JP5223315B2 - 誘導加熱装置 - Google Patents

Description

本発明は、アルミや銅のような高導電率かつ低透磁率の被加熱物（例えば、鍋）を効率よく誘導加熱できるようにした誘導加熱調理器などの誘導加熱装置に関するものである。

従来、この種の誘導加熱装置としては、スイッチング損失を抑制しながら、加熱コイルに供給する周波数を高くしてアルミの鍋を高周波で加熱するための技術が知られている（例えば、特許文献１参照）。

また、加熱コイルへ流れる電流を検出する電流モニタにより信号を受け、第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子の駆動信号に比べ、加熱コイルと共振コンデンサで形成される共振電流の周波数を２倍以上に設定したことにより、第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子のスイッチング損失を抑制しながら、加熱コイルに供給する周波数を高くしてアルミの鍋を加熱する技術も知られている（例えば、特許文献２参照）。
特開２００１−１６０４８４号公報 特許第３８８４６６４号公報

しかしながら、前記特許文献１参照の構成では、出力の調整が離散的になり、かつ１周期毎に共振電流が零点に達する数を制御することになるため出力の変化量が大きくなるという課題があった。また、前記特許文献２参照の構成では、特許文献１参照の構成による課題は解決できるが、出力制御を行うときに共振電流のピーク値付近でスイッチング素子をオフすると、遮断する電流が大きくスイッチング素子のターンオフ損失を増大させてしまうという課題があった。

本発明は、前記従来の課題を解決するもので、制御時の出力の変化量が小さく、スイッチング素子のターンオフ損失を低減させた誘導加熱装置を提供することを目的としている。

前記従来の課題を解決するために、本発明の誘導加熱装置は、第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子の直列接続体と、前記第１のスイッチング素子に並列に接続された第１の逆導通素子と、前記第２のスイッチング素子に並列に接続された第２の逆導通素子と、前記第１のスイッチング素子または前記第２のスイッチング素子に並列に接続された加熱コイルと共振コンデンサを含む共振回路とを有し電圧を入力して前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子の導通により共振するインバータと、前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子を排他的に導通制御する制御手段とを備え、前記制御手段が、駆動周期の前半で、前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子とを各スイッチング素子に流れる電流と略同位相のゲート信号によりそれぞれ導通制御する期間を有し、前記駆動周期の後半で、前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子のいずれかを導通状態で維持する期間を有するように制御するものである。

これによって、スイッチング素子の駆動タイミングを調節することでターンオフ損失を低減しつつ、導通期間の組合せや割合、期間を変化させることによって加熱出力を所望の値に調整することができる。

本発明の誘導加熱装置は、制御時の出力の変化量が小さく、スイッチング素子のターンオフ損失を低減させることができる。

第１の発明は、第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子の直列接続体と、前記第１のスイッチング素子に並列に接続された第１の逆導通素子と、前記第２のスイッチング素子に並列に接続された第２の逆導通素子と、前記第１のスイッチング素子または前記第２のスイッチング素子に並列に接続された加熱コイルと共振コンデンサを含む共振回路とを有し電圧を入力して前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子の導通により共振するインバータと、前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子を排他的に導通制御する制御手段とを備え、前記制御手段が、駆動周期の前半で、前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子とを各スイッチング素子に流れる電流と略同位相のゲート信号によりそれぞれ導通制御する期間を有し、前記駆動周期
の後半で、前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子のいずれかを導通状態で維持する期間を有するように制御するものである。これによって、スイッチング素子の駆動タイミングを調節することでターンオフ損失を低減しつつ、導通期間の組合せや割合、期間を変化させることによって加熱出力を所望の値に調整することができる。

第２の発明は、特に、第１の発明において、制御手段は、第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子に与えるゲート信号と各スイッチング素子に流れる電流の位相を略一致するように制御することにより、スイッチング素子がオフするときにスイッチング素子に流れている電流は常に小さく、スイッチング素子が導通状態から非導通状態に遷移するときに発生するターンオフ損失を低減することができる。また、加熱コイルと共振コンデンサに印加する電圧と流れる電流の位相差がなくなるため、力率のよい状態で駆動することができ、電力の変換効率を高くすることができる。さらに、スイッチング素子に流れる電流値が小さい状態でスイッチング素子を導通状態から非導通状態に遷移させるため、ノイズの発生が抑制され誤動作を起き難くすることができる。

第３の発明は、特に、第１または第２の発明において、第１のスイッチング素子または第２のスイッチング素子と並列にスナバコンデンサを備え、前記第１のスイッチング素子や前記第２のスイッチング素子が導通状態から非導通状態に遷移するときは、前記第１のスイッチング素子や前記第２のスイッチング素子に電流が流れており、かつ前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子の両方が非導通期間に前記スナバコンデンサを充電または放電可能な電流値であるようにすることにより、スナバコンデンサの働きによってスイッチング素子のターンオフ損失を低減させることができる。また、電流値を上記条件とすることにより、スナバコンデンサの短絡モードが発生せず、スナバコンデンサにより発生する損失を低減することができる。

第４の発明は、特に、第１〜第３のいずれか１つの発明において、制御手段は、第１のスイッチング素子や第２のスイッチング素子の導通期間に、加熱コイルと共振コンデンサにより流れる共振電流の周期数を変更して加熱出力を制御することにより、ターンオフ損失を増大させることなく出力を制御することができる。

第５の発明は、特に、第１〜第４のいずれか１つの発明において、制御手段は、第１のスイッチング素子や第２のスイッチング素子の駆動周期が短くなるように、導通期間の偏りを均等に分布させるように制御することにより、回路に流れる電流や回路に発生する電圧の瞬時値を平均的な値に近づけることができ、高電流・高耐圧部品を不要とすることができるため、低コスト化を図ることができる。

第６の発明は、特に、第１〜第５のいずれか１つの発明において、制御手段は、第１のスイッチング素子や第２のスイッチング素子に共振電流が流れている期間に、電流遮断タイミングを変更して加熱出力を制御することにより、きめ細かな電力制御を行うことができる。

第７の発明は、特に、第１〜第６のいずれか１つの発明において、インバータに入力する電圧を出力する電圧制御手段を備え、前記電圧制御手段からの出力電圧を変更して加熱出力を制御することにより、インバータのスイッチング素子のターンオフ損失を大きく変化させることなく出力調整を行うことができる。

第１１の発明は、特に、第１〜第１０のいずれか１つの発明において、制御手段は、加熱出力が所望出力範囲内の最大値のとき、短い方の導通期間と共振周期の半分の奇数倍が略一致するように制御することにより、短い方の導通期間において、スイッチング素子がオフするときにスイッチング素子に流れている電流は最大加熱出力で最も小さくなり、スイッチング素子が導通状態から非導通状態に遷移するときに発生するターンオフ損失を低減することができる。

第１２の発明は、特に、第１〜第１１のいずれか１つの発明において、制御手段は、第１のスイッチング素子や第２のスイッチング素子が持つ長さの異なる全ての導通期間において、各スイッチング素子に流れる電流の位相が略一致したときに所望出力範囲内の最大値の加熱出力が得られる導通期間となるように制御することにより、スイッチング素子がオフするときにスイッチング素子に流れている電流は最大加熱出力で常に小さくなり、スイッチング素子が導通状態から非導通状態に遷移するときに発生するターンオフ損失を最も低減することができる。

第１３の発明は、特に、第１〜第１２のいずれか１つの発明において、制御手段は、第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子の導通期間に偏りがある場合、一定期間毎に第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子に与えるゲート信号を入れ換えることにより、第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子から発生する損失を均等にすることができ、スイッチング素子の冷却を容易に行うことができる。また、スイッチング素子の責務を分散させることになるため、スイッチング素子の高寿命化を図ることができる。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。

（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１における誘導加熱装置を示すものである。

本実施の形態における誘導加熱装置は、第１のスイッチング素子１５のエミッタ側と第２のスイッチング素子１７のコレクタ側とを接続したスイッチング素子の直列接続体と、第１のスイッチング素子１５に並列に接続された第１の逆導通素子１６と、第２のスイッチング素子１７に並列に接続された第２の逆導通素子１８とを有する。

そして、第１、第２のスイッチング素子１５、１７および第１、第２の逆導通素子１６、１８に加え、第１のスイッチング素子１５または第２のスイッチング素子１７に並列に接続された加熱コイル２１と共振コンデンサ２２を含む共振回路を有し電圧を入力して第１のスイッチング素子１５と第２のスイッチング素子１７の導通により共振するインバータ２３を形成している。インバータ２３は、第１のスイッチング素子１５のエミッタ側から、アルミや銅のような高導電率かつ低透磁率の被加熱物（例えば、鍋）２０を設置した加熱コイル２１→共振コンデンサ２２→電流モニタ１９を介して第２のスイッチング素子１７のエミッタ側に接続している。インバータ２３の電源は、商用電源１１を整流器１２により整流し、直列に接続されたチョークコイル１３と並列に接続された平滑コンデンサ１４を介したものを入力電圧とする。

また、本実施の形態における誘導加熱装置は、前記インバータ２３に加え、第１のスイッチング素子１５と第２のスイッチング素子１７を排他的に導通制御する制御手段２４を備えている。制御手段２４は、電流モニタ１９の検出値を入力し、第１のスイッチング素子１５のゲートと第２のスイッチング素子１７のゲートにそれぞれ駆動信号を出力するように接続する。

そして、第１のスイッチング素子１５と第２のスイッチング素子１７の少なくとも１つは、一定加熱出力時において長さの異なる２つ以上の導通期間を持っているものである。

以上のように構成された誘導加熱装置において、以下動作を説明する。

ここで、図２は、第１のスイッチング素子１５と第２のスイッチング素子１７に与えるゲート信号波形、第１のスイッチング素子１５と第１の逆導通素子１６の組および第２のスイッチング素子１７と第２の逆導通素子１８の組に流れる電流波形、加熱コイル２１に流れる電流波形を示すものである。

第１のスイッチング素子１５のゲート信号が高電位のとき、第１のスイッチング素子１５は導通状態となり、加熱コイル２１と共振コンデンサ２２によって決まる共振電流が流れる。第２のスイッチング素子１７においても同様であり、この動作を繰り返すことにより加熱コイル２１には連続した共振電流が流れ、その電流により磁界が発生し、その磁界により被加熱物２０に発生する渦電流と被加熱物２０のもつ固有抵抗によって被加熱物２０が発熱する。

被加熱物２０が高導電率かつ低透磁率の場合、Ｑ値が高く電流が共振し易い状態となるため、例えば、第２のスイッチング素子１７に与えるゲート信号の高電位期間を加熱コイル２１と共振コンデンサ２２によって決まる共振周期よりも長くすると、共振電流は減衰しながらも一定期間共振し続ける。本実施の形態はこの現象をうまく活用するもので、第２のスイッチング素子１７の導通期間（第２のスイッチング素子１７に与えるゲート信号の高電位期間）を２つ持たせ（期間１、２）、導通期間の割合を変化させ流れる共振電流を制御することにより、細かい変化量で出力調整を行うことができる。

例えば、導通回数を１００回もつ間に加熱コイル２１と共振コンデンサ２２によって決まる共振周期より短い導通期間を５０回設け、共振周期より長い導通期間を５０回設ける。加熱出力を増大させたい場合は短い導通期間の割合を増大させる、または長い導通期間の長さを短くすることにより電力調整を行うことができる。また、２つの導通期間の両方とも共振周期より長い導通期間をもつ場合でも、１回の導通期間で流れる電流周期が多いほど電力は出力され難くなるため、導通期間の割合を変化させることにより同様に電力調整を行うことができる。ここで、導通期間の割合や導通期間が一定の場合、どのような組合せで駆動しても出力は同じになるので問題にはならない。

また、制御手段２４は電流モニタ１９から共振電流を検出し、第１のスイッチング素子１５と第２のスイッチング素子１７に与えるゲート信号の高電位期間が加熱コイル２１と共振コンデンサ２２によって決まる共振周期の半分の略奇数倍の導通期間と同一になるように制御することにより、図２に示しているように、スイッチング素子に与えるゲート信号とスイッチング素子に流れる電流の位相は略一致する。そのため、スイッチング素子がオフするときにスイッチング素子に流れている電流は常に小さく、スイッチング素子が導通状態から非導通状態に遷移するときに発生するターンオフ損失を低減することができる。また、加熱コイル２１と共振コンデンサ２２に印加する電圧と流れる電流の位相差がなくなるため、力率のよい状態で駆動することができ、電力の変換効率を高くすることができる。さらに、スイッチング素子に流れる電流値が小さい状態でスイッチング素子を導通状態から非導通状態に遷移させるため、ノイズの発生が抑制され誤動作を起き難くすることができる。

ここで、本実施の形態では電流モニタ１９を加熱コイル２１の電流を検出したが、共振電流が検出できる部分であればどの部分でもよい。また、共振周期が電流モニタ１９なしに把握できる場合には必ずしも電流モニタ１９が必要なものではない。

（実施の形態２）
図３は、本発明の実施の形態２における誘導加熱装置を示すものである。実施の形態１と同一要素については同一符号を付してその説明を省略する。

本実施の形態においては、第２のスイッチング素子１７（第１のスイッチング素子１５でもよい）と並列にスナバコンデンサ２５を備えている。

スナバコンデンサ２５を備え、第１のスイッチング素子１５や第２のスイッチング素子１７が導通状態から非導通状態に遷移するときは、第１のスイッチング素子１５や第２のスイッチング素子１７に電流が流れており、かつ第１のスイッチング素子１５と第２のスイッチング素子１７の両方が非導通期間にスナバコンデンサ２５を充電または放電可能な電流値であるようにすることにより、スナバコンデンサ２５の働きによってスイッチング素子に加わる電圧の変化の傾き（ｄｖ／ｄｔ）を緩やかにすることができる。このため、スイッチング素子のターンオフ損失を低減させることができる。また、電流値を上記条件とすることにより、スナバコンデンサ２５の短絡モードが発生せず、スナバコンデンサ２５により発生する損失を低減することができる。

（実施の形態３）
図４、図５は、本発明の実施の形態３における誘導加熱装置の、第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子に与えるゲート信号波形、第１のスイッチング素子と第１の逆導通素子の組および第２のスイッチング素子と第２の逆導通素子の組に流れる電流波形、加熱コイルに流れる電流波形を示すものである。なお、誘導加熱装置の構成は実施の形態１と同様である。

図４、図５に示す、第１のスイッチング素子１５と第２のスイッチング素子１７に与えるゲート信号波形、第１のスイッチング素子１５と第１の逆導通素子１６の組および第２のスイッチング素子１７と第２の逆導通素子１８の組に流れる電流波形、加熱コイル２１に流れる電流波形は、いずれも、図２に示した駆動方法よりも加熱出力を低下させた波形である。

図４において、図２と異なる点は、長い導通期間（期間２）の長さを変化させて電力調整を行っているものであり、図５において、図２と異なる点は、短い導通期間（期間１）の長さを変化させて電力調整を行っているものである。

このように、制御手段２４は、第１のスイッチング素子１５や第２のスイッチング素子１７の導通期間に、加熱コイル２１と共振コンデンサ２２により流れる共振電流の周期数を変更して加熱出力を制御することにより、スイッチング素子を導通状態から非導通状態に遷移するときの電流値が殆ど変わらず、ターンオフ損失を増大させることなく出力を制御することができる。

（実施の形態４）
図６は、本発明の実施の形態４における誘導加熱装置の、第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子に与えるゲート信号波形、第１のスイッチング素子と第１の逆導通素子の組および第２のスイッチング素子と第２の逆導通素子の組に流れる電流波形、加熱コイルに流れる電流波形を示すものである。なお、誘導加熱装置の構成は実施の形態１と同様である。

本実施の形態における制御手段２４は、第１のスイッチング素子１５や第２のスイッチング素子１７の駆動周期が短くなるように、導通期間の偏りを均等に分布させるように制御するようにしている。この点で実施の形態３と異なるものである。

駆動周期を短くすることにより、瞬時毎の電力の大小分布も均一化されるため、例えば、共振コンデンサ２２に加わる電圧や流れる電流のピーク値を低減することができ、スペックの低い部品を使用することができる。また、制御手段２４が制御方法を記憶しておく必要があるデータ量を小さくできるため、制御手段２４においてもスペックの低い部品を使用することができる。

このように、導通期間の偏りを均等に分布させるように制御することにより、回路に流れる電流や回路に発生する電圧の瞬時値を平均的な値に近づけることができ、高電流・高耐圧部品を不要とすることができるため、低コスト化を図ることができる。

（実施の形態５）
図７は、本発明の実施の形態５における誘導加熱装置の、第１のスイッチング素子と第１の逆導通素子の組および第２のスイッチング素子と第２の逆導通素子の組に流れる電流波形を示すものである。なお、誘導加熱装置の構成は実施の形態１と同様である。

本実施の形態における制御手段２４は、第１のスイッチング素子１５や第２のスイッチング素子１７に共振電流が流れている期間に、電流遮断タイミングを変更して加熱出力を制御するようにしている。この点で実施の形態４と異なるものである。

このように、電流遮断タイミングを変更して加熱出力を制御するようにしたことにより、きめ細かな電力制御を行うことができる。

（実施の形態６）
図８は、本発明の実施の形態６における誘導加熱装置を示すものである。

本実施の形態においては、インバータ２３に入力する電圧を出力する電圧制御手段２６を備え、電圧制御手段２６からの出力電圧を変更して加熱出力を制御するようにしている。この点で実施の形態１、２とは異なるものである。

このように、電圧制御手段２６からの出力電圧を変更して加熱出力を制御することにより、インバータ２３のスイッチング素子のタイミングは変更せずに電力調整を行うことができ、インバータ２３のスイッチング素子のターンオフ損失を大きく変化させることなく出力調整が行える。

（実施の形態７）
図９は、本発明の実施の形態７における誘導加熱装置の、加熱出力大のときにおける第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子に与えるゲート信号波形、加熱出力小のときにおける第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子に与えるゲート信号波形を示すものである。なお、誘導加熱装置の構成は実施の形態１と同様である。

本実施の形態における制御手段２４は、第１のスイッチング素子１５や第２のスイッチング素子１７が持つ長さの異なる２つ以上の導通期間の比率を固定し、導通期間を変更して加熱出力を制御するようにしている。この点で実施の形態１と異なるものである。

導通期間の比率を固定した状態で導通期間を変更して加熱出力を制御することにより、それぞれの導通期間でのスイッチング素子に流れる電流の位相差の度合（増減）を同時に変更することができるため、加熱出力の調整範囲を大幅にすることができる。例えば、共振周波数が９０ｋＨｚの負荷を加熱する場合、図９における期間１（導通期間の短い方）のスイッチング周波数を９０ｋＨｚ、駆動周波数を約６．９２３ｋＨｚ（一例）で駆動すると、スイッチング素子に与えるゲート信号とスイッチング素子に流れる電流の位相が一致し加熱出力が大となる。その比率を固定（本例では６．９２３／９０≒０．０７７）した状態で駆動周波数を大きくすると、期間１と期間２の両方でスイッチング素子に与えるゲート信号とスイッチング素子に流れる電流の位相がずれて加熱出力が小さくなるため、期間１や期間２のみの電流の位相を制御するよりも、加熱出力をより小さくでき出力調整幅を大きくすることができる。

また、導通期間が短くて流れる電流の周期数が少ないほど導通期間の変化量（ΔＴ）に対する加熱出力の変化量（ΔＰ）は大きいため、導通期間の比率を固定することにより、ΔＰの小さい方のΔＴに対してΔＰの大きい方のΔＴを小さくすることになり、加熱出力の制御を容易に行うことができる。例えば、前記周波数条件において、駆動周波数を１００Ｈｚ大きくすると、期間１のスイッチング周波数は９１．３ｋＨｚとなる。時間で考えると、図９において期間１では１周期あたり０．１５８μｓ減少するのに対して、期間２では１．４２４μｓ減少する。期間１よりも期間２の方がΔＴに対するΔＰが大きいため、期間２よりも期間１の方のΔＴを小さくすることができ、加熱出力の調整を容易に行うことができる。

このように、導通期間の比率を固定し、導通期間を変更して加熱出力を制御することにより、それぞれの導通期間でのスイッチング素子に流れる電流の位相差の度合（増減）を同時に変更することができるため、加熱出力の調整範囲を大幅にすることができる。また、導通期間が短くて流れる電流の周期数が少ないほど導通期間の変化量に対する加熱出力の変化量は大きいため、導通期間の比率を固定することにより、加熱出力の変化量の小さい方の導通期間の変化量に対して大きい方の導通期間の変化量を小さくすることになり、加熱出力の制御を容易に行うことができる。

（実施の形態８）
図１０は、本発明の実施の形態８における誘導加熱装置の、加熱出力小のときにおける第１のスイッチング素子に印加する電圧波形と加熱コイルに流れる電流波形（実測波形）を示すものである。図１０（ａ）は拡大波形を、（ｂ）は全体波形をそれぞれ示す。なお、誘導加熱装置の構成は実施の形態１と同様でも動作可能であるが、図１０に示した波形はフルブリッジ型インバータを適用して実測したものである。

本実施の形態における制御手段２４は、加熱出力が小さいとき、第１のスイッチング素子１５や第２のスイッチング素子１７が持つ長さの異なる導通期間のうち、導通期間の長い状態から導通期間の短い状態に遷移するタイミングは、電流が逆導通素子からスイッチング素子に遷移した直後からその共振電流がピーク値になるまでの期間（Ｔ≒共振周期／４）となるように制御するようにしている。また、長さの異なる導通期間のうち、短い方の導通期間は共振周期の半分の奇数倍より短くし、短い方の導通期間と共振周期の半分の奇数倍との差が縮まるように導通期間を変更して加熱出力を制御するようにしている。この点で実施の形態７と異なるものである。

導通期間の長い状態から短い状態に遷移するタイミングＴを図１０に示した範囲内とすることにより、スイッチング素子に与えるゲート信号とスイッチング素子に流れる電流の位相のずれが大きくなり、加熱出力を小さくすることができる。また、スイッチング素子に電流が流れている期間にスイッチング素子を導通状態から非導通状態に遷移させるため、ノイズの発生が抑制され誤作動を起き難くすることができる。さらに、異なる導通期間の比率を固定した状態で導通期間を変更して加熱出力を制御するときは、加熱出力を大きくすると導通期間は長くなるため、加熱出力が小さいときに上記タイミングＴで遷移していれば、加熱出力が大きくなっても遷移時にスイッチング素子に電流が流れている状態が継続し、スイッチング素子から発生するノイズの抑制やスイッチング損失の低減を図ることができる。

短い方の導通期間は共振周期の半分の奇数倍より短くし、短い方の導通期間と共振周期の半分の奇数倍との差が縮まるように導通期間を変更して加熱出力を制御することにより、加熱出力を連続的に変更することができる。図１０のＴ１、Ｔ２はそれぞれスイッチング素子の導通時間、共振電流の半周期の時間を示しているものであり、Ｔ１＜Ｔ２の関係のもとで加熱出力を調整する。また、短い方の導通期間において、スイッチング素子が導通状態から非導通状態に遷移するときは、Ｔ１＜Ｔ２の関係が成り立てば常にスイッチング素子に電流が流れている状態となるため、スイッチング動作によるノイズの発生が抑制され誤作動を起き難くすることができる。さらに、加熱出力が大きくなるにつれてスイッチング素子に与えるゲート信号とスイッチング素子に流れる電流の位相が近づき、スイッチング素子がオフするときにスイッチング素子に流れている電流は小さくなるため、スイッチング素子が導通状態から非導通状態に遷移するときに発生するターンオフ損失を低減することができる。

このように、加熱出力が小さいとき、第１のスイッチング素子や第２のスイッチング素子が持つ長さの異なる導通期間のうち、導通期間の長い状態から導通期間の短い状態に遷移するタイミングは、電流が逆導通素子からスイッチング素子に遷移した直後からその共振電流がピーク値になるまでの期間（Ｔ≒共振周期／４）となるように制御することにより、長い導通期間とスイッチング素子に流れる電流の位相差が大きくなり、加熱出力を小さくすることができる。また、スイッチング素子に電流が流れている期間にスイッチング素子を導通状態から非導通状態に遷移させるため、ノイズの発生が抑制され誤作動を起き難くすることができる。

また、長さの異なる導通期間のうち、短い方の導通期間は共振周期の半分の奇数倍より短くし、短い方の導通期間と共振周期の半分の奇数倍との差が縮まるように導通期間を変更して加熱出力を制御することにより、加熱出力を連続的に変更することができる。また、短い方の導通期間において、スイッチング素子が導通状態から非導通状態に遷移するときは、常にスイッチング素子に電流が流れている状態となるため、スイッチング動作によるノイズの発生が抑制され誤作動を起き難くすることができる。さらに、加熱出力が大きくなるにつれてスイッチング素子がオフするときにスイッチング素子に流れている電流は小さくなるため、スイッチング素子が導通状態から非導通状態に遷移するときに発生するターンオフ損失を低減することができる。

（実施の形態９）
図１１は、本発明の実施の形態９における誘導加熱装置の、加熱出力が大のときにおける第１のスイッチング素子に印加する電圧波形と加熱コイルに流れる電流波形（実測波形）を示すものである。図１１（ａ）は拡大波形を、（ｂ）は全体波形をそれぞれ示す。なお、誘導加熱装置の構成は実施の形態１と同様でも動作可能であるが、図１１に示した波形はフルブリッジ型インバータを適用して実測したものである。

本実施の形態における制御手段２４は、加熱出力が所望出力範囲内の最大値のとき、短い方の導通期間と共振周期の半分の奇数倍が略一致するように制御するようにしている。この点で実施の形態８と異なるものである。

加熱出力が所望出力範囲内の最大値のとき、短い方の導通期間と共振周期の半分の奇数倍が略一致するように制御することにより、短い方の導通期間において、スイッチング素子がオフするときにスイッチング素子に流れている電流は最大加熱出力で最も小さくなり、スイッチング素子が導通状態から非導通状態に遷移するときに発生するターンオフ損失を最も小さくすることができる。また、この動作条件の下で加熱出力を変更したいときは、長い方の導通期間Ｔ３を制御してスイッチング素子に与えるゲート信号とスイッチング素子に流れる電流の位相差を調節することにより可能となる。さらに、各スイッチング素子に流れる電流の位相が全て略一致したときに所望出力範囲内の最大値の加熱出力が得られる導通期間の組合せが存在する場合、その組合せを適用するように制御することにより、スイッチング素子がオフするときにスイッチング素子に流れている電流は最大加熱出力で常に小さくなり、導通状態から非導通状態に遷移するとき全てにおいて、スイッチング素子から発生するノイズの抑制やスイッチング損失の低減を大きく図ることができる。

（実施の形態１０）
図１２は、本発明の実施の形態１０における誘導加熱装置の、第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子に与えるゲート信号波形を示すものである。なお、誘導加熱装置の構成は実施の形態１と同様である。

本実施の形態における制御手段２４は、第１のスイッチング素子１５と第２のスイッチング素子１７の導通期間に偏りがある場合、一定期間毎に第１のスイッチング素子１５と第２のスイッチング素子１７に与えるゲート信号を入れ換えるようにしている。この点で実施の形態９と異なるものである。なお、図中、Ｐは切り換え点を示す。

一定期間毎に第１のスイッチング素子１５と第２のスイッチング素子１７に与えるゲート信号を入れ換えることにより、第１のスイッチング素子１５と第２のスイッチング素子１７から発生する損失を均等にすることができ、スイッチング素子の冷却を容易に行うことができる。例えば、図１２の右上に示すゲート信号波形をそれぞれスイッチング素子に与えると、導通期間の長い第２のスイッチング素子１７の方が損失は大きくなり発熱も大きい。そこで、あるタイミング（本例の場合、商用周波数の零電圧点）で第１のスイッチング素子１５と第２のスイッチング素子１７に与えるゲート信号を図１２の右下に示すように入れ換えると、今度は導通期間の長い第１のスイッチング素子１５の方が損失は大きくなり発熱も大きくなる。

このように制御することにより、第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子から発生する損失を均等にすることができ、スイッチング素子の冷却を容易に行うことができる。また、スイッチング素子の責務を分散させることになるため、スイッチング素子の高寿命化を図ることができる。

以上のように、本発明にかかる誘導加熱装置は、制御時の出力の変化量が小さく、スイッチング素子のターンオフ損失を低減させることができるので、高導電率かつ低透磁率の被加熱物を誘導加熱することが必要とする誘導加熱装置全てにおいて利用することができる。そのため、ＩＨクッキングヒータのような家電民生用品のみならず、業務用品を含め誘導加熱装置全般に適用可能である。また、この制御方法は２つのスイッチング素子の直列接続体を用いたインバータ型であればどのインバータにおいても応用は可能であるので、高出力電力が必要な場合にはフルブリッジ型に適用するなど、実施の形態におけるインバータ方式のみに限られるものではなく、産業上の利用可能性は大である。

本発明の実施の形態１における誘導加熱装置を示す回路図 同誘導加熱装置におけるゲート信号波形と電流波形を示す波形図 本発明の実施の形態２における誘導加熱装置を示す回路図 本発明の実施の形態３における誘導加熱装置のゲート信号波形および電流波形を示す波形図 同誘導加熱装置における他のゲート信号波形と電流波形を示す波形図 本発明の実施の形態４における誘導加熱装置のゲート信号波形および電流波形を示す波形図 本発明の実施の形態５における誘導加熱装置のゲート信号波形および電流波形を示す波形図 本発明の実施の形態６における誘導加熱装置を示す回路図 本発明の実施の形態７における誘導加熱装置のゲート信号波形を示す波形図 （ａ）本発明の実施の形態８における誘導加熱装置のゲート信号波形および電流波形を示す拡大波形図（ｂ）同ゲート信号波形および電流波形を示す全体波形図 （ａ）本発明の実施の形態９における誘導加熱装置のゲート信号波形および電流波形を示す拡大波形図（ｂ）同ゲート信号波形および電流波形を示す全体波形図 本発明の実施の形態１０における誘導加熱装置のゲート信号波形示す波形図

符号の説明

１１ 商用電源
１５ 第１のスイッチング素子
１６ 第１の逆導通素子
１７ 第２のスイッチング素子
１８ 第２の逆導通素子
１９ 電流モニタ
２０ 被加熱物
２１ 加熱コイル
２２ 共振コンデンサ
２３ インバータ
２４ 制御手段
２５ スナバコンデンサ
２６ 電圧制御手段

Claims (9)

1. 第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子の直列接続体と、前記第１のスイッチング素子に並列に接続された第１の逆導通素子と、前記第２のスイッチング素子に並列に接続された第２の逆導通素子と、前記第１のスイッチング素子または前記第２のスイッチング素子に並列に接続された加熱コイルと共振コンデンサを含む共振回路とを有し電圧を入力して前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子の導通により共振するインバータと、前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子を排他的に導通制御する制御手段とを備え、前記制御手段が、駆動周期の前半で、前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子とを各スイッチング素子に流れる電流と略同位相のゲート信号によりそれぞれ導通制御する期間を有し、前記駆動周期の後半で、前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子のいずれかを導通状態で維持する期間を有するように制御する誘導加熱装置。
2. 第１のスイッチング素子または第２のスイッチング素子と並列にスナバコンデンサを備え、前記第１のスイッチング素子や前記第２のスイッチング素子が導通状態から非導通状態に遷移するときは、前記第１のスイッチング素子や前記第２のスイッチング素子に電流が流れており、かつ前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子の両方が非導通期間に前記スナバコンデンサを充電または放電可能な電流値であるようにする請求項１に記載の誘導加熱装置。
3. 制御手段は、第１のスイッチング素子や第２のスイッチング素子の導通期間に、加熱コイルと共振コンデンサにより流れる共振電流の周期数を変更して加熱出力を制御する請求項１または２に記載の誘導加熱装置。
4. 制御手段は、第１のスイッチング素子や第２のスイッチング素子の駆動周期が短くなるように、導通期間の偏りを均等に分布させるように制御する請求項１〜３のいずれか１項に記載の誘導加熱装置。
5. 制御手段は、第１のスイッチング素子や第２のスイッチング素子に共振電流が流れている期間に、電流遮断タイミングを変更して加熱出力を制御する請求項１〜４のいずれか１項
   に記載の誘導加熱装置。
6. インバータに入力する電圧を出力する電圧制御手段を備え、前記電圧制御手段からの出力電圧を変更して加熱出力を制御する請求項１〜５のいずれか１項に記載の誘導加熱装置。
7. 制御手段は、加熱出力が所望出力範囲内の最大値のとき、短い方の導通期間と共振周期の半分の奇数倍が略一致するように制御する請求項１〜６のいずれか１項に記載の誘導加熱装置。
8. 制御手段は、第１のスイッチング素子や第２のスイッチング素子が持つ長さの異なる全ての導通期間において、各スイッチング素子に流れる電流の位相が略一致したときに所望出力範囲内の最大値の加熱出力が得られる導通期間となるように制御する請求項１〜７のいずれか１項に記載の誘導加熱装置。
9. 制御手段は、第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子の導通期間に偏りがある場合、一定期間毎に第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子に与えるゲート信号を入れ換える請求項１〜８のいずれか１項に記載の誘導加熱装置。