CN115987067A - 图腾柱式功率因数校正转换器的驱动电路装置及驱动方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种用于图腾柱式功率因数校正转换器(PFC)的驱动电路装置，其包括：控制器，被配置为控制转换器的开关管的初始驱动电平；电流判断电路，被配置为判断转换器的电感电流是否过零；选择器，被配置为对转换器的电源电压与0进行比较，并且基于所述比较的结果，选择电流判断电路的输出电平与预设逻辑电平中的一个作为中间控制电平予以输出；运算器，被配置为将中间控制电平与初始驱动电平进行逻辑运算，并产生用于驱动开关管的目标驱动电平。通过采用根据本发明的用于图腾柱式功率因数校正转换器的驱动电路装置，可以避免PFC转换器在DCM模式下出现电感电流过零反向的不利状态，消除由此引起的额外损耗，提高功率因数。

Description

图腾柱式功率因数校正转换器的驱动电路装置及驱动方法

技术领域

本发明涉及图腾柱式功率因数校正转换器领域，确切地说，涉及一种用于图腾柱式功率因数校正转换器的驱动电路装置、一种具有该驱动电路装置的图腾柱式功率因数校正转换器、以及一种用于图腾柱式功率因数校正转换器的驱动方法。

背景技术

近年来出现了以碳化硅(SiC)和氮化镓(GaN)为代表的新型半导体材料，这种新型半导体材料相比于传统的半导体材料硅在热特性与电特性方面具有诸多优势，因而广泛地应用于功率开关，作为第三代半导体器件。采用碳化硅(SiC)或氮化镓(GaN)的这种第三代半导体器件属于宽带隙半导体器件(比如SiC MOS管或GaN FET管)，它们相较于Si开关管有很多优点，其中一点就是它们的体二极管(或等效体二极管)反向恢复很快(对于SiC MOS管)或者没有反向恢复(对于GaN FET管)。这一特点为固定开关频率连续导通模式(CCM)的图腾柱式功率因数校正(PFC，Power Factor Correction)转换器的广泛应用提供了前提。

固定开关频率CCM的图腾柱式PFC转换器是真正的无桥PFC拓扑，它效率高，控制简单，有利于EMI(Electromagnetic Interference，电磁干扰)滤波器的设计。图腾柱式PFC转换器在工作时，采用以高频(数十kHz至数百kHz)工作的宽带隙半导体器件(比如SiC MOS管或GaN FET管)和以工频(50Hz/60Hz)工作的二极管或开关管，并带有电感、电容和电阻。用于大功率范围的PFC转换器多以固定频率的连续导通模式(CCM，Continuous ConductionMode)工作，即流经电感的电流是连续的。然而，在轻负载情况下，在输入电压过零点附近的区域中，PFC转换器会以DCM(DCM，Discontinuous Conduction Mode)模式运行，即断续导通模式。随着负载的进一步减轻，这个区域会逐渐扩大，直至最后完全覆盖整个工频循环周期(参见文献J.Sebastian,J.A.Cobos,J.M.Lopera,“The determination of theboundaries between continuous and discontinuous conduction modes in PWM DC-to-DC converters used as power factor preregulators”,IEEE Trans.On PoweElectronics,vol.10,no.5,Sept.1995.)。理想情况下，在DCM模式下，流经电感的电流到达零后，在接下来的一段时间内持续地保持为零，经过这段时间后才又增大，使得电流呈现断续状态。PFC转换器还有一种介于CCM模式与DCM模式之间的临界模式，此时，流经电感的电流在到达零后，随即开始增大。

在转换器进入DCM模式时，由于图腾柱式PFC中的两个高频开关管的驱动电压通常互补地设计(忽略死区时间)，当电感电流下降至零后，因续流开关管的驱动电压仍然存在，使得其继续导通，导致电感电流反向，引起额外损耗，造成功率因数(PF，Power Factor)值降低。

发明内容

本发明的目的在于，提出一种用于图腾柱式功率因数校正转换器的驱动电路装置，其解决了现有技术中的前述问题。

为了实现上述目的，根据本发明的用于图腾柱式功率因数校正转换器的驱动电路装置包括：控制器，其被配置为控制转换器的开关管的初始驱动电平；电流判断电路，其被配置为判断转换器的电感电流是否过零；选择器，其被配置为对转换器的电源电压与0进行比较，并且基于所述比较的结果，选择电流判断电路的输出电平与预设逻辑电平中的一个作为中间控制电平予以输出；以及运算器，其被配置为将中间控制电平与初始驱动电平进行逻辑运算，并产生用于驱动开关管的目标驱动电平。在本发明的一种实施方式中，所述预设逻辑电平为逻辑高电平，所述逻辑运算为逻辑与运算。

通过采用根据本发明的用于图腾柱式功率因数校正转换器的驱动电路装置，可以避免PFC转换器在DCM模式下出现电感电流过零反向的不利状态，消除由此引起的额外损耗，提高功率因数。

在本发明的一种实施方式中，电流判断电路包括第一比较器和第二比较器，第一比较器被配置为响应于电感电流由正向负过零而使输出电平由逻辑高电平变为逻辑低电平，并且第二比较器被配置为响应于电感电流由负向正过零而使输出电平由逻辑高电平变为逻辑低电平。由此以简单的方式实现了对电感电流的判断，能够及时、准确地确定出电感电流的过零时刻及过零方向。

在本发明的一种实施方式中，选择器包括第一选择开关和第二选择开关，中间控制电平包括由第一选择开关输出的第一中间控制电平和由第二选择开关输出的第二中间控制电平。这样就以非常简便、低成本的方式实现了生成中间控制电平。

在本发明的一种实施方式中，第一选择开关与第一比较器连接，并且被配置为：响应于转换器的电源电压小于0而输出预设逻辑电平作为第一中间控制电平，或者，响应于转换器的电源电压不小于0而将第一比较器的输出电平作为第一中间控制电平予以输出。第二选择开关与第二比较器连接，并且在转换器的电源电压不小于0时输出预设逻辑电平作为第二中间控制电平，或者，响应于转换器的电源电压小于0而将第二比较器的输出电平作为第二中间控制电平予以输出。在这里，预设逻辑电平例如为逻辑高电平。这里具体描述了如何生成中间控制电平。可以看出，中间控制电平的生成方式很简单，因而大大地降低了成本。

在本发明的一种实施方式中，开关管至少包括相互连接的第一开关管和第二开关管，由控制器输出的初始驱动电平至少包括用于参与控制第一开关管的第一初始驱动电平和用于参与控制第二开关管的第二初始驱动电平。这是图腾柱式功率因数校正转换器的高频半桥(由第一开关管和第二开关管组成)的一种简单的实现方式。

在本发明的一种实施方式中，运算器包括第一与门和第二与门，第一与门被配置为将第一中间控制电平和第一初始驱动电平进行与运算，第二与门被配置为将第二中间控制电平和第二初始驱动电平进行与运算。由此以简单的方式实现了对相关开关管的初始驱动电平的调整。

在本发明的一种实施方式中，目标驱动电平包括由第一与门输出的第一目标驱动电平和由第二与门输出的第二目标驱动电平，第一目标驱动电平被配置为驱动第一开关管，第二目标驱动电平被配置为驱动第二开关管。

在本发明的一种实施方式中，第一开关管包括多个相互并联的第一开关管，第二开关管包括多个相互并联的第二开关管。在此对开关管进行了简单的扩展，使得本申请中的驱动电路装置也可以应用于多个开关管并联的情况。

在本发明的一种实施方式中，多个由第一开关管和第二开关管组成的半桥相互交错并联，其中，多个半桥相互并联并且在每个半桥的中间与电源之间连接有电感。这里对高频半桥进行了简单的扩展，使得本申请中的驱动电路装置也可以应用于多个高频半桥相互交错并联的情况。

根据另一方面，本发明涉及一种包括上述驱动电路装置的图腾柱式功率因数校正转换器。前面针对驱动电路装置所述的各方面和优点，相应地也适用于根据本发明的图腾柱式功率因数校正转换器，本发明在此不予赘述。

根据又一方面，本发明涉及一种用于图腾柱式功率因数校正转换器的驱动方法，包括如下步骤：产生用于转换器的开关管的初始驱动电平；判断转换器的电感电流是否过零；根据电感电流是由正向负过零还是由负向正过零来产生相应的输出电平；对转换器的电源电压与0进行比较，并且基于所述比较的结果，选择输出电平与预设逻辑电平中的一个作为中间控制电平予以输出；将中间控制电平与初始驱动电平进行逻辑运算，并产生用于驱动开关管的目标驱动电平。在本发明的一种实施方式中，所述预设逻辑电平为逻辑高电平，所述逻辑运算为逻辑与运算。前面针对驱动电路装置所述的各方面和优点，相应地也适用于根据本发明的驱动方法，本发明在此不予赘述。

附图说明

下面参照附图详细介绍本发明的其它优点和设计，其中：

图1示意地示出图腾柱式功率因数校正转换器的一种电路拓扑；

图2示意地示出图腾柱式功率因数校正转换器的另一种电路拓扑；

图3和图4示意地示出在输入的交流电源电压的正半波情况下所述转换器在两个阶段中的电流流向；

图5示意地示出所述转换器在DCM模式下电感电流的反向流动情况；

图6是在图5的情况下所述转换器的开关管的初始驱动电平及电感电流的时序对应示意图；

图7示意地示出用于所述转换器的根据本申请的驱动电路装置的拓扑；

图8是图7的驱动电路装置在输入的交流电源电压的正半波情况下在CCM模式下的开关管的驱动电平及电感电流的时序对应示意图；

图9是图7的驱动电路装置在输入的交流电源电压的正半波情况下在DCM模式下的开关管的驱动电平及电感电流的时序对应示意图；

图10示意地示出图1所示的电路拓扑的可采用图7所示的驱动电路装置的一种扩展方案，其中，每两个开关管分别并联；以及

图11示意地示出图1所示的电路拓扑的可采用图7所示的驱动电路装置的另一种扩展方案，其中，两组开关管交错并联。

具体实施方式

除非另外指明，否则不同附图中的对应数字和符号通常指代对应区域。附图是为了清楚地说明实施例的相关方面而绘制的，并且不必按比例绘制。在附图中画出的特征的边缘不一定表示特征范围的终止。

在随后的描述中，示出了各种具体细节，以便提供对根据该描述的实施例的各种示例的深入理解。可以在没有一个或多个具体细节的情况下，或者利用其它方法、组件、材料等来获得实施例。在其它情况下，没有详细示出或描述已知的结构、材料或操作，从而不会模糊实施例的各个方面。

在本说明书的框架中对“一实施例”或“一个实施方式”的引用旨在指示关于该实施例描述的特定配置、结构或特性被包括在至少一个实施例中。因此，可以出现在本说明书的各个方面中的诸如“在实施例中”，“在一个实施例中”等的短语不一定确切地指代同一实施例。此外，特定的配置、结构或特性可以在一个或多个实施例中以任何适当的方式组合。

这里使用的标题/附图标记仅仅是为了方便阅读而提供的，因此不限定保护范围或实施例的范围。相同或类似的元件使用相同的附图标记来标识。

本公开要解决的问题是，避免PFC转换器在DCM模式下出现电感电流反向，消除由此引起的额外损耗。为此，本公开规定，调节施加在续流开关管的栅极上的驱动电压，使得该续流开关管在电感电流过零时及时地关断，从而避免PFC转换器的电感电流反向及流经续流开关管，因而降低了PFC转换器的额外损耗，提高了其功率因数。

首先参照图1，其示意地示出了图腾柱式功率因数校正(PFC)转换器的一种电路拓扑。如图1所示，该电路拓扑示例性地包括交流电源、电感L、两个上下连接的形如图腾柱的高频开关管(MOS，Metal Oxide Semiconductor，金属氧化物半导体)，即第一开关管Q1和第二开关管Q2、两个上下连接的二极管D1和D2、电容C及电阻R。这里的开关管可以是SiC MOS管或者GaN FET管以及其它反向恢复性能好的开关管。在这里，输入电压V_ac是单相交流电压。第一开关管Q1和第二开关管Q2是宽带隙半导体器件，比如SiC MOS管或GaN FET管，其在高达数十kHz、甚至数百kHz的高频下工作，于是，第一开关管Q1和第二开关管Q2形成了高频半桥。二极管D1和D2以50Hz/60Hz的工频工作，因而形成了低频半桥。图1所示为图腾柱式功率因数校正(PFC)转换器的一种典型的电路拓扑。但也可以将图1中的二极管D1和D2替换为同样以工频工作的开关管Q3和Q4，如图2中的另一种电路拓扑所示。图2中的开关管Q3和Q4的作用与图1中的二极管D1和D2相同。如前所述，根据电感电流，图腾柱式PFC转换器分为三种工作模式：CCM模式、DCM模式及临界模式，其中，具有固定开关频率的CCM模式是最常用的模式。下面将以图1所示的电路拓扑及输入电压V_ac的正半波即V_ac>0为例，结合图3至图6，介绍本申请要解决的在DCM模式下会出现的问题。

图6中示出了在现有技术中分别施加在第一开关管Q1和第二开关管Q2的栅极G上的第一初始驱动电平S1和第二初始驱动电平S2及流经电感L的电感电流i_L的时序对应关系。当第一初始驱动电平S1、第二初始驱动电平S2为逻辑高电平时，第一开关管Q1、第二开关管Q2相应地导通，而当第一初始驱动电平S1、第二初始驱动电平S2为逻辑低电平时，第一开关管Q1、第二开关管Q2相应地截止。需要说明，图6中所示的流经电感L的电感电流i_L是在第一开关管Q1和第二开关管Q2的上述高频下测得的，所以呈现出近似于锯齿波的形状，类似于在很小的时间尺度内以微观的视角测量，但在上述工频下则呈现出与输入电压V_ac基本相同的正弦波形状，类似于在比较大的时间尺度内以宏观的视角测量。如前所述，在传统的控制方案中，第一初始驱动电平S1和第二初始驱动电平S2基本上互补地设计(忽略死区时间)，如图6所示，且可由控制器或DSP(DSP，Digital Signal Processor，数字信号处理器)根据控制算法来产生。

参见图6，在时段0至t1，第一开关管Q1的第一初始驱动电平S1为逻辑低电平，于是作为续流开关的第一开关管Q1截止，第二开关管Q2的第二初始驱动电平S2为逻辑高电平，于是作为主开关的第二开关管Q2导通，这种情况下的电流流向如图3所示。在时段t1至t2，第一初始驱动电平S1为逻辑高电平，第二初始驱动电平S2为逻辑低电平，于是第一开关管Q1导通，第二开关管Q2截止，这种情况下的电流流向如图4所示。可见，在图3和图4中二极管D2始终都导通。在此需要指出，图4中的电感电流i_L流经第一开关管Q1的本体，而不流经其体二极管(也叫寄生二极管，即图4中处于第一开关管Q1旁边的与其并联的二极管)，因为体二极管的导通电压远大于开关管本体导通电压，所以在第一开关管Q1导通时电感电流i_L优先流经其本体。在时段t2至t3，第一初始驱动电平S1仍为逻辑高电平，第二初始驱动电平S2仍为逻辑低电平，于是第一开关管Q1仍导通，第二开关管Q2仍截止，但在时间点t2时，电感电流i_L开始经过零点由正变负，即发生反向，这种情况下的电流流向如图5所示。于是，在V_ac>0的情况下，在时段t2至t3内，由于流经电感L的电感电流i_L反向，出现了前面提到的引起额外损耗、功率因数值降低的问题。类似地，在V_ac<0时也会出现相同的问题。

对于开关管的特性需要说明，只要施加在开关管的栅极G上的驱动电平大于其阈值电压，开关管就导通，否则就截止，在开关管导通情况下，流经开关管的电感电流i_L可以从漏极D流向源极S，如图3中的经过第二开关管Q2从上向下流动及图5中的经过第一开关管Q1从上向下流动，但也可以从源极S流向漏极D，如图4中的经过第一开关管Q1从下向上流动，具体流向取决于源极S和漏极D中哪一个电压高，在本申请的电路拓扑中具体取决于流经电感的电流。在输入电压V_ac的负半波即V_ac<0情况下，第一开关管Q1作为主开关，第二开关管Q2作为续流开关，二极管D1始终都导通，具体工作过程与在V_ac>0情况下类似，确切地说，与其对称。

为了解决在时段t2至t3内因电感电流i_L反向而出现的上述问题，现有技术中采用一种“粗放的”一刀切式的解决方案。具体而言，在PFC转换器进入DCM模式后，将续流开关管的驱动电压设为零，使其截止。但为了确保足够的裕量，在PFC转换器的负载达到其额定负载的例如30％至40％时，就对续流开关管进行切换，完全不考虑流经电感的电流何时反向，即不测量电感电流。例如，在图6的t1和t2之间的某个时刻，续流开关管即第一开关管Q1的第一初始驱动电平S1被从逻辑高电平切换为逻辑低电平，于是第一开关管Q1截止，电感电流i_L无法经由第一开关管Q1本体流动，而电感电流i_L此时仍有继续沿原方向流动的趋势，因而只好另辟新径，流经第一开关管Q1的体二极管，此时的电流流向例如参照图4。如前所述，第一开关管Q1的体二极管的导通电压远大于第一开关管Q1的本体的导通电压，即体二极管上的压降较大，所以电感电流i_L流经续流开关管的体二极管会造成续流开关管的损耗增大，因而明显降低了PFC转换器的效率。

为了解决电感电流反向及PFC转换器效率低下的上述问题，本申请提出了一种易于实施的简单的解决方案，参见图7，其所示均为逻辑运算。该解决方案的关键是，使得续流开关管及时地关断，为此需要调节施加在其栅极G上的驱动电压。接下来，将结合图7至图9详细地说明本申请的解决方案。

参见图7，根据本申请的用于图腾柱式功率因数校正转换器的驱动电路装置包括控制器7、电流判断电路E、选择器A和运算器K。控制器7例如为处理器或DSP(或任何能实现相同功能的器件)，其用于控制或产生转换器的开关管的初始驱动电平。在这里，开关管至少包括例如图1至图5中所示的相互连接的第一开关管Q1和第二开关管Q2，它们都是以高频(数十kHz至数百kHz)工作的宽带隙半导体器件(比如SiC MOS管或GaN FET管)。在这种情况下，由控制器7输出的初始驱动电平至少包括用于参与控制第一开关管Q1的第一初始驱动电平S1和用于参与控制第二开关管Q2的第二初始驱动电平S2。在此需要指出，在图7所示的根据本发明的方案中，第一初始驱动电平S1和第二初始驱动电平S2并不直接分别施加在第一开关管Q1和第二开关管Q2的栅极上，而是仅仅作为初始驱动电平参与控制第一开关管Q1和第二开关管Q2，直接施加在第一开关管Q1和第二开关管Q2的栅极上的驱动电平实际上是目标驱动电平，如下文详细介绍。

在一种实施方式中，电流判断电路E用于判断转换器的电感电流i_L是否过零。为此，电流判断电路E例如包括第一比较器1和第二比较器2(或任何能实现相同的电流判断功能的器件)。响应于电感电流i_L由正向负过零，第一比较器1的输出电平由逻辑高电平1变为逻辑低电平0，也就是说，当电感电流i_L始终大于零即i_L>0时，第一比较器1的输出为1，而当电感电流i_L减小为小于或等于零即i_L<＝0时，第一比较器1的输出为0。响应于电感电流i_L由负向正过零，第二比较器2的输出电平由逻辑高电平1变为逻辑低电平0，也就是说，当电感电流i_L始终小于零即i_L<0时，第二比较器2的输出为1，而当电感电流i_L增大为大于或等于零即i_L>＝0时，第二比较器2的输出为0。

在一种实施方式中，选择器A与电流判断电路E连接，用来基于转换器的电源电压V_ac与0的比较结果，选择电流判断电路E的输出电平与逻辑高电平1中的一个，并作为中间控制电平予以输出。为此，选择器A例如包括第三比较器(未示出)，用于对所述转换器的电源电压V_ac与0进行比较。具体而言，选择器A例如还可以包括第一选择开关3和第二选择开关4(或任何能实现相同的电平选择功能的器件)，中间控制电平包括由第一选择开关3输出的第一中间控制电平L_{i_S1}和由第二选择开关4输出的第二中间控制电平L_{i_S2}。在一些实施方式中，第一选择开关3与第一比较器1连接，并且在转换器的电源电压V_ac小于0即V_ac<0时输出预设逻辑电平作为第一中间控制电平L_{i_S1}，否则在电源电压V_ac大于或等于0即V_ac>＝0时，将第一比较器1的输出电平作为第一中间控制电平L_{i_S1}予以输出。相应地例如可行的是，第二选择开关4与第二比较器2连接，并且在转换器的电源电压V_ac不小于0即V_ac>＝0时输出预设逻辑电平作为第二中间控制电平L_{i_S2}，否则在电源电压V_ac小于0即V_ac<0时，将第二比较器2的输出电平作为第二中间控制电平L_{i_S2}予以输出。在这里，预设逻辑电平例如可以为逻辑高电平1。在本发明的一种实施方式中，预设逻辑电平也可以为逻辑低电平0，并且可以利用例如反相器对该逻辑低电平0进行取反，从而最终得到逻辑高电平1。

在一种实施方式中，运算器K与选择器A连接，用来将中间控制电平与初始驱动电平进行逻辑运算，并产生用于驱动开关管的目标驱动电平。在本发明的一种实施方式中，逻辑运算例如为逻辑与运算，或者也可以为任何经过一些步骤之后最终得到逻辑与结果的其它运算。在此例如，运算器K包括第一与门5和第二与门6(或任何能实现相同的与功能的器件)，第一与门5将第一中间控制电平L_{i_S1}和第一初始驱动电平S1进行与运算，第二与门6将第二中间控制电平L_{i_S2}和第二初始驱动电平S2进行与运算。于是，目标驱动电平包括由第一与门5输出的第一目标驱动电平S1'和由第二与门6输出的第二目标驱动电平S2'，第一目标驱动电平S1'施加在第一开关管Q1的栅极上并用来驱动第一开关管Q1，第二目标驱动电平S2'施加在第二开关管Q1的栅极上并用来驱动第二开关管Q2。

根据另一方面，本发明还涉及一种用于图腾柱式功率因数校正转换器的驱动方法，该驱动方法利用根据前述方面的驱动电路装置来实施。下面将参照图7至图9，结合本发明的驱动方法对驱动电路装置的工作方式予以详细说明。

首先利用控制器7比如处理器或DSP产生分别参与控制PFC转换器的第一开关管Q1和第二开关管Q2的第一初始驱动电平S1和第二初始驱动电平S2。随后，检测流经PFC转换器的电感L的电感电流i_L，并使用电流判断电路E来判断转换器的电感电流i_L是否过零。在检测电感电流i_L时，可以使用电流互感器、电阻分流器、霍尔器件等多种检测方式。

例如在图8所示的CCM模式下，在交流电源电压的正半波即V_ac>＝0的情况下，电感电流i_L始终都大于零即i_L>0，也就是说，电感电流i_L从不过零。因此，第一比较器1的输出为1，第一选择开关3的输出即为第一比较器1的输出为1，也就是第一中间控制电平L_{i_S1}＝1，在利用第一与门5和第一初始驱动电平S1进行与运算之后，第一与门5的输出仍为第一初始驱动电平S1，即用来驱动第一开关管Q1的第一目标驱动电平S1'＝S1，也就是保持与第一初始驱动电平S1相同。与此同时，根据图7所示，因V_ac>＝0，第二选择开关4的输出为1，也就是第二中间控制电平L_{i_S2}＝1，在利用第二与门6和第二初始驱动电平S2进行与运算之后，第二与门6的输出仍为第二初始驱动电平S2，即用来驱动作为主开关的第二开关管Q2的第二目标驱动电平S2'＝S2，也就是保持与第二初始驱动电平S2相同，如图8所示。

而在图9所示的DCM模式下，在交流电源电压的正半波即V_ac>＝0的情况下，第一开关管Q1为续流开关管，需要对第一开关管Q1的驱动电压进行调整，使其在电感电流过零时及时地关断。具体地，检测到电感电流i_L在时刻t2开始由正向负过零，于是第一比较器1的输出由1切换为0，而此时第一选择开关3的输出即为第一比较器1的输出，即第一中间控制电平L_{i_S1}也由1切换为0。第一与门5将第一中间控制电平L_{i_S1}和第一初始驱动电平S1进行与运算，其输出结果S1'当然同样由1切换为0，于是第一开关管Q1的驱动电压由最初的S1＝1被切换为第一目标驱动电平S1'＝0，因而第一开关管Q1作为续流开关管在电感电流i_L的过零时刻t2及时地被关断。由此避免了电感电流因作为续流开关管的第一开关管Q1继续导通而产生的反向。与此同时，根据图7所示，因V_ac>＝0，第二选择开关4的输出为1，也就是第二中间控制电平L_{i_S2}＝1，在利用第二与门6和第二初始驱动电平S2进行与运算之后，第二与门6的输出仍为第二初始驱动电平S2，即用来驱动作为主开关的第二开关管Q2的第二目标驱动电平S2'＝S2，也就是保持与第二初始驱动电平S2相同，如图9所示。以上状态从t2持续到t3，即直至下一个循环周期开始。

在交流电源电压的负半波即V_ac<0的情况下，第二开关管Q2为续流开关管，需要对第二开关管Q2的驱动电压进行调整，使其在电感电流过零时及时地关断，此时第一开关管Q1作为主开关，其第一目标驱动电平S1'＝S1，也就是保持与第一初始驱动电平S1相同。在这种情况下，需要在电感电流i_L由负向正过零时对第二初始驱动电平S2进行及时调整，工作过程与上述类似。

由上可见，通过采用本申请的解决方案，有效地避免了PFC转换器在DCM模式下出现电感电流反向，消除了由此引起的额外损耗，提高了功率因数，并且防止电感电流i_L流经续流开关管的体二极管，由此进一步避免续流开关管的损耗增大，明显提高了PFC转换器的效率，而且，本申请的驱动电路装置的拓扑结构比较简单，易于实施，仅需少量比较器和选择开关或类似的功能器件，成本很低。

本申请的上述解决方案不仅可应用于图1和图2的电路拓扑，而且可应用于任何合适的扩展的电路拓扑，比如，第一开关管Q1包括多个相互并联的第一开关管Q1，且第二开关管Q2包括多个相互并联的第二开关管Q2，即多个第一开关管Q1彼此并联并且多个第二开关管Q2彼此并联。例如在图10中所示的电路拓扑中，第一开关管Q1和另一个第一开关管Q1y彼此并联，并且第二开关管Q2和另一个第二开关管Q2y彼此并联。本申请的上述解决方案还可以应用于另一种扩展的电路拓扑，其中，由第一开关管Q1和第二开关管Q2组成一个高频半桥，多个高频半桥相互交错并联，也就是说，多个高频半桥相互并联，并且在每个高频半桥的中间(即同一个高频半桥上的两个高频开关管之间的点)与电源之间都连接有电感。比如在图11中，由第一开关管Q1和第二开关管Q2组成一个高频半桥，在第一开关管Q1和第二开关管Q2之间的某点上接有电感L，该电感L的另一端与电源连接；由又一个第一开关管Q1x和又一个第二开关管Q2x组成又一个高频半桥，这两个高频半桥相互并联，在又一个第一开关管Q1x和又一个第二开关管Q2x之间的某点上接有又一个电感Lx，该又一个电感Lx的另一端与电源连接。

此外，本申请还涉及一种图腾柱式功率因数校正转换器，其具有根据前述方面的驱动电路装置。前面针对驱动电路装置所述的各方面和优点，相应地也适用于根据本发明的图腾柱式功率因数校正转换器，本发明在此不予赘述。

通过以上描述和相关附图中所给出的教导，这里所给出的本公开的许多修改形式和其它实施方式将被本公开相关领域的技术人员所意识到。因此，所要理解的是，本公开的实施方式并不局限于所公开的具体实施方式，并且修改形式和其它实施方式意在包括在本公开的范围之内。此外，虽然以上描述和相关附图在部件和/或功能的某些示例组合形式的背景下对示例实施方式进行了描述，但是应当意识到的是，可以由备选实施方式提供部件和/或功能的不同组合形式而并不背离本公开的范围。就这点而言，例如，与以上明确描述的有所不同的部件和/或功能的其它组合形式也被预期处于本公开的范围之内。虽然这里采用了具体术语，但是它们仅以一般且描述性的含义所使用而并非意在进行限制。

Claims (14)

1.一种用于图腾柱式功率因数校正转换器的驱动电路装置，包括：

控制器(7)，被配置为控制所述转换器的开关管的初始驱动电平；

电流判断电路(E)，被配置为判断所述转换器的电感电流(i_L)是否过零；

选择器(A)，被配置为对所述转换器的电源电压(V_ac)与0进行比较；以及

基于所述比较的结果，选择所述电流判断电路(E)的输出电平与预设逻辑电平中的一个作为中间控制电平予以输出；以及

运算器(K)，被配置为将所述中间控制电平与所述初始驱动电平进行逻辑运算，以产生用于驱动所述开关管的目标驱动电平。

2.根据权利要求1所述的驱动电路装置，其中，所述电流判断电路(E)包括第一比较器(1)和第二比较器(2)，其中所述第一比较器(1)被配置为响应于所述电感电流(i_L)由正向负过零而使输出电平由逻辑高电平变为逻辑低电平，并且所述第二比较器(2)被配置为响应于所述电感电流(i_L)由负向正过零而使输出电平由逻辑高电平变为逻辑低电平。

3.根据权利要求2所述的驱动电路装置，其中，所述选择器(A)包括第一选择开关(3)和第二选择开关(4)，所述中间控制电平包括由所述第一选择开关(3)输出的第一中间控制电平(L_{i_S1})和由所述第二选择开关(4)输出的第二中间控制电平(L_{i_S2})。

4.根据权利要求3所述的驱动电路装置，其中，所述第一选择开关(3)与所述第一比较器(1)连接，并且被配置为：

响应于所述转换器的电源电压(V_ac)小于0而输出所述预设逻辑电平作为所述第一中间控制电平(L_{i_S1})，或者

响应于所述转换器的所述电源电压(V_ac)不小于0而将所述第一比较器(1)的输出电平作为所述第一中间控制电平(L_{i_S1})予以输出。

5.根据权利要求3所述的驱动电路装置，其中，所述第二选择开关(4)与所述第二比较器(2)连接并且被配置为：

响应于所述转换器的电源电压(V_ac)不小于0而输出所述预设逻辑电平作为所述第二中间控制电平(L_{i_S2})，或者

响应于所述转换器的所述电源电压(V_ac)小于0而将所述第二比较器(2)的输出电平作为所述第二中间控制电平(L_{i_S2})予以输出。

6.根据权利要求3所述的驱动电路装置，其中，所述开关管至少包括相互连接的第一开关管(Q1)和第二开关管(Q2)，由所述控制器(7)输出的所述初始驱动电平至少包括用于参与控制所述第一开关管(Q1)的第一初始驱动电平(S1)和用于参与控制所述第二开关管(Q2)的第二初始驱动电平(S2)。

7.根据权利要求6所述的驱动电路装置，其中，所述运算器(K)包括第一与门(5)和第二与门(6)，所述第一与门(5)被配置为将所述第一中间控制电平(L_{i_S1})和所述第一初始驱动电平(S1)进行与运算，所述第二与门(6)被配置为将所述第二中间控制电平(L_{i_S2})和所述第二初始驱动电平(S2)进行与运算。

8.根据权利要求7所述的驱动电路装置，其中，所述目标驱动电平包括由所述第一与门(5)输出的第一目标驱动电平(S1')和由所述第二与门(6)输出的第二目标驱动电平(S2')，所述第一目标驱动电平(S1')被配置为驱动所述第一开关管(Q1)，所述第二目标驱动电平(S2')被配置为驱动所述第二开关管(Q2)。

9.根据权利要求6至8中任一项所述的驱动电路装置，其中，所述第一开关管(Q1)包括多个相互并联的第一开关管(Q1)，所述第二开关管(Q2)包括多个相互并联的第二开关管(Q2)。

10.根据权利要求6至8中任一项所述的驱动电路装置，其中，多个由所述第一开关管(Q1)和所述第二开关管(Q2)组成的半桥相互交错并联，其中，多个半桥相互并联并且在每个半桥的中间与电源之间连接有电感。

11.根据权利要求6至8中任一项所述的驱动电路装置，其中，所述预设逻辑电平为逻辑高电平，所述逻辑运算为逻辑与运算。

12.一种图腾柱式功率因数校正转换器，包括根据前述权利要求中任一项所述的驱动电路装置。

13.一种用于图腾柱式功率因数校正转换器的驱动方法，利用根据前述权利要求中任一项所述的驱动电路装置来实施，包括如下步骤：

产生用于所述转换器的开关管的初始驱动电平；

判断所述转换器的电感电流(i_L)是否过零；

根据所述电感电流(i_L)是由正向负过零还是由负向正过零来产生相应的输出电平；

对所述转换器的电源电压(V_ac)与0进行比较，并且基于所述比较的结果，选择所述输出电平与预设逻辑电平中的一个作为中间控制电平予以输出；以及

将所述中间控制电平与所述初始驱动电平进行逻辑运算，并产生用于驱动所述开关管的目标驱动电平。

14.根据权利要求13所述的驱动方法，其中，所述预设逻辑电平为逻辑高电平，所述逻辑运算为逻辑与运算。

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