JP3830144B2 - 高周波誘電加熱用電力制御方法およびその装置 - Google Patents
高周波誘電加熱用電力制御方法およびその装置 Download PDFInfo
- Publication number
- JP3830144B2 JP3830144B2 JP2002181905A JP2002181905A JP3830144B2 JP 3830144 B2 JP3830144 B2 JP 3830144B2 JP 2002181905 A JP2002181905 A JP 2002181905A JP 2002181905 A JP2002181905 A JP 2002181905A JP 3830144 B2 JP3830144 B2 JP 3830144B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- waveform
- current
- circuit
- input
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Images
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
- H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
- H05B6/00—Heating by electric, magnetic or electromagnetic fields
- H05B6/64—Heating using microwaves
- H05B6/66—Circuits
- H05B6/68—Circuits for monitoring or control
- H05B6/681—Circuits comprising an inverter, a boost transformer and a magnetron
- H05B6/682—Circuits comprising an inverter, a boost transformer and a magnetron wherein the switching control is based on measurements of electrical values of the circuit
- H05B6/685—Circuits comprising an inverter, a boost transformer and a magnetron wherein the switching control is based on measurements of electrical values of the circuit the measurements being made at the low voltage side of the circuit
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B40/00—Technologies aiming at improving the efficiency of home appliances, e.g. induction cooking or efficient technologies for refrigerators, freezers or dish washers
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- Electromagnetism (AREA)
- Control Of High-Frequency Heating Circuits (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電子レンジなどのようにマグネトロンを用いた高周波誘電加熱に関するものであり、特にマグネトロンの特性のバラツキや種類、それにマグネトロンのアノードの温度等の差異に影響されない高周波誘電加熱に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来の公知の高周波加熱装置は、マグネトロンに供給する電力の調節をインバータ制御回路の出力パルス幅によって行っている。信号重畳手段の出力電圧が高くなると前記インバータ制御回路の出力パルス幅は広くなり、マグネトロンに供給する電力は大きくなる構成となっていた。この構成によって信号重畳手段の出力電圧を変えマグネトロンの加熱出力を連続的に変化させることが可能となっていた。
また、ヒータはマグネトロンのカソードを兼ねていたので、マグネトロンに電力を供給するトランスは、ヒータにも電力を供給しているため、マグネトロンに供給する電力の変化に応じてヒータに供給する電力も変化していた。このためヒータ温度を適正な範囲に入れようとすると、僅かな加熱出力の変化幅しか取れず、加熱出力を連続的に変えることができなくなる問題があった。
【０００３】
これを解決する高周波加熱装置としては、本出願人が先に開発し出願した制御方式（特開平７−１７６３７５号公報）がある。図１２はこの制御方式を実施する高周波加熱装置を説明する図である。図１２において、この加熱制御方式は、マグネトロン７０１と、マグネトロン７０１に２次巻線電力を供給する高圧整流回路７０２に高圧電力を供給すると同時に前記マグネトロン７０１のヒータ７１５に電力を供給するトランス７０３と、交流電源７０４を整流しそれを所定周波数の交流に変換しトランス７０３に供給するインバータ回路７０５と、インバータ回路７０５の入力電力あるいは出力電力を検知する電力検知手段７０６と、所望する加熱出力設定に対応した出力設定信号を出力する出力設定部７０７と、電力検知手段７０６の出力と前記出力設定信号を比較し所望する加熱出力となるよう電力調節信号の直流レベルをコントロールする電力調節部７０８と、電力検知手段７０６の出力が基準電圧発生手段の出力レベル７１８以上になると出力である発振検知信号がＬＯからＨＩとなる発振検知手段７１９と、前記出力設定信号に対応した電圧を発生する比較電圧発生回路７１６と、出力設定信号をレベル変換回路７２０によって比較した波形整形信号と、交流電源電圧７０４を整流する整流回路７１０の出力を前記波形整形信号と前記発振検知信号に基づいて整形する波形整形回路７２１と、波形整形回路７２１の出力信号を前記比較電圧発生回路の出力と比較し小さいときは比較基準電圧を出力し、大きいときは反転増幅する比較回路７１１と、比較回路７１１の出力の変動信号を前記電力調節信号に重畳しパルス幅制御信号を出力する信号重畳手段７１２と、発振回路７１３と、発振回路７１３の出力を前記パルス幅制御信号によりパルス幅変調しこの変調出力により前記インバータ回路５を駆動するインバータ制御回路７１４を備える構成となっている。
【０００４】
上記高周波加熱装置は、マグネトロン７０１に供給する電力の調節をインバータ制御回路７１４の出力パルスの幅によって行なっている。信号重畳手段７１２の出力電圧が高くなると前記インバータ制御回路７１４の出力パルス幅は広くなり、マグネトロン７０１に供給する電力は大きくなる。この装置において信号重畳手段１２の出力電圧を連続的に変えることによってマグネトロン７０１の加熱出力を連続的に変化させることが可能となっている。
この構成によると、交流電源７０４の整流電圧を入力し比較回路７１１へ出力する波形整形回路７２１によって波形整形回路７２１への出力設定に応じた整形がなされた前記出力が得られる。この波形整形回路７２１の出力を、加熱出力設定信号に対応したレベルの基準信号を発生する比較電圧発生回路７１６を基準電圧として持つ比較回路７１１によって反転増幅し、この反転増幅信号と電力調節部７０８の出力を重畳することによって、信号重畳手段７１２の出力信号である前記パルス幅制御信号は、加熱出力設定が高出力時と比較して低出力時には交流電源７０４の振幅最大付近のレベルはより低くなり、前記マグネトロン非発振部分のレベルはより高くなるため、マグネトロンの電源一周期あたりの発振期間は長くなる。これによりヒータへ供給される電力は大きくなる。さらに高出力時にはインバータの入力電流波形が、エンベロープピーク付近で上に凸であり正弦波の整流波形に近い波形となり、高調波電流が抑えられる。
このように、波形整形回路７２１によりパルス幅制御信号を低出力時にはヒータ電流が多くはいるように、高出力時には電源電流高調波が小さくなるように制御することにより、電源電流高調波を低く抑えなおかつヒータ電流の変化を小さくすることができ、信頼性の高い高周波加熱装置を実現することができる、というものである。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながらこの制御においては、スイッチングトランジスタのＯＮ／ＯＦＦ駆動パルスに、商用電源波形を加工・整形した変調波形を用いてパルス幅変調し、入力電流波形が正弦波に近づくように「見込み制御方式」による波形整形を実施しているので、マグネトロンの特性のバラツキや種類、それにマグネトロンのアノードの温度や電子レンジ内の負荷によるｅbm（アノード・カソード間電圧）変動、さらに電源電圧変動に対してまでは波形整形が追従しきれていない、ということが判明した。
【０００６】
ここで、本発明の動機づけとなったマグネトロンの特性のバラツキや種類について簡単に説明する。マグネトロンのＶAK（アノード・カソード電圧）−Ｉｂ特性は図１３で示すように非線形負荷のため、商用電源の位相に応じてＯＮ幅を変調して、入力電流波形を正弦波に近づけて力率向上をさせていた。
そして、マグネトロンのこの非線形特性は、マグネトロンの種類により異なり、またマグネトロン温度や、電子レンジ内の負荷によっても変動するものである。
【０００７】
図１３はマグネトロンのアノード・カソード印加電圧−アノード電流特性図であり、（ａ）はマグネトロンの種類による違い、（ｂ）はマグネトロンの給電のマッチングの善し悪しによる違い、（ｃ）はマグネトロンの温度による違い、をそれぞれ示す図であり、また（ａ）〜（ｃ）に共通して縦軸はアノード−カソード間電圧、横軸はアノード電流である。
そこで（ａ）について見ると、Ａ，Ｂ，Ｃは３種類のマグネトロンの特性図で、マグネトロンＡの場合、ＶAKがＶAK1（＝ｅbm）になるまでは電流はＩA1以下の僅かな電流しか流れない。ところが、ＶAKがＶAK1を超えると電流ＩAは急激に増加し始める。この領域ではＶAKの僅かの違いでＩAは大きく変化することとなる。次に、マグネトロンＢの場合、ＶAK2（＝ｅbm）はＶAK1より低く、さらにマグネトロンＣの場合、ＶAK3（＝ｅbm）はＶAK2よりさらに低くなっている。このようにマグネトロンのこの非線形特性は、マグネトロンの種類Ａ，Ｂ，Ｃにより異なるので、ｅbmが低いマグネトロンに合わせた変調波形の場合、ｅbmが高いマグネトロンを使用した時に入力電流波形が歪んでしまった。従来装置ではこれらの問題に対処できなかった。そこで、それらの種類の影響を受けない高周波誘電加熱回路を作ることが課題となっている。
【０００８】
同じく（ｂ）について見ると、３種類のマグネトロンの特性図はマグネトロンから見た加熱室のインピーダンスマッチングの良、悪を示している。インピーダンスマッチングが良の場合、ＶAK1（＝ｅbm）が最大で、以下悪くなるにしたがって小さくなってゆく。このようにマグネトロンのこの非線形特性は、インピーダンスマッチングの良、不良でも大きく異なるので、それらの種類の影響を受けない高周波誘電加熱回路を作ることが課題となっている。
【０００９】
同じく（ｃ）について見ると、３種類のマグネトロンの特性図はマグネトロンの温度の高低を示している。温度が低い場合、ＶAK1（＝ｅbm）が最大で、以下次第に温度が高くなるにしたがってｅbmは低くなってゆく。したがって、マグネトロンの温度を低い方に合わせると、マグネトロンの温度が高くなったときに入力電圧波形が歪んでしまうことが起きた。
このようにマグネトロンの非線形特性は、マグネトロンの温度の違いでも大きく異なるので、それらの種類の影響を受けない高周波誘電加熱回路を作ることが課題となっている。
そして従来回路および前記の回路ではこれらの変動の補償は行っていなかった。
【００１０】
そこで、本発明の課題は、マグネトロンの種類やその特性にバラツキがあっても、またマグネトロンのアノードの温度や電子レンジ内の負荷によるｅbm（アノード・カソード間電圧）変動、さらに電源電圧変動があっても、それらの影響を受けない高周波誘電加熱方法および装置を提供することにある。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するため、請求項１記載の高周波誘電加熱用電力制御方法の発明は、交流電源電圧を整流し、インバータ回路で高周波スイッチングして、高周波電力に変換して高周波誘電加熱を行ない、かつその際、ＰＷＭコンパレータからの出力でパルス幅変調して前記インバータ回路のスイッチングトランジスタをオン・オフ制御する高周波誘電加熱用電力制御方法において、
前記インバータ回路の入力電流を検知し、該検出電流を整流したものを入力電流信号とし、また、前記交流電源電圧を整流しさらに波形整形して波形エラーを除去したものを基準波形とし、該基準波形と前記入力電流信号との差を求めてこれを波形エラー信号とし、
一方、前記入力電流信号を平滑した平滑後の入力電流信号と、加熱出力設定に対応した電流基準信号を比較して電流エラー信号とし、
該電流エラー信号と前記波形エラー信号とをミックス（加算）し、そのミックス信号を前記ＰＷＭコンパレータの一方の入力とし、ノコギリ波発生回路からのノコギリ波を前記ＰＷＭコンパレータの入力としたことを特徴とする。
請求項２記載の発明は、請求項１記載の高周波誘電加熱用電力制御方法において、前記入力電流信号の代わりに、前記スイッチングトランジスタのコレクタ電流信号を整流した信号を用いることを特徴とする。
請求項３記載の発明は、請求項１又は２記載の高周波誘電加熱用電力制御方法において、前記基準波形が、前記交流電源電圧を整流し波形整形して波形エラーを除去したものを更にゲイン可変アンプを通して前記整形波形よりもさらに整えた波形としたものであることを特徴とする。
請求項４記載の発明は、請求項３記載の高周波誘電加熱用電力制御方法において、前記ゲイン可変アンプが、制御入力信号端子を有し、該制御入力信号端子に加えられる制御入力信号により、前記交流電源電圧を整流して波形整形した信号を前記基準波形に変換することができるものであり、前記基準波形と前記入力電流波形との差情報を前記制御入力信号端子に入力することを特徴とする。
請求項５記載の発明は、請求項１〜４のいずれか１項記載の高周波誘電加熱用電力制御方法において、前記電流エラー信号と前記波形エラー信号とをミックスする際に、前記電流エラー信号の高域成分をカットすることを特徴とする。
請求項６記載の発明は、請求項１〜５のいずれか１項記載の高周波誘電加熱用電力制御方法において、前記交流電源電圧を整流し、前記波形整形した波形を反転した信号を補助変調信号とし、該補助変調信号を前記電流エラー信号と前記波形エラー信号とのミックスの際にミックスすることを特徴とする。
請求項７記載の発明は、請求項１〜６のいずれか１項記載の高周波誘電加熱用電力制御方法において、前記波形エラー信号が、前記基準波形と前記入力電流信号との差に比例した信号であるが、その差が所定値を超えると一定のエラーリミット値とする信号であることを特徴とする。
請求項８記載の発明は、請求項７記載の高周波誘電加熱用電力制御方法において、前記電流エラー信号が、前記平滑後の入力電流信号と、加熱出力設定に対応した電流基準信号を比較し、その差に比例（比例係数β）した信号であるが、前記入力電流信号が前記電流基準信号よりも大きいときは前記比例係数βよりも勾配の大きい比例係数α（ただし、α＞β）の信号とすることで、前記入力電流信号が前記電流基準信号よりも小さいときの電力制御よりも速くしたことを特徴とする。
請求項９記載の発明は、請求項７記載の高周波誘電加熱用電力制御方法において、前記電流エラー信号が、前記平滑後の入力電流信号と、加熱出力設定に対応した電流基準信号を比較し、その差に比例した信号であるが、その差が所定値を超えると一定のエラーリミット値（ｅ２）とする信号であるが、前記入力電流信号が前記電流基準信号よりも大きいときは前記エラーリミット値（ｅ２）よりも大きなリミット値（ｅ１）（ただし、ｅ１＞ｅ２）の信号とすることで、前記入力電流信号が前記電流基準信号よりも小さいときの電 力制御よりも速くしたことを特徴とする。
請求項１０記載の発明は、請求項４記載の高周波誘電加熱用電力制御方法において、前記基準波形と前記入力電流波形との差情報を前記ゲイン可変アンプの制御入力信号とする際に、前記差情報の高域成分をカットして前記ゲイン可変アンプの制御入力信号とすることにより、ゲイン可変に波形エラー信号のノイズが悪影響しないようにしたことを特徴とする。
請求項１１記載の発明は、請求項１〜１０のいずれか１項記載の高周波誘電加熱用電力制御方法において、前記交流電源電圧の低くなる位相のときは前記基準波形信号をゼロに近づける基準信号変換手段を設けることを特徴とする。
請求項１２記載の発明は、請求項１〜１１のいずれか１項記載の高周波誘電加熱用電力制御方法において、前記交流電源電圧を整流する整形フィルタ回路に商用電源周波数の高調波歪み成分を減衰させるフィルタを設けることを特徴とする。
請求項１３記載の発明は、請求項１〜１２のいずれか１項記載の高周波誘電加熱用電力制御方法において、前記基準波形の位相を制御系の遅れ時間を考慮して予め進めておくことを特徴とする。
請求項１４記載の発明は、高周波誘電加熱用電力制御装置に係り、交流電源電圧を整流する整流回路と、該整流回路の出力側に設けられるインバータ回路と、該インバータ回路により高周波電力に変換して高周波誘電加熱を行なう高周波誘電加熱であって、ＰＷＭコンパレータからの出力でパルス幅変調して前記インバータ回路のスイッチングトランジスタをオン・オフ制御するタイプの高周波誘電加熱用電力制御装置において、
前記インバータ回路の入力電流を検知する電流検知手段と、該電流検知手段からの電流信号を整流する第１の整流回路と、前記交流電源電圧を整流する第２の整流回路と、該第２の整流回路の出力を波形整形する整形回路と、前記整形回路からの出力信号をゲイン可変アンプでゲイン可変して基準波形信号とし、前記第１の整流回路からの出力を入力電流信号とし、該入力電流信号と前記基準波形とを入力してその差を求めてこれを波形エラー信号として出力する波形エラー検出回路と、
一方、前記第１の整流回路の出力を平滑する平滑回路と、加熱出力設定に対応した電流基準信号を作る電流基準信号発生器と、該電流基準信号発生器の出力と前記平滑回路の出力を入力してその差を求めてこれを電流エラー信号として出力する比較回路と、前記波形エラー信号と前記波形エラー信号とをミックス（加算）するミックス回路と、ノコギリ波を作るノコギリ波発生回路と、該ノコギリ波発生回路からのノコギリ波を一方の入力とし前記ミックス回路の出力信号を他方の入力とするＰＷＭコンパレータとを備えたことを特徴とする。
【００１２】
【発明の実施の形態】
以下、本発明について図面を用いて説明する。
図１は本発明に係る高周波加熱装置を説明する図である。
図１において、交流電源２０の交流電圧は４個のダイオード３２から成るダイオードブリッジ型整流回路３１で整流され、インダクタ３４とコンデンサ３５から成る平滑回路３０を経て、直流電圧に変換される。その後、コンデンサ３７とトランス４１の１次巻線３８から成る共振回路３６とスイッチングトランジスタ３９から成るインバータ回路で高周波交流に変換され、トランス４１を介してその２次側巻線４３に高周波高圧が誘起される。
【００１３】
２次側巻線４３に誘起された高周波高圧は、コンデンサ４５、ダイオード４６、コンデンサ４７、ダイオード４８から成る倍電圧整流回路を介して、高電圧がマグネトロン５０のアノード５２とカソード５１間に印加される。また、トランス４１には３次巻線４２があって、これによりマグネトロン５０のヒータ（カソード）５１を加熱する。以上がインバータ主回路である。
【００１４】
次に、インバータのスイッチングトランジスタ３９を制御する制御回路について説明する。まず、ＣＴなどの電流検知手段７１でインバータ回路の入力電流を検知し、電流検知手段７１からの電流信号を整流回路７２で整流し、平滑回路７３で平滑し、これと、他方の加熱出力設定に対応した出力設定信号を出力する出力設定部７５からの信号を比較回路７４で比較する。なお、比較回路７４は電力の大きさを制御するための比較を行うので、前記入力電流信号の代わりにマグネトロン５０のアノード電流信号や、あるいはスイッチングトランジスタ３９のコレクタ電流信号等が入力信号であっても本発明は有効である。
他方、交流電源２０をダイオード６１で整流し、整形回路６２で波形整形する。その後、整形回路６２からの信号を反転・波形処理回路６３で反転し、波形処理する。
【００１５】
整形回路６２からの出力信号は本発明により設けられた後述のゲイン可変アンプ回路９１で可変して基準電流波形信号を出力し、整流回路７２からの入力電流波形信号とこのゲイン可変アンプ回路９１からの基準波形信号との差を、同じく本発明により設けられた波形エラー検出回路９２により波形エラー信号として出力する。
【００１６】
この波形エラー検出回路９２からの波形エラー信号と比較回路７４からの電流エラー信号をミックスアンドフィルタ回路８１（以下、「ミックス回路」という。）でミックスしフィルタリングしてＯＮ電圧信号を出力し、ノコギリ波発生回路８３からのノコギリ波とＰＷＭコンパレータ８２で比較して、パルス幅変調し、インバータ回路のスイッチングトランジスタ３９をオン・オフ制御するものである。
【００１７】
図２はミックス回路８１の１例を示す。ミックス回路８１の入力端子は３つあり、端子８１１に補助変調信号、端子８１２に波形エラー信号、端子８１３に電流エラー信号が加えられ、図のような内部回路でミックスされる。
８１０は高周波カットフィルタで、後述するが、高周波成分が不要な電流エラー信号の高周波成分を除去する機能を有する。高周波成分が存在すると波形エラー信号とミックスしたときに波形エラー信号の変動分がきれいに出なくなってしまうからである。
【００１８】
（発明の実施の形態１）
発明の実施の形態１は、以上のように、ゲイン可変アンプ回路９１により入力電流の大きさに追従した波形基準を自動的に作成し、この波形基準と、電流検知手段７１から得られた入力電流波形とを波形エラー検出回路９２で比較して波形エラー情報を得るようにし、そして得られた波形エラー情報を入力電流制御の出力とミックスして、インバータ回路のスイッチングトランジスタ３９のオン・オフ駆動信号に変換に使用するものである。
図３は本発明の実施の形態１により得られる波形を説明する図で、（ａ）は入力電流が大きい場合、（ｂ）は入力電流が小さい場合であり、また（１）および（２）はそれぞれ波形エラー検出回路９２の入力側信号（イは基準電流波形、ロは入力電流波形、）と出力側信号（波形エラー）を示している。図において、基準波形は入力電流に追従してその大きさを変化するので、入力電流が大きい場合（ａ）も、入力電流が小さい場合（ｂ）も、波形エラー検出回路９２の出力側信号（波形エラー）は（２）のようにその波形エラーのみが現れ、波形エラー信号を作成する波形エラー検出回路９２のダイナミックレンジは常に広く保たれることとなり、特性が良くなる。
【００１９】
このように、入力電流の大きさに追従した波形基準に入力電流波形が合致するように制御ループが動作するので、マグネトロンの種類やその特性にバラツキがあっても、またマグネトロンのアノードの温度や電子レンジ内の負荷によるｅbm（アノード・カソード間電圧）変動、さらに電源電圧変動があっても、それらの影響を受けない入力電流波形整形がなされることができる。
【００２０】
（発明の実施の形態２）
発明の実施の形態２は、以上のように、商用電源電圧波形を用いてゲイン可変アンプ回路９１を通じて基準波形に変換するようにしており、これによって力率が最良となる。すなわち、商用電源電圧より整流して基準電流信号波形を作るので、商用電源電圧が正弦波に近ければ基準電流信号波形も正弦波に近づくし、また、一般に商用電源電圧には波形歪（特に、正弦波のピーク部がつぶれるといった波形歪）が伴うが、その場合には基準電流信号波形も同じように歪むので、結局どちらの場合にもその波形を基準電流信号波形が備え、これに入力電流波形が近づくこととなり、電源環境に左右されなくなるため力率が良くなる。これに対して、従来より基準電圧をマイコン等で作り出す方式が一般に用いられているが、これでは電源電圧の歪みに対応できないという大きな欠点がある。
【００２１】
（発明の実施の形態３）
実施の形態３は、前記差情報をゲイン可変アンプ回路９１にフィードバックするものである。前述のように、基準波形は商用電源電圧波形をゲイン可変アンプ回路９１を通じて変換して得たものであり、そして、この基準波形と電流波形との差情報をさらにゲイン可変アンプ回路９１にフィードバックしてゲイン可変アンプ回路９１のアンプ制御入力信号とすることにより、基準波形はその大きさを電流波形に自動的に追従することができるので、差情報には波形エラーのみが現れ、波形エラー検出回路９２のダイナミックレンジは広く保たれることになり、特性が良くなる。
【００２２】
（発明の実施の形態４）
発明の実施の形態４は、前記ミックス回路８１を電流制御出力の高域成分をカットする構成としている。図４はその１例を示す回路である。８１０は高周波成分カットフィルタで、ミックス回路８１の３入力端子のうち、比較器７４からの電流エラー信号を取り入れる端子に、この高周波成分カットフィルター８１０を挿入している。高周波成分カットフィルタ８１０は１例として図示のような、抵抗８１４を真ん中にコンデンサ８１５、８１６を両側から挟むπ型フィルタで構成される。
このようにすることにより、比較器７４からの電流エラー信号の高周波成分が除去され、波形整形に電流エラー信号のノイズが悪影響しないようになり、波形が良くなる。
【００２３】
（発明の実施の形態５）
発明の実施の形態５は、前記反転・波形処理回路６３の出力信号を補助変調信号としてミックス回路８１に入力するものである。すなわち、これを行わないときは波形エラー検出回路９２のダイナミックレンジが不足しがちであったが、反転・波形処理回路６３から変調信号を補助変調信号として用いてこれで大まかな変調を行なうようにすることで、波形エラー検出回路９２は細かな波形整形を行うことができるので、精度が向上する。
【００２４】
（発明の実施の形態６）
発明の実施の形態６は、前記波形エラー検出回路９２の差情報にプラス方向およびマイナス方向の制限をするリミッタを設けてミックス回路８１に入力するようにしている。図５は本実施の形態を説明する図で、（ａ）がブロック図、（ｂ）は特性図、（ｃ）は波形図である。図（ａ）において、９２１が本実施の形態により波形エラー検出回路９２の中に設けられたリミット機能９２１で、波形エラー検出回路９２の入力にゲイン可変アンプ回路９１からの基準波形と整流回路７２からの入力電流波形が入ると、このリミット機能９２１を経て波形エラーをミックス回路８１へ出力される。
【００２５】
図（ｂ）は縦軸は波形エラー値、横軸は入力電流波形である。横軸のＩ０に基準波形が加えられる。エラー検出特性は図のようにＩ０を中心に負の勾配の線分Ｌ０と、その前後で本実施の形態により設けられる所定のレベルで波形エラーをリミットするリミット直線Ｌ１とＬ２とが続く。
【００２６】
図（ｃ）は波形図で、（１）は横軸に加わる波形図、（２）は縦軸に現れる波形エラー信号の波形である。（１）においてイが基準波形で、ロが入力電流波形である。ニが外乱であるとする。基準波形イが図（ｂ）の横軸Ｉ０に加えられると、入力電流波形ロはこれを中心にして、これより大きいときは図の右側に、小さいときは図の左側に振れ、その振れ位置から垂直に上方へ延びてエラー検出特性線Ｌ０との交点が波形エラー値となる。そこで入力電流波形ロが大きすぎるとエラー検出特性線Ｌ１と交差するようになり、波形エラーにリミットがかかる。入力電流波形ロが小さすぎる場合も、同じくエラー検出特性線Ｌ２と交差することにより、波形エラーにリミットがかかる。
したがって入力電流波形ロに侵入した外乱ニは、リミット機能により波形制限され、波形エラーへのその影響は軽減されることになる。
エラー信号がリミット値を超えるような場合というのは経験的にほとんどが外乱によるものであることが分かり、したがってこれが制御系に入ってくると問題なので、本実施の形態により、外乱の影響を軽減することができる。
また、回路が飽和して動作が不安定になることも防止でき、さらに誤差が少ない時のゲインを大きくできるので、入力電流波形がより基準波形に追従することとなり、力率が向上する、という副効果も得られる。
【００２７】
（発明の実施の形態７）
発明の実施の形態７は、電流エラー信号は電流増加・下降特性に差を設けるようにしたものである。電流増加・下降特性の差の作り方には、（１）勾配に差を設ける手法と、（２）リミット値に差を設ける手法とがある。
図６は本実施の形態に係る電流増加・下降特性に差を設ける手法を説明する図で、（ａ）はブロック図、（ｂ）は第１の特性図、（ｃ）は第２の特性図である。
図（ａ）において、７４１が本実施の形態により比較回路７４の中に設けられた増加・下降特性差処理回路で、平滑回路７３からの入力電流信号、および出力設定部７５からの基準信号が比較回路７４の入力側に入ると、この増加・下降特性差処理回路７４１を経て電流エラーをミックス回路８１へ出力される。
【００２８】
図（ｂ）において、縦軸は電流エラー値、横軸は入力電流信号である。横軸のＩ０に基準信号が加えられる。そして本実施の形態により、エラー検出特性は図のように基準信号Ｉ０を中心に右側（入力電流が基準信号より大きい側）の線分Ｌ１の勾配をαとし、左側（入力電流が基準信号より小さい側）の線分の勾配をβとするとき、
α＞β
とし、差がｅ１となった時点で特性Ｌ３および特性Ｌ４のようにリミットをかけているのが特徴である（従来はα＝βであった。）。
【００２９】
これにより、基準信号Ｉ０を中心としてこれより大きな入力電流信号が入るとαにより大きなエラー信号が得られ、早く制御するのに対して、基準信号Ｉ０を中心としてこれより小さな入力電流信号が入った場合にはβにより小さなエラー信号が得られ、ゆっくり制御することになる。このように両者の間に差を設けることでハンチング（振動）が生じにくくした。
以上のように、本実施の形態によると、入力電流が基準より超えたときは危険なので素早く制御し、入力電流が基準を下回っているときは危険ではないので素早く対応することなく、逆に素早く対応することによるハンチングが起きる弊害を少なくしている。
【００３０】
（発明の実施の形態７の変形例）
図（ｃ）は第２の特性図であるリミット値に差を設ける手法を説明する図である。図（ｃ）において、縦軸は電流エラー値、横軸は入力電流信号である。横軸のＩ０に基準信号が加えられる。そして本実施の形態により、エラー検出特性は図のように基準信号Ｉ０を中心に一定勾配αの線分Ｌ１とし、右側（入力電流が基準信号より大きい側）の電流エラーリミット値をｅ１とし、左側（入力電流が基準信号より小さい側）の電流エラーリミット値をｅ２とするとき、
ｅ２＜ｅ１
としているのが特徴である（従来はｅ１＝ｅ２であった。）。
これにより、基準信号Ｉ０を中心としてこれより大きな入力電流信号が入ると電流エラー信号はｅ１を大きく設定しているので、制限されることなく大きな信号が得られ、素早く制御されるのに対して、基準信号Ｉ０を中心としてこれより小さな入力電流信号が入った場合には電流エラー信号はｅ２に制限されゆっくり制御することになる。このように両者の間に差を設けることでハンチング（振動）が生じにくくなる。
以上のように、この手法によっても、入力電流が基準より超えたときは危険なので素早く制御し、入力電流が基準を下回っているときは危険ではないので素早く対応することなく、逆に素早く対応することによるハンチングが起きる弊害を少なくしている。
【００３１】
（発明の実施の形態８）
発明の実施の形態８は、スイッチングトランジスタのコレクタ電圧Ｖｃを所定値に制御するＶｃリミッタ機能を電流制御出力に加える構成としている。
図７は発明の実施の形態８に係るＶｃリミッタ機能を電流制御出力に加える構成を説明する図で、（ａ）は構成図、（ｂ）は具体的回路例である。図７（ａ）において、７４は図１R>１の比較回路で、その一方の入力端子には平滑回路７３（図１）からの入力電流信号が、他方の入力端子には出力設定部７５からの電流基準信号が入力され、入力電流信号と電流基準信号との差が出力端子から電流エラーとして出力される。このような図１に示した比較回路７４の後段に、発明の実施の形態８による図７（ａ）の点線で示すの比較機能７４０がさらに追加されたものである。
【００３２】
図（ａ）において、７４０が実施の形態８により設けられたもう１つの比較器側で、その比較器７４５の一入力端子７４２にはスイッチングトランジスタのコレクタ電圧信号Ｖｃが入力され、他の入力端子７４３にはマグネトロンの非発振時の印加電圧が電圧基準信号Ｖ２として入力され、比較器７４５からは入力端子７４２の電圧信号Ｖｃと入力端子７４３の電圧基準信号の差が出力端子７４４に出力され、前述の比較回路７４の出力と加算されてエラー信号とされる。
【００３３】
図（ｂ）は比較器の具体的回路例である。２個のトランジスタＴ１とＴ２で比較器７４を構成し、２個のトランジスタＴ３とＴ４で本実施の形態による比較器７４０を構成している。各トランジスタＴ１〜Ｔ４のベースにそれぞれ、電流基準、入力電流、Ｖｃ、電圧基準の各信号が加えられ、入力電流が電流基準を超えたとき、またＶｃが電圧基準を超えたとき、それぞれ抵抗Ｒ５の両端に出力を生じ、これが電流エラー信号となる。両比較器共に動作したときは抵抗Ｒ５の両端に合成出力を生じ、これが電流エラー信号となる。
【００３４】
マグネトロンのカソードが十分温められて発振可能になるまでは、図１３に示す特性とは異なる高抵抗と同等の特性を示す。したがって、発振可能になるまで（以下非発振時と記す）のトランス（図１）の３次巻線４２からフィラメントに電流を流すためにスイッチングトランジスタ３９を動作させている期間は、トランス４１の１次巻線３８に印加する電圧を制限し、マグネトロンに過電圧が印加されることを防止している。
マグネトロンの非発振時は電圧Ｖ２を電圧基準信号とし、スイッチングトランジスタ３９のコレクタ電圧信号Ｖｃと比較することによってスイッチングトランジスタ３９のコレクタ電圧Ｖｃを所定値に制御するＶｃリミッタ機能が電流制御出力に加えられることとなり、回路の簡素化となる。なお、マグネトロンの発振時においては、この電圧基準信号は電圧Ｖ２より高い電圧Ｖ１に切り替えられるので、実質的に無効とされる。
【００３５】
（発明の実施の形態９）
発明の実施の形態９は、差情報の高域成分をカットしてゲイン可変アンプの制御入力信号とするものである。これにより安定性が良くなる。
図８は発明の実施の形態９を示すもので、（ａ）はブロック図、（ｂ）は（ａ）の高域成分カットフィルタ９１０の１例である。
発明の実施の形態９によれば、（ａ）において、ゲイン可変アンプ回路９１のアンプ入力側でゲイン可変アンプ内または外に波形エラー検出回路９２から出た出力（波形エラー）の高周波成分を除去する高域成分カットフィルタ９１０を設けているのが特徴である。この高周波成分カットフィルタ９１０は１例として図示のような、抵抗９１１を真ん中にコンデンサ９１２、９１３を両側から挟むπ型フィルタで構成される。
このようにすることにより、波形エラー検出回路９２からの波形エラー信号の高周波成分が除去されて、ゲイン可変に波形エラー信号のノイズが悪影響しないようになり、基準電流波形が波形エラーに対して安定する。また、外乱に対しても強くなる。
【００３６】
（発明の実施の形態１０）
発明の実施の形態１０は、商用電源電圧の低くなる位相のとき、基準波形信号をゼロに近づける基準信号変換手段を設けるようにしている。
図９は本実施の形態によって用いられる基準信号変換回路を説明する図で、（ａ）はブロック図、（ｂ）は（ａ）の基準信号変換回路の１例、（ｃ）は波形図で、（１）は基準波形、（２）は波形エラー信号である。
図９（ａ）において、６２０が基準信号変換回路で、この基準信号変換回路６２０は整形フィルタ６２とゲイン可変アンプ９１との間に挿入され、商用電源電圧の低くなる位相（０度付近、１８０度付近）は基準波形信号をゼロに近づけるる働きをする。
【００３７】
（ｂ）において、基準信号変換回路６２０は、トランジスタＴｒ６２がＶｃｃ電源とゲイン可変アンプ９１の入力端子間に接続され、トランジスタＴｒ６２のベースとアース間に直流電圧６２が挿入され、そして抵抗Ｒ６２がトランジスタＴｒ６２のエミッタとゲイン可変アンプ９１の入力端子の接続点の上流に挿入されて成る。
いま、交流の全波整流波形Ｖｓがゲイン可変アンプ９１の入力端子に到来すると、Ｖｓの電圧が所定値Ｖ２より大きいときはトランジスタＴｒ６２はオフとなっており、そのままの全波整流波形が得られる。
ところがＶｓの電圧が所定値Ｖ２より小さくなったときはトランジスタＴｒ６２はオンとなり、Ｖｃｃ電圧が入力端子側に印加されるので、Ｖ２以下の波形は現れなくなり所定の低電位分だけ持ち上げられた波形となる。そしてこの波形のレベルをシフトして低電位部分を０に合わせれば所望の波形Ｖｓ’が得られる。
【００３８】
図（ｃ）の（１）はこの波形Ｖｓ’の拡大図で、商用電源電圧の低くなる位相（０度付近、１８０度付近）は基準波形信号がゼロに近づいている。このような波形を用いることにより制御動作が安定する。なぜなら、商用電源電圧の低くなる位相（０度付近、１８０度付近）のところでは、元々マグネトロンに電流を流せないので無理に波形エラー信号を出す必要がない。したがって商用電源電圧の低くなる位相のところで基準波形信号をゼロにしておくと、波形エラー信号を出して制御を不安定にする動作が無くなるからである。図ｃ（２）は従来法による波形エラー信号で、図のように商用電源電圧の低くなる位相（０度付近、１８０度付近）のところでは動作が不安定になり易く、エラー信号の振幅値Ｃ１も大きく生じていた。本実施の形態によれば、このＣ１の部分がハッチングで示すようにカットされてしまうので、動作が安定することとなる。
【００３９】
（発明の実施の形態１１）
発明の実施の形態１１は、前述の整形回路６２に商用電源周波数の高調波歪成分を減衰させるフィルタの一例としてバンドパスフィルタ６２１を設けて整形フィルタ回路を構成したものである。
図１０は発明の実施の形態１１を説明する図で、（ａ）は回路図、（ｂ）はゲイン−周波数特性図である。
図（ａ）において、６２１は整形回路６２に発明の実施の形態１１により設けられたバンドパスフィルタで、このバンドパスフィルタ６２１によって商用電源周波数を超える高次数成分を減衰させるようにしている。
（ｂ）はバンドパスフィルタ６２１のゲイン−周波数特性を示しており、商用電源周波数の高次数の高調波歪成分はカットされ、一方、低次数成分の高調波歪成分の減衰量は少ない。このことにより、商用電源周波数の低次数の歪み成分は残るので、実施の形態２で説明したように、慣用のマイコンによる正弦波基準信号方式と比べて力率が良くなり、また高次数の歪み成分やノイズはカットされるので、動作が安定し、外乱に強くなる。
【００４０】
（発明の実施の形態１２）
発明の実施の形態１２は前述の実施の形態２における基準波形の位相を制御系の遅れ時間を予め考慮して進めておくようにしている。このようにすることにより、力率が向上する。図１１は発明の実施の形態１２を説明する図で、（ａ）は回路図、（ｂ）基準波形の進相を説明する図である。
図（ａ）において、６２０が発明の実施の形態１２によって設けられたフィルタ回路の一例で、おおまかには抵抗Ｒ６１、Ｒ６２とコンデンサＣ６１で低域成分をカットするハイパスフィルタを構成し、抵抗Ｒ６３、Ｒ６４とコンデンサＣ６２で高域成分をカットするロウパスフィルタを構成し、抵抗Ｒ６１とＲ６２とで直流バイアスを与える構成になっている。
上記フィルタにおいて、ロウパスフィルタのカットオフ周波数は電源周波数より高く、ハイパスフィルタのカットオフ周波数は低く設定することで、図（ｂ）のゲイン−周波数特性に示される特性のバンドパスフィルタになる。
また、図（ｂ）の位相−周波数特性は、横軸にフィルタに入力される信号の周波数を示し、縦軸にはそれに対する出力信号の位相変化を示したものである。前記したロウパスフィルタは遅相回路、ハイパスフィルタは進相回路なので図に示されるように、電源周波数より高い周波数では位相が遅れ、電源周波数より低い周波数では位相が進んでいるが、位相が０度を横切る周波数を電源周波数より若干高くなるように前記カットオフ周波数を設定することで、図のように電源周波数における基準信号の位相を進み量ΔΦだけ進めている。
したがって、電源電圧に対して位相を進めた基準信号に、若干の遅れを伴って制御系は追従するので、入力電流波形の位相は電源電圧に合致し、高力率が得られる。
【００４１】
【発明の効果】
以上、例えばマグネトロンの種類やその特性にバラツキがあって、またマグネトロンのアノードの温度や電子レンジ内の負荷によるｅｂｍ（アノード・カソード間電圧）変動、さらに電源電圧変動があって、図１において整流回路に流れる入力電流が本来の正弦波から変動した波形の入力電流となったとき、従来の「見込み」制御方法によれば、この入力電流を可能性の高い見込みで正弦波に近づける制御をしているので、完全には追従しきれていない制御となっていたが、本発明によれば、交流電源電圧を整流し、インバータ回路で高周波スイッチングして、高周波電力に変換して高周波誘電加熱を行ない、かつその際、ＰＷＭコンパレータからの出力でパルス幅変調して前記インバータ回路のスイッチングトランジスタをオン・オフ制御する高周波誘電加熱用電力制御方法において、前記インバータ回路の入力電流を検知し、該検出電流を整流したものを入力電流信号とし、また、前記交流電源電圧を整流しさらに波形整形して波形エラーを除去したものを基準波形とし、該基準波形と前記入力電流信号との差を求めてこれを波形エラー信号とし、一方、前記入力電流信号を平滑した平滑後の入力電流信号と、加熱出力設定に対応した電流基準信号を比較して電流エラー信号とし、該電流エラー信号と前記波形エラー信号とをミックス（加算）し、そのミックス信号を前記ＰＷＭコンパレータの一方の入力とし、ノコギリ波発生回路からのノコギリ波を前記ＰＷＭコンパレータの入力とするため、図３のように入力電流波形と基準電流波形との差（波形エラー信号）を求め、さらに、この波形エラー信号と図２の電流エラー信号とをミックス（加算）してもはや正弦波からの変動分の除去された波形信号を従来公知のＰＷＭコンパレータの入力としているので、いろいろな原因に起因する電源電圧変動があっても、入力電圧の波形および入力電流の大きさに追従した波形基準に入力電流波形が合致するように制御ループが動作することで、それらの影響を受けない高周波誘電加熱用電力制御ができるようになる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明が対象とするマグネトロン駆動電源の構成図である。
【図２】図１のミックス回路８１の１例を示す回路図である。
【図３】発明の実施の形態１により得られる波形を説明する図で、（ａ）は入力電流が大きい場合、（ｂ）は入力電流が小さい場合である。
【図４】発明の実施の形態４に係る高域成分をカットする構成例を示す回路である。
【図５】発明の実施の形態６を説明する図で、（ａ）がブロック図、（ｂ）は特性図、（ｃ）は波形図である。
【図６】発明の実施の形態７に係る電流増加・下降特性に差を設ける手法を説明する図で、（ａ）はブロック図、（ｂ）は第１の特性図、（ｃ）は第２の特性図である。
【図７】発明の実施の形態８に係るＶｃリミッタ機能を電流制御出力に加える構成を説明する図で、（ａ）は構成図、（ｂ）は具体的回路例である。
【図８】発明の実施の形態９を説明する図で、（ａ）はブロック図、（ｂ）は（ａ）の高域成分カットフィルタ９１０の１例である。
【図９】発明の実施の形態１０によって用いられる基準信号変換回路を説明する図で、（ａ）はブロック図、（ｂ）は（ａ）の基準信号変換回路の１例、（ｃ）は波形図である。、（１）は基準波形、（２）は波形エラー信号である。
【図１０】発明の実施の形態１１を説明する図で、（ａ）は回路図、（ｂ）はゲイン−周波数特性図である。
【図１１】発明の実施の形態１２を説明する図で、（ａ）は回路図、（ｂ）基準波形の進相を説明する図である。
【図１２】本出願人が先に出願した制御方式を実施する高周波加熱装置を説明する図である。
【図１３】マグネトロンのアノード・カソード印加電圧−アノード電流特性図であり、（ａ）はマグネトロンの種類、（ｂ）は給電マッチング、（ｃ）はマグネトロンの温度をそれぞれ示す図である。
【符号の説明】
２０ 交流電源
３０ 平滑回路
３１ ダイオードブリッジ型整流回路
３２ ダイオード
３４ インダクタ
３５ コンデンサ
３６ 共振回路
３７ コンデンサ
３８ １次巻線
３９ スイッチングトランジスタ
４１ トランス
４２ ３次巻線
４３ ２次巻線
４５ コンデンサ
４６ ダイオード
４７ コンデンサ
４８ ダイオード
５０ マグネトロン
５１ カソード
５２ アノード
６１ ダイオード
６２ 整形回路
６３ 反転・波形処理回路
７１ 電流検知手段
７２ 整流回路
７３ 平滑回路
７４ 比較回路
７５ 出力設定部
８１ ミックスアンドフィルタ回路
８２ ＰＷＭコンパレータ
８３ ノコギリ波発生回路
９１ ゲイン可変アンプ回路
９２ 波形エラー検出回路
６２０ 基準信号変換回路
７４０ 比較器
７４１ 増加・下降特性差処理機能回路
８１０ 高周波カットフィルタ
９１０ 高域成分カットフィルタ
９２１ リミット回路
【発明の属する技術分野】
本発明は、電子レンジなどのようにマグネトロンを用いた高周波誘電加熱に関するものであり、特にマグネトロンの特性のバラツキや種類、それにマグネトロンのアノードの温度等の差異に影響されない高周波誘電加熱に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来の公知の高周波加熱装置は、マグネトロンに供給する電力の調節をインバータ制御回路の出力パルス幅によって行っている。信号重畳手段の出力電圧が高くなると前記インバータ制御回路の出力パルス幅は広くなり、マグネトロンに供給する電力は大きくなる構成となっていた。この構成によって信号重畳手段の出力電圧を変えマグネトロンの加熱出力を連続的に変化させることが可能となっていた。
また、ヒータはマグネトロンのカソードを兼ねていたので、マグネトロンに電力を供給するトランスは、ヒータにも電力を供給しているため、マグネトロンに供給する電力の変化に応じてヒータに供給する電力も変化していた。このためヒータ温度を適正な範囲に入れようとすると、僅かな加熱出力の変化幅しか取れず、加熱出力を連続的に変えることができなくなる問題があった。
【０００３】
これを解決する高周波加熱装置としては、本出願人が先に開発し出願した制御方式（特開平７−１７６３７５号公報）がある。図１２はこの制御方式を実施する高周波加熱装置を説明する図である。図１２において、この加熱制御方式は、マグネトロン７０１と、マグネトロン７０１に２次巻線電力を供給する高圧整流回路７０２に高圧電力を供給すると同時に前記マグネトロン７０１のヒータ７１５に電力を供給するトランス７０３と、交流電源７０４を整流しそれを所定周波数の交流に変換しトランス７０３に供給するインバータ回路７０５と、インバータ回路７０５の入力電力あるいは出力電力を検知する電力検知手段７０６と、所望する加熱出力設定に対応した出力設定信号を出力する出力設定部７０７と、電力検知手段７０６の出力と前記出力設定信号を比較し所望する加熱出力となるよう電力調節信号の直流レベルをコントロールする電力調節部７０８と、電力検知手段７０６の出力が基準電圧発生手段の出力レベル７１８以上になると出力である発振検知信号がＬＯからＨＩとなる発振検知手段７１９と、前記出力設定信号に対応した電圧を発生する比較電圧発生回路７１６と、出力設定信号をレベル変換回路７２０によって比較した波形整形信号と、交流電源電圧７０４を整流する整流回路７１０の出力を前記波形整形信号と前記発振検知信号に基づいて整形する波形整形回路７２１と、波形整形回路７２１の出力信号を前記比較電圧発生回路の出力と比較し小さいときは比較基準電圧を出力し、大きいときは反転増幅する比較回路７１１と、比較回路７１１の出力の変動信号を前記電力調節信号に重畳しパルス幅制御信号を出力する信号重畳手段７１２と、発振回路７１３と、発振回路７１３の出力を前記パルス幅制御信号によりパルス幅変調しこの変調出力により前記インバータ回路５を駆動するインバータ制御回路７１４を備える構成となっている。
【０００４】
上記高周波加熱装置は、マグネトロン７０１に供給する電力の調節をインバータ制御回路７１４の出力パルスの幅によって行なっている。信号重畳手段７１２の出力電圧が高くなると前記インバータ制御回路７１４の出力パルス幅は広くなり、マグネトロン７０１に供給する電力は大きくなる。この装置において信号重畳手段１２の出力電圧を連続的に変えることによってマグネトロン７０１の加熱出力を連続的に変化させることが可能となっている。
この構成によると、交流電源７０４の整流電圧を入力し比較回路７１１へ出力する波形整形回路７２１によって波形整形回路７２１への出力設定に応じた整形がなされた前記出力が得られる。この波形整形回路７２１の出力を、加熱出力設定信号に対応したレベルの基準信号を発生する比較電圧発生回路７１６を基準電圧として持つ比較回路７１１によって反転増幅し、この反転増幅信号と電力調節部７０８の出力を重畳することによって、信号重畳手段７１２の出力信号である前記パルス幅制御信号は、加熱出力設定が高出力時と比較して低出力時には交流電源７０４の振幅最大付近のレベルはより低くなり、前記マグネトロン非発振部分のレベルはより高くなるため、マグネトロンの電源一周期あたりの発振期間は長くなる。これによりヒータへ供給される電力は大きくなる。さらに高出力時にはインバータの入力電流波形が、エンベロープピーク付近で上に凸であり正弦波の整流波形に近い波形となり、高調波電流が抑えられる。
このように、波形整形回路７２１によりパルス幅制御信号を低出力時にはヒータ電流が多くはいるように、高出力時には電源電流高調波が小さくなるように制御することにより、電源電流高調波を低く抑えなおかつヒータ電流の変化を小さくすることができ、信頼性の高い高周波加熱装置を実現することができる、というものである。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながらこの制御においては、スイッチングトランジスタのＯＮ／ＯＦＦ駆動パルスに、商用電源波形を加工・整形した変調波形を用いてパルス幅変調し、入力電流波形が正弦波に近づくように「見込み制御方式」による波形整形を実施しているので、マグネトロンの特性のバラツキや種類、それにマグネトロンのアノードの温度や電子レンジ内の負荷によるｅbm（アノード・カソード間電圧）変動、さらに電源電圧変動に対してまでは波形整形が追従しきれていない、ということが判明した。
【０００６】
ここで、本発明の動機づけとなったマグネトロンの特性のバラツキや種類について簡単に説明する。マグネトロンのＶAK（アノード・カソード電圧）−Ｉｂ特性は図１３で示すように非線形負荷のため、商用電源の位相に応じてＯＮ幅を変調して、入力電流波形を正弦波に近づけて力率向上をさせていた。
そして、マグネトロンのこの非線形特性は、マグネトロンの種類により異なり、またマグネトロン温度や、電子レンジ内の負荷によっても変動するものである。
【０００７】
図１３はマグネトロンのアノード・カソード印加電圧−アノード電流特性図であり、（ａ）はマグネトロンの種類による違い、（ｂ）はマグネトロンの給電のマッチングの善し悪しによる違い、（ｃ）はマグネトロンの温度による違い、をそれぞれ示す図であり、また（ａ）〜（ｃ）に共通して縦軸はアノード−カソード間電圧、横軸はアノード電流である。
そこで（ａ）について見ると、Ａ，Ｂ，Ｃは３種類のマグネトロンの特性図で、マグネトロンＡの場合、ＶAKがＶAK1（＝ｅbm）になるまでは電流はＩA1以下の僅かな電流しか流れない。ところが、ＶAKがＶAK1を超えると電流ＩAは急激に増加し始める。この領域ではＶAKの僅かの違いでＩAは大きく変化することとなる。次に、マグネトロンＢの場合、ＶAK2（＝ｅbm）はＶAK1より低く、さらにマグネトロンＣの場合、ＶAK3（＝ｅbm）はＶAK2よりさらに低くなっている。このようにマグネトロンのこの非線形特性は、マグネトロンの種類Ａ，Ｂ，Ｃにより異なるので、ｅbmが低いマグネトロンに合わせた変調波形の場合、ｅbmが高いマグネトロンを使用した時に入力電流波形が歪んでしまった。従来装置ではこれらの問題に対処できなかった。そこで、それらの種類の影響を受けない高周波誘電加熱回路を作ることが課題となっている。
【０００８】
同じく（ｂ）について見ると、３種類のマグネトロンの特性図はマグネトロンから見た加熱室のインピーダンスマッチングの良、悪を示している。インピーダンスマッチングが良の場合、ＶAK1（＝ｅbm）が最大で、以下悪くなるにしたがって小さくなってゆく。このようにマグネトロンのこの非線形特性は、インピーダンスマッチングの良、不良でも大きく異なるので、それらの種類の影響を受けない高周波誘電加熱回路を作ることが課題となっている。
【０００９】
同じく（ｃ）について見ると、３種類のマグネトロンの特性図はマグネトロンの温度の高低を示している。温度が低い場合、ＶAK1（＝ｅbm）が最大で、以下次第に温度が高くなるにしたがってｅbmは低くなってゆく。したがって、マグネトロンの温度を低い方に合わせると、マグネトロンの温度が高くなったときに入力電圧波形が歪んでしまうことが起きた。
このようにマグネトロンの非線形特性は、マグネトロンの温度の違いでも大きく異なるので、それらの種類の影響を受けない高周波誘電加熱回路を作ることが課題となっている。
そして従来回路および前記の回路ではこれらの変動の補償は行っていなかった。
【００１０】
そこで、本発明の課題は、マグネトロンの種類やその特性にバラツキがあっても、またマグネトロンのアノードの温度や電子レンジ内の負荷によるｅbm（アノード・カソード間電圧）変動、さらに電源電圧変動があっても、それらの影響を受けない高周波誘電加熱方法および装置を提供することにある。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するため、請求項１記載の高周波誘電加熱用電力制御方法の発明は、交流電源電圧を整流し、インバータ回路で高周波スイッチングして、高周波電力に変換して高周波誘電加熱を行ない、かつその際、ＰＷＭコンパレータからの出力でパルス幅変調して前記インバータ回路のスイッチングトランジスタをオン・オフ制御する高周波誘電加熱用電力制御方法において、
前記インバータ回路の入力電流を検知し、該検出電流を整流したものを入力電流信号とし、また、前記交流電源電圧を整流しさらに波形整形して波形エラーを除去したものを基準波形とし、該基準波形と前記入力電流信号との差を求めてこれを波形エラー信号とし、
一方、前記入力電流信号を平滑した平滑後の入力電流信号と、加熱出力設定に対応した電流基準信号を比較して電流エラー信号とし、
該電流エラー信号と前記波形エラー信号とをミックス（加算）し、そのミックス信号を前記ＰＷＭコンパレータの一方の入力とし、ノコギリ波発生回路からのノコギリ波を前記ＰＷＭコンパレータの入力としたことを特徴とする。
請求項２記載の発明は、請求項１記載の高周波誘電加熱用電力制御方法において、前記入力電流信号の代わりに、前記スイッチングトランジスタのコレクタ電流信号を整流した信号を用いることを特徴とする。
請求項３記載の発明は、請求項１又は２記載の高周波誘電加熱用電力制御方法において、前記基準波形が、前記交流電源電圧を整流し波形整形して波形エラーを除去したものを更にゲイン可変アンプを通して前記整形波形よりもさらに整えた波形としたものであることを特徴とする。
請求項４記載の発明は、請求項３記載の高周波誘電加熱用電力制御方法において、前記ゲイン可変アンプが、制御入力信号端子を有し、該制御入力信号端子に加えられる制御入力信号により、前記交流電源電圧を整流して波形整形した信号を前記基準波形に変換することができるものであり、前記基準波形と前記入力電流波形との差情報を前記制御入力信号端子に入力することを特徴とする。
請求項５記載の発明は、請求項１〜４のいずれか１項記載の高周波誘電加熱用電力制御方法において、前記電流エラー信号と前記波形エラー信号とをミックスする際に、前記電流エラー信号の高域成分をカットすることを特徴とする。
請求項６記載の発明は、請求項１〜５のいずれか１項記載の高周波誘電加熱用電力制御方法において、前記交流電源電圧を整流し、前記波形整形した波形を反転した信号を補助変調信号とし、該補助変調信号を前記電流エラー信号と前記波形エラー信号とのミックスの際にミックスすることを特徴とする。
請求項７記載の発明は、請求項１〜６のいずれか１項記載の高周波誘電加熱用電力制御方法において、前記波形エラー信号が、前記基準波形と前記入力電流信号との差に比例した信号であるが、その差が所定値を超えると一定のエラーリミット値とする信号であることを特徴とする。
請求項８記載の発明は、請求項７記載の高周波誘電加熱用電力制御方法において、前記電流エラー信号が、前記平滑後の入力電流信号と、加熱出力設定に対応した電流基準信号を比較し、その差に比例（比例係数β）した信号であるが、前記入力電流信号が前記電流基準信号よりも大きいときは前記比例係数βよりも勾配の大きい比例係数α（ただし、α＞β）の信号とすることで、前記入力電流信号が前記電流基準信号よりも小さいときの電力制御よりも速くしたことを特徴とする。
請求項９記載の発明は、請求項７記載の高周波誘電加熱用電力制御方法において、前記電流エラー信号が、前記平滑後の入力電流信号と、加熱出力設定に対応した電流基準信号を比較し、その差に比例した信号であるが、その差が所定値を超えると一定のエラーリミット値（ｅ２）とする信号であるが、前記入力電流信号が前記電流基準信号よりも大きいときは前記エラーリミット値（ｅ２）よりも大きなリミット値（ｅ１）（ただし、ｅ１＞ｅ２）の信号とすることで、前記入力電流信号が前記電流基準信号よりも小さいときの電 力制御よりも速くしたことを特徴とする。
請求項１０記載の発明は、請求項４記載の高周波誘電加熱用電力制御方法において、前記基準波形と前記入力電流波形との差情報を前記ゲイン可変アンプの制御入力信号とする際に、前記差情報の高域成分をカットして前記ゲイン可変アンプの制御入力信号とすることにより、ゲイン可変に波形エラー信号のノイズが悪影響しないようにしたことを特徴とする。
請求項１１記載の発明は、請求項１〜１０のいずれか１項記載の高周波誘電加熱用電力制御方法において、前記交流電源電圧の低くなる位相のときは前記基準波形信号をゼロに近づける基準信号変換手段を設けることを特徴とする。
請求項１２記載の発明は、請求項１〜１１のいずれか１項記載の高周波誘電加熱用電力制御方法において、前記交流電源電圧を整流する整形フィルタ回路に商用電源周波数の高調波歪み成分を減衰させるフィルタを設けることを特徴とする。
請求項１３記載の発明は、請求項１〜１２のいずれか１項記載の高周波誘電加熱用電力制御方法において、前記基準波形の位相を制御系の遅れ時間を考慮して予め進めておくことを特徴とする。
請求項１４記載の発明は、高周波誘電加熱用電力制御装置に係り、交流電源電圧を整流する整流回路と、該整流回路の出力側に設けられるインバータ回路と、該インバータ回路により高周波電力に変換して高周波誘電加熱を行なう高周波誘電加熱であって、ＰＷＭコンパレータからの出力でパルス幅変調して前記インバータ回路のスイッチングトランジスタをオン・オフ制御するタイプの高周波誘電加熱用電力制御装置において、
前記インバータ回路の入力電流を検知する電流検知手段と、該電流検知手段からの電流信号を整流する第１の整流回路と、前記交流電源電圧を整流する第２の整流回路と、該第２の整流回路の出力を波形整形する整形回路と、前記整形回路からの出力信号をゲイン可変アンプでゲイン可変して基準波形信号とし、前記第１の整流回路からの出力を入力電流信号とし、該入力電流信号と前記基準波形とを入力してその差を求めてこれを波形エラー信号として出力する波形エラー検出回路と、
一方、前記第１の整流回路の出力を平滑する平滑回路と、加熱出力設定に対応した電流基準信号を作る電流基準信号発生器と、該電流基準信号発生器の出力と前記平滑回路の出力を入力してその差を求めてこれを電流エラー信号として出力する比較回路と、前記波形エラー信号と前記波形エラー信号とをミックス（加算）するミックス回路と、ノコギリ波を作るノコギリ波発生回路と、該ノコギリ波発生回路からのノコギリ波を一方の入力とし前記ミックス回路の出力信号を他方の入力とするＰＷＭコンパレータとを備えたことを特徴とする。
【００１２】
【発明の実施の形態】
以下、本発明について図面を用いて説明する。
図１は本発明に係る高周波加熱装置を説明する図である。
図１において、交流電源２０の交流電圧は４個のダイオード３２から成るダイオードブリッジ型整流回路３１で整流され、インダクタ３４とコンデンサ３５から成る平滑回路３０を経て、直流電圧に変換される。その後、コンデンサ３７とトランス４１の１次巻線３８から成る共振回路３６とスイッチングトランジスタ３９から成るインバータ回路で高周波交流に変換され、トランス４１を介してその２次側巻線４３に高周波高圧が誘起される。
【００１３】
２次側巻線４３に誘起された高周波高圧は、コンデンサ４５、ダイオード４６、コンデンサ４７、ダイオード４８から成る倍電圧整流回路を介して、高電圧がマグネトロン５０のアノード５２とカソード５１間に印加される。また、トランス４１には３次巻線４２があって、これによりマグネトロン５０のヒータ（カソード）５１を加熱する。以上がインバータ主回路である。
【００１４】
次に、インバータのスイッチングトランジスタ３９を制御する制御回路について説明する。まず、ＣＴなどの電流検知手段７１でインバータ回路の入力電流を検知し、電流検知手段７１からの電流信号を整流回路７２で整流し、平滑回路７３で平滑し、これと、他方の加熱出力設定に対応した出力設定信号を出力する出力設定部７５からの信号を比較回路７４で比較する。なお、比較回路７４は電力の大きさを制御するための比較を行うので、前記入力電流信号の代わりにマグネトロン５０のアノード電流信号や、あるいはスイッチングトランジスタ３９のコレクタ電流信号等が入力信号であっても本発明は有効である。
他方、交流電源２０をダイオード６１で整流し、整形回路６２で波形整形する。その後、整形回路６２からの信号を反転・波形処理回路６３で反転し、波形処理する。
【００１５】
整形回路６２からの出力信号は本発明により設けられた後述のゲイン可変アンプ回路９１で可変して基準電流波形信号を出力し、整流回路７２からの入力電流波形信号とこのゲイン可変アンプ回路９１からの基準波形信号との差を、同じく本発明により設けられた波形エラー検出回路９２により波形エラー信号として出力する。
【００１６】
この波形エラー検出回路９２からの波形エラー信号と比較回路７４からの電流エラー信号をミックスアンドフィルタ回路８１（以下、「ミックス回路」という。）でミックスしフィルタリングしてＯＮ電圧信号を出力し、ノコギリ波発生回路８３からのノコギリ波とＰＷＭコンパレータ８２で比較して、パルス幅変調し、インバータ回路のスイッチングトランジスタ３９をオン・オフ制御するものである。
【００１７】
図２はミックス回路８１の１例を示す。ミックス回路８１の入力端子は３つあり、端子８１１に補助変調信号、端子８１２に波形エラー信号、端子８１３に電流エラー信号が加えられ、図のような内部回路でミックスされる。
８１０は高周波カットフィルタで、後述するが、高周波成分が不要な電流エラー信号の高周波成分を除去する機能を有する。高周波成分が存在すると波形エラー信号とミックスしたときに波形エラー信号の変動分がきれいに出なくなってしまうからである。
【００１８】
（発明の実施の形態１）
発明の実施の形態１は、以上のように、ゲイン可変アンプ回路９１により入力電流の大きさに追従した波形基準を自動的に作成し、この波形基準と、電流検知手段７１から得られた入力電流波形とを波形エラー検出回路９２で比較して波形エラー情報を得るようにし、そして得られた波形エラー情報を入力電流制御の出力とミックスして、インバータ回路のスイッチングトランジスタ３９のオン・オフ駆動信号に変換に使用するものである。
図３は本発明の実施の形態１により得られる波形を説明する図で、（ａ）は入力電流が大きい場合、（ｂ）は入力電流が小さい場合であり、また（１）および（２）はそれぞれ波形エラー検出回路９２の入力側信号（イは基準電流波形、ロは入力電流波形、）と出力側信号（波形エラー）を示している。図において、基準波形は入力電流に追従してその大きさを変化するので、入力電流が大きい場合（ａ）も、入力電流が小さい場合（ｂ）も、波形エラー検出回路９２の出力側信号（波形エラー）は（２）のようにその波形エラーのみが現れ、波形エラー信号を作成する波形エラー検出回路９２のダイナミックレンジは常に広く保たれることとなり、特性が良くなる。
【００１９】
このように、入力電流の大きさに追従した波形基準に入力電流波形が合致するように制御ループが動作するので、マグネトロンの種類やその特性にバラツキがあっても、またマグネトロンのアノードの温度や電子レンジ内の負荷によるｅbm（アノード・カソード間電圧）変動、さらに電源電圧変動があっても、それらの影響を受けない入力電流波形整形がなされることができる。
【００２０】
（発明の実施の形態２）
発明の実施の形態２は、以上のように、商用電源電圧波形を用いてゲイン可変アンプ回路９１を通じて基準波形に変換するようにしており、これによって力率が最良となる。すなわち、商用電源電圧より整流して基準電流信号波形を作るので、商用電源電圧が正弦波に近ければ基準電流信号波形も正弦波に近づくし、また、一般に商用電源電圧には波形歪（特に、正弦波のピーク部がつぶれるといった波形歪）が伴うが、その場合には基準電流信号波形も同じように歪むので、結局どちらの場合にもその波形を基準電流信号波形が備え、これに入力電流波形が近づくこととなり、電源環境に左右されなくなるため力率が良くなる。これに対して、従来より基準電圧をマイコン等で作り出す方式が一般に用いられているが、これでは電源電圧の歪みに対応できないという大きな欠点がある。
【００２１】
（発明の実施の形態３）
実施の形態３は、前記差情報をゲイン可変アンプ回路９１にフィードバックするものである。前述のように、基準波形は商用電源電圧波形をゲイン可変アンプ回路９１を通じて変換して得たものであり、そして、この基準波形と電流波形との差情報をさらにゲイン可変アンプ回路９１にフィードバックしてゲイン可変アンプ回路９１のアンプ制御入力信号とすることにより、基準波形はその大きさを電流波形に自動的に追従することができるので、差情報には波形エラーのみが現れ、波形エラー検出回路９２のダイナミックレンジは広く保たれることになり、特性が良くなる。
【００２２】
（発明の実施の形態４）
発明の実施の形態４は、前記ミックス回路８１を電流制御出力の高域成分をカットする構成としている。図４はその１例を示す回路である。８１０は高周波成分カットフィルタで、ミックス回路８１の３入力端子のうち、比較器７４からの電流エラー信号を取り入れる端子に、この高周波成分カットフィルター８１０を挿入している。高周波成分カットフィルタ８１０は１例として図示のような、抵抗８１４を真ん中にコンデンサ８１５、８１６を両側から挟むπ型フィルタで構成される。
このようにすることにより、比較器７４からの電流エラー信号の高周波成分が除去され、波形整形に電流エラー信号のノイズが悪影響しないようになり、波形が良くなる。
【００２３】
（発明の実施の形態５）
発明の実施の形態５は、前記反転・波形処理回路６３の出力信号を補助変調信号としてミックス回路８１に入力するものである。すなわち、これを行わないときは波形エラー検出回路９２のダイナミックレンジが不足しがちであったが、反転・波形処理回路６３から変調信号を補助変調信号として用いてこれで大まかな変調を行なうようにすることで、波形エラー検出回路９２は細かな波形整形を行うことができるので、精度が向上する。
【００２４】
（発明の実施の形態６）
発明の実施の形態６は、前記波形エラー検出回路９２の差情報にプラス方向およびマイナス方向の制限をするリミッタを設けてミックス回路８１に入力するようにしている。図５は本実施の形態を説明する図で、（ａ）がブロック図、（ｂ）は特性図、（ｃ）は波形図である。図（ａ）において、９２１が本実施の形態により波形エラー検出回路９２の中に設けられたリミット機能９２１で、波形エラー検出回路９２の入力にゲイン可変アンプ回路９１からの基準波形と整流回路７２からの入力電流波形が入ると、このリミット機能９２１を経て波形エラーをミックス回路８１へ出力される。
【００２５】
図（ｂ）は縦軸は波形エラー値、横軸は入力電流波形である。横軸のＩ０に基準波形が加えられる。エラー検出特性は図のようにＩ０を中心に負の勾配の線分Ｌ０と、その前後で本実施の形態により設けられる所定のレベルで波形エラーをリミットするリミット直線Ｌ１とＬ２とが続く。
【００２６】
図（ｃ）は波形図で、（１）は横軸に加わる波形図、（２）は縦軸に現れる波形エラー信号の波形である。（１）においてイが基準波形で、ロが入力電流波形である。ニが外乱であるとする。基準波形イが図（ｂ）の横軸Ｉ０に加えられると、入力電流波形ロはこれを中心にして、これより大きいときは図の右側に、小さいときは図の左側に振れ、その振れ位置から垂直に上方へ延びてエラー検出特性線Ｌ０との交点が波形エラー値となる。そこで入力電流波形ロが大きすぎるとエラー検出特性線Ｌ１と交差するようになり、波形エラーにリミットがかかる。入力電流波形ロが小さすぎる場合も、同じくエラー検出特性線Ｌ２と交差することにより、波形エラーにリミットがかかる。
したがって入力電流波形ロに侵入した外乱ニは、リミット機能により波形制限され、波形エラーへのその影響は軽減されることになる。
エラー信号がリミット値を超えるような場合というのは経験的にほとんどが外乱によるものであることが分かり、したがってこれが制御系に入ってくると問題なので、本実施の形態により、外乱の影響を軽減することができる。
また、回路が飽和して動作が不安定になることも防止でき、さらに誤差が少ない時のゲインを大きくできるので、入力電流波形がより基準波形に追従することとなり、力率が向上する、という副効果も得られる。
【００２７】
（発明の実施の形態７）
発明の実施の形態７は、電流エラー信号は電流増加・下降特性に差を設けるようにしたものである。電流増加・下降特性の差の作り方には、（１）勾配に差を設ける手法と、（２）リミット値に差を設ける手法とがある。
図６は本実施の形態に係る電流増加・下降特性に差を設ける手法を説明する図で、（ａ）はブロック図、（ｂ）は第１の特性図、（ｃ）は第２の特性図である。
図（ａ）において、７４１が本実施の形態により比較回路７４の中に設けられた増加・下降特性差処理回路で、平滑回路７３からの入力電流信号、および出力設定部７５からの基準信号が比較回路７４の入力側に入ると、この増加・下降特性差処理回路７４１を経て電流エラーをミックス回路８１へ出力される。
【００２８】
図（ｂ）において、縦軸は電流エラー値、横軸は入力電流信号である。横軸のＩ０に基準信号が加えられる。そして本実施の形態により、エラー検出特性は図のように基準信号Ｉ０を中心に右側（入力電流が基準信号より大きい側）の線分Ｌ１の勾配をαとし、左側（入力電流が基準信号より小さい側）の線分の勾配をβとするとき、
α＞β
とし、差がｅ１となった時点で特性Ｌ３および特性Ｌ４のようにリミットをかけているのが特徴である（従来はα＝βであった。）。
【００２９】
これにより、基準信号Ｉ０を中心としてこれより大きな入力電流信号が入るとαにより大きなエラー信号が得られ、早く制御するのに対して、基準信号Ｉ０を中心としてこれより小さな入力電流信号が入った場合にはβにより小さなエラー信号が得られ、ゆっくり制御することになる。このように両者の間に差を設けることでハンチング（振動）が生じにくくした。
以上のように、本実施の形態によると、入力電流が基準より超えたときは危険なので素早く制御し、入力電流が基準を下回っているときは危険ではないので素早く対応することなく、逆に素早く対応することによるハンチングが起きる弊害を少なくしている。
【００３０】
（発明の実施の形態７の変形例）
図（ｃ）は第２の特性図であるリミット値に差を設ける手法を説明する図である。図（ｃ）において、縦軸は電流エラー値、横軸は入力電流信号である。横軸のＩ０に基準信号が加えられる。そして本実施の形態により、エラー検出特性は図のように基準信号Ｉ０を中心に一定勾配αの線分Ｌ１とし、右側（入力電流が基準信号より大きい側）の電流エラーリミット値をｅ１とし、左側（入力電流が基準信号より小さい側）の電流エラーリミット値をｅ２とするとき、
ｅ２＜ｅ１
としているのが特徴である（従来はｅ１＝ｅ２であった。）。
これにより、基準信号Ｉ０を中心としてこれより大きな入力電流信号が入ると電流エラー信号はｅ１を大きく設定しているので、制限されることなく大きな信号が得られ、素早く制御されるのに対して、基準信号Ｉ０を中心としてこれより小さな入力電流信号が入った場合には電流エラー信号はｅ２に制限されゆっくり制御することになる。このように両者の間に差を設けることでハンチング（振動）が生じにくくなる。
以上のように、この手法によっても、入力電流が基準より超えたときは危険なので素早く制御し、入力電流が基準を下回っているときは危険ではないので素早く対応することなく、逆に素早く対応することによるハンチングが起きる弊害を少なくしている。
【００３１】
（発明の実施の形態８）
発明の実施の形態８は、スイッチングトランジスタのコレクタ電圧Ｖｃを所定値に制御するＶｃリミッタ機能を電流制御出力に加える構成としている。
図７は発明の実施の形態８に係るＶｃリミッタ機能を電流制御出力に加える構成を説明する図で、（ａ）は構成図、（ｂ）は具体的回路例である。図７（ａ）において、７４は図１R>１の比較回路で、その一方の入力端子には平滑回路７３（図１）からの入力電流信号が、他方の入力端子には出力設定部７５からの電流基準信号が入力され、入力電流信号と電流基準信号との差が出力端子から電流エラーとして出力される。このような図１に示した比較回路７４の後段に、発明の実施の形態８による図７（ａ）の点線で示すの比較機能７４０がさらに追加されたものである。
【００３２】
図（ａ）において、７４０が実施の形態８により設けられたもう１つの比較器側で、その比較器７４５の一入力端子７４２にはスイッチングトランジスタのコレクタ電圧信号Ｖｃが入力され、他の入力端子７４３にはマグネトロンの非発振時の印加電圧が電圧基準信号Ｖ２として入力され、比較器７４５からは入力端子７４２の電圧信号Ｖｃと入力端子７４３の電圧基準信号の差が出力端子７４４に出力され、前述の比較回路７４の出力と加算されてエラー信号とされる。
【００３３】
図（ｂ）は比較器の具体的回路例である。２個のトランジスタＴ１とＴ２で比較器７４を構成し、２個のトランジスタＴ３とＴ４で本実施の形態による比較器７４０を構成している。各トランジスタＴ１〜Ｔ４のベースにそれぞれ、電流基準、入力電流、Ｖｃ、電圧基準の各信号が加えられ、入力電流が電流基準を超えたとき、またＶｃが電圧基準を超えたとき、それぞれ抵抗Ｒ５の両端に出力を生じ、これが電流エラー信号となる。両比較器共に動作したときは抵抗Ｒ５の両端に合成出力を生じ、これが電流エラー信号となる。
【００３４】
マグネトロンのカソードが十分温められて発振可能になるまでは、図１３に示す特性とは異なる高抵抗と同等の特性を示す。したがって、発振可能になるまで（以下非発振時と記す）のトランス（図１）の３次巻線４２からフィラメントに電流を流すためにスイッチングトランジスタ３９を動作させている期間は、トランス４１の１次巻線３８に印加する電圧を制限し、マグネトロンに過電圧が印加されることを防止している。
マグネトロンの非発振時は電圧Ｖ２を電圧基準信号とし、スイッチングトランジスタ３９のコレクタ電圧信号Ｖｃと比較することによってスイッチングトランジスタ３９のコレクタ電圧Ｖｃを所定値に制御するＶｃリミッタ機能が電流制御出力に加えられることとなり、回路の簡素化となる。なお、マグネトロンの発振時においては、この電圧基準信号は電圧Ｖ２より高い電圧Ｖ１に切り替えられるので、実質的に無効とされる。
【００３５】
（発明の実施の形態９）
発明の実施の形態９は、差情報の高域成分をカットしてゲイン可変アンプの制御入力信号とするものである。これにより安定性が良くなる。
図８は発明の実施の形態９を示すもので、（ａ）はブロック図、（ｂ）は（ａ）の高域成分カットフィルタ９１０の１例である。
発明の実施の形態９によれば、（ａ）において、ゲイン可変アンプ回路９１のアンプ入力側でゲイン可変アンプ内または外に波形エラー検出回路９２から出た出力（波形エラー）の高周波成分を除去する高域成分カットフィルタ９１０を設けているのが特徴である。この高周波成分カットフィルタ９１０は１例として図示のような、抵抗９１１を真ん中にコンデンサ９１２、９１３を両側から挟むπ型フィルタで構成される。
このようにすることにより、波形エラー検出回路９２からの波形エラー信号の高周波成分が除去されて、ゲイン可変に波形エラー信号のノイズが悪影響しないようになり、基準電流波形が波形エラーに対して安定する。また、外乱に対しても強くなる。
【００３６】
（発明の実施の形態１０）
発明の実施の形態１０は、商用電源電圧の低くなる位相のとき、基準波形信号をゼロに近づける基準信号変換手段を設けるようにしている。
図９は本実施の形態によって用いられる基準信号変換回路を説明する図で、（ａ）はブロック図、（ｂ）は（ａ）の基準信号変換回路の１例、（ｃ）は波形図で、（１）は基準波形、（２）は波形エラー信号である。
図９（ａ）において、６２０が基準信号変換回路で、この基準信号変換回路６２０は整形フィルタ６２とゲイン可変アンプ９１との間に挿入され、商用電源電圧の低くなる位相（０度付近、１８０度付近）は基準波形信号をゼロに近づけるる働きをする。
【００３７】
（ｂ）において、基準信号変換回路６２０は、トランジスタＴｒ６２がＶｃｃ電源とゲイン可変アンプ９１の入力端子間に接続され、トランジスタＴｒ６２のベースとアース間に直流電圧６２が挿入され、そして抵抗Ｒ６２がトランジスタＴｒ６２のエミッタとゲイン可変アンプ９１の入力端子の接続点の上流に挿入されて成る。
いま、交流の全波整流波形Ｖｓがゲイン可変アンプ９１の入力端子に到来すると、Ｖｓの電圧が所定値Ｖ２より大きいときはトランジスタＴｒ６２はオフとなっており、そのままの全波整流波形が得られる。
ところがＶｓの電圧が所定値Ｖ２より小さくなったときはトランジスタＴｒ６２はオンとなり、Ｖｃｃ電圧が入力端子側に印加されるので、Ｖ２以下の波形は現れなくなり所定の低電位分だけ持ち上げられた波形となる。そしてこの波形のレベルをシフトして低電位部分を０に合わせれば所望の波形Ｖｓ’が得られる。
【００３８】
図（ｃ）の（１）はこの波形Ｖｓ’の拡大図で、商用電源電圧の低くなる位相（０度付近、１８０度付近）は基準波形信号がゼロに近づいている。このような波形を用いることにより制御動作が安定する。なぜなら、商用電源電圧の低くなる位相（０度付近、１８０度付近）のところでは、元々マグネトロンに電流を流せないので無理に波形エラー信号を出す必要がない。したがって商用電源電圧の低くなる位相のところで基準波形信号をゼロにしておくと、波形エラー信号を出して制御を不安定にする動作が無くなるからである。図ｃ（２）は従来法による波形エラー信号で、図のように商用電源電圧の低くなる位相（０度付近、１８０度付近）のところでは動作が不安定になり易く、エラー信号の振幅値Ｃ１も大きく生じていた。本実施の形態によれば、このＣ１の部分がハッチングで示すようにカットされてしまうので、動作が安定することとなる。
【００３９】
（発明の実施の形態１１）
発明の実施の形態１１は、前述の整形回路６２に商用電源周波数の高調波歪成分を減衰させるフィルタの一例としてバンドパスフィルタ６２１を設けて整形フィルタ回路を構成したものである。
図１０は発明の実施の形態１１を説明する図で、（ａ）は回路図、（ｂ）はゲイン−周波数特性図である。
図（ａ）において、６２１は整形回路６２に発明の実施の形態１１により設けられたバンドパスフィルタで、このバンドパスフィルタ６２１によって商用電源周波数を超える高次数成分を減衰させるようにしている。
（ｂ）はバンドパスフィルタ６２１のゲイン−周波数特性を示しており、商用電源周波数の高次数の高調波歪成分はカットされ、一方、低次数成分の高調波歪成分の減衰量は少ない。このことにより、商用電源周波数の低次数の歪み成分は残るので、実施の形態２で説明したように、慣用のマイコンによる正弦波基準信号方式と比べて力率が良くなり、また高次数の歪み成分やノイズはカットされるので、動作が安定し、外乱に強くなる。
【００４０】
（発明の実施の形態１２）
発明の実施の形態１２は前述の実施の形態２における基準波形の位相を制御系の遅れ時間を予め考慮して進めておくようにしている。このようにすることにより、力率が向上する。図１１は発明の実施の形態１２を説明する図で、（ａ）は回路図、（ｂ）基準波形の進相を説明する図である。
図（ａ）において、６２０が発明の実施の形態１２によって設けられたフィルタ回路の一例で、おおまかには抵抗Ｒ６１、Ｒ６２とコンデンサＣ６１で低域成分をカットするハイパスフィルタを構成し、抵抗Ｒ６３、Ｒ６４とコンデンサＣ６２で高域成分をカットするロウパスフィルタを構成し、抵抗Ｒ６１とＲ６２とで直流バイアスを与える構成になっている。
上記フィルタにおいて、ロウパスフィルタのカットオフ周波数は電源周波数より高く、ハイパスフィルタのカットオフ周波数は低く設定することで、図（ｂ）のゲイン−周波数特性に示される特性のバンドパスフィルタになる。
また、図（ｂ）の位相−周波数特性は、横軸にフィルタに入力される信号の周波数を示し、縦軸にはそれに対する出力信号の位相変化を示したものである。前記したロウパスフィルタは遅相回路、ハイパスフィルタは進相回路なので図に示されるように、電源周波数より高い周波数では位相が遅れ、電源周波数より低い周波数では位相が進んでいるが、位相が０度を横切る周波数を電源周波数より若干高くなるように前記カットオフ周波数を設定することで、図のように電源周波数における基準信号の位相を進み量ΔΦだけ進めている。
したがって、電源電圧に対して位相を進めた基準信号に、若干の遅れを伴って制御系は追従するので、入力電流波形の位相は電源電圧に合致し、高力率が得られる。
【００４１】
【発明の効果】
以上、例えばマグネトロンの種類やその特性にバラツキがあって、またマグネトロンのアノードの温度や電子レンジ内の負荷によるｅｂｍ（アノード・カソード間電圧）変動、さらに電源電圧変動があって、図１において整流回路に流れる入力電流が本来の正弦波から変動した波形の入力電流となったとき、従来の「見込み」制御方法によれば、この入力電流を可能性の高い見込みで正弦波に近づける制御をしているので、完全には追従しきれていない制御となっていたが、本発明によれば、交流電源電圧を整流し、インバータ回路で高周波スイッチングして、高周波電力に変換して高周波誘電加熱を行ない、かつその際、ＰＷＭコンパレータからの出力でパルス幅変調して前記インバータ回路のスイッチングトランジスタをオン・オフ制御する高周波誘電加熱用電力制御方法において、前記インバータ回路の入力電流を検知し、該検出電流を整流したものを入力電流信号とし、また、前記交流電源電圧を整流しさらに波形整形して波形エラーを除去したものを基準波形とし、該基準波形と前記入力電流信号との差を求めてこれを波形エラー信号とし、一方、前記入力電流信号を平滑した平滑後の入力電流信号と、加熱出力設定に対応した電流基準信号を比較して電流エラー信号とし、該電流エラー信号と前記波形エラー信号とをミックス（加算）し、そのミックス信号を前記ＰＷＭコンパレータの一方の入力とし、ノコギリ波発生回路からのノコギリ波を前記ＰＷＭコンパレータの入力とするため、図３のように入力電流波形と基準電流波形との差（波形エラー信号）を求め、さらに、この波形エラー信号と図２の電流エラー信号とをミックス（加算）してもはや正弦波からの変動分の除去された波形信号を従来公知のＰＷＭコンパレータの入力としているので、いろいろな原因に起因する電源電圧変動があっても、入力電圧の波形および入力電流の大きさに追従した波形基準に入力電流波形が合致するように制御ループが動作することで、それらの影響を受けない高周波誘電加熱用電力制御ができるようになる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明が対象とするマグネトロン駆動電源の構成図である。
【図２】図１のミックス回路８１の１例を示す回路図である。
【図３】発明の実施の形態１により得られる波形を説明する図で、（ａ）は入力電流が大きい場合、（ｂ）は入力電流が小さい場合である。
【図４】発明の実施の形態４に係る高域成分をカットする構成例を示す回路である。
【図５】発明の実施の形態６を説明する図で、（ａ）がブロック図、（ｂ）は特性図、（ｃ）は波形図である。
【図６】発明の実施の形態７に係る電流増加・下降特性に差を設ける手法を説明する図で、（ａ）はブロック図、（ｂ）は第１の特性図、（ｃ）は第２の特性図である。
【図７】発明の実施の形態８に係るＶｃリミッタ機能を電流制御出力に加える構成を説明する図で、（ａ）は構成図、（ｂ）は具体的回路例である。
【図８】発明の実施の形態９を説明する図で、（ａ）はブロック図、（ｂ）は（ａ）の高域成分カットフィルタ９１０の１例である。
【図９】発明の実施の形態１０によって用いられる基準信号変換回路を説明する図で、（ａ）はブロック図、（ｂ）は（ａ）の基準信号変換回路の１例、（ｃ）は波形図である。、（１）は基準波形、（２）は波形エラー信号である。
【図１０】発明の実施の形態１１を説明する図で、（ａ）は回路図、（ｂ）はゲイン−周波数特性図である。
【図１１】発明の実施の形態１２を説明する図で、（ａ）は回路図、（ｂ）基準波形の進相を説明する図である。
【図１２】本出願人が先に出願した制御方式を実施する高周波加熱装置を説明する図である。
【図１３】マグネトロンのアノード・カソード印加電圧−アノード電流特性図であり、（ａ）はマグネトロンの種類、（ｂ）は給電マッチング、（ｃ）はマグネトロンの温度をそれぞれ示す図である。
【符号の説明】
２０ 交流電源
３０ 平滑回路
３１ ダイオードブリッジ型整流回路
３２ ダイオード
３４ インダクタ
３５ コンデンサ
３６ 共振回路
３７ コンデンサ
３８ １次巻線
３９ スイッチングトランジスタ
４１ トランス
４２ ３次巻線
４３ ２次巻線
４５ コンデンサ
４６ ダイオード
４７ コンデンサ
４８ ダイオード
５０ マグネトロン
５１ カソード
５２ アノード
６１ ダイオード
６２ 整形回路
６３ 反転・波形処理回路
７１ 電流検知手段
７２ 整流回路
７３ 平滑回路
７４ 比較回路
７５ 出力設定部
８１ ミックスアンドフィルタ回路
８２ ＰＷＭコンパレータ
８３ ノコギリ波発生回路
９１ ゲイン可変アンプ回路
９２ 波形エラー検出回路
６２０ 基準信号変換回路
７４０ 比較器
７４１ 増加・下降特性差処理機能回路
８１０ 高周波カットフィルタ
９１０ 高域成分カットフィルタ
９２１ リミット回路
Claims (14)
- 交流電源電圧を整流し、インバータ回路で高周波スイッチングして、高周波電力に変換して高周波誘電加熱を行ない、かつその際、ＰＷＭコンパレータからの出力でパルス幅変調して前記インバータ回路のスイッチングトランジスタをオン・オフ制御する高周波誘電加熱用電力制御方法において、
前記インバータ回路の入力電流を検知し、該検出電流を整流したものを入力電流信号とし、また、前記交流電源電圧を整流しさらに波形整形して波形エラーを除去したものを基準波形とし、該基準波形と前記入力電流信号との差を求めてこれを波形エラー信号とし、
一方、前記入力電流信号を平滑した平滑後の入力電流信号と、加熱出力設定に対応した電流基準信号を比較して電流エラー信号とし、
該電流エラー信号と前記波形エラー信号とをミックス（加算）し、そのミックス信号を前記ＰＷＭコンパレータの一方の入力とし、ノコギリ波発生回路からのノコギリ波を前記ＰＷＭコンパレータの入力としたことを特徴とする高周波誘電加熱用電力制御方法。 - 前記入力電流信号の代わりに、前記スイッチングトランジスタのコレクタ電流信号を整流した信号を用いることを特徴とする請求項１記載の高周波誘電加熱用電力制御方法。
- 前記基準波形は、前記交流電源電圧を整流し波形整形して波形エラーを除去したものを更にゲイン可変アンプを通して前記整形波形よりもさらに整えた波形としたものであることを特徴とする請求項１又は２記載の高周波誘電加熱用電力制御方法。
- 前記ゲイン可変アンプは、制御入力信号端子を有し、該制御入力信号端子に加えられる制御入力信号により、前記交流電源電圧を整流して波形整形した信号を前記基準波形に変換することができるものであり、前記基準波形と前記入力電流波形との差情報を前記制御入力信号端子に入力することを特徴とする請求項３記載の高周波誘電加熱用電力制御方法。
- 前記電流エラー信号と前記波形エラー信号とをミックスする際に、前記電流エラー信号の高域成分をカットすることを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項記載の高周波誘電加熱用電力制御方法。
- 前記交流電源電圧を整流し、前記波形整形した波形を反転した信号を補助変調信号とし、該補助変調信号を前記電流エラー信号と前記波形エラー信号とのミックスの際にミックスすることを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項記載の高周波誘電加熱用電力制御方法。
- 前記波形エラー信号が、前記基準波形と前記入力電流信号との差に比例した信号であるが、その差が所定値を超えると一定のエラーリミット値とする信号であることを特徴とする請求項１〜６のいずれか１項記載の高周波誘電加熱用電力制御方法。
- 前記電流エラー信号は、前記平滑後の入力電流信号と、加熱出力設定に対応した電流基準信号を比較し、その差に比例（比例係数β）した信号であるが、前記入力電流信号が前記電流基準信号よりも大きいときは前記比例係数βよりも勾配の大きい比例係数α（ただし、α＞β）の信号とすることで、前記入力電流信号が前記電流基準信号よりも小さいときの電力制御よりも速くしたことを特徴とする請求項７記載の高周波誘電加熱用電力制御方法。
- 前記電流エラー信号は、前記平滑後の入力電流信号と、加熱出力設定に対応した電流基準信号を比較し、その差に比例した信号であるが、その差が所定値を超えると一定のエラーリミット値（ｅ２）とする信号であるが、前記入力電流信号が前記電流基準信号よりも大きいときは前記エラーリミット値（ｅ２）よりも大きなリミット値（ｅ１）（ただし、ｅ１＞ｅ２）の信号とすることで、前記入力電流信号が前記電流基準信号よりも小さいときの電力制御よりも速くしたことを特徴とする請求項７記載の高周波誘電加熱用電力制御方法。
- 前記基準波形と前記入力電流波形との差情報を前記ゲイン可変アンプの制御入力信号とする際に、前記差情報の高域成分をカットして前記ゲイン可変アンプの制御入力信号とすることにより、ゲイン可変に波形エラー信号のノイズが悪影響しないよ うにしたことを特徴とする請求項４項記載の高周波誘電加熱用電力制御方法。
- 前記交流電源電圧の低くなる位相のときは前記基準波形信号をゼロに近づける基準信号変換手段を設けることを特徴とする請求項１〜１０のいずれか１項記載の高周波誘電加熱用電力制御方法。
- 前記交流電源電圧を整流する整形フィルタ回路に商用電源周波数の高調波歪み成分を減衰させるフィルタを設けることを特徴とする請求項１〜１１のいずれか１項記載の高周波誘電加熱用電力制御方法。
- 前記基準波形の位相を制御系の遅れ時間を考慮して予め進めておくことを特徴とする請求項１〜１２のいずれか１項記載の高周波誘電加熱用電力制御方法。
- 交流電源電圧を整流する整流回路と、該整流回路の出力側に設けられるインバータ回路と、該インバータ回路により高周波電力に変換して高周波誘電加熱を行なう高周波誘電加熱であって、ＰＷＭコンパレータからの出力でパルス幅変調して前記インバータ回路のスイッチングトランジスタをオン・オフ制御するタイプの高周波誘電加熱用電力制御装置において、
前記インバータ回路の入力電流を検知する電流検知手段と、該電流検知手段からの電流信号を整流する第１の整流回路と、前記交流電源電圧を整流する第２の整流回路と、該第２の整流回路の出力を波形整形する整形回路と、前記整形回路からの出力信号をゲイン可変アンプでゲイン可変して基準波形信号とし、前記第１の整流回路からの出力を入力電流信号とし、該入力電流信号と前記基準波形とを入力してその差を求めてこれを波形エラー信号として出力する波形エラー検出回路と、
一方、前記第１の整流回路の出力を平滑する平滑回路と、加熱出力設定に対応した電流基準信号を作る電流基準信号発生器と、該電流基準信号発生器の出力と前記平滑回路の出力を入力してその差を求めてこれを電流エラー信号として出力する比較回路と、前記波形エラー信号と前記波形エラー信号とをミックス（加算）するミックス回路と、ノコギリ波を作るノコギリ波発生回路と、該ノコギリ波発生回路からのノコギリ波を一方の入力とし前記ミックス回路の出力信号を他方の入力とするＰＷＭコンパレータとを備えたことを特徴とする高周波誘電加熱用電力制御装置。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002181905A JP3830144B2 (ja) | 2002-06-21 | 2002-06-21 | 高周波誘電加熱用電力制御方法およびその装置 |
| US10/465,122 US6903319B2 (en) | 2002-06-21 | 2003-06-19 | Method and apparatus for controlling electric power for high-frequency dielectric heating |
| CNB031438407A CN100548080C (zh) | 2002-06-21 | 2003-06-21 | 高频感应加热用电力控制方法及其装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002181905A JP3830144B2 (ja) | 2002-06-21 | 2002-06-21 | 高周波誘電加熱用電力制御方法およびその装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2004030981A JP2004030981A (ja) | 2004-01-29 |
| JP3830144B2 true JP3830144B2 (ja) | 2006-10-04 |
Family
ID=31178623
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2002181905A Expired - Fee Related JP3830144B2 (ja) | 2002-06-21 | 2002-06-21 | 高周波誘電加熱用電力制御方法およびその装置 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6903319B2 (ja) |
| JP (1) | JP3830144B2 (ja) |
| CN (1) | CN100548080C (ja) |
Families Citing this family (37)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US20050213634A1 (en) * | 2002-11-19 | 2005-09-29 | Avraham Sadeh | Remote measurement and control for a heating element |
| JP4142609B2 (ja) * | 2004-04-07 | 2008-09-03 | 松下電器産業株式会社 | 高周波加熱装置 |
| JP2006066194A (ja) * | 2004-08-26 | 2006-03-09 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | マグネトロン駆動用電源 |
| JP2006120339A (ja) | 2004-10-19 | 2006-05-11 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 高周波加熱電源装置 |
| JP4479511B2 (ja) * | 2005-01-18 | 2010-06-09 | パナソニック株式会社 | 高周波加熱装置 |
| US20090283518A1 (en) * | 2005-01-18 | 2009-11-19 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | High frequency heating apparatus |
| JP4356618B2 (ja) * | 2005-01-25 | 2009-11-04 | パナソニック株式会社 | マグネトロン駆動用電源 |
| JP4871522B2 (ja) * | 2005-04-04 | 2012-02-08 | パナソニック株式会社 | 高周波誘電加熱用電力制御方法及びその装置 |
| JP4872254B2 (ja) * | 2005-07-11 | 2012-02-08 | ブラザー工業株式会社 | 電源装置及び電力調節方法 |
| US9301346B2 (en) * | 2005-08-26 | 2016-03-29 | Panasonic Intellectual Property Management Co., Ltd. | Power supply for a high frequency heating |
| DE102005050038A1 (de) * | 2005-10-14 | 2007-05-24 | E.G.O. Elektro-Gerätebau GmbH | Verfahren zum Betrieb einer Induktionsheizeinrichtung |
| DE102005050036A1 (de) * | 2005-10-14 | 2007-05-31 | E.G.O. Elektro-Gerätebau GmbH | Induktionsheizeinrichtung und zugehöriges Betriebs- und Topferkennungsverfahren |
| JP5179717B2 (ja) * | 2005-11-25 | 2013-04-10 | パナソニック株式会社 | 高周波誘電加熱用電力制御装置 |
| JP5138166B2 (ja) * | 2005-11-25 | 2013-02-06 | パナソニック株式会社 | 高周波誘電加熱用電力制御装置およびその制御方法 |
| JP5138164B2 (ja) * | 2005-11-25 | 2013-02-06 | パナソニック株式会社 | 高周波誘電加熱用電力制御装置およびその制御方法 |
| JP5138165B2 (ja) * | 2005-11-25 | 2013-02-06 | パナソニック株式会社 | 高周波誘電加熱用電力制御装置およびその制御方法 |
| EP2160074B1 (en) | 2005-11-25 | 2012-02-08 | Panasonic Corporation | Power control device for high-frequency dielectric heating and its control method |
| JP5092286B2 (ja) * | 2006-06-07 | 2012-12-05 | パナソニック株式会社 | 高周波誘電加熱用電力制御装置およびその制御方法 |
| EP2023690B1 (en) * | 2006-06-02 | 2016-06-29 | Panasonic Corporation | Power control apparatus for high frequency dielectric heating and control method employed by the power control apparatus |
| JP5124995B2 (ja) * | 2006-06-07 | 2013-01-23 | パナソニック株式会社 | 高周波誘電加熱用電力制御装置およびその制御方法 |
| JP4978062B2 (ja) * | 2006-06-02 | 2012-07-18 | パナソニック株式会社 | 高周波誘電加熱用電力制御装置およびその制御方法 |
| JP5124996B2 (ja) * | 2006-06-07 | 2013-01-23 | パナソニック株式会社 | 高周波誘電加熱用電力制御装置およびその制御方法 |
| JP4832177B2 (ja) * | 2006-06-19 | 2011-12-07 | パナソニック株式会社 | インバータ制御回路及び高周波誘電加熱装置 |
| CN101106846B (zh) * | 2006-09-13 | 2011-09-21 | 阮世良 | 一种磁控管驱动电源及控制方法 |
| CN101072462B (zh) * | 2006-09-13 | 2012-05-30 | 阮世良 | 磁控管驱动电源及控制方法 |
| CN101930059B (zh) * | 2009-06-19 | 2014-01-22 | 三星电机株式会社 | 用于电源的交流检测电路 |
| JP5304701B2 (ja) * | 2010-03-26 | 2013-10-02 | パナソニック株式会社 | マグネトロン駆動用電源 |
| JP5820661B2 (ja) * | 2010-09-14 | 2015-11-24 | 東京エレクトロン株式会社 | マイクロ波照射装置 |
| CN103716931B (zh) * | 2012-10-05 | 2016-08-10 | 松下电器产业株式会社 | 高频介质加热用电力控制装置 |
| CN103326591B (zh) * | 2013-06-24 | 2015-05-20 | 吉林大学 | 一种介电材料加热用高频高压发生器 |
| CN104678872B (zh) * | 2013-11-27 | 2018-11-23 | 上海宝钢工业技术服务有限公司 | 用于高频感应加热装置的信号变换隔离控制电路 |
| GB2536930B (en) * | 2015-03-31 | 2020-03-25 | Teledyne E2V Uk Ltd | A modulator system |
| CN104936327B (zh) * | 2015-07-08 | 2016-08-24 | 王春芳 | 一种微波炉用磁控管电源功率传输与控制方法 |
| KR101954531B1 (ko) * | 2017-09-26 | 2019-05-23 | 엘지전자 주식회사 | 정수기 및 정수기의 제어 방법 |
| US11013075B2 (en) * | 2018-12-20 | 2021-05-18 | Nxp Usa, Inc. | RF apparatus with arc prevention using non-linear devices |
| CN113948356B (zh) * | 2021-10-14 | 2022-07-26 | 四川大学 | 磁控管阳极电源纹波混频无线携能通信装置和方法 |
| CN113950176B (zh) * | 2021-10-14 | 2023-05-23 | 四川大学 | 磁控管阳极电源纹波混频多频加热装置和方法 |
Family Cites Families (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3913002A (en) * | 1974-01-02 | 1975-10-14 | Gen Electric | Power circuits for obtaining a high power factor electronically |
| JPS51103333A (ja) * | 1975-03-07 | 1976-09-11 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | |
| US4438311A (en) * | 1979-07-05 | 1984-03-20 | Sanyo Electric Co., Ltd. | Induction heating cooking apparatus |
| GB2062985B (en) * | 1979-11-12 | 1983-11-02 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Small load detection by comparison between input and output parameters of an induction heat cooking apparatus |
| JPH07111905B2 (ja) * | 1987-07-23 | 1995-11-29 | 株式会社東芝 | 誘導加熱調理器の負荷適否検知回路 |
| JP3168797B2 (ja) | 1993-12-21 | 2001-05-21 | 松下電器産業株式会社 | 高周波加熱装置 |
-
2002
- 2002-06-21 JP JP2002181905A patent/JP3830144B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
2003
- 2003-06-19 US US10/465,122 patent/US6903319B2/en not_active Expired - Fee Related
- 2003-06-21 CN CNB031438407A patent/CN100548080C/zh not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CN1482838A (zh) | 2004-03-17 |
| US6903319B2 (en) | 2005-06-07 |
| CN100548080C (zh) | 2009-10-07 |
| US20040074900A1 (en) | 2004-04-22 |
| JP2004030981A (ja) | 2004-01-29 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP3830144B2 (ja) | 高周波誘電加熱用電力制御方法およびその装置 | |
| JP4871522B2 (ja) | 高周波誘電加熱用電力制御方法及びその装置 | |
| US8338762B2 (en) | Power control apparatus for high-frequency dielectric heating and power control method for the same | |
| EP2178339B1 (en) | Power control unit for high-frequency dielectric heating and control method thereof | |
| JP5138164B2 (ja) | 高周波誘電加熱用電力制御装置およびその制御方法 | |
| JP4978062B2 (ja) | 高周波誘電加熱用電力制御装置およびその制御方法 | |
| JP5138166B2 (ja) | 高周波誘電加熱用電力制御装置およびその制御方法 | |
| JP5124995B2 (ja) | 高周波誘電加熱用電力制御装置およびその制御方法 | |
| JP5138165B2 (ja) | 高周波誘電加熱用電力制御装置およびその制御方法 | |
| JP5124996B2 (ja) | 高周波誘電加熱用電力制御装置およびその制御方法 | |
| JP5179717B2 (ja) | 高周波誘電加熱用電力制御装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20040406 |
|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20060201 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20060215 |
|
| RD04 | Notification of resignation of power of attorney |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7424 Effective date: 20060325 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20060417 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20060705 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20060710 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Ref document number: 3830144 Country of ref document: JP Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090721 Year of fee payment: 3 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100721 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110721 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110721 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120721 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130721 Year of fee payment: 7 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |