CN111162682B - 基于三相维也纳pfc拓扑单相电输入时的控制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种基于三相维也纳PFC拓扑单相电输入时的控制方法，所述三相维也纳PFC拓扑中，第一相支路L1以及第二相支路L2接单相电输入，第三相支路L3支路的输入悬空，每一项支路中包括多个二极管与开关管组成的双向开关，所述控制方法包括：判断所述三相维也纳PFC拓扑是否为单相输入；若所述三相维也纳PFC拓扑为单相输入，则判断第一相支路中的开关管S1、第二相支路中的开关管S2是否处于正常开关驱动状态；若处于正常开关驱动状态，则控制第三相支路中的开关管S3以预设的驱动占空比进行导通。本发明提供的基于三相维也纳PFC拓扑单相电输入时的控制方法，可以通过调节占空比来调节低速器件的发热率，提高电源转换设备工作的可靠性。

Description

基于三相维也纳PFC拓扑单相电输入时的控制方法
技术领域
本发明是关于电源转换电路，特别是关于一种基于三相维也纳PFC拓扑单相电输入时的控制方法。
背景技术
随着汽车行业在新能源领域的快速发展，人们对AC-DC电源转换设备在各个充电场景可靠运行的需求越来越高。在一些应用环境下，AC-DC电源转换设备除了在满足三相电输入场景时能正常工作以外，还要满足在只有单相电输入或直流输入场景下可充电的需求。
维也纳拓扑作为目前应用最广泛的三相三电平PFC拓扑，在适当的控制策略下，其同样具备单相电输入或直流输入时可靠运行的能力。图1为现有技术中的一种三电平维也纳PFC变换器结构示意图，图2为现有技术中的另一种三电平维也纳PFC变换器结构示意图。
其共同的结构特点是双向开关由二极管和开关管组成，如图1中c相所示，D1、D2、D3、D4、D5、D6为低频整流二极管，Db1、Db2、Db3、Db4等二极管与开关管S3组成双向开关，Db1、Db2工作在低频状态，Db3、Db4二极管与开关管S3属于高频器件。另外a、b相与上述描述相同。
图1中，在三相电输入时，如c相所示，Db1、Db2与电感直接相连工作于工频状态，Db3、Db4与母线中点连接，随着开关管的动作工作于高频状态。由于工作于高频状态的Db3、Db4二极管都是零电压关断，关断时电流可以自然过零，因此三相电输入时，桥堆的所有二极管都不存在因高频关断电流的反向恢复引发的热应力问题。a、b相同理。
基于此，本申请的发明人发现，在单相电输入时，由于PFC输入的其中一相总是处于悬空状态，悬空一路对应的电路等效模型会发生变化，虽然不会有大功率流过与该路直接相连的桥堆，但在处于不工作状态的整流桥堆发热十分严重，成为了整个拓扑的热瓶颈，导致电源转换设备的可靠性降低。
公开于该背景技术部分的信息仅仅旨在增加对本发明的总体背景的理解，而不应当被视为承认或以任何形式暗示该信息构成已为本领域一般技术人员所公知的现有技术。
发明内容
本发明的目的在于提供一种基于三相维也纳PFC拓扑单相电输入时的控制方法，其能够解决三相维也纳PFC拓扑发热十分严重的问题。
为实现上述目的，本发明提供了一种基于三相维也纳PFC拓扑单相电输入时的控制方法，所述三相维也纳PFC拓扑中，第一相支路L1以及第二相支路L2接单相电输入，第三相支路L3支路的输入悬空，每一项支路中包括多个二极管与开关管组成的双向开关，所述控制方法包括：判断所述三相维也纳PFC拓扑是否为单相输入，其中，所述单相输入为单相电输入或直流输入；若所述三相维也纳PFC拓扑为单相输入，则判断第一相支路中的开关管S1、第二相支路中的开关管S2是否处于正常开关驱动状态；若第一相支路中的开关管S1、第二相支路中的开关管S2处于正常开关驱动状态，则控制第三相支路中的开关管S3以预设的驱动占空比进行导通。
在一优选的实施方式中，若所述单相输入为单相电输入，第一相支路中的开关管S1的驱动占空比为D，第二相支路中的开关管S2的驱动占空比也为D；若所述单相输入为直流输入，则第一相支路中的开关管S1的驱动占空为D；所述预设占空比DS3大于等于1-D，其中，
Figure BDA0002267746750000021
Vac为三相维也纳PFC拓扑的输入电压，VPN为三相维也纳PFC拓扑的输出电压Vpeak为输入电压的峰值，sinθ为输入电压的相位角。
在一优选的实施方式中，所述预设的驱动占空比为100％的最大占空比。
在一优选的实施方式中，所述若处于正常开关驱动状态之后，还包括：判断第三相支路中的开关管S3的驱动占空比状态；如果第三相支路中的开关管S3的驱动占空比小于1-D，则第三相支路中的开关管S3的发热量与占空比的大小成反比。
与现有技术相比，根据本发明的基于三相维也纳PFC拓扑单相电输入时的控制方法，可以通过调节占空比来降低双向开关中低速器件的反向恢复问题，调节低速器件的发热率，大幅降低双向开关中低速器件的反向恢复损耗，提高电源转换设备工作的可靠性。
附图说明
图1是根据本发明一实施方式的现有技术中的一种三电平维也纳PFC变换器结构示意图。
图2是根据本发明一实施方式的现有技术中的另一种三电平维也纳PFC变换器结构示意图。
图3是根据本发明一实施方式的单相电输入时维也纳PFC的等效电路模型。
图4是根据本发明一实施方式的单相输入时L3支路电流与Cs3电压仿真波形。
图5是根据本发明一实施方式的二极管反向恢复电流波形示意图。
图6是根据本发明优选实施方式的基于三相维也纳PFC拓扑单相电输入时的控制方法的流程图。
图7是根据本发明优选实施方式的S3导通时的等效电路模型。
具体实施方式
下面结合附图，对本发明的具体实施方式进行详细描述，但应当理解本发明的保护范围并不受具体实施方式的限制。
除非另有其它明确表示，否则在整个说明书和权利要求书中，术语“包括”或其变换如“包含”或“包括有”等等将被理解为包括所陈述的元件或组成部分，而并未排除其它元件或其它组成部分。
本实施例中，对于图1的维也纳PFC拓扑，在单相输入时，对于开关频率，其工频输入电压Vac等效为直流电压，其等效的电路模型如图3所示，其为单相电输入时维也纳PFC的等效电路模型，L1，L2支路输入接单相电或直流，L3支路输入悬空。
如果单相输入时要正常工作，则必须经过L1和L2向母线电容传能，因此S1和S2必须根据环路计算以一定的占空比正常开关，由于L3并不传能，因此普遍认为S3是否动作并不关键，普遍的做法是S3一直保持关断状态。但是经过分析发现，S3的开关状态对与S3串联Db1、Db2、Db3、Db4二极管的热应力有非常明显的影响，分析如下：(本专利主要通过优化S3的开关管状态，从而优化不工作相的热效率)。
如果S3一直保持关断状态，则S3可以等效为一个结电容Cs3，随着开关管S1和S2的开关动作，会在电路中形成两条谐振回路，在图3中的谐振腔路径如下所示，其中Db1,Db2,Db3,Db4指代桥堆内部的四只二极管：
L1——>S1——>(Db1,Db2)——>Cs3——>(Db3,Db4)——>L3——>X2——>L1；
L2——>S2——>(Db1,Db2)——>Cs3——>(Db3,Db4)——>L3——>X3——>L2；
由于Cs3是pF级，电感是uH级的，因此产生的谐振频率在几百kHz，同时P1和P2两个点的电位剧烈变化，图4为单相输入时L3支路电流与Cs3电压仿真波形。从图4中以及实测波形中可以看到，与Cs3并联的桥堆的电压Vp1-p2呈现高频震荡的特性，无法对桥堆形成一个强力稳定的嵌位，同时与L3串联Db1、Db2、Db3、Db4二极管的电流也呈现出几百kHz的高频震荡，这种高频的震荡电流和电压会在桥堆上会产生致命的反向恢复问题，而反向恢复问题则是二极管产生动态损耗的最主要因素。
图5为二极管反向恢复电流波形示意图，阴影面积即为Qrr，反向恢复问题的形成需要同时满足两个条件：第一、要有正向导通电流；第二、突然施加较高的反向电压。显然这两点从图4的仿真波形看都是满足的，桥堆本身的反向恢复电荷量Qrr就远大于快恢复二极管，再加上存在高频震荡电流，更大大加剧了其反向恢复带来的损耗，进而会造成组成桥堆的内部二极管严重发热。
如图6所示，根据本发明优选实施方式的基于三相维也纳PFC拓扑单相电输入时的控制方法的流程图，三相维也纳PFC拓扑中，第一相支路L1以及第二相支路L2接单相电输入，第三相支路L3支路的输入悬空，每一项支路中包括多个二极管与开关管组成的双向开关，所述控制方法包括：
步骤1，判断三相维也纳PFC拓扑是否为单相输入，其中，所述单相输入为单相电输入或直流输入；
步骤2，若所述三相维也纳PFC拓扑为单相输入，则判断第一相支路中的开关管S1、第二相支路中的开关管S2是否处于正常开关驱动状态；
步骤3，若第一相支路中的开关管S1、第二相支路中的开关管S2处于正常开关驱动状态，则控制第三相支路中的开关管S3以预设的驱动占空比进行导通。
具体的，若所述单相输入为单相电输入，输入电压正半周时，第一相支路中的开关管S1的驱动占空比为D，输入电压负半周时，第二相支路中的开关管S2的驱动占空比也为D，若所述单相输入为直流输入，则第一相支路中的开关管S1的驱动占空比为D；所述预设占空比DS3大于等于1-D且小于等于100％，其中，
Figure BDA0002267746750000061
Vac为三相维也纳PFC拓扑的输入电压，VPN为三相维也纳PFC拓扑的输出电压Vpeak为输入电压的峰值，sinθ为输入电压的相位角。
S3的驱动占空比，
Figure BDA0002267746750000062
其中，TON3为开关管S3开启时间，T为驱动信号的周期。
在S1、S2处于正常开关驱动状态同时，TON1为开关管S1开启时间，TON2为开关管S2开启时间，
TON3＝！(TON1&&TON2)
那么，S3的占空比为DS3＝1-D。
进一步的，预设的驱动占空比可以为100％的最大占空比，此种情况下的占空比最易实现。
在一种实现方式中，在判断判断第一相支路中的开关管S1、第二相支路中的开关管S2处于正常开关驱动状态之后，还包括：
步骤4，判断第三相支路中的开关管S3的驱动占空比状态；
步骤5，如果第三相支路中的开关管S3的驱动占空比小于1-D，则第三相支路中的开关管S3的发热量与占空比的大小成反比。
由此，可以根据需要控制的发热量对开关管S3的占空比进行控制。若需要严格的控制三相维也纳PFC拓扑的发热，则将驱动占空比设置为大于等于1-D，若不需要严格进行控制，根据需求对开关管S3的占空比进行控制。
本实施例提供的基于三相维也纳PFC拓扑单相电输入时的控制方法，可以通过调节占空比来降低双向开关中低速器件的反向恢复问题，调节低速器件的发热率，大幅降低双向开关中低速器件的反向恢复损耗，提高电源转换设备工作的可靠性。
图7为S3导通时的等效电路模型，由于S3持续导通即大于等于1-D，P1和P2电位始终相等，且被母线电压强力嵌位在半母线电压附近即O1电位，此时与桥堆直接相连的几个点，P1、P2、O2都被强电压嵌位，桥堆内部二极管两端的所承受的反向电压也几乎为零，不再具备反向恢复问题形成的条件。通过实测发现，此时的桥堆的壳温，已经完全降低到了接近环温的水平，已经不再是整个电源转换设备的热瓶颈。
通过上述的控制方案，可以有效抑制双向开关中低速二极管的反向恢复问题，为该型拓扑在单相电输入或直流输入场景下的可靠运行提供了一种解决方案。
前述对本发明的具体示例性实施方案的描述是为了说明和例证的目的。这些描述并非想将本发明限定为所公开的精确形式，并且很显然，根据上述教导，可以进行很多改变和变化。对示例性实施例进行选择和描述的目的在于解释本发明的特定原理及其实际应用，从而使得本领域的技术人员能够实现并利用本发明的各种不同的示例性实施方案以及各种不同的选择和改变。本发明的范围意在由权利要求书及其等同形式所限定。

Claims (3)

1.一种基于三相维也纳PFC拓扑单相电输入时的控制方法，所述三相维也纳PFC拓扑中，第一相支路L1以及第二相支路L2接单相电输入，第三相支路L3支路的输入悬空，每一项支路中包括多个二极管与开关管组成的双向开关，其特征在于，所述控制方法包括：
判断所述三相维也纳PFC拓扑是否为单相输入，其中，所述单相输入为单相电输入或直流输入；
若所述三相维也纳PFC拓扑为单相输入，则判断第一相支路中的开关管S1、第二相支路中的开关管S2是否处于正常开关驱动状态；
若第一相支路中的开关管S1、第二相支路中的开关管S2处于正常开关驱动状态，则控制第三相支路中的开关管S3以预设的驱动占空比进行导通，
其中，若所述单相输入为单相电输入，第一相支路中的开关管S1的驱动占空比为D，第二相支路中的开关管S2的驱动占空比也为D；
若所述单相输入为直流输入，则第一相支路中的开关管S1的驱动占空为D；
所述预设占空比DS3大于等于1-D，其中，
Figure FDA0002722291660000011
Vac为三相维也纳PFC拓扑的输入电压，VPN为三相维也纳PFC拓扑的输出电压， Vpeak为输入电压的峰值，sinθ为输入电压的相位角。
2.如权利要求1所述的控制方法，其特征在于，所述预设的驱动占空比为100％的最大占空比。
3.如权利要求1所述的控制方法，其特征在于，所述若处于正常开关驱动状态之后，还包括：
判断第三相支路中的开关管S3的驱动占空比状态；
如果第三相支路中的开关管S3的驱动占空比小于1-D，则第三相支路中的开关管S3的发热量与占空比的大小成反比。
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