JP2009261179A - 高周波インバータ - Google Patents

Abstract

【課題】ゲート信号のトリガ周波数の整数倍の周波数を有する出力を得る高周波インバータを提案する。
【解決手段】それぞれ給電電流スイッチＳ１、Ｓ３及び共振電流スイッチＳ２、Ｓ４を直列に接続した直列接続回路を有する複数Ｎ個の高周波電力変換回路２Ａ、２Ｂを直流電源Ｅｄに並列に接続すると共に各高周波電力変換回路２Ａ，２Ｂの共振電流スイッチＳ２、Ｓ４を負荷３を含む共振回路４に接続し、すべての高周波電力変換回路２Ａ、２Ｂの給電電流スイッチＳ１、Ｓ３及び共振電流スイッチＳ２、Ｓ４を順次オン動作させて行くことにより、Ｎ周波分の正弦波波形を有する出力電流ｉ０を負荷３に流す高周波インバータ１を実現できる。
【選択図】図１

Description

本発明は高周波インバータに関し、例えば加熱負荷を誘導加熱する場合に適用し得るものである。

誘導加熱を用いた加熱手段として、高周波インバータを用いたものが提案されている（特許文献１参照）。
特願２００４−２３６４４６・国際公開２００６／０１８９１２公報

この種の高周波インバータは、スイッチ素子としてｉＧＢＴ（ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ：絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）や、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ：金属酸化物電界効果トランジスタ）でなる半導体スイッチング素子を用いて、これを高周波ゲート信号によってスイッチ動作させることにより誘導加熱コイルとしてのワークコイルに高周波電流を流し、これにより誘導加熱材料に渦電流を誘導させるような構成を有する。

かくして加熱負荷に生ずる電磁誘導加熱により発生する熱は、次式

のように、誘導加熱材料の電気抵抗に比例する大きさのジュール熱である。

ここで、誘導加熱コイルに供給される誘導加熱電力Ｐは

のように、誘導加熱コイルに流れる電流の周波数ｆの平方根に比例する値になる。

ところで、誘導加熱材料が非磁性体（銅、ＳＵＳ３１６、ＳＵＳ３０４）や、アルミニウムなどの場合は、抵抗率が非常に小さいため、（１）式において誘導加熱材料の電気抵抗の大きさが小さくなるので、（２）式の誘導加熱電力Ｐを大きくすることにより加熱源としての性能を高めるためには、誘導加熱コイル電流の周波数ｆを大きくすることが望ましい。

実際上、銅やアルミニウムを誘導加熱する場合には、当該誘導加熱コイル電流の周波数ｆを６０〜１００〔ｋＨｚ〕程度に高周波化する必要がある。

これに対して、スイッチ素子としてｉＧＢＴを用いようとすれば、そのゲートトリガ周波数の限界は４０〜５０〔ｋＨｚ〕程度であるため、インバータの出力である誘導加熱コイル電流の周波数ｆをｉＧＢＴのゲートトリガ周波数限界より高周波化する必要がある。

本発明は以上の点を考慮してなされたもので、スイッチ素子のゲートトリガ周波数限界の整数倍の周波数を有する誘導加熱コイル電流を送出し得る高周波インバータを提案しようとするものである。

かかる課題を解決するため本発明においては、それぞれ、給電電流スイッチＳ１、Ｓ３、Ｓ５及び共振電流スイッチＳ２、Ｓ４、Ｓ６を直列に接続した直列接続回路を有し、当該直列接続回路を互いに並列に接続して直流電源Ｅｄに並列に接続すると共に、給電電流スイッチＳ１、Ｓ３、Ｓ５及び共振電流スイッチＳ２、Ｓ４、Ｓ６に並列に逆並列ダイオードＤ１〜Ｄ６を接続してなる複数Ｎ個の高周波電力変換回路２Ａ、２Ｂ、２Ｃと、負荷抵抗Ｒ０、負荷インダクタＬ０及び共振用コンデンサＣｓを有する共振回路４とを具え、複数Ｎ個の高周波電力変換回路２Ａ、２Ｂ、２Ｃの給電電流スイッチＳ１、Ｓ３、Ｓ５及び共振電流スイッチＳ２、Ｓ４、Ｓ６の接続中点を互いに接続すると共に、当該接続中点に対して共振回路４を共振電流スイッチＳ２、Ｓ４、Ｓ６と並列になるように接続し、複数Ｎ個の高周波電力変換回路２Ａ、２Ｂ、２Ｃの給電電流スイッチＳ１、Ｓ３、Ｓ５上記共振電流スイッチＳ２、Ｓ４、Ｓ６を通じて順次共振回路４に対する直流電源Ｅｄからの給電電流及び共振回路４からの共振電流を順次交互に流すことにより、給電電流スイッチＳ１、Ｓ３、Ｓ５及び共振電流スイッチＳ２、Ｓ４、Ｓ６のトリガ周波数のＮ倍の周波数の出力電流ｉ０を共振回路４に流すようにする。

本発明によれば、それぞれ給電電流スイッチ及び共振電流スイッチを直列に接続した直列接続回路を有する複数Ｎ個の高周波電力変換回路を直流電源に並列に接続すると共に各高周波電力変換回路の共振電流スイッチを負荷を含む共振回路に接続し、すべての高周波電力変換回路の給電電流スイッチ及び共振電流スイッチを順次オン動作させて行くことにより、Ｎ周波分の正弦波波形を有する出力電流を負荷に流すことができる高周波インバータを実現できる。

以下図面について、本発明の一実施の形態を詳述する。

（１）倍周波高周波インバータの基本回路
図１において、１は全体として倍周波高周波インバータを示し、第１及び第２高周波電力変換回路２Ａ及び２Ｂを有する。

第１及び第２高周波電力変換回路２Ａ及び２Ｂは、それぞれｉＧＢＴでなりかつ互いに直列接続されている一対のスイッチ素子すなわち給電電流スイッチＳ１及び共振電流スイッチＳ２並びに給電電流スイッチＳ３及び共振電流スイッチＳ４を有する。

給電電流スイッチＳ１及び共振電流スイッチＳ２で構成された直列回路と、給電電流スイッチＳ３及び共振電流スイッチＳ４で構成された直列回路は互いに並列に接続されると共に、この２つの並列接続回路が直流電源Ｅｄ（その電源電圧をＥｄ〔Ｖ〕とする）に並列に接続されている。

第１高周波電力変換回路２Ａの給電電流スイッチＳ１及び共振電流スイッチＳ２の接続中点は、第２高周波電力変換回路２Ｂの給電電流スイッチＳ３及び共振電流スイッチＳ４の接続中点に接続され、これにより２系統の給電電流スイッチＳ１及びＳ３が互いに並列に接続されると共に、２系統の共振電流スイッチＳ２及びＳ４が互いに並列に接続される。

共振電流スイッチＳ２及びＳ４の並列回路には、並列に、加熱負荷３を構成する負荷抵抗Ｒ０及び負荷インダクタＬ０の直列回路に直列共振用コンデンサＣｓを直列に接続してなる直列共振回路４が接続されている。

これにより給電電流スイッチＳ１又はＳ３がオン動作したときこれを通って直流電源Ｅｄから流れる電流ｉ１又はｉ３が直列共振回路４に負荷電流ｉ０（これを出力電流と呼ぶ）として給電される。

また共振電流スイッチＳ２又はＳ４がオン動作したときこれを通って、直列共振回路４から共振電流として放出される負荷電流ｉ０が、電流ｉ２又はｉ４として、流れる。

給電電流スイッチＳ１及びＳ３には、並列に、逆並列ダイオードＤ１及びＤ３が接続され、これにより直列共振回路４から共振電流スイッチＳ２又はＳ４を通って共振電流が放出されている状態において当該共振電流スイッチＳ２又はＳ４が強制的にターンオフ動作したとき、直列共振用回路４がその共振動作により同じ方向に流そうとする共振電流（これを連続電流という）を、逆並列ダイオードＤ１及びＤ３を通して電流ｉ１及びｉ３として流すようになされている。

さらに共振電流スイッチＳ２及びＳ４には、並列に、逆並列ダイオードＤ２及びＤ４が接続され、これにより直列共振回路４に給電電流スイッチＳ１又はＳ３を通じて直流電源Ｅｄから給電電流が給電されている状態において当該給電電流スイッチＳ１又はＳ３が強制的にターンオフ動作したとき、直列共振回路４がその共振動作により同じ方向に流そうとする連続電流を逆並列ダイオードＤ２及びＤ４を通して電流ｉ２及びｉ４として流すようになされている。

図１の実施の形態において、加熱負荷３の負荷抵抗Ｒ０及び負荷インダクタＬ０は、直列共振回路４に負荷電流ｉ０が流れたとき、これが誘導加熱コイルを流れて加熱材料に渦電流を誘導させることによりジュール熱を発生させる現象を表わす簡易等価回路として示したものである。

（２）電流遅れ動作
図１の構成において、倍周波高周波インバータ１は、図２に示すように、時間の経過に従って、第１高周波電力変換回路２Ａの給電電流スイッチＳ１及び共振電流スイッチＳ２をゲート信号ＧＴ１及びＧＴ２によってオンオフ制御することによって図２の時点ｔ１〜ｔ２及びｔ２〜ｔ３の区間において順次高周波電力変換動作を行い、その後の時点ｔ３〜ｔ４及びｔ４〜ｔ５において第２高周波電力変換回路２Ｂの給電電流スイッチＳ３及び共振電流スイッチＳ４をゲート信号ＧＴ３及びＧＴ４によってオンオフ制御することによって順次高周波電力変換動作を行う。

かくして時点ｔ１〜ｔ５において、第１及び第２高周波電力変換回路２Ａ及び２Ｂによって１サイクル分の高周波電力変換動作を行い、以下続いて当該高周波電力変換サイクルを繰り返す。

図２の場合、次式、

のように、給電電流スイッチＳ１及びＳ３並びに共振電流スイッチＳ２及びＳ４のゲート信号ＧＴ１及びＧＴ３並びにＧＴ２及びＧＴ４の周波数ｆｔが、加熱負荷３を含む直列共振回路４の共振周波数ｆｒの１／２より大きく、これにより以下の動作モードに従って電流遅れ動作をする。

（２−１）Ｄ１・Ｄ３複流モード
前回の高周波電力変換サイクルの時点ｔ５（図２）において、倍周波高周波インバータ１は、第２高周波電力変換回路２Ｂの共振電流スイッチＳ４に対するゲート信号ＧＴ４をオフトリガレベルに切り換えることにより、時点ｔ１において新たな処理サイクルに入り、第１高周波電力変換回路２Ａの給電電流スイッチＳ１に対するゲート信号ＧＴ１をＧＴ４のオフタイミングと重ならないように、一定のデッドタイムの後にオントリガレベルに切り換える。

このとき、給電電流スイッチＳ１の両端電圧Ｖｓ１（従って給電電流スイッチＳ３の両端電圧Ｖｓ３）が、図２（Ｃ１）に示すように、Ｖｓ１＝Ｅｄ〔Ｖ〕から０〔Ｖ〕になると共に、共振電流スイッチＳ２の両端電圧Ｖｓ２（従って共振電流スイッチＳ４の両端電圧Ｖｓ４）が、図２（Ｃ２）に示すように、Ｖｓ２＝０〔Ｖ〕からＥｄ〔Ｖ〕になる。

また、直列共振回路４から第２高周波電力変換回路２Ｂの共振電流スイッチＳ４に流れていた共振電流ｉ４が強制的にオフになるのに対して直列共振回路４が共振動作に基づいて当該共振電流を同じ方向に流そうとすることにより、倍周波高周波インバータ１は、図３に示すように、直列共振回路４−逆並列ダイオードＤ１及びＤ３−直流電源Ｅｄ−直列共振回路４の電流ループを通し、直列共振回路４において下から上に向う方向（すなわち負荷電流ｉ０として負方向）に連続電流ｉ１１及びｉ３１（図２（Ａ１）及び（Ａ３））を流す。

（２−２）Ｓ１単流モード
時点ｔ１〜ｔ２の区間において、やがて直列共振回路４から流出する連続電流ｉ１１及びｉ３１がゼロになると、逆並列ダイオードＤ１が導通している間に給電電流スイッチＳ１のゲート信号ＧＴ１がオンとなっていることにより、給電電流スイッチＳ１が引き続きターンオンして、倍周波高周波インバータ１は、図４に示すように、電源Ｅｄ−給電電流スイッチＳ１−直列共振回路４−電源Ｅｄの電流ループを通って、直列共振回路４に電源Ｅｄからの給電電流ｉ１を供給させる。

かくして倍周波高周波インバータ１は、図２（Ｂ）に示すように、時点ｔ１において給電電流スイッチＳ１をハードスイッチングした後、時点ｔ１〜ｔ２の区間において、直列共振回路４に、負方向に流れる連続電流ｉ１１及びｉ３１に続いて正方向に流れる給電電流ｉ１によって、正弦波波形１／２周期分の負荷電流ｉ０を流すと共に、負荷インダクタＬ０及び直列共振用コンデンサＣｓに給電電流ｉ1に基づく共振エネルギーを蓄積させる。

（２−３）Ｄ２・Ｄ４複流モード
続いて時点ｔ２〜ｔ３の区間に入ると、倍周波高周波インバータ１は、第１高周波電力変換回路２Ａの給電電流スイッチＳ１に対するゲート信号ＧＴ１をオフトリガレベルに切り換えると共に、共振電流スイッチＳ２に対するゲート信号ＧＴ２をＧＴ１のオフタイミングと重ならないように一定のデッドタイムの後に、オントリガレベルに切り換える。

このとき、共振電流スイッチＳ２の両端電圧Ｖｓ２（従って共振電流スイッチＳ４の両端電圧Ｖｓ４）は、図２（Ｃ２）に示すように、０〔Ｖ〕になると共に、給電電流スイッチＳ１の両端電圧Ｖｓ１（従って給電電流スイッチＳ３の両端電圧Ｖｓ３）はＥｄ〔Ｖ〕になる。

また、図４の電流ループにおいて給電電流スイッチＳ１を通って直列共振回路４に給電されていた給電電流ｉ１が強制的にゼロ以外の電流値で遮断される（すなわちハードスイッチングされる）ので、直列共振回路４は図５に示すように、当該給電電流ｉ１と同じ方向に連続電流ｉ２１及びｉ４１（図２（Ａ２）及び（Ａ４））を流そうとする。

この連続電流ｉ２１及びｉ４１は、直列共振回路４−逆並列ダイオードＤ２及びＤ４−直列共振回路４の電流ループを通って、直列共振回路４において上から下の方向、すなわち正の負荷電流ｉ０の方向に流れる。

（２−４）Ｓ２単流電流モード
時点ｔ２〜ｔ３の区間において、やがて連続電流ｉ２１及びｉ４１がゼロになると、逆並列ダイオードＤ２が導通している間に共振電流スイッチＳ２のゲート信号がオンとなっていることにより、共振電流スイッチＳ２が引き続きターンオンして、倍周波高周波インバータ１は、図６に示すように、直列共振回路４−共振電流スイッチＳ２−直列共振回路４の電流ループを通って直列共振回路４から共振電流ｉ２を流す。

かくして時点ｔ２〜ｔ３の区間において、倍周波高周波インバータ１は、図２（Ｂ）に示すように、直列共振回路４に、連続電流ｉ２１及びｉ４１と、これに続く共振電流ｉ２とによって、正弦波波形１／２周期分の負荷電流ｉ０を流すと共に、負荷インダクタＬ０及び直列共振用コンデンサＣｓに蓄積されていた共振エネルギーを放出させる。

（２−５）Ｄ３・Ｄ１複流電流モード
続いて時点ｔ３〜ｔ４の区間に入ると、倍周波高周波インバータ１は、第１高周波電力変換回路２Ａの共振電流スイッチＳ２に対するゲート信号ＧＴ２をオフトリガレベルに切り換えると共に、第２高周波電力変換回路２Ｂの給電電流スイッチＳ３に対するゲート信号ＧＴ３をＧＴ２のオフタイミングと重ならないように一定のデッドタイムの後にオントリガレベルに切り換える。

このとき、給電電流スイッチＳ３の両端電圧Ｖｓ３（従って給電電流スイッチＳ１の両端電圧Ｖｓ１）は、図２（Ｃ１）に示すように、０〔Ｖ〕になると共に、共振電流スイッチＳ２の両端電圧Ｖｓ２（従って共振電流スイッチＳ４の両端電圧Ｖｓ４）は、図２（Ｃ２）とに示すように、Ｅｄ〔Ｖ〕になる。

また、直列共振回路４は当該共振電流ｉ２の流れる方向（すなわち負荷電流ｉ０の負方向）に連続電流を流そうとする。

これにより倍周波高周波インバータ１は、図７に示すように、負方向の連続電流ｉ３２及びｉ１２（図２（Ａ３）及び（Ａ１））を、直列共振回路４−逆並列ダイオードＤ３及びＤ１−電源Ｅｄ−直列共振回路４の電流ループを通って流す。

（２−６）Ｓ３単流モード
やがてｔ３〜ｔ４の区間において、連続電流ｉ３２及びｉ１２がゼロになると、逆並列ダイオードＤ３が導通している間に給電電流スイッチＳ３のゲート信号がオンとなっていることにより、給電電流スイッチＳ３が引き続きターンオンして、倍周波高周波インバータ１は、図８に示すように、電源Ｅｄ−給電電流スイッチＳ３−直列共振回路４−電源Ｅｄの電流ループを通って、電源Ｅｄから直列共振回路４に対する給電電流ｉ３（図２（Ａ３））を負荷電流ｉ０の正方向に流す。

かくして時点ｔ３〜ｔ４の区間において、直列共振回路４には、直列共振回路４から負方向に流出する連続電流ｉ３２及びｉ１２に続いて正方向の給電電流ｉ３が流れることにより、図２（Ｂ）に示すように、正弦波波形１／２周期分の負荷電流ｉ０が流れると共に、負荷インダクタＬ０及び直列共振コンデンサＣｓに共振エネルギーを蓄積させる。

（２−７）Ｄ４・Ｄ２複流モード
やがて時点ｔ４〜ｔ５の区間に入ると、倍周波高周波インバータ１は、第２高周波電力変換回路２Ｂの給電電流スイッチＳ３に対するゲート信号ＧＴ３をオフトリガレベルに切り換えると共に、共振電流スイッチＳ４に対するゲート信号ＧＴ４をＧＴ３のオフタイミングと重ならないように、一定のデッドタイムの後にオントリガレベルに切り換える。

このとき、共振電流スイッチＳ４の両端電圧Ｖｓ４（従って共振電流スイッチＳ２の両端電圧Ｖｓ２）は、図２（Ｃ２）に示すように、０〔Ｖ〕になると共に、給電電流スイッチＳ３の両端電圧Ｖｓ３（従って給電電流スイッチＳ１の両端電圧Ｖｓ１）は図２（Ｃ１）に示すように、Ｅｄ〔Ｖ〕になる。

また、直列共振回路４はそれまで正方向に流れていた負荷電流ｉ０の方向に連続電流を流そうとすることにより、倍周波高周波インバータ１は、図９に示すように、直列共振回路４−逆並列ダイオードＤ４及びＤ２−直列共振回路４の電流ループを通って正方向の連続電流ｉ４２及びｉ２２（図２（Ａ４）及び（Ａ２））を流す。

（２−８）Ｓ４単流モード
時点ｔ４〜ｔ５の区間において、連続電流ｉ４２及びｉ２２がゼロになると、逆並列ダイオードＤ４が導通している間に共振電流スイッチＳ４のゲート信号がオンとなっていることにより、共振電流スイッチＳ４が引き続きターンオンして、倍周波高周波インバータ１は、図１０に示すように、直列共振回路４−共振電流スイッチＳ４−直列共振回路４の電流ループを通って直列共振回路４から負荷電流ｉ０の負方向の共振電流ｉ４（図２（Ａ４））を流す。

かくして時点ｔ４〜ｔ５において正方向の連続電流ｉ４２及びｉ２２に続いて負方向の共振電流ｉ４が流れることにより、直列共振回路４には図２（Ｂ）に示すように正弦波波形１／２周期分の負荷電流ｉ０が流れて、負荷インダクタＬ０及び直列共振用コンデンサＣｓに共振エネルギーを放出させる。

以上の構成において、倍周波高周波インバータ１は、（２−１）〜（２−８）において上述したように、時点ｔ１〜ｔ５の間にスイッチ素子をハードスイッチング動作させながら、１サイクル分の高周波電力変換動作を実行し、以後当該時点ｔ１〜ｔ５の高周波変換サイクルを繰り返す。

この１サイクル分の高周波電力変換動作において、第１及び第２高周波電力変換回路２Ａ及び２Ｂをそれぞれ構成する一対のスイッチ、すなわち給電電流スイッチＳ１及び共振電流スイッチＳ２並びに給電電流スイッチＳ３及び共振電流スイッチＳ４をオンオフ動作させるゲート信号ＧＴ１及びＧＴ２並びにＧＴ３及びＧＴ４は、負荷電流ｉ０の２周期分に相当するトリガ周期を有する。

かくして、以上の構成によれば、図１の倍周波高周波インバータ１は、スイッチ素子に対するゲート信号のトリガ周波数に対して２倍の周波数を有する負荷電流ｉ０を発生させることができる。

これによりスイッチ素子としての給電電流スイッチＳ１及び共振電流スイッチＳ２並びに給電電流スイッチＳ３及び共振電流スイッチＳ４として４０〜５０〔ｋＨｚ〕で動作限界を有するスイッチ素子（例えばｉＧＢＴ）を用いても、その２倍の周波数８０〜１００〔ｋＨｚ〕の負荷電流ｉ０を生成できることにより、加熱負荷３を銅やアルミニウムなどのような高導電率材料で構成しても、実用上十分な発熱量の電磁加熱性能をもつ高周波インバータを実現できる。

（３）電流進み動作
上述の図２〜図１０においては、図１の倍周波高周波インバータ１を、（３）式の条件の下で電流遅れ動作をする場合の実施の形態について述べたが、図１の構成の倍周波高周波インバータ１は、次式

のように、第１及び第２高周波電力変換回路２Ａ及び２Ｂの給電電流スイッチＳ１及びＳ３並びに共振電流スイッチＳ２及びＳ４のトリガ周波数ｆｔが、直列共振回路４の共振周波数ｆｒの１／２の値より小さい場合には、以下の動作モードで図１１に示すようにスイッチ素子をトリガ制御することによって、電流進み動作し、これにより加熱負荷３に対する負荷電流ｉ０の周波数、すなわち出力周波数ｆ０として、スイッチ信号のトリガ周波数の２倍の周波数を有する誘導加熱電流を出力することができる。

（３−１）Ｓ１単流モード
倍周波高周波インバータ１は、図１１の時点ｔ１１〜ｔ１２に入ると、前回の高周波電力変換サイクルの時点ｔ１５において第２高周波電力変換回路２Ｂの共振電流スイッチＳ４に対するゲート信号ＧＴ４はデッドタイムを考慮してＤ４の導通期間中に既にオフ動作レベルに切り換えられており、今回の高周波電力変換サイクルの時点ｔ１１において第１高周波電力変換回路２Ａの給電電流スイッチＳ１のゲート信号ＧＴ１をオントリガレベルに切り換える。このとき図１２に示すように、電源Ｅｄ−給電電流スイッチＳ１−直列共振回路４−電源Ｅｄの電流ループを通じて、図１１（Ａ１）に示すような給電電流ｉ１が、ハードスイッチングによって、直列共振回路４に流れる状態になる。

このとき給電電流スイッチＳ１及びＳ３の両端電圧Ｖｓ１及びＶｓ３は図１１（Ｃ１）に示すように、０〔Ｖ〕になると共に、共振電流スイッチＳ２及びＳ４の両端電圧Ｖｓ２及びＶｓ４は図１１（Ｃ２）に示すように、Ｅｄ〔Ｖ〕になる。

かくして直列共振回路４は当該給電電流ｉ１によって負荷電流ｉ０を流すと共に、負荷インダクタＬ０及び直列共振用コンデンサＣｓに共振エネルギーを蓄積する。

（３−２）Ｄ１・Ｄ３複流モード
やがて直列共振回路４に蓄積されたエネルギーによって、給電電流ｉ１がゼロクロスして流れる方向が反転すると、直列共振回路４から共振電流に基づく連続電流を放出する状態になる。

このとき倍周波高周波インバータ１は、図１３に示すように、直列共振回路４−逆並列ダイオードＤ１及びＤ３−電源Ｅｄ−直列共振回路４の電流ループを通って連続電流ｉ１１Ｘ及びｉ３１Ｘ（図１１（Ａ１）及び（Ａ３））を流すとともにこの期間中に第１高周波電力変換回路２Ａの給電電流スイッチＳ１に対するゲート信号ＧＴ１をオフトリガレベルに切り換える。

かくして倍周波高周波インバータ１は、時点ｔ１１〜ｔ１２において、図１１（Ｂ）に示すように、直列共振回路４に対して、給電電流ｉ１とこれに続く連続電流ｉ１１Ｘ及びｉ３１Ｘとに基づいて正弦波波形１／２周期分の負荷電流ｉ０を流す。

（３−３）Ｓ２単流モード
時点ｔ１２〜ｔ１３の区間に入ると、倍周波高周波インバータ１は、第１高周波電力変換回路２Ａの共振電流スイッチＳ２に対するゲート信号ＧＴ２をオントリガレベルに切り換える。

このとき倍周波高周波インバータ１は、直列共振回路４から逆並列ダイオードＤ１及びＤ３に連続電流ｉ１１Ｘ及びｉ３１Ｘを放出していた状態から、図１４に示すように、直列共振回路４−共振電流スイッチＳ２−直列共振回路４の電流ループを通して、図１１（Ａ２）に示すような共振電流ｉ２を流すような状態になる。

また、共振電流スイッチＳ２及びＳ４の両端電圧Ｖｓ２及びＶｓ４は０〔Ｖ〕になる（図１１（Ｃ２））と共に、給電電流スイッチＳ１及びＳ３の両端電圧Ｖｓ１及びＶｓ３はＥｄ〔Ｖ〕になる（図１１（Ｃ１））。

（３−４）Ｄ２・Ｄ４複流モード
やがて直列共振回路４の共振電流ｉ２がゼロクロスすると、倍周波高周波インバータ１は、図１５に示すように、直列共振回路４−逆並列ダイオードＤ２及びＤ４−直列共振回路４の電流ループを通って連続電流ｉ２１Ｘ及びｉ４１Ｘ（図１１（Ａ２）及び（Ａ４））を流す状態になるとともに、この期間中に第１高周波電力変換回路２Ａの共振電流スイッチＳ２に対するゲート信号ＧＴ２をオフトリガレベルに切り換える。

かくして時点ｔ１２〜ｔ１３の区間において、倍周波高周波インバータ１は、直列共振回路４に対して、図１１（Ｂ）に示すように、共振電流ｉ２と、連続電流ｉ２１Ｘ及びｉ４１Ｘとによって正弦波１／２周期分の負荷電流ｉ０を流す。

（３−５）Ｓ３単流モード
時点ｔ１３〜ｔ１４の区間に入ると、倍周波高周波インバータ１は、第２高周波電力変換回路２Ｂの給電電流スイッチＳ３に対するゲート信号ＧＴ３をオントリガレベルに切り換える。

このとき倍周波高周波インバータ１は、図１６に示すように、電源Ｅｄ−給電電流スイッチＳ３−直列共振回路４−電源Ｅｄの電流ループを通じて電源Ｅｄから給電電流スイッチＳ３を通して、直列共振回路４に対して、図１１（Ａ３）に示すような給電電流ｉ３を流す。

また、給電電流スイッチＳ３及びＳ１の両端電圧Ｖｓ３及びＶｓ１は０〔Ｖ〕になる（図１１（Ｃ１））と共に、共振電流スイッチＳ２及びＳ４の両端電圧Ｖｓ２及びＶｓ４はＥｄ〔Ｖ〕になる（図１１（Ｃ２））。

（３−６）Ｄ３・Ｄ１複流モード
やがて給電電流ｉ３がゼロクロスすると、直列共振回路４は共振電流を放出し始めることにより、倍周波高周波インバータ１は、図１７に示すように直列共振回路４−逆並列ダイオードＤ３及びＤ１−電源Ｅｄ−直列共振回路４の電流ループを通じて連続電流ｉ３２Ｘ及びｉ１２Ｘ（図１１（Ａ３）及び（Ａ１））を流すとともに、この期間中に給電電流スイッチＳ３に対するゲート信号ＧＴ３をオフトリガレベルに切り換える。

かくして倍周波高周波インバータ１は、時点ｔ１３〜ｔ１４の区間において、給電電流ｉ３と連続電流ｉ３２Ｘ及びｉ１２Ｘとによって、図１１（Ｂ）に示すように、正弦波波形１／２周期分の負荷電流ｉ０を流す。

（３−７）Ｓ４単流モード
時点ｔ１４〜ｔ１５に入ると、倍周波高周波インバータ１は、第２高周波電力変換回路２Ｂの共振電流スイッチＳ４に対するゲート信号ＧＴ４をオントリガレベルに切り換える。

このとき倍周波高周波インバータ１は、図１８に示すように、直列共振回路４−共振電流スイッチＳ４−直列共振回路４の電流ループを通じて直列共振回路４から図１１（Ａ４）に示す共振電流ｉ４を流す。

また、共振電流スイッチＳ４及びＳ２の両端電圧Ｖｓ４及びＶｓ２は０〔Ｖ〕になる（図１１（Ｃ２））と共に、給電電流スイッチＳ１及びＳ３の両端電圧Ｖｓ１及びＶｓ３はＥｄ〔Ｖ〕になる（図１１（Ｃ１））。

（３−８）Ｄ４・Ｄ２複流モード
やがて共振電流ｉ４がゼロクロスして直列共振回路４が正方向の連続電流を流す状態になると、倍周波高周波インバータ１は、図１９に示すように、直列共振回路４−逆並列ダイオードＤ４及びＤ２−直列共振回路４の電流ループを通って連続電流ｉ４２Ｘ及びｉ２２Ｘ（図１１（Ａ４）及び（Ａ２））を流すとともに、この期間中に給電電流スイッチＳ４に対するゲート信号ＧＴ４をオフトリガレベルに切り換える。

かくして、時点ｔ１４〜ｔ１５において、倍周波高周波インバータ１は、共振電流ｉ４と連続電流ｉ４２Ｘ及びｉ２２Ｘとによって、図１１（Ｂ）に示すように、正弦波波形１／２周期分の負荷電流ｉ０を流す。

以上の構成において、倍周波高周波インバータ１は、（３−１）〜（３−８）について上述した電流モードに従って、各スイッチ素子１サイクル分の高周波電力変換動作を終了し、これにより図１１（Ｂ）に示すように、２周期分の正弦波波形を有する負荷電流ｉ０を直列共振回路４を構成する加熱負荷２に流すことができ、以下当該高周波電力変換サイクルを繰り返す。

ここで、スイッチ素子を構成する第１及び第２高周波電力変換回路２Ａ及び２Ｂの電流給電スイッチＳ１及びＳ３並びに共振電流スイッチＳ２及びＳ４を駆動するためのゲート信号ＧＴ１及びＧＴ３並びＧＴ２及びＧＴ４のトリガ周期が１周期の間に、２周期分の負荷電流ｉ０を発生することができる。

以上の構成によれば、図１の倍周波高周波インバータ１は、電源進み動作条件の場合においても、負荷電流ｉ０の周波数をトリガ周波数の２倍にできることにより、誘導加熱量を大きくできる。

（４）他の実施の形態
図１の倍周波高周波インバータ１においては、それぞれ給電電流スイッチ及び共振電流スイッチを有する第１及び第２高周波電力変換回路２Ａ及び２Ｂを直列共振回路４に接続すると共に、第１及び第２高周波電力変換回路２Ａ及び２Ｂを順次給電電流モード及び連続電流モード並びに共振電流モード及び連続電流モードで動作させることにより、第１及び第２高周波電力変換回路２Ａ及び２Ｂにおいてそれぞれ正弦波１周期分の負荷電流ｉ０を形成するようにし、これにより、各スイッチ素子としての給電電流スイッチ及び共振電流スイッチのトリガ周波数の２倍の周波数をもつ出力電流を得るようにした。

これに代え、図２０に示すように、第１及び第２高周波電力変換回路２Ａ及び２Ｂに加えて、同じように給電電流スイッチＳ５及び共振電流スイッチＳ６を有する第３高周波電力変換回路２Ｃを直列共振回路４に接続することにより３系統の高周波電力変換回路を設ければ、３倍の周波数を有する出力電流を形成し得る３倍周波高周波インバータ１Ｘを得ることができる。

図２０の３倍周波高周波インバータ１Ｘは、図２１の時点ｔ１〜ｔ２、ｔ２〜ｔ３、ｔ３〜ｔ４及びｔ４〜ｔ５の区間においては、図２について上述したと同様にして、スイッチ素子をゲート信号ＧＴ１、ＧＴ２、ＧＴ３及びＧＴ４によってオン動作させることにより順次１／２周期分の正弦波波形をもつ負荷電流ｉ０（図２１（Ｂ））を生成する。

図２１の場合、３倍周波高周波インバータ１Ｘは、これに加えて、時点ｔ５〜ｔ６及びｔ６〜ｔ７の区間について、第３高周波電力変換回路２Ｃの給電電流スイッチＳ３及び共振電流スイッチＳ４をゲート信号ＧＴ５及びＧＴ６によってオン動作させることにより、給電電流ｉ５（図２１（Ａ５））及び共振電流ｉ６（図２１（Ａ６））を発生する。

その際、時点ｔ１〜ｔ２の区間においては直列共振回路４から発生する連続電流ｉ１１（図２１（Ａ１））、ｉ３１（図２１（Ａ３））及びｉ５１（図２１（Ａ５））を第１、第２及び第３の高周波電力変換回路２Ａ、２Ｂ及び２Ｃの逆並列ダイオードＤ１、Ｄ３及びＤ５を通して流す。

また時点ｔ２〜ｔ３においては、直列共振回路４から放出される連続電流ｉ２１（図２１（Ａ２））、ｉ４１（図２１（Ａ４））及びｉ６１（図２１（Ａ６））を第１、第２及び第３高周波電力変換回路２Ａ、２Ｂ及び２Ｃの逆並列ダイオードＤ２、Ｄ４及びＤ６を通して流す。

さらに、時点ｔ３〜ｔ４の区間においては直列共振回路４から発生する連続電流ｉ１２（図２１（Ａ１））、ｉ３２（図２１（Ａ３））及びｉ５２（図２１（Ａ５））を第１、第２及び第３の高周波電力変換回路２Ａ、２Ｂ及び２Ｃの逆並列ダイオードＤ１、Ｄ３及びＤ５を通して流す。

また時点ｔ４〜ｔ５においては、直列共振回路４から放出される連続電流ｉ２２（図２１（Ａ２））、ｉ４２（図２１（Ａ４））及びｉ６２（図２１（Ａ６））を第１、第２及び第３高周波電力変換回路２Ａ、２Ｂ及び２Ｃの逆並列ダイオードＤ２、Ｄ４及びＤ６を通して流す。

さらに時点ｔ５〜ｔ６の区間においては直列共振回路４から発生する連続電流ｉ１３（図２１（Ａ１））、ｉ３３（図２１（Ａ３））及びｉ５３（図２１（Ａ５））を第１、第２及び第３の高周波電力変換回路２Ａ、２Ｂ及び２Ｃの逆並列ダイオードＤ１、Ｄ３及びＤ５を通して流す。

また時点ｔ６〜ｔ７においては、直列共振回路４から放出される連続電流ｉ２３（図２１（Ａ２））、ｉ４３（図２１（Ａ４））及びｉ６３（図２１（Ａ６））を第１、第２及び第３高周波電力変換回路２Ａ、２Ｂ及び２Ｃの逆並列ダイオードＤ２、Ｄ４及びＤ６を通して流す。

図２０の３倍周波高周波インバータ１Ｘによれば、各スイッチ素子１サイクル分の高周波電力変換動作をする時点ｔ１〜ｔ７の区間の間に、３周期分の正弦波波形を有する負荷電流ｉ０を得ることができるが、そのために必要な１つのスイッチ素子に対して必要なトリガ周期は負荷電流ｉ０の３周期分でよく、従って各スイッチ素子に対するトリガ周波数に対して３倍の周波数の負荷電流ｉ０を発生させることができる。

かくして３倍の周波数の負荷電流ｉ０によってさらに大きな発熱量の誘導加熱をなし得る３倍周波高周波インバータ１Ｘを実現できる。

なお、図２０の場合は、第１及び第２高周波電力変換回路２Ａ及び２Ｂに対して１系列分の第３高周波電力変換回路２Ｃを設けた場合について述べたが、これに代え、２系列、３系列、……Ｍ系列分の高周波電力変換回路を設ければ、図２１について上述したと同様に各高周波電力変換回路のスイッチ素子を順次オン動作させて行くことにより、負荷電流ｉ０として４倍、５倍、……Ｍ倍の周波数をもつ負荷電流ｉ０を形成することができる。

かくすれば、さらに一段と大きい発熱量で誘導加熱をすることができる高周波インバータを得ることができる。

（５）倍周波ＺＶＳ高周波インバータ
図２２は、本発明の実施の形態として、図１の倍周波高周波インバータについて、ｆｔ（トリガ周波数）＞１／２・ｆｒ(直列共振回路の共振周波数）の場合の電流遅れ動作について、これをＺＶＳ（Ｚｅｒｏ Ｖｏｌｔａｇｅ Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ)動作(以下これをゼロ電圧スイッチング動作と呼ぶ）できるようにした倍周波ＺＶＳ高周波インバータ１１を示す。

図２２の倍周波ＺＶＳ高周波インバータ１１は、図１との対応部分に同一符号を付して示すように、加熱負荷３を含む直列共振回路４と並列に、ＺＶＳコンデンサＣｐを接続した構成を有する。

図２２の倍周波ＺＶＳ高周波インバータ１１は、以下の電流モードを順次実行することにより、図２３に示す時点ｔ１〜ｔ２、ｔ２〜ｔ３、ｔ３〜ｔ４及びｔ４〜ｔ５において、給電電流スイッチＳ１、共振電流スイッチＳ２、給電電流スイッチＳ３及び共振電流スイッチＳ４を順次スイッチ制御信号ＧＴ１、ＧＴ２、ＧＴ３及びＧＴ４をトリガ動作レベルに切り換えることにより、給電電流ｉ１（図２３（Ａ１））、共振電流ｉ２（図２３（Ａ２））、給電電流ｉ３（図２３（Ａ３））及び共振電流ｉ４（図２３（Ａ４））を直列共振回路４の加熱負荷３に流すことにより、図２３（Ｂ）に示すように、２周期分の正弦波波形状を有する負荷電流ｉ０を形成する。

（５−１）全スイッチオフモード
図２３において、前回の高周波電力変換動作サイクルの時点ｔ４〜ｔ５の区間(図３５について後述する)で、倍周波ＺＶＳ高周波インバータ１１は、第２高周波電力変換回路２Ｂの共振電流スイッチＳ４を通して直列共振回路４から共振電流ｉ４を流している状態になっており、次式

のように、共振電流スイッチＳ４の両端電圧Ｖｓ４は０〔Ｖ〕であり（図２３（Ｃ２）、かつこれに並列に接続されているＺＶＳコンデンサＣｐの両端電圧Ｖｃｐも０〔Ｖ〕である。

この状態において、倍周波ＺＶＳ高周波インバータ１１が、時点ｔ５において共振電流スイッチＳ４をゲート信号ＧＴ４によってオフ動作させる。

このとき共振電流スイッチＳ４がオフ動作したことにより、当該共振電流スイッチＳ４を流れていた直列共振回路４の共振電流がＺＶＳコンデンサＣｐの電圧の連続性に基づいて、当該ＺＶＳコンデンサＣｐに切り換わることにより、図２４に示すように、直列共振回路４−ＺＶＳコンデンサＣｐ−直列共振回路４の電流ループを通してＺＶＳコンデンサＣｐに対する充電電流ｉｃｐとして流れて、その両端電圧Ｖｃｐはゼロからある傾きで入力電圧Ｅｄまで上昇して行く。

このとき、共振電流スイッチＳ４及びＳ２の両端電圧Ｖｓ４及びＶｓ２と、ＺＶＳコンデンサＣｐの両端電圧Ｖｃｐは、

のように互いに等しく、またＺＶＳコンデンサＣｐの充電電流ｉｃｐは、

であると共に、

のように、給電電流スイッチＳ１及び共振電流スイッチＳ２を流れる電流ｉ１及びｉ２は共にゼロである。

ここで、第１高周波電力変換回路２Ａについて、次式

のように、給電電流スイッチＳ１の両端電圧Ｖｓ１と共振電流スイッチＳ２の両端電圧ＶＳ２との和が電源Ｅｄの両端電圧Ｅｄと等しくなる関係が成り立つと共に、上述の（６）式から、

なので、

が成り立つ。

そこで、（１２）式の両辺を微分すると、

となり、これに（７）式から

を代入すると共に、（１０）式から

を代入して整理すると、

の関係が得られる。

かくして、図２４の全スイッチオフモードにおいては、（５）式について上述したように、ＺＶＳコンデンサＣｐの両端電圧Ｖｃｐが、ゼロからある傾きで電源電圧Ｅｄまで上昇するのに対して、（１６）式から、給電電流スイッチＳ１の両端電圧Ｖｓ１は、Ｖｓ２＝Ｖｓ４＝Ｖｃｐの逆の傾きで、電源電圧Ｅｄ〔Ｖ〕から０〔Ｖ〕になる。

このＺＶＳコンデンサＣｐの充電動作時、すべてのスイッチ素子がオフ動作状態を保持する。

（５−２）Ｄ１・Ｄ３複流モード
やがて、ＺＶSコンデンサＣｐの両端電圧Ｖｃｐ（＝Ｖｓ２）が電源Ｅｄの電圧Ｅｄに達すると、次式

で表わされる給電電流スイッチＳ１の電圧Ｖｓ１が０〔Ｖ〕になる。

このとき、直列共振回路４から流れる電流は、共振電流の連続性によりそのまま同じ方向に流れようとすることにより、図２５に示すように、直列共振回路４−逆並列ダイオードＤ１及びＤ３−電源Ｅｄ−直列共振回路４の電流ループを通って連続電流ｉ１１Ｙ及びｉ３１Ｙ（図２３（Ａ１）及び（Ａ３））として流れる。

また、給電電流スイッチＳ１の両端電圧Ｖｓ１は０〔Ｖ〕を維持する（図２３（Ｃ１））と共に、共振電流スイッチＳ２の両端電圧Ｖｓ２はＥｄ〔Ｖ〕を維持する（図２３（Ｃ２））。

（５−３）Ｓ１単流モード
図２５のＤ１・Ｄ３複流モードにおいて、やがて直列共振回路４からの連続電流連続電流ｉ１１Ｙ及びｉ３１Ｙがゼロになると、逆並列ダイオードＤ１が導通している間に給電電流スイッチＳ１のゲート信号ＧＴ１がオンとなっていることにより、給電電流スイッチＳ１が引き続きターンオンして、図２６に示すように、電源Ｅｄ−給電電流スイッチＳ１−直列共振回路４−電源Ｅｄの電流ループを通って電源Ｅｄからの給電電流ｉ１が流れる。

かくして倍周波ＺＶＳ高周波インバータ１１は、給電電流スイッチＳ１の両端電圧Ｖｓ１が０〔Ｖ〕の状態で連続電流ｉ１１Ｙ及びｉ３１Ｙ並びに給電電流ｉ１を流す状態にＺＶＳ動作して、連続電流ｉ１１Ｙ及びｉ３１Ｙと電源Ｅｄからの給電電流ｉ１とにより負荷抵抗Ｒ０に負荷電流ｉ０（図２３（Ｂ））を流すと共に、負荷インダクタＬ０及び直列共振用コンデンサＣｓに共振エネルギーを蓄積させる。

（５−４）全スイッチオフモード
やがて倍周波ＺＶＳ高周波インバータ１１は、時点ｔ２〜ｔ３の区間に入って給電電流スイッチＳ１のゲート信号ＧＴ１をオフトリガ動作状態に切り換えると給電電流スイッチＳ１をオフ動作させることにより直列共振回路４に流れていた電流ｉ１が遮断される。

このとき、

になった時点で、第１高周波電力変換回路２Ａにおいて成り立つ次式、

の関係から、倍周波ＺＶＳ高周波インバータ１１は、ＺＶＳコンデンサＣｐの電流の連続性に基づいて、図２７に示すように、ＺＶＳコンデンサＣｐ−直列共振回路４−ＺＶＳコンデンサＣｐの電流ループを通ってＺＶＳコンデンサＣｐから放電電流ｉｃｐを流す。

この状態において、ＺＶＳコンデンサＣｐの両端電圧Ｖｃｐは放電により電源電圧Ｅｄ〔Ｖ〕からある傾きで低下して行くと同時に、給電電流スイッチＳ１の両端電圧Ｖｓ１は０〔Ｖ〕からある傾きで上昇して行く。

（５−５）Ｄ２・Ｄ４複流モード
やがて、給電電流スイッチＳ１の両端電圧Ｖｓ１が次式

のように、電源電圧Ｅｄ〔Ｖ〕になると共に、従ってＺＶＳコンデンサＣｐの両端電圧Ｖｃｐ従って共振電流スイッチＳ２の両端電圧Ｖｓ２が

のように、０〔Ｖ〕になると、倍周波ＺＶＳ高周波インバータ１１は、直列共振回路４のインダクタＬ０の電流の連続性に基づいて同一方向に連続して電流を流すことにより、図２８に示すように、直列共振回路４−逆並列ダイオードＤ２及びＤ４−直列共振回路４の電流ループを通って直列共振回路４からの共振電流を連続電流ｉ２１Ｙ及びｉ４１Ｙ（図２３（Ａ２）及び（Ａ４））として流す。

（５−６）Ｓ２単流モード
図２８のＤ２・Ｄ４複流モードにおいて、やがて逆並列ダイオードＤ２及びＤ４を流れる連続電流ｉ２１Ｙ及びｉ４１Ｙがゼロになると、逆並列ダイオードＤ２が導通している間に共振電流スイッチＳ２のゲート信号がオンとなっていることにより、共振電流スイッチＳ２が引き続きターンオンして、倍周波ＺＶＳ高周波インバータ１１は、図２９に示すように、直列共振回路４−共振電流スイッチＳ２−直列共振回路４の電流ループを通じて直列共振回路４から共振電流ｉ２を流す（図２３（Ａ２））。

かくして共振電流スイッチＳ２は両端電圧Ｖｓ２が０〔Ｖ〕の状態で連続電流ｉ２１Ｙ及びｉ４１Ｙ並びに共振電流ｉ２を流す状態にＺＶＳ動作することにより、倍周波ＺＶＳ高周波インバータ１１は、連続電流ｉ２１Ｙ及びｉ４１Ｙと直列共振回路４を流れる共振電流ｉ２とに基づいて負荷電流ｉ０（図２３（Ｂ））を流すことによって、共振エネルギーを放出させる。

（５−７）全スイッチオフモード
この状態に続いてやがて時点ｔ３〜ｔ４の区間に入ると、倍周波ＺＶＳ高周波インバータ１１は、第１高周波電力変換回路Ａ２の共振電流スイッチＳ２のゲート信号ＧＴ２をオフトリガ動作状態に切り換えることにより、図３０に示す全スイッチオフモードに移る。

このとき図２９において共振電流スイッチＳ２に電流ｉ２を流していた直列共振回路４は電流ｉ２が遮断されたことにより共振電流の連続性により同一方向に電流を流そうとする。

この状態において次式

のように第１高周波電力変換回路２Ａの給電電流スイッチＳ１の両端電圧Ｖｓ１と、第２高周波電力変換回路２Ｂの給電電流スイッチＳ３の両端電圧Ｖｓ３とが等しく、かつ

のように、第２高周波電力変換回路２Ｂの共振電流スイッチＳ２の両端電圧がＺＶＳコンデンサＣｐの両端電圧Ｖｃｐ及び第２高周波電力変換回路２Ｂの共振電流スイッチＳ４の両端電圧Ｖｓ４と等しく、かつ

のように、電源電圧Ｅｄが第１高周波電力変換回路２Ａの給電電流スイッチＳ１の両端電圧Ｖｓ１とＺＶＳコンデンサＣｐの両端電圧Ｖｃｐとの和の値になる状態になる。

かくして直列共振回路４から送出される電流は、図３０に示すように、直列共振回路４−ＺＶＳコンデンサＣｐ−直列共振回路４の電流ループを通って流れるＺＶＳコンデンサのＣｐへの充電電流ｉｃｐになる。

ここでＺＶＳコンデンサＣｐの両端電圧Ｖｃｐは図２９のＳ２単流モードから連続であり、かつ電源電圧Ｅｄは一定なので、（20）式から給電電流スイッチ１の両端電圧Ｖｓ１も連続となる。

かくしてＺＶＳコンデンサＣｐは直列共振回路４から送出された連続電流によって充電されることにより、ある傾きで増大して行くので、給電電流スイッチＳ１の両端電圧Ｖｓ１（従って給電電流スイッチＳ３の両端電圧Ｖｓ３）は当該ある傾きで減少するのに対して、共振電流スイッチＳ２及びＳ４の両端電圧Ｖｓ２及びＶｓ４は、（19）式によりＺＶＳコンデンサＣｐの両端電圧Ｖｃｐと共に０〔Ｖ〕からある傾きで上昇して行く。

（５−８）Ｄ３・Ｄ１複流モード
やがて

のように、ＺＶＳコンデンサＣｐの両端電圧Ｖｃｐが電源電圧Ｅｄ〔Ｖ〕になると共に、

のように、給電電流スイッチＳ１及びＳ３の両端電圧が０〔Ｖ〕になると、逆並列ダイオードＤ１およびＤ３が導通することにより、倍周波ＺＶＳ高周波インバータ１１は、図３１に示すように、直列共振回路４−逆並列ダイオードＤ１及びＤ３−電源Ｅｄ−直列共振回路４の電流ループを通じて直列共振回路４から送出される共振電流である連続電流ｉ３２Ｙ及びｉ１２Ｙ（図２３（Ａ３）及び（Ａ１））を流す。

（５−９）Ｓ３単流モード
やがて直列共振回路４から放出される連続電流ｉ１２Ｙ及びｉ３２Ｙがゼロになると、逆並列ダイオードＤ３が導通している間に給電電流スイッチＳ３のゲート信号ＧＴ３がオンとなっていることにより、給電電流スイッチＳ３が引き続きターンオンして、倍周波ＺＶＳ高周波インバータ１１は、図３２に示すように、電源Ｅｄ−給電電流スイッチＳ３−直列共振回路４−電源Ｅｄの電流ループを通って給電電流ｉ３を流す状態に切り換わり（図２３（Ａ３））、連続電流ｉ３２Ｙ及びｉ１２Ｙと給電電流ｉ３とによって負荷抵抗Ｒ０に負荷電流ｉ０（図２３（Ｂ））を流すと共に、負荷インダクタＬ０及び直列共振用コンデンサＣｓに共振エネルギーを蓄積する。

このように、第２高周波電力変換回路２Ｂの給電電流スイッチＳ３は、両端電圧Ｖｓ３が０〔Ｖ〕の状態で、連続電流ｉ３２Ｙ及びｉ１２Ｙ並びに給電電流ｉ３を流す状態に切り換わることにより、倍周波ＺＶＳ高周波インバータ１１はＺＶＳ動作することになる。

（５−１０）全スイッチオフモード
かくして倍周波ＺＶＳ高周波インバータ１１は、時点ｔ３〜ｔ４の高周波電力変換動作に続いて時点ｔ４〜ｔ５の区間に入ると、第２高周波電力変換回路２Ｂの給電電流スイッチＳ３のゲート信号ＧＴ３をオフトリガ動作させると、図３３に示すように、直列共振回路４−ＺＶＳコンデンサＣｐ−直列共振回路４の電流ループを通じて、直列共振回路４の負荷インダクタＬ０の連続性によりそれまで流れていた電流ｉ３の方向と同じ方向の連続電流を流す。

かくして当該連続電流は、ＺＶＳコンデンサＣｐに対する放電電流ｉｃｐとしてこれを放電することにより、

で表わされる、ＺＶＳコンデンサＣｐの両端電圧Ｖｃｐは電源Ｅｄの両端電圧Ｅｄ〔Ｖ〕からある傾きで減少していくのに対して、

で表わされる、給電電流スイッチＳ１及びＳ３の両端電圧Ｖｓ１及びＶｓ３は０〔Ｖ〕からある傾きで上昇して行く。

ここで、

のように、給電電流スイッチＳ１の両端電圧Ｖｓ１とＺＶＳコンデンサＣｐの両端電圧Ｖｃｐとの和の電圧は電源電圧Ｅｄ〔Ｖ〕になる。

（５−１１）Ｄ４・Ｄ２複流モード
かくしてＺＶＳコンデンサＣｐの放電が進んで、

のように、ＺＶＳコンデンサＣｐの両端電圧Ｖｃｐが０〔Ｖ〕になると共に、

のように、給電電流スイッチＳ３及びＳ１の両端電圧Ｖｓ３及びＶｓ１が電源電圧Ｅｄ〔Ｖ〕になると、倍周波ＺＣＳ高周波インバータ１１は、図３４に示すように、逆並列ダイオードＤ２及びＤ４が導通することにより、直列共振回路４の負荷インダクタＬ０の連続性により直列共振回路４から逆並列ダイオードＤ２及びＤ４を通って共振電流が連続電流ｉ４２Ｙ及びｉ２２Ｙ（図２３（Ａ４）及び（Ａ２））として流れる。

（５−１２）Ｓ４単流モード
やがて直列共振回路４から逆並列ダイオードＤ２及びＤ４を流れる連続電流ｉ２２Ｙ及びｉ４２Ｙがゼロになると、逆並列ダイオードＤ４が導通している間に共振電流スイッチＳ４のゲート信号がオンとなっていることにより、共振電流スイッチＳ４が引き続きターンオンして、倍周波ＺＶＳ高周波インバータ１１は、図３５に示すように、直列共振回路４−共振電流スイッチＳ４−直列共振回路４の電流ループを通って直列共振回路４から共振電流ｉ４を放出する。

かくして倍周波ＺＶＳ高周波インバータ１１は、時点ｔ４〜ｔ５の期間において、共振電流スイッチＳ４の両端電圧Ｖｓ４が０〔Ｖ〕の状態で連続電流ｉ４２Ｙ及びｉ２２Ｙ並びに共振電流ｉ４を流す状態にＺＶＳ動作して、負荷抵抗Ｒ０に負荷電流ｉ０（図２３（Ｂ））を流すと共に、負荷インダクタＬＤ及び直列共振用コンデンサＣｓの共振エネルギーを放出させる。

かくして上述の電流モード（５−１）〜（５−１２）に従って、倍周波ＺＶＳ高周波インバータ１１は、時点ｔ１〜ｔ５の高周波電力変換動作を終了する。

以上のように、図２２〜図３５の構成によれば、スイッチ要素のトリガ周波数に対して２倍の周波数の出力電流ｉ０を得ることができることにより、加熱負荷に対する発熱量を一段と大きくできる高周波インバータを実現するにつき、各スイッチ要素のスイッチング動作時において、すべてのスイッチ要素を一旦オフモードに設定してＺＶＳコンデンサＣｐの充電・放電動作を利用してＺＶＳ動作をすることができるような倍周波ＺＶＳ高周波インバータ１１を実現できる。

（６）倍周波ＺＣＳ高周波インバータ
図３６は、本発明の実施の形態として、図１の倍周波インバータについて、ｆｔ（トリガ周波数）＜１／２・ｆｒ(直列共振回路の共振周波数）の場合の電流進み動作について、これをＺＣＳ（Ｚｅｒｏ Ｃｕｒｒｅｎｔ Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ)動作(以下これをゼロ電流スイッチング動作と呼ぶ）できるようにした倍周波ＺＣＳ高周波インバータ１２を示す。

この倍周波ＺＣＳ高周波インバータ１２は、図１との対応部分に同一符号を付して示すように、電源Ｅｄと、第１及び第２高周波電力変換回路２Ａ及び２Ｂの給電電流スイッチＳ１及びＳ３の接続端との間に、ＺＣＳ（Ｚｅｒｏ Ｃｕｒｒｅｎｔ Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ）態様でスイッチング動作（これを電流ゼロスイッチングと呼ぶ）をさせるＺＣＳインダクタＬｄを接続した構成を有する。

かくして倍周波ＺＣＳ高周波インバータ１２は、図１について上述したように、給電電流スイッチＳ１、共振電流スイッチＳ２、給電電流スイッチＳ３及び共振電流スイッチＳ４がその順序で繰り返し切換え動作をすることにより、２倍周波の負荷電流ｉ０を直列共振回路４に流すよう構成されていると共に、スイッチ動作する際に、図３７に示すように、各素子に流れる電流すなわち給電電流ｉ１（図３７（Ａ１））及びｉ３（図３７（Ａ３））並びに共振電流ｉ２（図３７（Ａ２））及びｉ４（図３７（Ａ４））がゼロの状態からある傾きでターンオン（すなわちＺＣＳターンオン）動作をする。

倍周波ＺＣＳ高周波インバータ１２は、このようなＺＣＳターンオン動作を以下の電流モードに従って実行する。

（６−１）Ｓ１・Ｄ４・Ｄ２重流モード
倍周波ＺＣＳ高周波インバータ１２は、図３７の時点ｔ１１において第１高周波電力変換回路２Ａの給電電流スイッチＳ１のゲート信号ＧＴ１がオントリガ動作すると、図３８に示すように、電源Ｅｄ−ＺＣＳインダクタＬｄ−給電電流スイッチＳ１−直列共振回路４−電源Ｅｄの電流ループを通って給電電流スイッチＳ１の給電電流ｉ１を流す。

この給電電流ｉ１は、ＺＣＳインダクタＬｄを通って流れることによりその電流連続性に基づいてゼロからある傾きで大きくなって行く。

ところが時点ｔ１１においては、前の電力変換動作サイクルに続いて直列共振回路４−逆並列ダイオードＤ２及びＤ４−直列共振回路４の電流ループを通って直列共振回路４から連続電流ｉ２１Ｚ及びｉ４１Ｚが流れており（図４９）、直列共振回路４に流れる負荷電流ｉ０はこれらの電流が重なる重流電流として流れる。

この重流モードにおける第１高周波電力変換回路２ＡとＺＣＳインダクタＬｄとの接続点における電流条件は、次式

の条件が成り立つため、

のように、給電電流スイッチＳ１を流れる給電電流ｉ１がＺＣＳインダクタＬｄを流れる電流ｉｄと等しくなる。

かくしてターンオン時の給電電流スイッチＳ１の給電電流ｉ１（図３７（Ａ１））は、ＺＣＳインダクタＬｄを流れる電流ｉｄとしてゼロからある傾斜で増大する連続電流と同じ連続電流になるので、給電電流スイッチＳ１はＺＣＳターンオン動作をすることになる。

（６−２）Ｓ１単流モード
やがて逆並列ダイオードＤ２及びＤ４を流れる連続電流ｉ２１Ｚ及びｉ４１Ｚがゼロになると、図３９に示すように、給電電流スイッチＳ１の給電電流ｉ１だけが直列共振回路４に流れる状態になり（図３７（Ａ１））、これにより倍周波ＺＣＳ高周波インバータ１２は、給電電流ｉ１によって負荷抵抗Ｒ０に負荷電流ｉ０（図３７（Ｂ））を流すと共に、負荷インダクタンスＬ０及び直列共振用コンデンサＣｓに共振エネルギーを蓄積する。

（６−３）Ｄ１・Ｄ３複流モード
やがて給電電流ｉ１が直列共振回路４の共振電流としてゼロクロスして逆方向に流れ始めると、倍周波ＺＣＳ高周波インバータ１２は、図４０に示すように、直列共振回路４−逆並列ダイオードＤ１及びＤ３―電源Ｅｄ―直列共振回路４の電流ループを通って連続電流ｉ１１Ｚ及びｉ１３Ｚ（図３７（Ａ１）及び（Ａ３））を流す複流モードになり、かくして時点ｔ１１〜ｔ１２の区間の高周波電力変換動作を終了する。なお、第１高周波電力変換回路２Ａの給電電流スイッチＳ１のゲート信号ＧＴ１は、このＤ１・Ｄ３複流モード期間中にオフトリガ動作状態に切り換える。

かくして倍周波ＺＣＳ高周波インバータ１２は、時点ｔ１１〜ｔ１２の区間において、連続電流ｉ２１Ｚ及びｉ４１Ｚと、給電電流ｉ１と、連続電流ｉ１１Ｚ及びｉ３１Ｚとにより、図３７（Ｂ）に示すように、１／２周期分の正弦波波形を有する負荷電流ｉ０を流す。

（６−４）Ｓ２・Ｄ１・Ｄ３重流モード
図４０において逆並列ダイオードＤ１及びＤ３に連続電流ｉ１１Ｚ及びｉ１３Ｚ（図３７（Ａ１）及び（Ａ３））が流れている状態において、倍周波ＺＣＳ高周波インバータ１２は、時点ｔ１２〜ｔ１３の区間に入ると、共振電流スイッチＳ２のゲート信号ＧＴ２がオントリガ動作に切り換えて、図４１に示すように、逆並列ダイオードＤ１及びＤ３を流れる連続電流ｉ１１Ｚ及びｉ３１Ｚに重なるように、直列共振回路４−共振電流スイッチＳ２−直列共振回路４の電流ループを通って共振電流ｉ２が流れる（図３７（Ａ２））。

この重流モードにおいて、給電電流スイッチＳ１と共振電流スイッチＳ２との接続点における共振電流ｉ２の条件は、

の関係になるので、

のように、共振電流ｉ２は、ＺＣＳインダクタＬｄを流れる連続電流ｉｄと、負荷電流ｉ０とによって表すことができ、その結果、共振電流ｉ２は連続電流であることになる。

従って共振電流スイッチＳ２は、共振電流ｉ２がゼロからある傾きで大きくなって行くことにより、ＺＣＳターンオン動作する。

（６−５）Ｓ２単流モード
やがて逆並列ダイオードＤ１及びＤ３に流れていた連続電流ｉ１１Ｚ（図３７（Ａ１））及びｉ３１Ｚ（図３７（Ａ３））がゼロになると、倍周波ＺＣＳ高周波インバータ１２は、図４２に示すように、直列共振回路４−共振電流スイッチＳ２−直列共振回路４の電流ループを通して直列共振回路４から共振電流スイッチＳ２に共振電流ｉ２（図３７（Ａ２））を流すＳ２単流モードになる。

かくして直列共振回路４から流れる共振電流ｉ２によって負荷抵抗Ｒ０に負荷電流ｉ０が流れると共に、負荷インダクタＬ０及び直列共振用コンデンサＣｓに蓄積された共振エネルギーが放出される。

（６−６）Ｄ２・Ｄ４複流モード
やがて直列共振回路４から放出される共振電流ｉ２がゼロクロスして流れる方向が反転すると、倍周波ＺＣＳ高周波インバータ１２は、図４３に示すように、直列共振回路４−逆並列ダイオードＤ２及びＤ４−直列共振回路４の電流ループを通って連続電流ｉ４２Ｚ及びｉ２２Ｚ（図３７（Ａ４）及び（Ａ２））を放出するＤ２・Ｄ４複流モードになる。なお、第１高周波電力変換回路２Ａの給電電流スイッチＳ２のゲート信号ＧＴ２は、このＤ２・Ｄ４複流モード期間中にオフトリガ動作状態に切り換える。

かくして倍周波ＺＣＳ高周波インバータ１２は、時点ｔ１２〜ｔ１３の区間において、連続電流ｉ１１Ｚ及びｉ３１Ｚと、共振電流ｉ２と、連続電流ｉ２２Ｚ及びｉ４２Ｚとにより、図３７（Ｂ）に示すように、１／２周期分の正弦波波形を有する負荷電流ｉ０を流すことになる。

（６−７）Ｓ３・Ｄ２・Ｄ４重流モード
この状態において倍周波ＺＣＳ高周波インバータ１２は、やがて時点ｔ１３〜ｔ１４の区間に入って、第２高周波電力変換回路２Ｂの給電電流スイッチＳ３のゲート信号ＧＴ３をオントリガ動作に切り換えて、図４４に示すように、電源Ｅｄ−ＺＣＳインダクタＬｄ−給電電流スイッチＳ３−直列共振回路４−電源Ｅｄの電流ループを通って電源Ｅｄから直列共振回路４に給電電流ｉ３（図３７（Ａ３））を流すＳ３・Ｄ２・Ｄ４重流モードに切り換わる。

このときＺＣＳインダクタＬｄを流れる電流ｉｄは、次式、

となることにより、給電電流スイッチＳ３に流れる電流ｉ３は次式

のように電流ｉｄと等しくなる。

ここで電流ｉｄはＺＣＳインダクタＬｄから流れる連続電流であるので、給電電流スイッチＳ３がゼロからＺＣＳターンオン動作することになる。

（６−８）Ｓ３単流モード
Ｓ３・Ｄ２・Ｄ４重流モードにおいて、やがて逆並列ダイオードＤ２及びＤ４の連続電流ｉ２２Ｚ及びｉ４２Ｚ（図３７（Ａ２）及び（Ａ４））がゼロになると、逆並列ダイオードＤ２及びＤ４がオフ動作状態になるので、倍周波ＺＣＳ高周波インバータ１２は、図４５に示すように、電源Ｅｄ−ＺＣＳインダクタＬｄ−給電電流スイッチＳ３−直列共振回路４−電源Ｅｄの電流ループを通して電源Ｅｄから直列共振回路４に給電電流ｉ３だけを流す（図３７（Ａ３））Ｓ３単流モードになり、これにより負荷抵抗Ｒ０に給電電流ｉ３によって負荷電流ｉ０を流すと共に、負荷コイルＬ０及び直列共振用コンデンサＣｓに共振エネルギーを蓄積させる。

（６−９）Ｄ３・Ｄ１複流モード
やがて給電電流ｉ３が直列共振回路４の共振電流としてゼロクロスして流れる方向を反転すると（図３７（Ａ３））、給電電流スイッチＳ３を流れることができなくなる。

このとき倍周波ＺＣＳ高周波インバータ１２は、図４６に示すように、直列共振回路４−給電電流スイッチＤ１及びＤ３−ＺＣＳインダクタＬｄ−電源Ｅｄ−直列共振回路４の電流ループを通って連続電流ｉ３２Ｚ及びｉ１２Ｚ（図３７（Ａ３）及び（Ａ１））を流すＤ３・Ｄ１複流モードになる。なお、第２高周波電力変換回路２Bの給電電流スイッチＳ３のゲート信号ＧＴ３は、このＤ３・Ｄ１複流モード期間中にオフトリガ動作状態に切り換える。

かくして倍周波ＺＣＳ高周波インバータ１２は、時点ｔ１３〜ｔ１４の区間において、連続電流ｉ２２Ｚ及びｉ４２Ｚと、給電電流ｉ３と、連続電流ｉ３２Ｚ及びｉ１２Ｚとにより、図３７（Ｂ）に示すように、１／２周期分の正弦波波形を有する負荷電流ｉ０を流す。

（６−１０）Ｓ４・Ｄ３・Ｄ１重流モード
この状態において、倍周波ＺＣＳ高周波インバータ１２は、時点ｔ１４〜ｔ１５の区間に入ると、第２高周波電力変換回路２Ｂの共振電流スイッチＳ４のゲート信号ＧＴ４をオントリガ動作に切り換えて、図４７に示すように、直列共振回路４−共振電流スイッチＳ４−直列共振回路４の電流ループを通って電流ｉ４をも流すＳ４・Ｄ３・Ｄ１重流モードに切り換わる。

この重流モードにおいて、ＺＣＳインダクタＬｄを流れる電流ｉｄについて、

となることにより、共振電流スイッチＳ４に流れる電流ｉ４は、

のように、共に連続電流であるＺＣＳインダクタＬｄを流れる電流ｉｄと負荷電流ｉ０とによって表すことができる。

これにより共振電流スイッチＳ４のターンオン時に流れる共振電流ｉ４（図３７（Ａ４））はゼロからＺＣＳターンオン動作することになる。

（６−１１）Ｓ４単流モード
やがて直列共振回路４から逆並列ダイオードＤ３及びＤ１を流れる連続電流ｉ３２Ｚ及びｉ１２Ｚ（図３７（Ａ３）及び（Ａ１））がゼロになると、逆並列ダイオードＤ１及びＤ３がオフ動作することにより、倍周波ＺＣＳ高周波インバータ１２は、図４８に示すように、直列共振回路４からの共振電流ｉ４を共振電流スイッチＳ４を通して流れるＳ４単流モードになり、これにより負荷抵抗Ｒ０に共振電流ｉ４によって負荷電流ｉ０を流すと共に、負荷コイルＬ０及び直列共振用コンデンサＣｓに蓄積された共振エネルギーを放出させる。

（６−１２）Ｄ４・Ｄ２複流モード
やがて、直列共振回路４から共振電流スイッチＳ４に流れる共振電流ｉ４（図３７（Ａ４））がゼロクロスすることにより流れる方向が反転すると、倍周波ＺＣＳ高周波インバータ１２は、図４９に示すように、直列共振回路４−逆並列ダイオードＤ２及びＤ４−直列共振回路４の電流ループを通って連続電流ｉ４１Ｚ及びｉ２１Ｚ（図３７（Ａ４）及び（Ａ２））を流すＤ４・Ｄ２複流モードになる。なお、第２高周波電力変換回路２Bの給電電流スイッチＳ４のゲート信号ＧＴ４は、このＤ４・Ｄ２複流モード期間中にオフトリガ動作状態に切り換える。

かくして倍周波ＺＣＳ高周波インバータ１２は、時点ｔ１４〜ｔ１５の区間において、連続電流ｉ３２Ｚ及びｉ１２Ｚと、共振電流ｉ４と、連続電流ｉ４１Ｚ及びｉ２１Ｚとにより、図３７（Ｂ）に示すように、１／２周期分の正弦波波形を有する負荷電流ｉ０を流す。

倍周波ＺＣＳ高周波インバータ１２は、このＤ４・Ｄ２複流モードにおいて時点ｔ１４〜ｔ１５の高周波電力変換動作を終了して新たな高周波電力変換サイクルｔ１１〜ｔ１５の動作に入る。

上述の（６−１）〜（６−１２）の電流モードについて上述したように、倍周波ＺＣＳ高周波インバータ１２は、第１高周波電力変換回路２Ａ並びに第２高周波電力変換回路２Ｂをそれぞれ構成する給電電流スイッチＳ１及び共振電流スイッチＳ２並びに給電電流スイッチＳ３及び共振電流スイッチＳ４を、ゲート信号ＧＴ１及びＧＴ２並びにＧＴ３及びＧＴ４によって、その順序で順次切換え動作させることにより、各ゲート信号１周期の間に２周期分の正弦波波形を有する負荷信号ｉ０を得ることができ、これによりトリガ周波数の２倍の周波数を有する負荷電流ｉ０を直列共振回路４の加熱負荷３に出力することができる。

かくするにつき、各スイッチ素子のターンオン時及びターンオフ時において、いずれも各スイッチ素子に流す電流としてＺＣＳインダクタＬｄ及び直列共振回路４から得られる連続電流を流すようにしたことにより、全体としてＺＣＳ動作をする倍周波ＺＣＳ高周波インバータ１２を得ることができる。

（７）他の実施の形態
（７−１）図２２〜図３５及び図３６〜図３９の実施の形態においては本発明をスイッチ要素のトリガ周波数に対して２倍の周波数を有する負荷電流ｉ０を得る場合について述べたが、本発明はこれに限らず、３倍、４倍……Ｎ倍の出力周波数を有する高周波インバータに適用してもよい。

この場合、図２０及び図２１について上述したと同様に、第１及び第２高周波電流変換回路２Ａ及び２Ｂに対して並列に第３高周波電力変換回路２Ｃ又は第４、第５……第Ｎ高周波電力変換回路を設けるようにすればよい。

本発明は、業務用、民生用加熱調理器や、民生用及び工業用誘導加熱高周波焼入れ装置などの高周波加熱装置に適用できる。

本発明の一実施の形態による倍周波高周波インバータを示す電気的接続図である。 図１の電流遅れ動作の説明に供する各部動作波形図である。 Ｄ１・Ｄ３複流モードを示す略線図である。 Ｓ１単流モードを示す略線図である。 Ｄ２・Ｄ４複流モードを示す略線図である。 Ｓ２単流モードを示す略線図である。 Ｄ３・Ｄ１複流モードをを示す略線図である。 Ｓ３単流モードを示す略線図である。 Ｄ４・Ｄ２複流モードを示す略線図である。 Ｓ４単流モードを示す略線図である。 図１の電流進み動作波形の説明に供する各部動作波形図である。 Ｓ１単流モードを示す略線図である。 Ｄ１・Ｄ３複流モードを示す略線図である。 Ｓ２単流モードを示す略線図である。 Ｄ２・Ｄ４複流モードを示す略線図である。 Ｓ３単流モードを示す略線図である。 Ｄ３・Ｄ１複流モードを示す略線図である。 Ｓ４単流モードを示す略線図である。 Ｄ４・Ｄ２複流モードを示す略線図である。 本発明の他の実施の形態である３倍周波高周波インバータを示す電気的接続図である。 図２０の３倍周波（遅れ電流）の場合の動作の説明に供する各部動作波形図である。 本発明の他の実施例として倍周波ＺＶＳ高周波インバータを示す電気的接続図である。 図２２のＺＶＳ電流遅れ動作の説明に供する各部動作波形図である。 全スイッチオフモードを示す略線図である。 Ｄ１・Ｄ３複流モードを示す略線図である。 Ｓ１単流モードを示す略線図である。 全スイッチオフモードを示す略線図である。 Ｄ２・Ｄ４複流モードを示す略線図である。 Ｓ２単流モードを示す略線図である。 全スイッチオフモードを示す略線図である。 Ｄ３・Ｄ１複流モードを示す略線図である。 Ｓ３単流モードを示す略線図である。 全スイッチオフモードを示す略線図である。 Ｄ４・Ｄ２複流モードを示す略線図である。 Ｓ４単流モードを示す略線図である。 本発明の他の実施の形態として倍周波ＺＣＳ高周波インバータを示す電気的接続図である。 図３６のＺＣＳ電流進み動作の説明に供する各部動作波形図である。 Ｓ１・Ｄ４・Ｄ２重流モードを示す略線図である。 Ｓ１単流モードを示す略線図である。 Ｄ１・Ｄ３複流モードを示す略線図である。 Ｓ２・Ｄ１・Ｄ３重流モードを示す略線図である。 Ｓ２単流モードを示す略線図である。 Ｄ２・Ｄ４複流モードを示す略線図である。 Ｓ３・Ｄ２・Ｄ４重流モードを示す略線図である。 Ｓ３単流モードを示す略線図である。 Ｄ３・Ｄ１複流モードを示す略線図である。 Ｓ４・Ｄ３・Ｄ１重流モードを示す略線図である。 Ｓ４単流モードを示す略線図である。 Ｄ４・Ｄ２複流モードを示す略線図である。

符号の説明

１……倍周波高周波インバータ、１Ｘ……３倍周波高周波インバータ、２Ａ……第１高周波電力変換回路、２Ｂ……第２高周波電力変換回路、３……加熱負荷、４……直列共振回路、１１……倍周波ＺＶＳ高周波インバータ、１２……倍周波ＺＣＳ高周波インバータ、Ｓ１、Ｓ３……給電電流スイッチ、Ｓ２、Ｓ４……共振電流スイッチ、Ｄ１〜Ｄ４……逆並列ダイオード、Ｅｄ……電源、Ｒ０……負荷抵抗、Ｌ０……負荷インダクタ、Ｃｓ……直列共振用コンデンサ、Ｌｄ……ＺＣＳインダクタ。

Claims (3)

1. それぞれ、給電電流スイッチ及び共振電流スイッチを直列に接続した直列接続回路を有し、当該直列接続回路を互いに並列に接続して直流電源に並列に接続すると共に、上記給電電流スイッチ及び上記共振電流スイッチに並列に逆並列ダイオードを接続してなる複数Ｎ個の高周波電流変換回路と、
   負荷抵抗、負荷インダクタ及び共振用コンデンサを有する共振回路とを具え、
   上記複数Ｎ個の高周波電流変換回路の上記給電電流スイッチ及び上記共振電流スイッチの接続中点を互いに接続すると共に、当該接続中点に対して上記共振回路を上記共振電流スイッチと並列になるように接続し、
   上記複数Ｎ個の高周波電流変換回路の上記給電電流スイッチ及び上記共振電流スイッチを通じて順次上記共振回路に対する上記直流電源からの給電電流及び上記共振回路からの共振電流を順次交互に流すことにより、上記給電電流スイッチ及び上記共振電流スイッチのトリガ周波数のＮ倍の周波数の出力電流を上記共振回路に流す
   ことを特徴とする高周波インバータ。
2. 上記共振回路と並列にゼロ電圧スイッチング用コンデンサを接続した
   ことを特徴とする請求項１に記載の高周波インバータ。
3. 上記直流電源と直列にゼロ電流スイッチング用インダクタを接続した
   ことを特徴とする請求項１に記載の高周波インバータ。

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