CN100553385C - 高频加热装置 - Google Patents

Abstract

有可能提供能够通过添加简单电路来执行平稳启动的一种逆变器电路。提供了一种驱动磁电管的高频加热装置，其中直流电源由两个半导体开关元件截断并且经由谐振电路而被交流输出。该高频加热装置包含用于同时断开半导体元件的空载时间生成电路。用于驱动该半导体开关元件的驱动部件具有限制用于驱动该半导体开关元件的最低频率的功能。在该高频加热装置的操作开始时，将该最低频率设置为高，然后逐渐降低该最低频率的设置。

Description

高频加热装置

技术领域

本发明涉及在微波炉等中使用磁电管的高频加热，尤其涉及用于此的逆变器电路。

背景技术

安装在高频加热设备上的传统电源是重且大的。因此已经具有使电源尺寸更小重量更轻的要求。为此，在各种类型的当前领域中，已经积极地将切换(switching)应用于电源以由此使电源尺寸更小、重量更轻和价格更低。在通过由磁电管生成的微波来烹调食物的高频加热装置中，存在使得用于驱动磁电管的电源的尺寸更小和重量更轻的要求。该要求通过逆变器电路中的切换而实现。

逆变器电路中，本发明所针对的高频逆变器电路基于使用开关装置的谐振式电路系统，其中电桥的臂由两个晶体管形成(例如，参见专利文献1)。

专利文献1：

日本专利公开2000-58252

对于一个晶体管的逆变器(控制接通/断开间隔)，必须使用集电极-发射极耐压大约1,000伏的晶体管。然而，在两个晶体管的电桥配置中，每个晶体管不必具有高的集电极-发射极耐压。因此，每个晶体管的集电极-发射极耐压大约600V就足够了。因此，有利的是可以在该电桥配置中使用低价晶体管。在这样的逆变器中，谐振电路由电感L和电容C形成，而且该谐振电路具有如图1所示、峰值在谐振频率f0处的谐振特性。

图1是示出当将恒定电压施加到根据本发明的逆变器谐振电路时、电流对工作频率特性的图示。

频率f0是逆变器电路中的LC谐振电路的谐振频率。使用在高于这个频率f0的频率范围f1-f3中的电流对频率特性曲线11。

电流I1在谐振频率f0处最高。电流I1随着频率从频率范围中的f1增加到f3而减少。在频率范围f1-f3中，越低的频率越接近于谐振频率。因此，电流I1增大以便增加流入漏磁变压器次级侧的电流。相反，越高的频率越远离谐振频率。因此，流入漏磁变压器次级侧的电流减少。在用于操作起非线性负载作用的微波炉的逆变器电路中，通过改变该频率来改变输出。

在使用磁电管的非线性负载的微波炉中，如稍后所述，当要输入的电源是诸如工业电源之类的交流电源时，切换频率发生改变。

在任何高频输出中，接近90度和270度相位的频率是最高的。例如，当以200W的功率使用微波炉时，最高频率接近f3。当功率为500W时，最高频率低于f3，而且当功率为1,000W时，最高频率进一步降低。虽然说不上，但是由于输入功率或者输入电流控制，这个频率根据工业电源电压、磁电管温度等的改变而改变。

此外，在上述电源相位中的接近0度和180度处，除非施加了高压，否则不会出现高频振荡。根据磁电管的这种特性，将频率设置为接近f1处，该f1靠近其中谐振电流增大的谐振频率f0。因此，相对于工业电源、施加到磁电管的电压的升压比增加了，以便广泛地设置可以利用其从磁电管中生成无线电波的工业电源的相位宽度。

图2示出了由专利文献1所公开的两个晶体管电桥切换设备驱动的谐振式高频加热设备的示例。在图2中，高频加热设备由直流电源1、漏磁变压器2、第一半导体开关装置6、第一电容器4、第二电容器5、第三电容器(平滑电容器)13、第二半导体开关装置7、驱动部分8、全波倍压整流器电路10、和磁电管11所构成。

直流电源1对工业电源进行全波整流，并且将所获得的直流电压VDC施加到由第二电容器5和漏磁变压器2中的初级绕组3所构成的串联电路。第一半导体开关装置6和第二半导体开关7串联连接。由漏磁变压器2中的初级绕组3和第二电容器5构成的串联电路与第二半导体开关装置7并联连接。

第一电容器4与第二半导体开关7并联连接。在漏磁变压器2中的次级绕组9中生成的高压输出由全波倍压整流器电路10转换为高直流电压，并且被施加在磁电管11的阳极和阴极之间。漏磁变压器2的第三绕组12将电流提供给磁电管11的阴极。

第一半导体开关装置6由IGBT和与其并联连接的续流二极管构成。第二半导体开关装置7由IGBT和二极管以相同的方式构成。

虽然说不上，但是第一和第二半导体开关装置6和7不限于这个类型。还可使用闸流晶体管、GTO开关装置等。

驱动部分8在内部具有振荡部分，该振荡部分用于生成用于第一半导体开关装置6和第二半导体开关装置7的驱动信号。由这个振荡部分生成具有预定频率和预定负荷的信号，并且将这个信号作为驱动信号给予第一半导体开关装置6。

第一和第二半导体开关装置6和7被交替驱动，或者以其中第一和第二半导体开关装置6和7二者均断开的空载时间(dead time)间隔进行驱动。空载时间由稍后将描述的空载时间生成单元所提供。紧靠第一和第二半导体开关装置6和7之一断开之后，另一个半导体开关装置的端到端电压是高的。当在这种情况下接通所述另一个半导体开关装置时，会流过类似尖脉冲的过电流以致出现不必要的损耗和噪声。当提供了空载时间时，推迟接通，直到这个端到端电压降低到大约0V为止。由此，防止了上述的损耗和噪声。虽然未说，但是当反向切换时也执行类似的操作。

图3示出了图2中的电路分别进行操作的模式。

此外，图4示出了电路中的诸如半导体开关装置等之类的各个部分的电压-电流波形图。

在该图中，(a)在模式1中，向第一半导体开关装置6给予驱动信号。在这种情况下，来自直流电源1的电流流过漏磁变压器2的初级绕组3和第二电容器5。

(b)在模式2中，第一半导体开关装置6断开，而且已经流过初级绕组3和第二电容器5的电流开始流向第一电容器4，同时第一半导体开关装置6的电压增加。

(c)在模式3中，第一电容器4的电压从VDC移至0V。在模式3中，第一电容器4的端到端电压达到0V，而且构成第二开关装置7的二极管接通。

(d)在模式4中，已经流过初级绕组3和第二电容器5的电流的方向通过谐振而反转。因此，在这个事件之前，第二半导体开关装置7必须一直接通。在模式2、3和4的时段中，第一半导体开关装置6的电压变得等于直流电源电压VDC。在诸如欧洲之类的区域中，工业电源电压的有效值是230V，电压峰值达到

倍。因此，直流电源电压VDC大约为325V。

(e)在模式5中，第二半导体开关装置7断开，而且已经流过第二电容器5和初级绕组3的电流开始流向第一电容器4，以致第一电容器4的电压增加到VDC。

(f)在模式6中，第一电容器4的电压达到VDC，以致构成第一半导体开关装置6的二极管接通。已经流过初级绕组3和第二电容器5的电流的方向通过谐振而反转。在这个事件之前，第一半导体开关装置5必须一直接通。这导致模式1。在模式6和1的时段中，第二半导体开关装置7的电压变得等于直流电源电压VDC。

依据这个电路配置，要施加到第一半导体开关装置6和第二半导体开关装置7的电压峰值可以变得与直流电源电压VDC相等。

模式2和模式5是其中来自初级绕组3的电流流入第一电容器4和第二电容器5的谐振时段。因为第一电容器4的电容值被设置为不高于第二电容器5的电容值的1/10，所以组合的电容基本上接近第一电容4的电容值。在模式3和5中要施加到第一半导体开关装置6和第二半导体开关装置7的电压由取决于这个组合电容和漏磁变压器3的阻抗的时间常数所改变。因为这个电压改变具有取决于上述时间常数的倾向，所以当在模式3中第一半导体开关装置断开时的开关损耗减轻了。

此外，在模式5中该电压达到零。因此，因为在模式1中当第一半导体开关装置接通时施加到第一半导体开关装置的电压为零，所以当第一半导体开关装置接通时的开关损耗减轻了。这称为零电压开关。该谐振电路系统的特点包括这些。这个系统对这个特性进行了最大程度的使用，而且存在有防止每个半导体开关装置的电压高于直流电源电压VDC的优点。如图4所示，第二电容器5被设置为具有足够大以便抑制其电压的波动(ripple)的电容值。

如图2所示，在其中半导体开关装置6和7的串联连接电路与直流电源1并联连接以便形成由两个晶体管构成的臂的逆变器电路中，半导体开关装置6和7交替和重复地接通和断开，以便在漏磁变压器2的初级绕组3中生成高频交流电，并且在漏磁变压器2的次级绕组9中感应高压和高频。当半导体开关装置6和7同时处于接通时的任何时段都是不能接受的，即使该时段为一秒也是如此。这是因为在这样的时段中出现直流电源1的短路。

因此，在背景技术中，总是在半导体开关装置6和7之一断开之后并且在另一个半导体开关装置接通之前，提供其中半导体开关装置6和半导体开关装置7都不接通的时段(空载时间，缩写为DT)。

因此，将参考图4描述空载时间DT。

图4示出了在上述模式1到6中的第一和第二半导体开关装置6和7(图2)以及第一和第二电容器4和5中的电压和电流波形。

图4中的(a)示出了在上述模式1到6中的第一半导体开关装置6的电流波形，其中从时间t0开始就已经接通的半导体开关装置6(因此，在图4的(b)中，半导体开关装置6的发射极-集电极电压为零)在模式1结束时的时间1处断开(到那里的电流变为零)。

另一方面，图4中的(d)示出了第二半导体开关装置7的电流波形，其中从时间t0开始已经断开的第二半导体开关装置7保持断开，直到当向其施加了接通信号并且模式3开始时的时间t2为止。

因此，在时间t1和时间t2之间的时段DT1中，第一半导体开关装置6和第二半导体开关装置7二者都断开了。

这个时段DT1对应于向空载时间所要求的最小值。最大值是在时间t1和时间t3之间的时段。空载时间被允许在这个范围内。

以同样方式，在当如图4(c)所示、第二半导体开关装置7断开(到那里的电流变为零)时的时间t4和当如图4中的(a)所示、将接通信号施加到第一半导体开关装置6并且模式6开始时的时间t5之间的时段DT2对应于该最小值。最大值是在时间t4和时间t6之间的时段。空载时间被允许在这个范围内。

在背景技术中的两个晶体管的逆变器电路中，基于时段DT1和DT2，这个空载时间DT的值是固定的，这两个时段DT1和DT2分别从使半导体开关装置6和7的接通和断开不相互叠加的范围中获得。

然而，在微波炉的逆变器电路中，当以高频区驱动该逆变器电路时，在当半导体开关装置之一被断开时的时间和当另一个半导体开关装置的发射极-集电极电压Vce下降到零时的时间之间的时段增长了。因此，当从上述一个半导体开关装置断开开始已经过去一固定空载时间之后、将接通信号施加到上述另一个半导体开关装置时，上述另一个半导体开关装置在发射极-集电极电压Vce下降到零之前被接通。当切换频率高时，可能在半导体开关装置中出现热损耗，这导致半导体开关装置的故障或者由尖脉冲电流所产生的噪声的出现。

还将参考图4描述出现热损耗以及出现噪声的原因。

虽然半导体开关装置6在图4(a)中的时间t1处断开了(到那里的电流变为零)，但是在图4的(d)中，需要时间t1-t2让另一个半导体开关装置7的端到端电压(实线)下降到零。因此，当在时间t2将接通信号施加到另一个半导体开关装置7时，半导体开关装置7从零电压开始接通(建立导电性)(这称为“零伏开关”)，这是因为半导体开关装置7的发射极-集电极电压已经在那个时间之前下降到零。因此，热损耗和噪声的问题不会出现。

然而，VDC的梯形倾斜度根据谐振的强度而改变。当谐振强(频率低)时，该倾斜度很陡，以致半导体开关装置7的端到端电压快速达到零。当谐振弱(频率高)时，该倾斜度很平缓，以致需要更多的时间让端到端电压下降到零伏。当在这样的高频区驱动该逆变器电路时，该频率远离谐振频率以致时间常数变长。因此，在图4的(d)中，另一个半导体开关装置7的端到端电压(由虚线所示)下降到零的时间被拉长了，以致该电压不能在时间t1-t2中下降完全。因此，即使在时间t2之后也施加了预定电压(参见由虚线F所示的Vt2)。

因此，当象往常一样在时间t2将接通信号施加到半导体开关装置7时，该半导体开关装置7被接通，并且预定电压Vt2被施加在半导体开关装置7的发射极和集电极之间。因此，出现了热损耗。此外，由于大dv/dt值的出现而导致流过急剧升降的尖脉冲电流，以致产生噪声。

即使当执行这样的硬切换(虽然电压或者电流不为零但仍强制执行切换)时，也保证该空载时间。因此，硬切换没有导致诸如电源短路之类的任何故障，但是仅仅在IGBT中出现余热损耗。这样的热损耗由吸热器所冷却。即使当出现热损耗时，也可以正常地保持逆变器的操作。由于尖脉冲电流而导致的噪声不是应该被当作严重问题的值。因此，在背景技术逆变器电路中，硬开关的副作用根本已经不成问题。因此，已经考虑这样的逆变器电路，其中改变在背景技术中已经是固定的空载时间DT以节省无用的能量消耗，对半导体开关装置的使用期限没有副作用，并且几乎不出现噪声。

发明内容

本发明要解决的问题

因此，本发明的目的是不仅将平稳起动应用到其中空载时间DT为固定的类型的高频加热设备，而且将其应用到其中空载时间DT根据频率而改变的类型的高频加热设备，以及提供这样的高频加热设备，其中通过将非常简易的电路增加到其中就可以容易地实现平稳起动。

解决问题的手段

为了解决上述问题，根据本发明的第一方面，提供了一种用于驱动磁电管的高频加热设备，包括：直流电源，其包括交流电源、用于对该交流电源的电压进行整流的整流电路、以及用于平滑该整流电路的输出电压的平滑电容器；串联电路，包含两个半导体开关装置，所述串联电路与所述交流电源并联连接；谐振电路，连接到磁漏变压器的初级绕组和电容器，所述谐振电路的一端连接到在AC等效电路中的上述串联电路的中点，而所述谐振电路的另一端连接到所述交流电源的一端；驱动单元，用于驱动每一个所述半导体开关装置；整流单元，连接到所述磁漏变压器的次级绕组；磁电管，连接到所述整流单元；以及空载时间生成电路，用于同时断开所述半导体开关装置；该高频加热设备的特征在于：所述驱动单元具有限制用于驱动所述半导体开关装置的频率中的最低频率的功能，以便在该高频加热设备操作开始时将所述最低频率设置为高，并且将所述最低频率设置为此后逐步降低。

根据本发明的第二方面，提供了一种用于驱动磁电管的高频加热设备，其包括：直流电源，其包括交流电源、用于对该交流电源的电压进行整流的整流电路、以及用于平滑该整流电路的输出电压的平滑电容器；两个串联电路，每个都包含两个半导体开关装置，所述串联电路中的每一个都与所述交流电源并联连接；谐振电路，连接到磁漏变压器的初级绕组和电容器，所述谐振电路的一端连接到所述串联电路之一的中点，而所述谐振电路的另一端连接到另一个串联电路的中点；驱动单元，用于驱动每一个上述半导体开关装置；整流单元，连接到上述磁漏变压器的次级绕组；磁电管，连接到上述整流单元；以及空载时间生成电路，用于同时断开所述半导体开关装置；该高频加热设备的特征在于：上述驱动单元具有限制驱动上述半导体开关装置所用频率中的最低频率的功能，以便在该高频加热设备操作开始时将上述最低频率设置为高，并且将上述最低频率设置为此后逐步降低。

根据本发明的第三方面，提供了一种用于驱动磁电管的高频加热设备，其包括：直流电源，其包括交流电源、用于对该交流电源的电压进行整流的整流电路、以及用于平滑该整流电路的输出电压的平滑电容器；串联电路，包含两个半导体开关装置，上述串联电路与上述交流电源并联连接；谐振电路，连接到磁漏变压器的初级绕组和电容器，上述谐振电路与上述半导体开关装置之一并联连接；驱动单元，用于驱动每一个上述半导体开关装置；整流单元，连接到上述磁漏变压器的次级绕组；磁电管，连接到上述整流单元；以及空载时间生成电路，用于同时断开所述半导体开关装置；该高频加热设备的特征在于：上述驱动单元具有限制驱动上述半导体开关装置所用频率中的最低频率的功能，以便在该高频加热设备的操作开始时将上述最低频率设置为高，并且将上述最低频率设置为此后逐步降低。

根据前述第一至第三方面中任一方面的高频加热设备还包括：误差信号生成电路，用于根据在上述交流电源的输入电流和参考电流之间的差值生成误差信号；以及调频信号生成电路，用于基于上述误差信号生成电路的输出(误差信号)，而校正通过整流上述交流电源所获得的已整流电压/已整流电流，其中将上述调频信号生成电路的输出提供给上述空载时间生成电路；该高频加热设备的特征在于：在上述调频信号生成电路和上述空载时间生成电路之间插入最低频率限制电路，该最低频率限制电路基于上述调频信号生成电路的输出信号而将受限的频率提供给上述空载时间生成电路，以便在上述高频加热设备的操作开始处，将最低频率限制电路的设置频率设置为高于上述调频信号生成电路的输出，并且根据从操作开始已经过去的时间，逐步降低上述受限的频率，在降低上述受限频率的同时，根据已经过去的时间，将上述受限频率的切换频率和上述调频信号生成电路的输出信号中的较高信号选择为要提供给上述空载时间生成电路的信号，以使选定的信号逐步改变为上述调频信号生成电路的输出信号。

优选地，所述的高频加热设备的特征在于：上述最低频率限制电路具有电容器，上述电容器在上述高频加热设备的暂停操作期间充电，并且一旦上述高频加热设备开始操作，就将该电容器的电压提供给上述空载时间生成电路，并且放电在该电容器中积累的电荷。

根据前述第一至第三方面中任一方面的高频加热设备的特征在于：上述空载时间生成电路生成固定或者或多或少增大的空载时间，而不考虑切换频率。

根据前述第一至第三方面中任一方面的高频加热设备的特征在于：上述空载时间生成电路生成随着切换频率的增大而增加的空载时间。

根据前述第一至第三方面中任一方面的高频加热设备的特征在于：上述空载时间生成电路在不高于预定频率的切换频率处固定或者或多或少增大该空载时间。

优选地，所述高频加热设备的特征在于：上述空载时间生成电路在不低于预定频率的切换频率处突然增大空载时间。

优选地，所述高频加热设备的特征在于：在不高于预定频率的切换频率处的上述空载时间的固定或者或多或少增加的值、或者在不低于预定频率的切换频率处的上述空载时间的突然增加的值是可变的。

优选地，所述高频加热设备的特征在于：上述预定切换频率的值是可变的。

根据前述第一至第三方面中任一方面的高频加热设备的特征在于：上述空载时间生成电路随着切换频率的增大而逐步增加空载时间。

根据前述第一至第三方面中任一方面的高频加热设备的特征在于：上述空载时间生成电路基于正和负偏移电压生成空载时间，所述正和负偏移电压中的每个以与切换频率的增加成比例的第一斜度改变，并且当切换频率达到预定频率或者更高时，以第二斜度改变。

根据前述第一至第三方面中任一方面的高频加热设备的特征在于：上述空载时间生成电路包括：VCC电源；负荷控制电源；第一电流，与切换频率成比例地改变；第二电流，在预定频率处开始流动并且与该切换频率成比例地改变；第三电流，通过将上述两个电流的组合电流与预定系数相乘而获得；上和下电势生成单元，用于生成通过将与上述第三电流成比例的正和负偏移电压分别添加到上述负荷控制电源中而获得的两个上和下电势；以及基于上述两个上和下电势生成空载时间。

优选地，所述高频加热设备的特征在于：通过改变上述负荷控制电源的电压和上述切换频率中的至少一个来执行输入功率或者输入电流控制。

利用这样的配置，有可能获得这样的逆变器电路，其中防止出现电源的短路，IGBT中几乎不出现热损耗，因此没有无用的能量耗损，而且几乎不出现噪声；以及其中可以由添加到那里的简单电路实现平稳起动。

附图说明

图1是示出根据本发明的当将恒定电压施加到逆变器谐振电路时、电流对工作频率特性的图示。

图2示出了专利文献1所公开的、由两个晶体管的电桥开关装置驱动的谐振式高频加热设备的示例；

图3示出了图2中的电路分别进行操作的模式；

图4示出了该电路中的诸如半导体开关装置等之类的各个部分的电压-电流波形图；

图5示出了根据本发明、由两个晶体管电桥驱动的高频加热设备；

图6示出了用于实现平稳起动的最低频率限制电路的第一实施例；

图7示出了用于实现平稳起动的最低频率限制电路的第二实施例；

图8是用于阐明生成空载时间的原理的图示，图8中的(a)是用于阐明在振荡电路和空载时间生成电路的每个输出和矩形波形成电路的输出之间的关系的图示，图8中的(b)是用于阐明这样的原理的图示，根据该原理，即使当频率在该频率为低的范围内改变时、空载时间DT也是固定的；

图9示出了空载时间生成电路的特定示例；

图10示出了该空载时间生成电路的电流对频率特性；

图11是示出空载时间对频率特性曲线的图示，图11中的(a)示出了其中当切换频率不高于频率f1时空载时间DT固定或者或多或少地增加、而当该切换频率不低于预定频率f1时空载时间DT突然增加的示例；图11中的(b)示出了修改示例；图11(b)中的(一)示出了其中使空载时间的固定值或者或多或少增加的值纵向可变的示例，图11(b)中的(二)示出了其中使频率f1中的空载时间斜率可变的示例，图11(b)中的(三)示出了其中使起转折点(point of inflection)作用的频率横向可变的示例；

图12示出了其中使空载时间可变的第二实施例；

图13示出了图5中的振荡电路的示例；

图14示出了由两个晶体管电桥开关装置驱动的谐振式高频加热设备的三个示例；

图15是示出根据本发明的逆变器电路的频率对相位特性的图示；以及

图16示出了该逆变器电路的输出电压对相位特性的图示。

1直流电源

2磁漏变压器

3初级绕组

4第一电容器

5第二电容器

6第一半导体开关装置

7第二半导体开关装置

8驱动部分

9次级绕组

10全波倍压整流器电路

11磁电管

12三级绕组

13第三电容器

21误差信号生成电路

22调频信号生成电路

221最低频率限制电路

222电容器

221a晶体管

221b，221d，221e电阻器

221c电容器

221f开关

221g放大器

221h恒压电源

23振荡电路

24空载时间生成电路

25矩形波形成电路

26驱动电路

具体实施方式

图5示出了根据本发明、由两个晶体管电桥驱动的高频加热设备。

图5中，这个高频加热设备的主电路包括直流电源1、磁漏变压器2、第一半导体开关装置6、第一电容器4、第二电容器5、第三电容器(平滑电容器)13、第二半导体开关装置7、驱动部分8、全波倍压整流器电路10、和磁电管11。该主电路的配置与图2所示的相同，并且将省略其中的冗余描述。

然后，用于控制半导体开关装置6和7的控制电路包含：误差信号生成电路21，用于获得在输入电流Iin和基于其的参考电流Ref之间的差值；调频信号生成电路22，用于根据该误差信号生成电路21和AC全波信号生成调频信号；最低频率限制电路221，用于实行获得本发明目的的平稳起动；振荡电路23，用于生成三角波载波；空载时间生成电路24，用于根据切换频率的幅度而改变空载时间；矩形波形成电路25，用于根据振荡电路23的三角波输出和空载时间生成电路24的输出VQ7C和VQ8C形成矩形波；以及开关装置驱动电路26，用于根据矩形波形成电路25的输出生成用于接通/断开开关装置的脉冲。开关装置驱动电路26的输出分别被施加到开关装置(IGBT)6和7的栅级。

图6示出了用于实行平稳起动的最低频率限制电路的第一实施例。

图6中，附图标记221表示根据第一实施例的最低频率限制电路。这个最低频率限制电路221具有晶体管221a、电阻器221b、221d和221e、电容器221c、开关221f和放大器221g。晶体管221a的发射极、集电极和基极分别连接到电阻221b、电源Vcc、和电容器221c。电阻器221b的一端连接到调频信号生成电路22的输出端，其另一端如上所述连接到晶体管221a的发射极。电容器221c的一端如上所述连接到晶体管221a的基极，其另一端接地。电阻器221e的一端连接到电源Vcc，其另一端通过开关221f和电阻器221d接地。开关221f是常闭触点，其将在该设备暂停工作时接通。开关221f的电阻器221d侧的端子连接到电容器221c的阳性侧。

接下来，将参考图6中的(b)描述这个最低频率限制电路221的操作。

开关221f在高频加热设备的操作暂停期间处于接通(ON)状态。因此，电容器221c被充电到由电压Vcc在电阻器221e和221d之间的划分比率所定义的电势处。因此，晶体管221a具有高基极电势，以致晶体管221a处于接通状态。因此，从最低频率限制电路221的输出端输出高压V11(图6(b)中的V11)。

当高频加热设备开始操作(图6(b)中的t1)时，开关221f断开(OFF)以便切断电容器221的充电电路。因此，电容器222开始通过电阻器221d放电。因此，晶体管221a的基极电势逐步减少，以致晶体管221a的输出电势V12(图6(b)中的V12)逐步下降而绘制出曲线。将调频信号生成电路22的(全波整流的)输出信号放入最低频率限制电路221中，并且使其通过线或(wired OR)电路与晶体管221a的输出信号相连接。因此，晶体管221a的输出电势和调频信号生成电路22的输出电势中较高的一个从最低频率限制电路221输出，以便达到稳态的高频电压(图6(b)中的V13)。

因此，图6(b)示出了处于操作暂停的高频加热设备开始操作并且通过过渡状态达到稳态之前的、来自最低频率限制电路221的输出电压。

图7示出了用于实行平稳起动的最低频率限制电路的第二实施例。

图7中，附图标记222表示根据第二实施例的最低频率限制电路。这个最低频率限制电路222具有晶体管222a、电阻器222b、222d和222e、电容器222c、开关222f、放大器222g、和恒流源222h。晶体管222a的发射极、集电极和基极分别连接到电阻器222b、电源Vcc、和电容器222c。电阻器222b的一端连接到调频信号生成电路22的输出端，其另一端如上所述连接到晶体管222a的发射极。电容器222c的一端如上所述连接到晶体管222a的基极，其另一端接地。电阻222e的一端连接到电源Vcc，其另一端通过电阻器222d接地。开关222f是常闭触点，其在该设备暂停工作时将接通。开关221f的一端连接到电容器222c的阳极侧，其另一端连接到在电阻器222e和电阻器222d之间的接点。恒流源222h连接到电容器222c的相对端。

接下来，将参考图7(b)描述这个最低频率限制电路222的操作。

开关222f在高频加热设备的操作暂停期间处于接通(ON)状态。因此，电容器222c被充电到由电压Vcc在电阻器222e和222d之间的划分比所定义的电势(受恒流源222h的稍微影响，而且影响程度取决于电阻器222e和222d的组合阻抗和恒流源的值)。因此，电容器222c由电压Vcc充电。因此，晶体管222a具有高基极电势，以致晶体管222a处于接通状态。因此，从最低频率限制电路222的输出端输出高压V11(图7(b)中的V11)。

当高频加热设备开始操作(图7(b)中的t1)时，开关222f断开(OFF)以便切断电容器222的充电电路。因此，电容器222开始通过恒流源222h放电。因此，晶体管222a的基极电势逐渐下降，以致由于恒流源222h的功能使得晶体管222a的输出电势V12(图7(b)中的V12)逐步下降而绘制出直线。将调频信号生成电路22的(全波整流的)的输出信号放入到最低频率限制电路222中，并且使其通过线或电路与晶体管222a的输出信号相连接。因此，晶体管222a的输出电势和调频信号生成电路22的输出电势中较高的一个从最低频率限制电路222输出，以便达到稳态的高频电压(图7(b)中的V13)。

因此，图6(b)示出了处于操作暂停状态的高频加热设备开始操作并且通过过渡状态达到稳态之前的、来自最低频率限制电路222的输出电压。

晶体管Q8和Q7的集电极电压分别从空载时间生成电路24发送到矩形波形成电路25(图5)。此外，还将振荡电路23的三角波输出发送给矩形波形成电路25。

矩形波形成电路25具有两个比较器251和252。将晶体管Q8的集电极电压VQ8C施加到比较器251的反相输入端(-)，而且将晶体管Q7的集电极电压VQ7C施加到比较器252的正相输入端(+)，同时将振荡电路23的三角波输出施加到比较器251的正相输入端(+)和比较器252的反相输入端(-)。

每个比较器251、252被设计为当它的正相输入端(+)的电势低于其反相输入端(-)的电势时没有输出(零电势)，而当它的正相输入端(+)的电势超过其反相输入端(-)的电势时具有输出(高电势)。

空载时间DT可以划分为以下三种类别。

(1)：使空载时间不变(固定)而与频率无关。

这是已经在背景技术中使用的方法。

相反，可将以下两种类别(2)和(3)想像为使空载时间根据切换频率而改变。

(2)：当切换频率超过预定频率时，空载时间根据切换频率的增大而连续增加。

(3)：当切换频率超过预定频率时，空载时间根据切换频率的增大而步进式增加。

然后，根据本发明的用于实现平稳起动的电路可应用于上述类别(1)到(3)中的任何一种。

图8是用于阐明生成上述空载时间(2)的原理的图示，其中当切换频率超过预定频率时，该空载时间(2)根据切换频率的增大而连续增加。图8中的(a)是用于阐明在振荡电路23和空载时间生成电路24的每个输出和矩形波形成电路25的输出之间的关系的图示。图8中的(b)是用于阐明当切换频率不高于预定频率时该空载时间DT固定不变所依据的原理。

图8中，在比较器252(参见图5)中，在时间t1之前，正相输入端(+)的电势VQ7C超过反相输入端(-)的三角波的电势。因此，半导体开关装置接通(输出1)。同时，在比较器251中，正相输入端(+)的三角波的电势低于反相输入端(-)的电势VQ8C。因此，该半导体开关装置断开(输出0)。

(1)在时间t1处，因为正相输入端(+)的电势VQ7C低于反相输入端(-)的三角波的电势，所以比较器252输出0。

(2)从t1到t4，比较器252保持输出0。

(3)在时间t2处，因为正相输入端(+)的三角波的电势高于反相输入端(-)的电势VQ8C，所以比较器251输出1。

(4)从t2到t3，比较器251保持输出1。

(5)在时间t3处，因为正相输入端(+)的三角波的电势低于反相输入端(-)的电势VQ8C，所以比较器251输出0。

(6)在时间t4处，因为正相输入端(+)的电势VQ7C高于反相输入端(-)的三角波的电势，所以比较器252输出1。

(7)从t4到t5，比较器252保持输出1。

(8)在时间t5处，因为正相输入端(+)的电势VQ7C低于反相输入端(-)的三角波的电势，所以比较器252输出0。

(9)从t3到t6，比较器251保持输出0。

在那之后，重复类似的操作。

将比较器251和252的输出施加到开关装置(IGBT)驱动电路26，以便开关装置6和7以同一时序接通/断开。

用这样的方式，获得当开关装置6和7同时断开时的时段t1-t2、t3-t4和t5-t6作为空载时间DT。

在背景技术中，每个空载时间DT的持续时间是不变(固定)的，而与频率无关。为了改进这个，可以使空载时间DT根据切换频率而改变。这里，当切换频率低于预定频率f1时，将空载时间DT设置为预定不变值(或者或多或少地增加的值)，而当切换频率大于预定频率f1时，空载时间DT增加。

因此，将参考图8(b)描述当切换频率低于预定频率f1时使空载时间DT变为预定不变值所依据的原理。

在图8(b)中，当频率高时(实线所示)，如先前参考图8(a)中的实线VQ8C、VQ7C和三角波所述，在VQ8C、VQ7C和三角波之间建立了下列关系。也就是说，在当电势VQ7C低于三角波的电势时的时间t1处，输出变为0。在时间t2处，三角波的电势高于电势VQ8C，以致输出变为1。因此，确保在时间t1和时间t2之间的时段为空载时间DT。

当频率变低时，如虚线所示，该三角波成为其斜度变得平缓的三角波。因此，在这里，为了获得相同的空载时间DT，定义了偏移电压以便将电势VQ7C和VQ8C分别设置为穿过在由虚线所示的三角波和从时间t1和时间t2绘制的垂直线之间的交点C1和C2的电势VQ7C1和VQ8C1。因为电阻器R8和R7是固定的，所以使得利用其可获得这样的偏移电压的电流I8和I7分别流入电阻器R8和R7中。

用这样的方式，即使当频率发生改变以致三角波从实线改变为虚线时，由虚线所示的三角波分别在相同的时间t1和t2切过两个电势VQ7C1和VQ8C1。因此，空载时间DT是不变的。

图9示出了空载时间生成电路的特定示例。

在图9，Q01、Q02、和Q1-Q8表示晶体管，而R1-R10表示电阻器。假定I1、I3、I4、I5、I6、I7和I8分别指定流过晶体管Q1、Q3、Q4、Q5、Q6、Q7和Q8的电流，VQ5E、VQ6E和VQ7E指定晶体管Q5、Q6和Q7的发射极电势，而且VQ7C和VQ8C指定晶体管Q7和Q8的集电极电势。电流反射镜电路包含晶体管Q1和Q2。以同样的方式，电流反射镜电路分别包含晶体管Q1和Q04、晶体管Q3和Q4、以及晶体管Q05和Q8。将晶体管Q04的输出施加到振荡电路23(图13)。

此外，晶体管Q1和Q3的发射极侧连接到Vcc，而其集电极侧分别连接到晶体管Q01和Q03的集电极侧。晶体管Q01和Q03的发射极侧分别连接到端子MOD和端子DTADD，而且端子MOD和端子DTADD分别通过分压电阻接地。晶体管Q01和Q03的基极连接到晶体管Q02的发射极侧，而且晶体管Q02的集电极侧接地。将作为调频信号生成电路22(图5)的输出的振荡频率的控制电压施加到晶体管Q02的基极。

按照离Vcc距离逐渐增大的次序的电阻R10、电阻R8、电阻R7和电阻R9形成的串联连接电路被提供在Vcc(这里为12V)和地之间。此外，晶体管Q8在电阻R10和电阻R8之间提供，以便其发射极侧连接到电阻R10，且集电极侧连接到电阻R8。此外，晶体管Q7在电阻R7和电阻R9之间提供，以便其发射极侧连接到电阻R9，且集电极侧连接到电阻R7。在电阻R8和电阻R7之间施加1/2Vcc(这里为6V)。在这个6V附近，上方电阻R8中的压降被表示为I8×R8，而下方电阻中的压降被表示为I7×R7。电流I8和电流I7根据频率发生改变。因此，电阻R7和R8中的压降根据频率而发生改变，以致偏移电压VQ8C和VQ7C在6V附近改变。

将构成电流反射镜电路的晶体管Q05的基极电压施加到晶体管Q8的基极。当晶体管Q05和Q8的特性彼此相等、而且其阻抗值彼此相等时，建立了关系I6＝I7＝I8以及I3＝I4。

然而，本发明不局限于关系I1＝I2、I3＝I4、以及I6＝(I7＝I8)。如果在它们当中建立了比例关系，本发明也可适用。

顺便提及，关系I7＝I8是必需的。

接下来，将对有关空载时间生成电路的操作进行描述(也就是说，当切换频率不高于预定频率时，保持空载时间DT不变(或者或多或少增加)，以及当切换频率不低于预定频率时，增大空载时间DT)。

1)在其中不流过I3的范围内(也就是说，在振荡频率低的范围内)、空载时间DT不变(或者或多或少增加)的原因是：

在不流过I3的范围内，建立了下列关系。

I1＝I2＝I5，

VQ5E＝VQ6E＝VQ7E，以及

I5×R5＝I6×R6＝I7×R9＝I1×R5

流入晶体管Q8和Q7的电流I8和I7分别表示为：

I8＝I6＝I1×(R5/R6)

I7＝I1×(R5/R9)

偏移电压VR8和VR7分别表示为：

VR8＝I8×R8＝{I1×(R5/R6)}×R8

＝I1×R5×(R8/R6)

VR7＝I1×R5×(R7/R9)

因为通过从6V中加减上述偏移电压而获得VQ8C和VQ7C，所以VQ8C和VQ7C表示为：

VQ8C＝6V+VR8＝6V+I1×R5×(R8/R6)

VQ7C＝6V-VR7＝6V-I1×R5×(R7/R9)...(1)

用这样的方式，在其中频率为低(空载时间可能是固定的)的范围内的电流I8和I7与三角波的充电/放电电流I1具有比例关系。因此，电流I8和I7可以用作有时与三角波的充电/放电电流I1一样大的值。这可以获得如图9所示的反射镜电路。电流I6和I8处于相对于电流I5的固定关系中，以致电流I6和I8彼此一致，而电流I7处于与电流I5的固定关系中，以致电流I7和电流I8相一致。

图10示出了可变空载时间生成电路的电流对频率特性。

图10中，I1、I3和I5分别指示流入图9中的晶体管Q1、Q3和Q5的电流。电流I5表示为I1+I3。

在不高于f1的低频率中，电流I1(15)是固定值(I51)或者或多或少增加的值(I52)。另一方面，在其中频率不低于f1的范围内，电流I3以频率f1作为转折点开始急剧流过。因此，作为I3和I1之和的电流I5突然增加。

根据上述VQ8C和VQ7C的表达式(1)和图10可理解，可以在其中振荡频率低的范围内分别为VQ8C和VQ7C获得与振荡电路中的电容器的充电/放电电流I1成比例的偏移电压，从而如图10所示，当充电/放电电流I1不变时，空载时间不变，以及当充电/放电电流I1或多或少增加时，空载时间也或多或少增加。

2)另一方面，在其中流过电流I3的范围中(也就是说，在其中振荡频率高的范围中)，空载时间DT是可变的。接下来将描述其原因。

在图9中，在其中振荡频率低的范围内，电流I3为零，但是在其中振荡频率高的范围内，使电流I3以下列方式流过。也就是说，当作为振荡频率控制电压的晶体管Q02的发射极电势低于接点DTADD的电势时，连接到端子DTADD的晶体管Q03不接通(因此，不流过电流I3)。然而，当作为振荡频率控制电压的晶体管Q02的发射极电势高于端子DTADD的电势时，连接到端子DTADD的晶体管Q03被接通以便流过电流I3。在图10中，在振荡频率低于f1的范围内，电流I51是固定的，或者电流I52或多或少增加。然而，在其中振荡频率高于f1的范围内，到那时已经为零的电流I3开始突然流过。因此，电流表示为I5＝I1+I3。

在其中流过电流I3的范围内，电流I5表示为：

I5＝I2+I4＝I1+I3

I5×R5＝I6×R6＝I7×R9＝(I1+I3)×R5

因此，晶体管Q8和Q7的集电极电压分别表示为表达式(2)：

VQ8C＝6V+VR8＝6V+(I1+I3)×R5×(R8/R6)

VQ7C＝6V-VR7＝6V-(I1+I3)×R5×(R7/R9)(2)

通过设置第一电容器41和第二电容器42的电容，可以在其中在(a)的电路中省略了第三电容器5的电路中获得类似的效果。

根据VQ8C和VQ7C的上述表达式(2)和图10可理解，可以分别为VQ8C和VQ7C二者获得与电流I3成比例的偏移电压，以便如图10所示当电流I3突然增加时电流I5增加。因为晶体管Q8和Q7的集电极电势VQ8C和VQ7C分别由电流I5(＝I1+I3)的函数所表示，所以晶体管Q8和Q7的集电极电势VQ8C和VQ7C随着电流I5的增加而增加。然后，当集电极电势VQ8C和VQ7C增加时，集电极电势VQ8C增大到高于图8中所示的位置，而且集电极电势VQ7C降低到低于图8中所示的位置。因此，在空载时间DT开始处的VQ7C和三角波的交点变得更早，而在空载时间DT结束处的VQ8C和三角波的交点变得更晚。因此，空载时间DT增大到宽于所示的宽度。

图11示出了上述(2)“当切换频率超过预定频率时，空载时间DT根据切换频率的增大而连续增加”的各个示例。图12示出了上述(3)“当切换频率超过预定频率时，空载时间DT根据切换频率的增大而步进式增加”的示例。

在图11(a)中，当切换频率不高于预定频率f1时，空载时间DT是固定的(或者或多或少地增加)，而当切换频率不低于预定频率f1时，空载时间DT突然增加。

图11(b)示出了图11(a)的修改示例。

在图11(b)的(一)中，使图11(a)中在不高于预定频率f1的切换频率处的空载时间的上述固定值或者或多或少增加的值L1可变为L11、L12、L13，以及使在不低于预定频率f1的切换频率处的空载时间DT的突然增加的值L2可变为L21、L22、L23。

这可以通过在图9中的端子DTMULTI处改变电阻R5对电阻R6的比值而获得。也就是说，根据关系I5×R5＝I6×R6，当R5对R6的比值改变时，I5对I6的比值也改变了。值I6定义了值I7和I8。因此，当I5对I6的比值改变时，值I7和I8相对于值I5也改变了，从而相对于6V的偏移电压也改变了。因此，空载时间DT也改变了。用这样的方式，尽管对于同一频率，空载时间DT仍可以发生改变。

在图11(b)的(二)中，使图11(a)中的预定切换频率f1的空载时间斜率可变为L24、L25、L26。

这个斜率取决于在接点DTADD处的上下电阻R31和R32的组合电阻值。当该组合电阻值大时，从Vcc流出的电流未大量流动。因此，该斜率变小(L26)。相反，当该组合电阻值小时，从Vcc流出的电流变大。因此，该斜率变大(L24)。也就是说，当电流I3大量流过时，电流I7和I8也大大地增加。因此，电阻R7和R8的压降变大以致相对于6V的偏移电压增大。因此，晶体管Q8和Q7的集电极电压根据上述表达式(2)而增大。

顺便提及，当振荡频率高时，存在空载时间DT变窄的效应。然而，偏移电压的增大用来克服该振荡频率的效应而延长空载时间DT。

在图11(b)的(三)中，使在图11(a)中起转折点作用的预定切换频率f1可变为f0、f2。

这个转折点可以根据在端子DTADD中上下电阻R31和R32的电阻比而改变。也就是说，电阻R31和R32的这个电阻比对应于转折点，这是因为，当施加到晶体管q02的基极的振荡频率控制电压超过由该电阻比定义的电压使，电流I3开始流过。当电阻R31＞电阻R32时，由该电阻比确定的电压是如此之低以致电流I3较早就开始流过。当电流I3流动时，电流I7和I8也流动。因此，在电阻R7和R8中出现压降，以致相对于6V的偏移电压增加了。因此，晶体管Q8和Q7的集电极电压根据上述表达式(2)而增大，以致空载时间DT较早(f0)就开始增加。相反，当电阻R31＜电阻R32时，由该电阻比定义的电压是如此之高，以致需要更长的时间让电流I3开始流动。因此，空载时间DT较晚(f2)才开始增加。

图12示出了可变空载时间DT的第二实施例。

图11(a)示出了这样的配置，其中空载时间DT在起转折点作用的预定切换频率f1处具有边界，以致当切换频率不高于f1时，空载时间DT如L1所示固定或者或多或少增加，并且当切换频率不低于f1时，空载时间DT如L2所示突然增加。另一方面，图12示出了这样的配置，其中空载时间DT随着切换频率增加到f0、f1、f2、和f3而分别步进式地增加为L3、L4、L5和L6。

通过使用如图11(b)中的(一)所述的生成空载时间L11、L12和L13的方法，可以容易地获得这样的步进式配置。也就是说，在图9的端子DTMULTI处的电阻R5和电阻R6由诸如晶体管等之类的可变电阻单元形成，而在这些可变电阻单元之间的比值在预定频率处发生改变。因此，可以获得该步进式配置。

图13示出了图5中的振荡电路23的示例。

振荡电路23具有两个比较器231和232。分压电阻235的电压V1施加到比较器231的反相输入端a(-)，而分压电阻236的电压V2(假定V1＞V2)施加到比较器232的正相输入端b(+)，同时电容器234的电压施加到比较器231的正相输入端子b(+)和比较器232的反相输入端a(-)。

每个比较器231、232被设计为当它的正相输入端b(+)的电势低于其反相输入端a(-)的电势时输出0，当它的正相输入端b(+)的电势高于其反相输入端a(-)的电势时输出1。

运算放大器231和232的输出分别进入SR触发器233的S端和R端。电容器234的充电/放电电路由该SR触发器233的非Q端的输出形成。

因此，现在当如图13所示形成电容器234的充电电路时，电容器234的电势增加。输出这个电容器234的电势。利用这个，比较器231的正相输入端b(+)的电势增加。当正相输入端b(+)的电势高于反相输入端a(-)的电势V1时，将输出1施加到S端，并且由该非Q端的输出形成电容器234的放电电路。在那之后，电容器234的电势下降，而且输出这个电容器234的电势。利用这个，比较器232的正相输入端b(+)的电势下降。当正相输入端b(+)的电势不高于反相输入端a(-)的电势V2时，将输出1施加到R端，并且由该非Q端的输出形成电容器234的充电电路。

用这样的方式，输出用于电容器234的充电/放电电势，以便可以获得三角波振荡电路23。此外，该三角波的斜率由充电电流Ir的幅度所定义。

顺便提及，根据本发明的由两个晶体管电桥驱动的高频加热设备的逆变器电路不局限于图5所示的高频加热设备。本发明可应用于任何逆变器电路，只要该逆变器电路是使用由两个晶体管形成电桥臂的开关装置的谐振式电路系统即可。

图14示出了三种类型的这些逆变器电路。

在图14(a)中，直流电源1对工业电源进行全波整流，以便将直流电压VDC施加到第一电容器41和第二电容器42形成的串联连接电路以及第一半导体开关装置6和第二半导体开关装置7形成的串联连接电路。磁漏变压器2的初级绕组3和第三电容器5形成的串联连接电路连接在第一电容器41和第二电容器42的接点与第一半导体开关装置6和第二半导体开关装置7的接点之间。将来自驱动部分8的控制信号分别提供给第一半导体开关装置6和第二半导体开关装置7的基极。空载时间生成电路24并入驱动部分8中。顺便提及，未示出磁漏变压器2的次级侧和磁电管。

然后，也可以将用于实现平稳起动以便获得本发明目的的最低频率限制电路刚好以与图5所示相同的方式应用到这个电路中。也就是说，在图5中，如果提供了以下电路其将正常运行，这些电路包括：误差信号生成电路21，用于获得在输入电流Iin和基于其的参考电流Ref之间的差值；调频信号生成电路22，用于根据该误差信号生成电路21和AC全波信号生成调频信号；最低频率限制电路221，用于实现平稳起动以便获得本发明的目的；振荡电路23，用于生成三角波载波；空载时间生成电路24；矩形波形成电路25，用于分别根据振荡电路23的三角波输出和空载时间生成电路24的输出VQ7C和VQ8C而形成矩形波；以及开关装置驱动电路26，用于根据矩形波形成电路25的输出生成用于接通/断开该开关装置的脉冲。

用这样的方式，有可能获得这样的逆变器电路，其中防止出现电源的短路，IGBT中几乎不出现热损耗，因此没有无用的能量耗损，而且几乎不出现噪声，以及其中可以由添加到那里的简单电路实现平稳起动。

在图14(b)中，直流电源1对工业电源进行全波整流，以便将直流电压VDC施加到由磁漏变压器2的初级绕组3、第一电容器5和第二电容器43形成的串联连接电路以及由第一半导体开关装置6和第二半导体开关装置7形成的串联连接电路。在第一电容器5和第二电容器43的接点以及第一半导体开关装置6和第二半导体开关装置7的接点之间形成短路。将来自驱动部分8的控制信号分别提供给第一半导体开关装置6和第二半导体开关装置7的基极。空载时间生成电路24并入到驱动部分8中。顺便提及，未示出磁漏变压器2的次级侧和磁电管。

然后，也可以将用于实现平稳起动以便获得本发明目的的最低频率限制电路刚好以与图5所示相同的方式应用到这个电路中。也就是说，在图5中，如果提供了以下电路其将正常运行，这些电路包括：误差信号生成电路21，用于获得在输入电流Iin和基于其的参考电流Ref之间的差值；调频信号生成电路22，用于根据该误差信号生成电路21和AC全波信号生成调频信号；最低频率限制电路221，用于实现平稳起动以便获得本发明的目的；振荡电路23，用于生成三角波载波；空载时间生成电路24；矩形波形成电路25，用于分别根据振荡电路23的三角波输出和空载时间生成电路24的输出VQ7C和VQ8C形成矩形波；以及开关装置驱动电路26，用于根据矩形波形成电路25的输出生成用于接通/断开开关装置的脉冲。

用这样的方式，有可能获得这样的逆变器电路，其中防止出现电源的短路，IGBT中几乎不出现热损耗，因此没有无用的能量耗损，而且几乎不出现噪声，以及其中可以由添加到那里的简单电路实现平稳起动。

图14(c)示出了指示全桥电路的电路。

在图14(c)中，直流电源1对工业电源进行全波整流，以便将直流电压VDC施加到第一半导体开关装置61和第二半导体开关装置71形成的串联连接电路以及由第三半导体开关装置62和第四半导体开关装置72形成的串联连接电路。由磁漏变压器2的初级绕组3和第三电容器5形成的串联连接电路被连接在第一半导体开关装置61和第二半导体开关装置71的接点以及第三半导体开关装置62和第四半导体开关装置72的接点之间。第三电容器5可以省略。将来自驱动部分8的控制信号分别提供给第一半导体开关装置61、第二半导体开关装置71、第三半导体开关装置62和第四半导体开关装置72的基极。空载时间生成电路24并入到驱动部分8中。顺便提及，未示出磁漏变压器2的次级侧和磁电管。

然后，还可以将用于实现平稳起动以便获得本发明目的的最低频率限制电路刚好以与图5所示相同的方式应用到这个电路中。也就是说，在图5中，如果提供了以下电路其将正常运行，这些电路包括：误差信号生成电路21，用于获得在输入电流Iin和基于其的参考电流Ref之间的差值；调频信号生成电路22，用于根据该误差信号生成电路21和AC全波信号生成调频信号；最低频率限制电路221，用于实现平稳起动以便获得本发明的目的；振荡电路23，用于生成三角波载波；空载时间生成电路24；矩形波形成电路25，用于分别根据振荡电路23的三角波输出和空载时间生成电路24的输出VQ7C和VQ8C形成矩形波；以及开关装置驱动电路26，用于根据矩形波形成电路25的输出生成用于接通/断开开关装置的脉冲。

用这样的方式，有可能获得这样的逆变器电路，其中防止出现电源的短路，IGBT中几乎不出现热损耗，因此没有无用的能量耗损，而且几乎不出现噪声，以及其中可以由添加到那里的简单电路实现平稳起动。

图15是示出根据本发明的逆变器电路的频率对相位特性的图示。图15中，使频率在其中电压低的0或者180度相位附近较小，而在90度或者180度相位附近较大。因此，在其中电压低的0或者180度相位附近，输出电流(电压)根据图1中的电流对工作频率特性而增大，这是因为该频率是低的。相反，在其中电压足够高的90度或者270度相位附近，该频率被最大化以便根据图1中的电流对工作频率特性使输出电流(电压)变窄。因此，如图16所示，在从0度到180度(从180度到360度)的相位范围上，输出电压变为接近均匀的一个电压。

另一方面，当如图15中的虚线F0所示、该图中的频率对相位特性根本不相对于相位而发生改变时，即使在其中电压低的0或者180度相位附近该频率也是高的。因此，根据图1中的电流对工作频率特性，输出电流(电压)保持为小。因此，如图16中的虚线V1所示，不能在0度或者180度相位范围附近获得足够的电压。

此外，实线F1是无误差情况下的频率-相位图，在该无误差情况中，由CT从交流电流转移以便产生直流电源的输入电流Ri(图5)等于参考电流Ref。实线F2是在这样情况下的频率-相位图，其中输入电流Ri大于参考电流Ref，而且该频率在图1中的可用范围内增加以便减少该电流。实线F3是在这样情况下的频率-相位图，其中输入电流Ri小于参考电流Ref，而且该频率在图1中的可用范围内减少以便增加该电流。

在图16中，实线Vin指示工业电源的电压波形。在Vin之上的虚线V1指示当以在所有相位上都恒定的频率执行切换时的电压波形。实线V0指示通过将如图15所示的频率调制应用到这个电压V1而获得的电压(增压变压器的次级侧电压)。在同一图上说明电压Vin、V1和V0，以便尽管在它们之间的比值方面有大的差别，但是使它们显而易见。虚线V1指示在如图15中的虚线F0所示、没有调制的恒定频率处的、增压变压器的次级侧电压。这个波形不与非线性的磁电管负载相匹配。另一方面，当如图15中的F1所示、该频率在其中电压低的0或者180度相位附近降低并且在90度或者180度相位附近增加时，输出电流(电压)在其中电压低的0或者180度相位附近增加，同时该输出电流(电压)在90度或者270度相位附近变窄。因此，如图16中的V0所示，在从0度到180度(从180度到360度)的相位范围上的任何相位处，在增压变压器的次级侧生成恒定电压。这个波形与非线性的磁电管负载相匹配。

顺便提及，当开关装置(IGBT)6和7处于负荷控制下时，这个空载时间生成电路在控制空载时间方面也是有效的。因为集电极电压VQ7C和VQ8C可以彼此互锁地上升/下降以便当中心电压6V改变时控制该空载时间，而且可以通过改变这个6V来改变(负荷控制)在两个晶体管Q8和Q7之间的接通/断开比率。也就是说，当在这两个晶体管之间的负载比为50对50时(每个晶体管以6V进行操作，这是因为它们由12V的电源操作)，输出最高。当使该电压低于6V或者高于6V时，这两个晶体管的集电极电压VQ7C和VQ8C可以彼此互锁地同时上升/下降，以便改变在这两个晶体管之间的接通/断开比率。因此，输出减小了。然而，即使在这种情况下，在电阻R8和R7中生成的偏移电压也没有发生改变。因此，偏移电压保持不变。因此，应当理解，这个电路在负荷控制的情况下改变空载时间同样是有效的。

如上所述，根据本发明，用于驱动两个半导体开关装置以便截断直流电流以由此输出交流电流的驱动单元具有限制驱动这些半导体开关装置所用的频率中的最低频率的功能。上述最低频率在高频加热设备的操作开始处被设置为高。在那之后，将上述最低频率设置为逐渐降低。具体而言，高频加热设备包括：误差信号生成电路，用于根据在交流工业电源的输入电流和参考电流之间的差值生成误差信号；以及调频信号生成电路，用于基于上述误差信号生成电路的输出(误差信号)、而校正通过对上述交流电源进行整流而获得的已整流电压/已整流电流。将上述调频信号生成电路的输出提供给空载时间生成电路。在上述调频信号生成电路和上述空载时间生成电路之间插入最低频率限制电路。该最低频率限制电路基于上述调频信号生成电路的输出信号，而将受限的频率提供给上述空载时间生成电路。在上述高频加热设备的操作开始处，将最低频率限制电路的设置频率设置为高于上述调频信号生成电路的输出。根据从操作开始已经过去的时间，上述受限的频率逐渐降低。随着上述受限频率的降低，根据已经过去的时间，而选择上述受限频率的切换频率和上述调频信号生成电路的输出信号中的较高的信号作为要提供给上述空载时间生成电路的信号。因此，该选定信号逐渐改变为上述调频信号生成电路的输出信号。此外，上述最低频率限制电路具有电容器。上述电容器在上述高频加热设备暂停操作期间充电。一旦上述高频加热设备开始操作，就将该电容器的电压提供给上述空载时间生成电路，并且放电在该电容器中积累的电荷。因此，有可能获得这样的逆变器电路，其中IGBT中几乎不出现热损耗，因此没有无用的能量消耗，而且几乎不出现噪声，以及其中可以由简单的电路实现平稳起动。

虽然已经参考特定实施例详细描述了本发明，但是本领域技术人员显然可知，可以在本发明上进行各种改变或者修改，而没有背离本发明的精神和范围。

本申请基于2004年4月7日提交的日本专利申请2004-113272，该日本专利申请的内容通过引用在此并入。

工业实用性

根据本发明的高频加热设备，有可能获得这样的逆变器电路，其中防止出现电源的短路，IGBT中几乎不出现热损耗，因此没有无用的能量消耗，而且几乎不出现噪声，以及其中可以由添加到那里的简单电路实现平稳起动。

Claims (16)

1、一种用于驱动磁电管的高频加热设备，包含：

直流电源，其包括交流电源、用于对该交流电源的电压进行整流的整流电路、以及用于平滑该整流电路的输出电压的平滑电容器；

串联电路，包含两个半导体开关装置，所述串联电路与所述直流电源并联连接；

谐振电路，由磁漏变压器的初级绕组和电容器构成，所述谐振电路的一端连接到所述串联电路的中点，而所述谐振电路的另一端连接到所述直流电源的一端；

驱动单元，用于驱动所述半导体开关装置中的每一个；

整流单元，连接到所述磁漏变压器的次级绕组；

磁电管，连接到所述整流单元；以及

空载时间生成电路，用于同时断开所述半导体开关装置，

其中所述驱动单元具有限制用于驱动所述半导体开关装置的频率中的最低频率的功能，以便在该高频加热装置的操作开始时将所述最低频率设置为第一频率，并且将所述最低频率设置为此后相对于该第一频率逐步降低的第二频率。

2、一种用于驱动磁电管的高频加热设备，包含：

直流电源，其包括交流电源、用于对该交流电源的电压进行整流的整流电路、以及用于平滑该整流电路的输出电压的平滑电容器；

两个串联电路，每个都包含两个半导体开关装置，所述串联电路中的每一个都与所述直流电源并联连接；

谐振电路，由磁漏变压器的初级绕组和电容器构成，所述谐振电路的一端连接到所述串联电路之一的中点，而所述谐振电路的另一端连接到另一个串联电路的中点；

驱动单元，用于驱动所述半导体开关装置中的每一个；

整流单元，连接到所述磁漏变压器的次级绕组；

磁电管，连接到所述整流单元；以及

空载时间生成电路，用于同时断开所述半导体开关装置，

其中所述驱动单元具有限制驱动所述半导体开关装置所用的频率中的最低频率的功能，以便在该高频加热设备的操作开始时将所述最低频率设置为第一频率，并且将所述最低频率设置为此后相对于该第一频率逐步降低的第二频率。

3、一种用于驱动磁电管的高频加热设备，包含：

直流电源，其包括交流电源、用于对该交流电源的电压进行整流的整流电路、以及用于平滑该整流电路的输出电压的平滑电容器；

串联电路，包含两个半导体开关装置，所述串联电路与所述直流电源并联连接；

谐振电路，由磁漏变压器的初级绕组和电容器构成，所述谐振电路与所述半导体开关装置之一并联连接；

驱动单元，用于驱动所述半导体开关装置中的每一个；

整流单元，连接到所述磁漏变压器的次级绕组；

磁电管，连接到所述整流单元；以及

空载时间生成电路，用于同时断开所述半导体开关装置，

其中所述驱动单元具有限制驱动所述半导体开关装置所用的频率中的最低频率的功能，以便在该高频加热设备的操作开始时将所述最低频率设置为第一频率，并且将所述最低频率设置为此后相对于该第一频率逐步降低的第二频率。

4、如权利要求1到3中的任何一个所述的高频加热设备，还包含：

误差信号生成电路，用于根据在所述交流电源的输入电流和参考电流之间的差值生成误差信号；以及

调频信号生成电路，用于基于从所述误差信号生成电路输出的误差信号，而校正通过整流所述交流电源所获得的已整流电压或已整流电流，其中将所述调频信号生成电路的输出提供给所述空载时间生成电路；

其中在所述调频信号生成电路和所述空载时间生成电路之间插入最低频率限制电路，该最低频率限制电路基于所述调频信号生成电路的输出信号，而将受限的频率提供给所述空载时间生成电路，以便在上述高频加热设备的操作开始处，将最低频率限制电路的设置频率设置为高于所述调频信号生成电路的输出，并且根据从操作开始后已经经过的时间，而逐步降低所述受限的频率，在降低所述受限频率的同时，根据已经经过的时间，将所述调频信号生成电路的输出信号和所述受限频率的切换频率之间的较高信号选择为要提供给所述空载时间生成电路的信号，以使选定的信号逐渐改变为所述调频信号生成电路的输出信号。

5、如权利要求4所述的高频加热设备，其中，所述最低频率限制电路具有电容器，所述电容器在所述高频加热设备的暂停操作期间充电，并且一旦所述高频加热设备开始操作，就将该电容器的电压提供给所述空载时间生成电路，并且放电在该电容器中积累的电荷。

6、如权利要求1到3中的任何一个所述的高频加热设备，其中所述空载时间生成电路生成固定的或者增大的空载时间，而与切换频率无关。

7、如权利要求1到3中的任何一个所述的高频加热设备，其中，所述空载时间生成电路生成随着切换频率的增大而增加的空载时间。

8、如权利要求7所述的高频加热设备，其中所述空载时间生成电路在不高于预定频率的预定切换频率处固定或者增大所述空载时间。

9、如权利要求7所述的高频加热设备，其中，所述空载时间生成电路在不低于预定频率的预定切换频率处突然增大所述空载时间。

10、如权利要求8所述的高频加热设备，其中，在不高于预定频率的预定切换频率处的所述空载时间的固定或者增加的值是可变的。

11、如权利要求9所述的高频加热设备，其中，在不低于预定频率的预定切换频率处的所述空载时间的突然增加的值是可变的。

12、如权利要求8所述的高频加热设备，其中所述预定切换频率的值是可变的。

13、如权利要求1到3中的任何一个所述的高频加热设备，其中所述空载时间生成电路随着切换频率的增大而步进式地增大空载时间。

14、如权利要求1到3中的任何一个所述的高频加热设备，其中所述空载时间生成电路基于正和负偏移电压生成空载时间，所述正和负偏移电压中的每个以与切换频率的增加成比例的第一斜度改变，并且当该切换频率达到预定频率或者更高时，以第二斜度改变。

15、如权利要求1到3中的任何一个所述的高频加热设备，其中所述空载时间生成电路包括：VCC电源；负荷控制电源；第一电流，与切换频率成比例地改变；第二电流，开始在预定频率处流动并且与该切换频率成比例地改变；第三电流，通过将所述第一电流与第二电流的和与预定系数相乘而获得；以及高和低电势生成单元，用于生成通过将与所述第三电流成比例的正和负偏移电压分别添加到所述负荷控制电源中而获得的一组高和低电势，并且基于所述一组高和低电势生成空载时间。

16、如权利要求15所述的高频加热设备，其中通过改变所述负荷控制电源的电压和所述切换频率中的至少一个，来执行输入功率或者输入电流控制。

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