JPH03295189A - インバータ電子レンジの駆動回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〈産業上の利用分野〉 本発明は、直流低電圧電源用のインバータ電子レンジの
駆動回路に関するしのである。

〈従来の技術〉 近年、通常は商用交流電源で使用される電気・電子機器
であって、屋外で使用可能な機器が各種開発されている
。屋外での使用に際しては、電気・電子機器を自動車用
蓄電池等の１２Ｖ、２４Ｖの低電圧直流電源で駆動する
必要がある。そして、現在広く利用されているインバー
タ電子レンジにおいても屋外での使用が試みられている
。

従来の典型的なインバータ電子レンジの構成を第６図に
示す。このインバータ電子レンジでは商用電源（ｌ　Ｏ
ＯＶｌ　５０／６０Ｈｚ）から得られた交流電力は整流
回路で直流電力に変換される。この直流電力は１石共振
型インバータ回路で高周波化され、昇圧用トランスで昇
圧される。トランスの出力は倍電圧全波整流回路で整流
され、マグネトロンの駆動に利用される。

上記従来のインバータ電子レンジを低電圧直流電源で使
用する場合には、第７図に示すように、低電圧直流電源
とインバータ電子レンジとの間にＤ　Ｃ／Ａ　Ｃインバ
ータを設け、低電圧直流電源の出力をＤＣ／ＡＣインバ
ータによって商用交流電源と同じ１００■、５０／６０
Ｈｚの交流電力に変換し、この交流電力でインバータ電
子レンジを作動させていた。

〈発明が解決しようとする課題〉 上述したようにインバータ電子レンジを低電圧直流電源
で使用する場合、Ｄ　Ｃ／Ａ　Ｃインバータを使用して
インバータ電子レンジに入力する方法では、Ｄ　Ｃ／Ａ
　Ｃインバータとインバータ電子レンジのインバータ回
路とで二度の電力変換が行なわれるため、電力の利用率
が極めて低くなるという問題がある。また、２個のイン
バータを必要とすることから電源回路のコストも高くな
る。さらに、自動車用蓄電池等の直流電源が小容量であ
る場合には、電力の損失の小さい、すなわち電力利用効
率の高い高価なインバータ回路が必要となる。

また、従来のインバータ電子レンジの一石共振形インバ
ータ電源回路に低電圧直流電源を直接に接続するように
仕様を変更することは理論的には可能であるが、現状で
は入手不可能な、あるいは非常に高価な電流容量の大き
いインバータ用スイッチング素子が必要となることから
、このような解決法は現実的とはいえない。

本発明はこのような現状に鑑みてなされたものであり、
その目的とするところは、低電圧直流電源を電源として
スイッチング損失が極めて小さく、しかも安価でかつコ
ンパクトなインバータ電子レンジの駆動回路を提供する
ことにある。

〈課題を解決するための手段〉 本発明のインバータ電子レンジの駆動回路は、従来のＤ
　Ｃ／Ａ　Ｃインバータを用いずに、低電圧直流電源か
ら標準的な安価なスイッチング素子を用いて直接に高周
波電力発生用のマグネトロンを効率よく駆動できるもの
である。すなわち、本発明のインバータ電子レンジの駆
動回路は、直流をスイッチングする２つのパワートラン
ジスタを有するブツシュプル電圧型インバータと、上記
インバータから交流がセンタータップを有する１次側巻
線に供給される昇圧用トランスと、上記昇圧用トランス
の１次側巻線の両端に接続された共振用コンデンサと、
上記昇圧用トランスの２次側巻線に接続され、マグネト
ロンに電力を供給する倍電圧整流回路と、上記パワート
ランジスタのコレクタとエミッタ間に印加される共振電
圧波形のレベルの略零時に、上記パワートランジスタを
オンからオフ、オフからオンに遷移さ什る制御回路を備
えることを特徴としている。

また、上記制御回路は、上記２つのパワートランジスタ
を、その２つのパワートランジスタが同時にオフの期間
を有し、かつ、上記電圧共振波形の２分の１周期がデユ
ティサイクルとなるように、交互にオフさせるようにな
っているのか、望ましい。

すなわち、共振用コンデンサのキャパノタンス、昇圧用
トランスのインダクタンスで定まる！くワートランジス
タのコレクタ、エミッタ間に印加される電圧共振波形の
共振周波数の２分の１周期かパワートランジスタのオン
時間に等しくなるように回路定数を設定し、さらに２つ
のパワートランジスタが同時にオフの期間を有するよう
にするのか望ましい。

く作用〉 上記制御回路は、パワートランジスタのコレクタとエミ
ッタ間に印加される共振電圧波形のレベルの略零時に、
パワートランジスタを遷移させる。

したがって、パワートランジスタのオン時、オフ時にお
けるスイッチング電圧が零に近づき、スイッチング損失
の小さいインバータ電子レンジの駆動回路が実現される
。

また、上記制御回路が２つのパワートランジスタが同時
にオフの期間を有し、かつ上記電圧共振波形の２分の１
周期がデユティサイクルになるように、上記２つのパワ
ートランジスタを交互にオンさせると、次のように動作
する。２つのパワートランジスタを同時にオフした状態
（休止期間）から、一方のパワートランジスタをオンす
ると、昇圧トランスの２次側の倍電圧整流回路の倍電圧
コンデンサが充電される。このとき他方のパワートラン
ジスタのコレクタ、エミッタ間に印加される電圧は共振
用コンデンサのキャパシタンスと昇圧用トランスのイン
ダクタンスとで正弦波状の共振波形となり、電圧が共振
波形の弧に沿ってｏｖに達したとき、つまり共振周波数
の２分の１周期になったとき、オン状態のパワートラン
ジスタをオフする。

次に、両方のパワートランジスタの休止期間の後、他方
のパワートランジスタをオンすると、マグネトロンに電
気エネルギーが供給される。このとき一方のパワートラ
ンジスタのコレクタ、エミッタ間電圧は上と同様正弦波
状の共振波形となる。

以上のスイッチング動作において、両パワートランジス
タがオフになる期間を設け、両パワートランジスタを交
互にオンしているため、２つのパワートランジスタが同
時にオンして短絡状態になるのが防止され、かつパワー
トランジスタのコレクタ、エミッタ間電圧とコレクタ電
流のオーバラップの発生を抑制した低損失なスイッチン
グができる。

〈実施例〉 以下、本発明を図示の実施例について詳細に説明する。

第１図は本発明の一実施例の回路図である。第１図のイ
ンバータ電子レンジの駆動回路は、低電圧直流電源（例
えば自動車用蓄電池）ｌの直流電力を高周波電力に変換
するバイポーラパワートランジスタ３　ａ、　３　ｂを
有するプッシュプル電圧型インバータＩと、このインバ
ータＩからの電圧を昇圧する昇圧用トランス４と、この
昇圧トランス４の出力を整流する倍電圧半波整流回路Ｍ
を備えており、この倍電圧半波整流回路Ｍの出力によっ
てマグネトロン９が駆動される。上記昇圧用トランス４
の２次側からは、マグネトロン９のフィラメント加熱用
電源も供給される。上記倍電圧半波整流回路Ｍは公知の
構成を有しており、２個の高圧ダイオード６ａ、６ｂと
、倍電圧コンデンサ５と、マグネトロン９への入力電流
制限用の高圧チョークコイル１０を備える。

上記インバータＩのパワートランジスタ３ａ及び３ｂの
コレクタは昇圧用トランス４の１次巻線の一端４ａ及び
他端４ｂにそれぞれ接続され、またパワートランジスタ
３ａ及び３ｂのエミッタ同士か接続され、このパワート
ランジスタ３ａ、３ｂのベースが制御回路７及びスイッ
チンク素子ドライブ回路８ａ、８ｂによって駆動される
ことにより、昇圧用トランス４の１次側を流れる電流が
高速にスイッチングされる。上記バイポーラパワートラ
ンジスタ３ａ、３ｂに代えて、パ’７−Ｍ０５ＦＥＴ。

ＩＧＢＴ等のスイッチング素子を用いてもよい。

直流電源１は、その一端がパワートランジスタ３ａのエ
ミッタとパワートランジスタ３ｂのエミッタとの接続点
に接続され、他端は昇圧用トランス４の１次巻線のセン
タータップ４ｃに接続されている。

共振用コンデンサ２は、パワートランジスタ３ａのコレ
クタと昇圧用トランス４の１次側の一端４ａとの接続点
と、パワートランジスタ３ｂのコレクタと昇圧用トラン
ス４の他端４ｂとの接続点の間に接続される。

上記制御回路７の構成を第２図に示す。この制御回路７
は、発振回路１１と、トグル・フリップ・フロップ１２
と、鋸歯状波発生回路１３と、比較回路１４と、ＡＮＤ
ゲート１５ａ、１５ｂを備える。上記発振回路１１はト
グル・フリップ・フロップ１２と鋸歯状波発生回路１３
に接続され、さらに、上記トグル・フリップ・フロップ
１２は２つのＡ　Ｎ　Ｄゲート１５ａ、１５ｂに、また
鋸歯状波発生回路１３ら比較回路１４を介してＡＮＤゲ
ート１５ａ、１５ｂに接続されている。

上記トグル・フリップ・フロップ１２は発振回路ＩＩの
出力信号をトリガとして２相分割信号を出力する。上記
２相分割信号は２つのＡＮＤゲート１５ａ、１５ｂにそ
れぞれ入力される。一方、発振回路１１の発振周波数に
同期して鋸歯状波発生回路１３から発生された鋸歯状波
は比較回路１４に入力され、マグネトロン９の出力を決
定するスイッチング素子であるパワートランジスタ３　
ａ、　３　ｂのオン時間の基準値との比較が行なわれ、
予め設定されたパワートランジスタ３　ａ、　３　ｂの
オン時間となるように変調される。このように変調され
たパルス幅を有する比較回路１４からの出力はＡＮＤゲ
ート１５ａ、１５ｂに入力され、上記トグル・フリップ
・フロップ１２で２相に分割された信号とＡＮＤをとる
ことで、２つのパワートランジスタ３　ａ、　３　ｂが
同時にオフする時間を持ちながら交互に駆動される。

上記ＡＮＤゲート１５ａ及び１５ｂの出力はそれぞれス
イッチング素子ドライブ回路８ａ、８ｂを経て、パワー
トランジスタ３ａ及び３ｂのベースに印加される。ＡＮ
Ｄゲート１５ａの出力がハイレベルの時にパワートラン
ジスタ３ａはオン状態になる。またＡＮＤゲート１５ｂ
の出力がハイレベルの時にパワートランジスタ３ｂはオ
ン状態になる。

上記制御回路７の動作タイミングを第３図に示す。ＡＮ
Ｄゲート１５ａ及び１５ｂの出力は交互にハイレベルに
なるので、パワートランジスタ３ａ及び３ｂも交互にオ
ン状態になる。ここで、ＡＮＤゲート１５ａ及び１５ｂ
の出力が同時にローレベルになる期間、つまりデッドタ
イムが存在するように、スイッチング素子のオン時間の
基準値は設定されている。なお上記デッドタイムが存す
るため、２つのパワートランジスタ３　ａ、　３　ｂが
同時にオンして短絡状態になるのが防止される。

次に、本実施例の動作を説明する。制御回路７からの出
力によって、第５図に示すように、パワートランジスタ
３ａ及び３ｂが共にオフしている電圧、電流が零レベル
の状態からパワートランジスタ３ｂをオンして、そのコ
レクタ電流を立ち上がらせると、昇圧トランス４の２次
側回路は倍電圧コンデンサ５、高圧チョークコイルｌＯ
１高圧ダイオード６ａ、昇圧用トランス４の２次巻線の
一端４ｅ、該２次巻線の他端４ｄの閉ループに電流が流
れ、倍電圧コンデンサ５か充電される。なお倍電圧コン
デンサ５の充電電圧の大きさは倍電圧コンデンサ５の初
期電圧とパワートランジスタ３ｂのオン時間の長さて決
まる。

そこで再び前記と同じパワートランジスタ３ｂをオフす
ると、２つのパワートランジスタ３ａ及び３ｂが同時に
オフする期間に移る。

次に、パワートランジスタ３ａがオンされると、昇圧用
トランス４の２次側回路は高圧ダイオード６ｂ、高圧チ
ョークコイル１０．倍電圧コンデンサ５、昇圧用トラン
ス４の２次巻線の一端４ｄ、該２次巻線の他端４ｅ、マ
グネトロン９の閉ループに電流が流れ、マグネトロン９
に電気エネルギーが供給される。ここでマグネトロン９
に供給される電力は倍電圧コンデンサ５の電圧とパワー
トランジスタ３ａのオン時間の長さで決まる。以上の動
作か繰り返されて、マグネトロン９は高周波電力の発振
を続ける。

ここで−船釣なパワートランジスタのスイッチング損失
は第４図に示す通り、“導通“時に流れる電流と”断”
時にかかる電圧との交叉面積で決まり、遷移損、導通損
に区分てきる。遷移損はスイッチング素子か“断”から
“導通”、”導通”から“断”への遷移時に発生する損
失、導通損失はスイッチング素子の”導通”時の順方向
降下分による損失で、導通損はスイッチング素子の特性
に依存するのに対し、遷移損はスイッチング素子のコレ
クタ、エミッタ間に印加される電圧波形あるいはコレク
タ電流波形の形状で低減可能な損失である。なお、パワ
ートランジスタの損失には、さらに“断”時に発生する
洩れ電流分による洩れ損かあるか極めて小さい。

そこで、上記昇圧用トランス４のインダクタンス、共振
用コンデンサ２のキャパシティで定まり、パワートラン
ジスタ３ａ、３ｂのコレクタ、エミッタ間に印加される
電圧波形の共振周波数の２分の１周期か、パワートラン
ジスタ３ａ、３ｂのオン時間に略等しくなるように共振
させると、第５図に示すようになり、遷移時における電
流と電圧の交叉面積が略零になりパワートランジスタ３
　ａ、　３　ｂのオン及びオフへの切替時に発生する遷
移損を発生させずに済み、スイッチング損失の低減が図
れる。

具体的な昇圧用トランス４のインダクタンスと共振用コ
ンデンサ２のキャパシティの設定は以下の通りである。

パワートランジスタの電圧波形の共振周波数Ｆは次式で
示される。

ス Ｃｒ°共振用コンデンサ２のキャパシティしたがって、
スイッチング素子のオン時間をＴｏｎとして Ｔｏｎ＝πＪ四ＴτＴ となるようにＬｐ、Ｃｒの値を設定する。また逆に、Ｌ
ｐ、Ｃｒて定まる共振周波数の周期の２分の１にパワー
トランジスタのオン時間を設定してもよい。

なお、いずれの場合でも２つのパワートランジスタ３ａ
及び３ｂのオン時間は、昇圧トランス３の偏磁防止のた
め等しく制御する必要がある。

上記実施例では、倍電圧半波整流回路を用いたか、倍電
圧全波整流回路を用いてもよい。

〈発明の効果〉 以上のように、本発明によれば、低電圧な直流電源でも
パワートランジスタのオン・オフ時のスイッチング損失
がほとんど発生せず、かつ安価でコンパクトなインバー
タ電子レンジの駆動回路が提供できる。さらに、スイッ
チング損失が低減できることから、周波数が高くてき、
したがって、駆動回路の中で最も大きく、しかも重量の
ある昇圧用トランスの小型化、軽量化が可能となる。

また、本発明によれば、回路構成部品に電流容量の大き
い高価な部品を使用する必要もない。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例におけるインバータ電子レン
ジの駆動回路の回路図、第２図はインバータの制御回路
のブロック図、第３図は制御回路の各制御信号の波形図
、第４図は一般的なパワートランジスタのスイッチング
損失を説明する図、第５図は上記実施例のパワートラン
ジスタのスイッチング素子を示す図、第６図は従来のイ
ンバータ電子レンジの回路を示すブロック図、第７図は
低電圧直流電源を用いて従来のインバータ電子レンジを
駆動する方法を示す図である。 ■・・・インバータ、Ｍ・・・倍電圧半波整流回路、ｌ
　直流電源、２・・共振用コンデンサ、３　ａ、　３　
ｂ・パワートランジスタ、４・昇圧用トランス、５　・
倍電圧コンデンサ、６ａ、６ｂ・高圧ダイオード、７・
−制御回路、８　ａ、　８　ｂ　　スイッチング素子ド
ライブ回路、９・・・マグネトロン、ｌＯ・・・高圧チ
ョークコイル。 第４図 特　許　出　願　人　　シャープ株式会社代　理　人　
弁理士　　青白　葆　ほか１名■ 碍漣櫃

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）直流をスイッチングする２つのパワートランジス
   タを有するプッシュプル電圧型インバータと、 上記インバータから交流がセンタータップを有する１次
   側巻線に供給される昇圧用トランスと、上記昇圧用トラ
   ンスの１次側巻線の両端に接続された共振用コンデンサ
   と、 上記昇圧用トランスの２次側巻線に接続され、マグネト
   ロンに電力を供給する倍電圧整流回路と、上記パワート
   ランジスタのコレクタとエミッタ間に印加される共振電
   圧波形のレベルの略零時に、上記パワートランジスタを
   オンからオフ、オフからオンに遷移させる制御回路を備
   えることを特徴とするインバータ電子レンジの駆動回路
   。
2. （２）請求項１に記載のインバータ電子レンジの駆動回
   路において、上記制御回路は、上記２つのパワートラン
   ジスタを、その２つのパワートランジスタが同時にオフ
   の期間を有し、かつ、上記電圧共振波形の２分の１周期
   がデュティサイクルとなるように、交互にオンさせるよ
   うになっていることを特徴とするインバータ電子レンジ
   の駆動回路。