源に回生される。 以上のスイッチング動作が繰り返されてマグネトロン
は高周波電力を発振する。 この場合において、スイッチング素子の電流波形は、
回路常数、すなわち昇圧トランスのリーケージインダク
タンス、倍電圧コンデンサおよび回路抵抗で定まる固有
周波数で振動する。そして、ブリッジインバータ回路の
制御手段は電流波形のレベルが零のときにスイッチング
素子をスイッチングするので、見方を変えると、昇圧ト
ランスのリーケージインダクタンス等の回路定数の値を
調整するか、スイッチング素子のオン時間を調整して、
固有周波数の２分の１の周期とスイッチング素子のオン
時間とを等しくしているので、出力される回路出力電力
は最大となる。また、このとき、スイッチング素子のオ
フからオンへの遷移時およびオンからオンへの遷移時に
スイッチング素子に流れる電流はほぼゼロになるため、
遷移損が非常に小さくなり、スイッチング損失が低減す
る。 また、制御手段がブリッジインバータ回路の４つのス
イッチング素子を同時にオフする制御信号を出力する場
合には、上記４つのスイッチング素子が同時にオンして
昇圧トランスの１次側の回路が短絡するのを防止する。
【実施例】 以下、本発明のインバータ電子レンジの駆動回路につ
いて添付図面を参照して詳細に説明する。 第１図は本発明の一実施例を示す回路図である。第１
図に示すように、このインバータ電子レンジは、低電圧
直流電源（例えば自動車用蓄電池）１の直流電力を高周
波電力に変換するブリッジ方式インバータ回路（以下、
インバータ回路）２と、電源電圧を昇圧する昇圧トラン
ス３と、この昇圧トランス３の出力を整流する倍電圧半
波整流回路４を備えており、この倍電圧半波整流回路４
の出力によってマグネトロン５が駆動される。昇圧トラ
ンス３の２次側からは、マグネトロン５のフイラメント
加熱用電源も供給される。 上記倍電圧半波整流回路４は公知の構成を有してお
り、２個の高圧ダイオード6a,6bおよび倍電圧コンデン
サ７を備えている。 上記インバータ回路２は、４個のパワーMOSFET（メタ
ル・オキサイド・セミコンダクター・フィールド・エフ
ェクト・トランジスタ）8a〜8dと、上記４個のパワーMO
SFETの保護用の４個の高速ダイオード9a〜9dと、上記パ
ワーMOSFET8a〜8dを駆動するスイッチング素子ドライブ
回路10a,10bと、制御回路11を備えている。上記スイッ
チング素子ドライブ回路10a,10bと制御回路11で制御手
段を構成している。 上記パワーMOSFET8aおよび8cのドレインは直流電源１
の正極に接続され、パワーMOSFET8bおよび8dのソースは
直流電源１の負極に接続されている。上記０パワーMOSF
ET8aおよび8cのソースはそれぞれパワーMOSFET8b,8dの
ドレインに接続されている。 また、昇圧トランス３の１次巻線の一端3aはパワーMO
SFET8cのソースとパワーMOSFET8bのドレインとの接続点
に接続され、昇圧トランス３の１次巻線の他端3bはパワ
ーMOSFET8aのソースとパワーMOSFET8dのドレインとの接
続点に接続されている。また、高速ダイオード9a〜9dは
パワーMOSFET8a〜8dにそれぞれ並列接続している。スイ
ッチング素子であるパワーMOSFET8a〜8dのゲートがスイ
ッチング素子ドライブ回路10a,10bを介して制御回路11
によって駆動されることにより、昇圧トランス３の１次
側を流れる電流が高速にスイッチングされる。なお、ス
イッチング素子としては、パワーMOSFET8a〜8dに代え
て、IGBT（インシュレーティド・ゲート・バイポーラ・
トランジスタ）等のスイッチング素子を用いてもよい。 第２図は制御回路11の回路図である。同図に示すよう
に、発振回路21はトグルフリップフロップ22と鋸歯状波
発生回路23に接続され、トグルフリップフロップ22は２
つのANDゲート25a,25bに、また鋸歯状波発生回路23は比
較回路24を介して上記ANDゲート25a,25bに接続されてい
る。上記トグルフリップフロップ22は発振回路21の出力
信号をトリガとして、２相分割信号を出力する。上記２
相分割信号は２つのANDゲート25a,25bにそれぞれ入力さ
れる。一方、上記鋸歯状波発生回路23に与えられた発振
出力は、発振回路21の発振周波数に同期した鋸歯状波に
変換された後に、比較回路24に入力される。そして、こ
の比較回路24において、マグネトロン５の出力を決定す
るための基準値（すなわちパワーMOSFETをオンする時間
を設定するためのスレッショルドレベル）と鋸歯状波と
の比較が行なわれ、比較回路24の出力は鋸歯状波の電圧
レベルが基準値より大きい期間にハイレベルになり、予
め設定されたオン時間となるように変調される。変調さ
れた信号は上記ANDゲート25a,25bに入力され、トグルフ
リップフロップ22で２相に分割された信号とANDをとる
ことで、４つのパワーMOSFET8a〜8dを同時にオフする期
間を持ちながら、パワーMOSFET8a,8bとパワーMOSFET8c,
8dを交互に駆動する。 上記ANDゲート25aおよび25bの出力は、それぞれスイ
ッチング素子ドライブ回路10a,10bを経て、パワーMOSFE
T8a,8bおよび8c,8dのゲートに与えられる。ANDゲート25
aの出力がハイレベルの時、パワーMOSFET8aと8bがオン
状態になる。またANDゲート25bの出力がハイレベルの時
パワーMOSFET8cと8dはオン状態になる。 第３図は制御回路11の動作タイミングを示す図であ
る。同図に示すように、ANDゲート25a及び25bの出力は
交互にハイレベルになるので、パワーMOSFET8a,8bおよ
び8c,8dも交互にオン状態にされる。ここでANDゲート25
aおよび25bの出力は同時にローレベルになる期間、つま
り、デッドタイムが存在するように、基準値が設定され
ている。なお、デッドタイムは４つのパワーMOSFET8a〜
8dが同時にオンして短絡状態になるのを防止するために
設けたものである。 次に、本実施例の動作を説明する。インバータ回路２
のパワーMOSFET8a〜8dがすべてオフしている状態からパ
ワーMOSFET8cと8dがオンすると、昇圧トランス３の２次
側回路は高圧コンデンサ７、高圧ダイオード6a、昇圧ト
ランス３の２次巻線の一端3d、２次巻線の他端3cの閉ル
ープに電流が流れ、倍電圧コンデンサ７が充電される。
なお、倍電圧コンデンサ７の充電電圧の大きさは、倍電
圧コンデンサ７の初期電圧とスイッチング素子としての
パワーMOSFET8a〜8dのオン時間の長さで決まる。 次に、再び上記と同じパワーMOSFET8cと8dをオフする
と、昇圧トランス３に蓄えられた電磁エネルギーが倍電
圧コンデンサ７に供給されると共に、昇圧トランス３の
１次巻線の一端3b、高速ダイオード9a、直流電源１、高
速ダイオード9b、昇圧トランス３の１次巻線の他端3aの
経路で電源１に帰還され、すべてのパワーMOSFET8a〜8d
が同時オフする期間に移る。 次に、パワートランジスタ8aと8bをオンさせると、昇
圧トランス３の２次側回路は高圧ダイオード6b、倍電圧
コンデンサ７、昇圧トランス３の２次巻線の一端3c、２
次巻線の他端3d、マグネトロン５の閉ループに電流が流
れ、マグネトロン５に電気エネルギーが供給される。こ
こでマグネトロン５に供給される電力は倍電圧コンデン
サ７の電圧とパワーMOSFET8a〜8dのオン時間の長さで決
まる。そしてパワーMOSFET8aと8bをオフさせると、昇圧
トランス３に蓄えられた電磁エネルギーはマグネトロン
５に供給されると共に、昇圧トランス３の１次巻線の一
端3a、高速ダイオード9c、直流電源１、高速ダイオード
9d、昇圧トランス３の１次巻線の他端3bの経路で電源１
に帰還され、すべてのパワーMOSFET8a〜8dが同時オフす
る期間に移る。以上の動作が繰り返されてマグネトロン
５は高周波電力の発振を続ける。 上記倍電圧コンデンサ７には昇圧トランス３のリーケ
ージインダクタンス、倍電圧コンデンサ７のキャパシタ
ンス、回路抵抗（但しマグネトロン５の抵抗分は除く）
で定まる振動の弧を描くパワーMOSFET8c,8dのドレイン
電流波形と同様の電流波形で充電され、またマグネトロ
ン５には昇圧トランス３のリーケージインダクタンスと
倍電圧コンデンサ７のキャパシタンス、回路抵抗（但し
マグネトロン５の抵抗分を含む）で定まる振動の弧を描
くパワーMOSFET8a,8bのドレイン電流波形と同様の電流
波形で電気エネルギーが供給される。 第４図（ａ）は本実施例におけるパワーMOSFETに流れ
る電流波形を示す図である。同図を参照して回路出力電
力が向上できることを詳細に説明する。上記電流波形は
昇圧トランス３のリーケージインダクタンス、倍電圧コ
ンデンサ７のキャパシタンス、回路抵抗の各値で定まる
固有周波数Ｆで振動する。この波形の２分の１周期をパ
ワーMOSFETのオン時間Tonに等しくなるように振動させ
ると（Ton＝1/（2F）にすると）、第４図（ａ）に示す
ようにパワーMOSFETのオン期間における電流（電流波形
のオン期間における積分値）をほぼ最大にでき、したが
って、回路出力電力もほぼ最大にできる。なお、Ton＜1
/（2F）,Ton＞1/（2F）にすると、第４図（ｂ），
（ｃ）に示すように、オン期間における電流が小さくな
る。 第５図は本実施例（Ton＝1/（2F））におけるパワーM
OSFETのスイッチング損失の説明図である。第５図を参
照して、スイッチング損失が低減できることを説明す
る。第５図において、破線はパワーMOSFETの電圧波形で
あり、実線はパワーMOSFETの電流波形である。また、第
５図に示すように、パワーMOSFETのオフからオンへの遷
移時のライズタイムTrおよびオンからオフへの遷移時の
フォールタイムTfにパワーMOSFETに流れるドレイン電流
がほぼゼロとなるため遷移損の発生が極力抑えられ、ス
イッチング損失を低減できる。 具体的な昇圧トランス３のリーケージインダクタンス
と倍電圧コンデンサ７のキャパシタンスおよび回路抵抗
の設定は以下の通りである。 パワーMOSFETの電流波形の固有周波数Ｆは次式で示さ
れる。 ここで、L:昇圧トランスのリーケージインダクタンス C:倍電圧コンデンサのキャパシタンス R:回路抵抗 n:昇圧トランス巻数比 したがって、パワーMOSFET8a,8bおよび8c,8dのオン時間
をTonとして となるようにＬ、Ｃ、Ｒの値を設定する。また逆に、
Ｌ、Ｃ、Ｒで定まる固有周波数の周期の２分の１のパワ
ーMOSFET8a,8bおよび8c,8dのオン時間を設定してもよ
い。 また、先に述べた通り、パワーMOSFET8c,8dがオンし
て、倍電圧コンデンサ７に充電される期間の回路抵抗は
マグネトロン５の抵抗分を含まないが、パワーMOSFET8
a,8bがオンしてマグネトロン５に電気エネルギーが供給
される期間の回路抵抗はマグネトロン５の抵抗分を含
む。このとき回路抵抗にはマグネトロン５の抵抗分とし
て、マグネトロン５の等価抵抗を１次側に変換した値
（昇圧トランス３の巻数比の２乗で除した値）が加わ
る。しかしながら、本回路では低電圧直流電源を電源と
しており、商用電源を直接整流するのと比較して、昇圧
トランスの巻数比ｎが高いことからマグネトロン５の抵
抗分は非常に小さい。したがって、パワーMOSFET8a,8b
がオン期間でも、またパワーMOSFET8c,8dがオン期間で
も同様のスイッチング電流波形が得られ、どちらの場合
であってもほぼ最大出力が得られる。 尚、本実施例においてインバータ回路２を２回路並列
接続すると、スイッチング素子のオン抵抗半減により回
路抵抗を低減できる。したがって、この場合には、第６
図に示すように、回路抵抗を小さくした分だけ、スイッ
チング電流が大きくなり出力をアップすることができ
る。さらに、スイッチング素子の１石あたりの回路電流
低減によって導通損を低減できる。また、上記インバー
タ回路２の各スイッチング素子を２個以上並列接続して
も、上述と同様に回路抵抗を低減して、出力向上でき
る。また、高速ダイオード9a〜9dについては、上述した
とおり、昇圧トランス３に蓄えた電磁エネルギーを直流
電源１に帰還させる働きを有するのであるが、スイッチ
ング素子としてのパワーMOSFETのスイッチング周波数が
20KHz程度以下の場合には、パワーMOSFETに等価的に組
み込まれている内蔵ダイオードに、上記高速ダイオード
の働きをさせることができるので、上記高速ダイオード
9a〜9dを省くことができる。
いて添付図面を参照して詳細に説明する。 第１図は本発明の一実施例を示す回路図である。第１
図に示すように、このインバータ電子レンジは、低電圧
直流電源（例えば自動車用蓄電池）１の直流電力を高周
波電力に変換するブリッジ方式インバータ回路（以下、
インバータ回路）２と、電源電圧を昇圧する昇圧トラン
ス３と、この昇圧トランス３の出力を整流する倍電圧半
波整流回路４を備えており、この倍電圧半波整流回路４
の出力によってマグネトロン５が駆動される。昇圧トラ
ンス３の２次側からは、マグネトロン５のフイラメント
加熱用電源も供給される。 上記倍電圧半波整流回路４は公知の構成を有してお
り、２個の高圧ダイオード6a,6bおよび倍電圧コンデン
サ７を備えている。 上記インバータ回路２は、４個のパワーMOSFET（メタ
ル・オキサイド・セミコンダクター・フィールド・エフ
ェクト・トランジスタ）8a〜8dと、上記４個のパワーMO
SFETの保護用の４個の高速ダイオード9a〜9dと、上記パ
ワーMOSFET8a〜8dを駆動するスイッチング素子ドライブ
回路10a,10bと、制御回路11を備えている。上記スイッ
チング素子ドライブ回路10a,10bと制御回路11で制御手
段を構成している。 上記パワーMOSFET8aおよび8cのドレインは直流電源１
の正極に接続され、パワーMOSFET8bおよび8dのソースは
直流電源１の負極に接続されている。上記０パワーMOSF
ET8aおよび8cのソースはそれぞれパワーMOSFET8b,8dの
ドレインに接続されている。 また、昇圧トランス３の１次巻線の一端3aはパワーMO
SFET8cのソースとパワーMOSFET8bのドレインとの接続点
に接続され、昇圧トランス３の１次巻線の他端3bはパワ
ーMOSFET8aのソースとパワーMOSFET8dのドレインとの接
続点に接続されている。また、高速ダイオード9a〜9dは
パワーMOSFET8a〜8dにそれぞれ並列接続している。スイ
ッチング素子であるパワーMOSFET8a〜8dのゲートがスイ
ッチング素子ドライブ回路10a,10bを介して制御回路11
によって駆動されることにより、昇圧トランス３の１次
側を流れる電流が高速にスイッチングされる。なお、ス
イッチング素子としては、パワーMOSFET8a〜8dに代え
て、IGBT（インシュレーティド・ゲート・バイポーラ・
トランジスタ）等のスイッチング素子を用いてもよい。 第２図は制御回路11の回路図である。同図に示すよう
に、発振回路21はトグルフリップフロップ22と鋸歯状波
発生回路23に接続され、トグルフリップフロップ22は２
つのANDゲート25a,25bに、また鋸歯状波発生回路23は比
較回路24を介して上記ANDゲート25a,25bに接続されてい
る。上記トグルフリップフロップ22は発振回路21の出力
信号をトリガとして、２相分割信号を出力する。上記２
相分割信号は２つのANDゲート25a,25bにそれぞれ入力さ
れる。一方、上記鋸歯状波発生回路23に与えられた発振
出力は、発振回路21の発振周波数に同期した鋸歯状波に
変換された後に、比較回路24に入力される。そして、こ
の比較回路24において、マグネトロン５の出力を決定す
るための基準値（すなわちパワーMOSFETをオンする時間
を設定するためのスレッショルドレベル）と鋸歯状波と
の比較が行なわれ、比較回路24の出力は鋸歯状波の電圧
レベルが基準値より大きい期間にハイレベルになり、予
め設定されたオン時間となるように変調される。変調さ
れた信号は上記ANDゲート25a,25bに入力され、トグルフ
リップフロップ22で２相に分割された信号とANDをとる
ことで、４つのパワーMOSFET8a〜8dを同時にオフする期
間を持ちながら、パワーMOSFET8a,8bとパワーMOSFET8c,
8dを交互に駆動する。 上記ANDゲート25aおよび25bの出力は、それぞれスイ
ッチング素子ドライブ回路10a,10bを経て、パワーMOSFE
T8a,8bおよび8c,8dのゲートに与えられる。ANDゲート25
aの出力がハイレベルの時、パワーMOSFET8aと8bがオン
状態になる。またANDゲート25bの出力がハイレベルの時
パワーMOSFET8cと8dはオン状態になる。 第３図は制御回路11の動作タイミングを示す図であ
る。同図に示すように、ANDゲート25a及び25bの出力は
交互にハイレベルになるので、パワーMOSFET8a,8bおよ
び8c,8dも交互にオン状態にされる。ここでANDゲート25
aおよび25bの出力は同時にローレベルになる期間、つま
り、デッドタイムが存在するように、基準値が設定され
ている。なお、デッドタイムは４つのパワーMOSFET8a〜
8dが同時にオンして短絡状態になるのを防止するために
設けたものである。 次に、本実施例の動作を説明する。インバータ回路２
のパワーMOSFET8a〜8dがすべてオフしている状態からパ
ワーMOSFET8cと8dがオンすると、昇圧トランス３の２次
側回路は高圧コンデンサ７、高圧ダイオード6a、昇圧ト
ランス３の２次巻線の一端3d、２次巻線の他端3cの閉ル
ープに電流が流れ、倍電圧コンデンサ７が充電される。
なお、倍電圧コンデンサ７の充電電圧の大きさは、倍電
圧コンデンサ７の初期電圧とスイッチング素子としての
パワーMOSFET8a〜8dのオン時間の長さで決まる。 次に、再び上記と同じパワーMOSFET8cと8dをオフする
と、昇圧トランス３に蓄えられた電磁エネルギーが倍電
圧コンデンサ７に供給されると共に、昇圧トランス３の
１次巻線の一端3b、高速ダイオード9a、直流電源１、高
速ダイオード9b、昇圧トランス３の１次巻線の他端3aの
経路で電源１に帰還され、すべてのパワーMOSFET8a〜8d
が同時オフする期間に移る。 次に、パワートランジスタ8aと8bをオンさせると、昇
圧トランス３の２次側回路は高圧ダイオード6b、倍電圧
コンデンサ７、昇圧トランス３の２次巻線の一端3c、２
次巻線の他端3d、マグネトロン５の閉ループに電流が流
れ、マグネトロン５に電気エネルギーが供給される。こ
こでマグネトロン５に供給される電力は倍電圧コンデン
サ７の電圧とパワーMOSFET8a〜8dのオン時間の長さで決
まる。そしてパワーMOSFET8aと8bをオフさせると、昇圧
トランス３に蓄えられた電磁エネルギーはマグネトロン
５に供給されると共に、昇圧トランス３の１次巻線の一
端3a、高速ダイオード9c、直流電源１、高速ダイオード
9d、昇圧トランス３の１次巻線の他端3bの経路で電源１
に帰還され、すべてのパワーMOSFET8a〜8dが同時オフす
る期間に移る。以上の動作が繰り返されてマグネトロン
５は高周波電力の発振を続ける。 上記倍電圧コンデンサ７には昇圧トランス３のリーケ
ージインダクタンス、倍電圧コンデンサ７のキャパシタ
ンス、回路抵抗（但しマグネトロン５の抵抗分は除く）
で定まる振動の弧を描くパワーMOSFET8c,8dのドレイン
電流波形と同様の電流波形で充電され、またマグネトロ
ン５には昇圧トランス３のリーケージインダクタンスと
倍電圧コンデンサ７のキャパシタンス、回路抵抗（但し
マグネトロン５の抵抗分を含む）で定まる振動の弧を描
くパワーMOSFET8a,8bのドレイン電流波形と同様の電流
波形で電気エネルギーが供給される。 第４図（ａ）は本実施例におけるパワーMOSFETに流れ
る電流波形を示す図である。同図を参照して回路出力電
力が向上できることを詳細に説明する。上記電流波形は
昇圧トランス３のリーケージインダクタンス、倍電圧コ
ンデンサ７のキャパシタンス、回路抵抗の各値で定まる
固有周波数Ｆで振動する。この波形の２分の１周期をパ
ワーMOSFETのオン時間Tonに等しくなるように振動させ
ると（Ton＝1/（2F）にすると）、第４図（ａ）に示す
ようにパワーMOSFETのオン期間における電流（電流波形
のオン期間における積分値）をほぼ最大にでき、したが
って、回路出力電力もほぼ最大にできる。なお、Ton＜1
/（2F）,Ton＞1/（2F）にすると、第４図（ｂ），
（ｃ）に示すように、オン期間における電流が小さくな
る。 第５図は本実施例（Ton＝1/（2F））におけるパワーM
OSFETのスイッチング損失の説明図である。第５図を参
照して、スイッチング損失が低減できることを説明す
る。第５図において、破線はパワーMOSFETの電圧波形で
あり、実線はパワーMOSFETの電流波形である。また、第
５図に示すように、パワーMOSFETのオフからオンへの遷
移時のライズタイムTrおよびオンからオフへの遷移時の
フォールタイムTfにパワーMOSFETに流れるドレイン電流
がほぼゼロとなるため遷移損の発生が極力抑えられ、ス
イッチング損失を低減できる。 具体的な昇圧トランス３のリーケージインダクタンス
と倍電圧コンデンサ７のキャパシタンスおよび回路抵抗
の設定は以下の通りである。 パワーMOSFETの電流波形の固有周波数Ｆは次式で示さ
れる。 ここで、L:昇圧トランスのリーケージインダクタンス C:倍電圧コンデンサのキャパシタンス R:回路抵抗 n:昇圧トランス巻数比 したがって、パワーMOSFET8a,8bおよび8c,8dのオン時間
をTonとして となるようにＬ、Ｃ、Ｒの値を設定する。また逆に、
Ｌ、Ｃ、Ｒで定まる固有周波数の周期の２分の１のパワ
ーMOSFET8a,8bおよび8c,8dのオン時間を設定してもよ
い。 また、先に述べた通り、パワーMOSFET8c,8dがオンし
て、倍電圧コンデンサ７に充電される期間の回路抵抗は
マグネトロン５の抵抗分を含まないが、パワーMOSFET8
a,8bがオンしてマグネトロン５に電気エネルギーが供給
される期間の回路抵抗はマグネトロン５の抵抗分を含
む。このとき回路抵抗にはマグネトロン５の抵抗分とし
て、マグネトロン５の等価抵抗を１次側に変換した値
（昇圧トランス３の巻数比の２乗で除した値）が加わ
る。しかしながら、本回路では低電圧直流電源を電源と
しており、商用電源を直接整流するのと比較して、昇圧
トランスの巻数比ｎが高いことからマグネトロン５の抵
抗分は非常に小さい。したがって、パワーMOSFET8a,8b
がオン期間でも、またパワーMOSFET8c,8dがオン期間で
も同様のスイッチング電流波形が得られ、どちらの場合
であってもほぼ最大出力が得られる。 尚、本実施例においてインバータ回路２を２回路並列
接続すると、スイッチング素子のオン抵抗半減により回
路抵抗を低減できる。したがって、この場合には、第６
図に示すように、回路抵抗を小さくした分だけ、スイッ
チング電流が大きくなり出力をアップすることができ
る。さらに、スイッチング素子の１石あたりの回路電流
低減によって導通損を低減できる。また、上記インバー
タ回路２の各スイッチング素子を２個以上並列接続して
も、上述と同様に回路抵抗を低減して、出力向上でき
る。また、高速ダイオード9a〜9dについては、上述した
とおり、昇圧トランス３に蓄えた電磁エネルギーを直流
電源１に帰還させる働きを有するのであるが、スイッチ
ング素子としてのパワーMOSFETのスイッチング周波数が
20KHz程度以下の場合には、パワーMOSFETに等価的に組
み込まれている内蔵ダイオードに、上記高速ダイオード
の働きをさせることができるので、上記高速ダイオード
9a〜9dを省くことができる。
以上のように、本発明によれば、従来とは異なり、DC
/ACインバータを使用せず、またスイッチング素子の電
流波形のレベルが略零の時にをスイッチング素子をスイ
ッチングさせているので、安価で電力利用効率の高い、
かつ高出力であると共にスイッチング損失の小さい低電
圧入力のインバータ電子レンジの駆動回路を提供でき
る。 さらに、本発明によれば、低電圧の直流電源を直接高
周波電流に変換しているので、駆動回路の中でも最も大
きく、しかも重量のある昇圧用トランスの小型化、軽量
化が可能となり、駆動回路のコンパクト化が図れる。 また、制御手段がブリッジインバータ回路の４つのス
イッチング素子を同時にオフする制御信号を出力する場
合には、上記４つのスイッチングが同時にオンして昇圧
トランスの１次側の回路を短絡することを防止すること
ができる。
/ACインバータを使用せず、またスイッチング素子の電
流波形のレベルが略零の時にをスイッチング素子をスイ
ッチングさせているので、安価で電力利用効率の高い、
かつ高出力であると共にスイッチング損失の小さい低電
圧入力のインバータ電子レンジの駆動回路を提供でき
る。 さらに、本発明によれば、低電圧の直流電源を直接高
周波電流に変換しているので、駆動回路の中でも最も大
きく、しかも重量のある昇圧用トランスの小型化、軽量
化が可能となり、駆動回路のコンパクト化が図れる。 また、制御手段がブリッジインバータ回路の４つのス
イッチング素子を同時にオフする制御信号を出力する場
合には、上記４つのスイッチングが同時にオンして昇圧
トランスの１次側の回路を短絡することを防止すること
ができる。
第１図は本発明の実施例に係るインバータ電子レンジの
駆動回路の回路図、第２図は制御回路のブロック図、第
３図は制御回路の各制御信号の波形図、第４図（ａ）は
本実施例のパワーMOSFETのスイッチング電流波形を示す
図、第４図（ｂ），（ｃ）は比較例のパワーMOSFETのス
イッチング電流波形を示す図、第５図は本実施例のパワ
ーMOSFETのスイッチング損失の説明図、第６図は回路抵
抗とスイッチング電流の関係を示す図、第７図は従来の
インバータ電子レンジの回路ブロック図、第８図は低電
圧直流電源を用いて従来のインバータ電子レンジを駆動
する方法を示す図である。 １……直流電源、２……インバータ回路、 ３……昇圧トランス、４……倍電圧半波整流回路、 8a,8b,8c,8d……パワーMOSFET、 10a,10b……スイッチング素子ドライブ回路。
駆動回路の回路図、第２図は制御回路のブロック図、第
３図は制御回路の各制御信号の波形図、第４図（ａ）は
本実施例のパワーMOSFETのスイッチング電流波形を示す
図、第４図（ｂ），（ｃ）は比較例のパワーMOSFETのス
イッチング電流波形を示す図、第５図は本実施例のパワ
ーMOSFETのスイッチング損失の説明図、第６図は回路抵
抗とスイッチング電流の関係を示す図、第７図は従来の
インバータ電子レンジの回路ブロック図、第８図は低電
圧直流電源を用いて従来のインバータ電子レンジを駆動
する方法を示す図である。 １……直流電源、２……インバータ回路、 ３……昇圧トランス、４……倍電圧半波整流回路、 8a,8b,8c,8d……パワーMOSFET、 10a,10b……スイッチング素子ドライブ回路。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H05B 6/66
Claims (2)
- 【請求項１】直流をスイッチングする４つのスイッチン
グ素子と、上記スイッチング素子に流れる電流波形のレ
ベルが略零の時に、上記スイッチング素子をスイッチン
グさせる制御手段とを有するブリッジインバータ回路
と、 上記インバータ回路から交流が１次側巻線に供給される
昇圧トランスと、 上記昇圧トランスの２次側巻線に接続され、マグネトロ
ンに電力を供給する倍電圧整流回路を備え、 上記ブリッジインバータ回路は、上記スイッチング素子
をオンさせる時間を、上記昇圧トランスのリーケージイ
ンダクタンスと上記倍電圧整流回路におけるキャパシタ
ンスおよび回路抵抗とで定まる固有周波数で振動する上
記スイッチング素子に流れる電流波形の略２分の１周期
の時間にすることを特徴とするインバータ電子レンジの
駆動回路。 - 【請求項２】上記制御手段は上記ブリッジインバータ回
路の４つのスイッチング素子を同時にオフする制御信号
を出力することを特徴とする請求項１に記載のインバー
タ電子レンジの駆動回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2200689A JP2768813B2 (ja) | 1990-07-26 | 1990-07-26 | インバータ電子レンジの駆動回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2200689A JP2768813B2 (ja) | 1990-07-26 | 1990-07-26 | インバータ電子レンジの駆動回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0487183A JPH0487183A (ja) | 1992-03-19 |
| JP2768813B2 true JP2768813B2 (ja) | 1998-06-25 |
Family
ID=16428613
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2200689A Expired - Fee Related JP2768813B2 (ja) | 1990-07-26 | 1990-07-26 | インバータ電子レンジの駆動回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2768813B2 (ja) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100341334B1 (ko) * | 1999-12-09 | 2002-06-22 | 윤종용 | 직류용 전자렌지의 안전회로와 그 제어방법 |
| KR100381576B1 (ko) * | 1999-12-24 | 2003-04-26 | 삼성전자주식회사 | 직류용 전자렌지의 전원회로 |
| KR20040005292A (ko) * | 2002-07-09 | 2004-01-16 | 엘지전자 주식회사 | 전자 레인지의 구동장치 |
| JP5069726B2 (ja) * | 2009-07-24 | 2012-11-07 | Ｔｄｋ株式会社 | ワイヤレス給電装置およびワイヤレス電力伝送システム |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS552306A (en) * | 1978-06-05 | 1980-01-09 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Method of driving power circuit |
| JPS5853195A (ja) * | 1981-09-25 | 1983-03-29 | 東芝ライテック株式会社 | 放電灯点灯装置 |
| JPS61279094A (ja) * | 1985-06-04 | 1986-12-09 | 松下電器産業株式会社 | マグネトロン用電源装置 |
-
1990
- 1990-07-26 JP JP2200689A patent/JP2768813B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0487183A (ja) | 1992-03-19 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |