JP4871522B2 - 高周波誘電加熱用電力制御方法及びその装置 - Google Patents

Description

本発明は、電子レンジなどのようにマグネトロンを用いた高周波誘電加熱に関するものである、特にマグネトロンの特性のバラツキや種類、マグネトロンのアノードの温度等の差異に影響されない高周波誘電加熱に関するものである。

従来より、高周波加熱装置は、マグネトロンに供給する電力の調節をインバータ制御回路の出力パルス幅によって行っている。信号重畳手段の出力電圧が高くなると前記インバータ制御回路の出力パルス幅は広くなり、マグネトロンに供給する電力は大きくなる構成となっていた。この構成によって信号重畳手段の出力電圧を変えマグネトロンの加熱出力を連続的に変化させることが可能となっていた。

また、ヒータはマグネトロンのカソードを兼ねていたので、マグネトロンに電力を供給するトランスは、ヒータにも電力を供給しているため、マグネトロンに供給する電力の変化に応じてヒータに供給する電力も変化していた。このためヒータ温度を適正な範囲に入れようとすると、僅かな加熱出力の変化幅しか取れず、加熱出力を連続的に変えることができなくなる問題があった。

これを解決する高周波加熱装置としては、特許文献１に開示された制御方式がある。図１１はこの制御方式を実施する高周波加熱装置を説明する図である。図１１において、この加熱制御方式は、マグネトロン７０１と、マグネトロン７０１に２次巻電力を供給する高圧整流回路７０２に高圧電力を供給すると同時に前記マグネトロン７０１のヒータ７１５に電力を供給するトランス７０３と、交流電源７０４を整流しそれを所定周波数の交流に変換しトランス７０３に供給するインバータ回路７０５と、インバータ回路７０５の入力電力あるいは出力電力を検知する電力検知手段７０６と、所望する加熱出力設定に対応した出力設定信号を出力する出力設定部７０７と、電力検知手段７０６の出力と前記出力設定信号を比較し所望する加熱出力となるよう電力調節信号の直流レベルをコントロールする電力調節部７０８と、電力検知手段７０６の出力が基準電圧発生手段の出力レベル７１８以上になると出力である発振検知信号がＬＯからＨＩとなる発振検知手段７１９と、前記出力設定信号に対応した電圧を発生する比較電圧発生回路７１６と、出力設定信号をレベル変換回路７２０によって比較した波形整形信号と、交流電源電圧７０４を整流する整流回路７１０の出力を前記波形整形信号と前記発振検知信号に基づいて整形する波形整形回路７２１と、波形整形回路７２１の出力信号を前記比較電圧発生回路の出力と比較し小さいときは比較基準電圧を出力し、大きいときは反転増幅する比較回路７１１と、比較回路７１１の出力の変動信号を前記電力調節信号に重畳しパルス幅制御信号を出力する信号重畳手段７１２と、発振回路７１３と、発振回路７１３の出力を前記パルス幅制御信号によりパルス幅変調しこの変調出力により前記インバータ回路５を駆動するインバータ制御回路７１４を備える構成となっている。

上記高周波加熱装置は、マグネトロン７０１に供給する電力の調節をインバータ制御回路７１４の出力パルスの幅によって行なっている。信号重畳手段７１２の出力電圧が高くなると前記インバータ制御回路７１４の出力パルス幅は広くなり、マグネトロン７０１に供給する電力は大きくなる。この装置において信号重畳手段７１２の出力電圧を連続的に変えることによってマグネトロン７０１の加熱出力を連続的に変化させることが可能となっている。

この構成によると、整流回路７１０の交流電源７０４電圧を整流した整流出力電圧は、波形整形回路７２１によって出力設定に応じて整形され、比較回路７１１へ入力される。この波形整形回路７２１の出力を、加熱出力設定信号に対応したレベルの基準信号を発生する比較電圧発生回路７１６を基準電圧として持つ比較回路７１１によって反転増幅し、この反転増幅信号と電力調節部７０８の出力を重畳することによって、信号重畳手段７１２の出力信号である前記パルス幅制御信号は、加熱出力設定が高出力時と比較して低出力時には交流電源７０４の振幅最大付近のレベルはより低くなり、前記マグネトロン非発振部分のレベルはより高くなるため、マグネトロンの電源一周期あたりの発振期間は長くなる。これによりヒータへ供給される電力は大きくなる。さらに高出力時にはインバータの入力電流波形が、エンベロープピーク付近で上に凸であり正弦波の整流波形に近い波形となり、高調波電流が抑えられる。

このように、波形整形回路７２１によりパルス幅制御信号を低出力時にはヒータ電流が多くはいるように、高出力時には電源電流高調波が小さくなるように制御することにより、電源電流高調波を低く抑えなおかつヒータ電流の変化を小さくすることができ、信頼性の高い高周波加熱装置を実現することができる、というものである。

しかしながらこの制御においては、スイッチングトランジスタのＯＮ／ＯＦＦ駆動パルスに、商用電源波形を加工・整形した変調波形を用いてパルス幅変調し、入力電流波形が正弦波に近づくように「見込み制御方式」による波形整形を実施しているので、マグネトロンの特性のバラツキや種類、それにマグネトロンのアノードの温度や電子レンジ内の負荷によるｅｂｍ（アノード・カソード間電圧）変動、さらに電源電圧変動に対してまでは波形整形が追従しきれていない、ということが判明した。

以下、マグネトロンの特性のバラツキや種類について簡単に説明する。マグネトロンのＶＡＫ（アノード・カソード電圧）−Ｉｂ特性は図１２で示すように非線形負荷のため、商用電源の位相に応じてＯＮ幅を変調して、入力電流波形を正弦波に近づけて力率向上をさせていた。

そして、マグネトロンのこの非線形特性は、マグネトロンの種類により異なり、またマグネトロン温度や、電子レンジ内の負荷によっても変動するものである。

図１２はマグネトロンのアノード・カソード印加電圧−アノード電流特性図であり、（ａ）はマグネトロンの種類による違い、（ｂ）はマグネトロンの給電のマッチングの善し悪しによる違い、（ｃ）はマグネトロンの温度による違い、をそれぞれ示す図であり、また（ａ）〜（ｃ）に共通して縦軸はアノード−カソード間電圧、横軸はアノード電流である。

そこで（ａ）について見ると、Ａ，Ｂ，Ｃは３種類のマグネトロンの特性図で、マグネトロンＡの場合、ＶＡＫがＶＡＫ１（＝ｅｂｍ）になるまでは電流はＩＡ１以下の僅かな電流しか流れない。ところが、ＶＡＫがＶＡＫ１を超えると電流ＩＡは急激に増加し始める。この領域ではＶＡＫの僅かの違いでＩＡは大きく変化することとなる。次に、マグネトロンＢの場合、ＶＡＫ２（＝ｅｂｍ）はＶＡＫ１より低く、さらにマグネトロンＣの場合、ＶＡＫ３（＝ｅｂｍ）はＶＡＫ２よりさらに低くなっている。このようにマグネトロンのこの非線形特性は、マグネトロンの種類Ａ，Ｂ，Ｃにより異なるので、ｅｂｍが低いマグネトロンに合わせた変調波形の場合、ｅｂｍが高いマグネトロンを使用した時に入力電流波形が歪んでしまった。従来装置ではこれらの問題に対処できなかった。そこで、それらの種類の影響を受けない高周波誘電加熱回路を作ることが課題となっている。

同じく（ｂ）について見ると、３種類のマグネトロンの特性図はマグネトロンから見た加熱室のインピーダンスマッチングの良、悪を示している。インピーダンスマッチングが良の場合、ＶＡＫ１（＝ｅｂｍ）が最大で、以下悪くなるにしたがって小さくなってゆく。このようにマグネトロンのこの非線形特性は、インピーダンスマッチングの良、不良でも大きく異なるので、それらの種類の影響を受けない高周波誘電加熱回路を作ることが課題となっている。

同じく（ｃ）について見ると、３種類のマグネトロンの特性図はマグネトロンの温度の高低を示している。温度が低い場合、ＶＡＫ１（＝ｅｂｍ）が最大で、以下次第に温度が高くなるにしたがってｅｂｍは低くなってゆく。したがって、マグネトロンの温度を低い方に合わせると、マグネトロンの温度が高くなったときに入力電圧波形が歪んでしまうことが起きた。

このようにマグネトロンの非線形特性は、マグネトロンの温度の違いでも大きく異なるので、それらの種類の影響を受けない高周波誘電加熱回路を作ることが必要である。

上述の課題に対応して、特許文献２に開示された制御方式がある。図１３はこの制御方式を実施する高周波加熱装置を説明する構成図である。

図１３において、交流電源２２０の交流電圧は４個のダイオード２３２から成るダイオードブリッジ型整流回路２３１で整流され、インダクタ２３４とコンデンサ２３５から成る平滑回路２３０を経て、直流電圧に変換される。その後、コンデンサ２３７とトランス２４１の１次巻線２３８から成る共振回路２３６とスイッチングトランジスタ２３９から成るインバータ回路で高周波交流に変換され、トランス２４１を介してその２次側巻線２４３に高周波高圧が誘起される。

２次側巻線２４３に誘起された高周波高圧は、コンデンサ２４５、ダイオード２４６、コンデンサ２４７、ダイオード２４８から成る倍電圧整流回路２４４を介して、高電圧がマグネトロン２５０のアノード２５２とカソード２５１間に印加される。また、トランス２４１には３次巻線２４２があって、これによりマグネトロン２５０のヒータ（カソード）２５１を加熱する。以上がインバータ主回路２１０である。

次に、インバータのスイッチングトランジスタ３９を制御する制御回路２７０について説明する。まず、ＣＴなどの電流検知手段２７１でインバータ回路の入力電流を検知し、電流検知手段２７１からの電流信号を整流回路２７２で整流し、平滑回路２７３で平滑し、これと、他方の加熱出力設定に対応した出力設定信号を出力する出力設定部２７５からの信号を比較回路２７４で比較する。なお、比較回路２７４は電力の大きさを制御するための比較を行うので、前記入力電流信号の代わりにマグネトロン２５０のアノード電流信号や、あるいはスイッチングトランジスタ２３９のコレクタ電流信号等が入力信号であっても本発明は有効である。

他方、交流電源２２０をダイオード２６１で整流し、整形回路２６２で波形整形する。その後、整形回路２６２からの信号を反転・波形処理回路２６３で反転し、波形処理する。

整形回路２６２からの出力信号は本発明により設けられた後述のゲイン可変アンプ回路２９１で可変して基準波形信号を出力し、整流回路２７２からの入力電流波形信号とこのゲイン可変アンプ回路２９１からの基準波形信号との差を、同じく本発明により設けられた波形エラー検出回路２９２により波形誤差信号として出力する。

この波形エラー検出回路２９２からの波形誤差信号と比較回路２７４からの電流誤差信号をミックスアンドフィルタ回路２８１（以下、「ミックス回路」という。）でミックスしフィルタリングしてＯＮ電圧信号を出力し、ノコギリ波発生回路２８３からのノコギリ波とＰＷＭコンパレータ２８２で比較して、パルス幅変調し、インバータ回路のスイッチングトランジスタ２３９をオン・オフ制御するものである。

図１４はミックス回路２８１の１例を示す。ミックス回路８１の入力端子は３つあり、端子８１１に補助変調信号、端子８１２に波形誤差信号、端子８１３に電流誤差信号が加えられ、図のような内部回路でミックスされる。

８１０は高周波カットフィルタで、高周波成分が不要な電流誤差信号の高周波成分を除去する機能を有する。高周波成分が存在すると波形誤差信号とミックスしたときに波形誤差信号の変動分がきれいに出なくなってしまうからである。

以上のように、ゲイン可変アンプ回路２９１により入力電流の大きさに追従した波形基準を自動的に作成し、この波形基準と、電流検知手段２７１から得られた入力電流波形とを波形エラー検出回路２９２で比較して波形エラー情報を得るようにし、そして得られた波形エラー情報を入力電流制御の出力とミックスして、インバータ回路のスイッチングトランジスタ２３９のオン・オフ駆動信号に変換して使用するものである。

このように、入力電流の大きさに追従した波形基準に入力電流波形が合致するように制御ループが動作するので、マグネトロンの種類やその特性にバラツキがあっても、またマグネトロンのアノードの温度や電子レンジ内の負荷によるｅｂｍ（アノード・カソード間電圧）変動、さらに電源電圧変動があっても、それらの影響を受けない入力電流波形整形がなされることができる。

特開平７−１７６３７５号公報 特開２００４−３０９８１号公報

しかしながら、特許文献２記載の構成では、図１４に示したように、反転・波形処理回路２６３からの補助変調信号８１１を用いて、波形整形を行っていた。これは、波形整形に際し、実際に流れる電流を反映した波形誤差信号８１２に加えて補助変調信号８１１を用いることにより、波形整形がうまく行えるという理由に基づくものであった。しかしながら反転・波形処理回路２６３の採用、さらには整流回路２７２等が必要となるため、構造が複雑、大規模になるものであった。

また、補助変調信号８１１の採用に伴い、結局マグネトロンの種類やその特性に応じて、今度は補助変調信号８１１の調整が必要となり、結局対象となるマグネトロンに応じた回路毎の個別設計が必要となるものであった。

また、補助変調信号８１１の採用に伴い、トランジスタ２３９の最初のオン動作開始の時点を、交流電源の瞬時電圧が小さい０度、１８０度付近の位相に制御して、マグネトロンに高い電圧がかかることを防止する必要がある。このための制御調整が複雑になるという問題があった。

本発明は、装置の構成を簡易にし、装置をより小型化するととともに、マグネトロンの種類に応じた調整、設計を不要とし、運転効率を向上させることのできる高周波誘電加熱用電力制御方法および装置を実現する。

本発明の高周波誘電加熱方法は、交流電源電圧を整流し、高周波スイッチングして高周波電力に変換するインバータ回路を制御する高周波誘電加熱用電力制御方法であって、（１）前記インバータ回路への入力電流を前記インバータ回路のスイッチングトランジスタを制御する制御回路とダイオードブリッジ型整流回路との間に配置されたシャント抵抗で検知して前記シャント抵抗の両端部が接続された入力電流信号アンプで入力電流波形を取得するステップと、（２）前記交流電源電圧からの交流電源電圧波形より、入力電流波形の大きさに追従した基準波形を取得するステップと、（３）前記入力電流波形と前記基準波形とを比較して波形誤差信号を取得するステップと、（４）前記入力電流波形と所望の高周波出力を得るための入力電流基準信号とを比較して電流誤差信号を取得するステップと、（５）前記波形誤差信号と前記電流誤差信号を加算して、前記インバータ回路のスイッチングトランジスタを駆動する電力制御信号を取得するステップと、（６）（２）のステップにおいて、前記基準波形を、前記交流電源電圧波形と（３）のステップにおいて得られた前記波形誤差信号のフィードバック信号のみに基づいて生成するステップと、を備える。

上記方法において、前記基準波形を、商用電源電圧波形をゲイン可変アンプを通じて変換して得ることができる。また、（５）のステップの前に、前記波形誤差信号のプラス方向およびマイナス方向に波形を制限することもできる。また、（６）のステップにおいて、前記フィードバック信号の高周波成分をカットすることもできる。

次に、本発明の高周波誘電加熱装置は、交流電源電圧を整流し、高周波スイッチングして高周波電力に変換するインバータ回路を制御する高周波誘電加熱用電力制御装置であって、前記インバータ回路のスイッチングトランジスタを制御する制御回路とダイオードブリッジ型整流回路との間に配置され前記インバータ回路への入力電流を検知するシャント抵抗と、前記シャント抵抗の両端部が接続され前記入力電流を入力電流波形に変換する入力電流信号アンプと、前記交流電源電圧からの交流電源電圧波形より、入力電流波形の大きさに追従した基準波形を取得する第２の波形変換部と、前記入力電流波形と前記基準波形とを比較して波形誤差信号を取得する波形エラー検出回路と、前記入力電流波形と所望の高周波出力を得るための入力電流基準信号とを比較して電流誤差信号を取得する比較回路と、前記波形誤差信号と前記電流誤差信号を加算して、前記インバータ回路のスイッチングトランジスタを駆動する電力制御信号を取得するミックス回路と、を備え、前記基準波形が、前記交流電源電圧波形と前記波形誤差信号のフィードバック信号のみに基づいて生成される。

前記基準波形は、商用電源電圧波形を第２の波形変換部を通じて変換して得ることができる。前記第２の波形変換部をゲイン可変アンプにより構成することが可能である。

更に、前記波形誤差信号のプラス方向およびマイナス方向に波形を制限するリミッタを設けることができる。また、前記フィードバック信号の高周波成分をカットする高周波成分カットフィルタを更に設けることもできる。

本発明によれば、装置の構成を簡易にし、装置をより小型化することが可能となる。また、マグネトロンの種類に応じた装置の調整、設計を不要とし、運転効率を向上させることも可能となる。

以下、本発明の実施形態について図面を用いて詳細に説明する。

（実施の形態１）
図１は本発明の実施の形態１に係る高周波加熱装置を説明するブロック図である。図１において、高周波加熱装置はインバータ主回路１０と、インバータのスイッチングトランジスタ３９を制御する制御回路７０と、マグネトロン５０とからなる。インバータ主回路１０は、交流電源２０と、ダイオードブリッジ型整流回路３１と、平滑回路３０と、共振回路３６と、スイッチングトランジスタ３９、倍電圧整流回路４４とを含む。

交流電源２０の交流電圧は４個のダイオード３２から成るダイオードブリッジ型整流回路３１で整流され、インダクタ３４とコンデンサ３５から成る平滑回路３０を経て、直流電圧に変換される。その後、コンデンサ３７とトランス４１の１次巻線３８から成る共振回路３６とスイッチングトランジスタ３９から成るインバータ回路で高周波交流に変換され、トランス４１を介してその２次側巻線４３に高周波高圧が誘起される。

２次側巻線４３に誘起された高周波高圧は、コンデンサ４５、ダイオード４６、コンデンサ４７、ダイオード４８から成る倍電圧整流回路４４を介して、高電圧がマグネトロン５０のアノード５２とカソード５１間に印加される。また、トランス４１には３次巻線４２があって、これによりマグネトロン５０のヒータ（カソード）５１を加熱する。以上がインバータ主回路１０である。

次に、インバータのスイッチングトランジスタ３９を制御する制御回路７０について説明する。まず、ダイオードブリッジ型整流回路３１と平滑回路３０間に設けられたシャント抵抗（電流検知部）７１の両端部が入力電流信号アンプ（第１の波形変換部）７２に接続されている。入力電流信号アンプ７２によりシャント抵抗７１を流れる電流が検知され、増幅され、入力電流波形が生成される。

入力電流信号アンプ７２により得られた電流信号は、平滑回路７３で平滑化され、これと、他方の加熱出力設定に対応した出力設定信号を出力する出力設定部７５からの信号を比較回路７４で比較する。なお、比較回路７４は電力の大きさを制御するための比較を行うので、前記入力電流信号の代わりにマグネトロン５０のアノード電流信号や、あるいはスイッチングトランジスタ３９のコレクタ電流信号等を入力信号として用いることもできる。

他方、交流電源２０を該電源２０に接続されたダイオード６１で整流し、整形回路６２で波形整形する。整形回路６２の出力信号は、ゲイン可変アンプ回路（第２の波形変換部）９１に入力され、ゲイン可変アンプ回路９１は入力信号のゲインを変えることにより基準波形信号（基準電流波形信号）を出力し、入力電流信号アンプ７２からの入力電流波形信号とこのゲイン可変アンプ回路９１からの基準波形信号との差を、波形エラー検出回路９２により波形誤差信号として出力する。

この波形エラー検出回路９２からの波形誤差信号と比較回路７４からの電流誤差信号をミックスアンドフィルタ回路８１（以下、「ミックス回路」という。）でミックスしフィルタリングしてＯＮ電圧信号を出力し、ノコギリ波発生回路８３からのノコギリ波とＰＷＭコンパレータ８２で比較して、パルス幅変調し、インバータ回路のスイッチングトランジスタ３９をオン・オフ制御する。

図２は、制御回路７０の詳細を示した図である。図１における制御回路７０とほぼ同様の構成が示されているが、図２では図１における平滑回路７３は省略されている。すなわち、図１においても平滑回路７３は省略することができ、入力電流信号アンプ７２により得られた電流信号を平滑化しないで直接比較回路７４に入力し、出力設定部７５からの信号と比較することができる。また、図２に示した比較器７４０は、図１では省略されている。比較器７４０は、後述するミックス回路８１の抵抗Ｒ３にトランジスタＴ２を介して接続されている。比較器７４０については後に説明する。

図２を用いて、制御回路７０の作用を更に詳述する。入力電流信号アンプ７２によりシャント抵抗７１を流れる電流に対応した入力電流波形Ｓ１が検知される。波形Ｓ１は、平滑回路７３で平滑化される（ただし上述した様に必須ではなく、図２では省略）。

一方、交流電源２０の電流は、ダイオード６１（図１）で整流され、さらに整形回路６２で波形整形に付されることにより交流電源電圧波形が生成される。該交流電源電圧波形は、ゲイン可変アンプ回路９１に入力される。ゲイン可変アンプ回路９１は、該交流電源電圧波形と、後述する波形エラー検出回路９２から高周波成分カットフィルタ９１０を介して得られるゲイン調整のためのフィードバック信号Ｓ２とに基づき、基準波形Ｓ３を求める。この基準波形Ｓ３は、入力電流波形Ｓ１をその基礎として持つフィードバック信号Ｓ２を元に生成されている。言い換えると、基準波形Ｓ３は波形Ｓ１の大きさに追従したものとなっている。

入力電流波形Ｓ１と、当該入力電流波形に追従した基準波形Ｓ３は、波形エラー検出回路９２に出力される。波形エラー検出回路９２は、入力電流波形Ｓ１と基準波形Ｓ３を比較し、波形誤差信号Ｓ４を生成する。この波形誤差信号Ｓ４は、比較的短い期間の単位での（瞬時の）入力電力の変化に対応した電力制御、いわゆる波形整形を行うものであり、後述するミックス回路８１に出力される。尚、比較器９２ａは、入力電流波形Ｓ１と基準波形Ｓ３を直接比較し、電流源９２ｂは、波形誤差信号Ｓ４の基礎となるフォワード側の信号を生成し、電流源９２ｃは、高周波成分カットフィルタ９１０へ送られるフィードバック側の信号Ｓ２を生成する。電流源９２ｂと電流源９２ｃ各々の電流の大きさ、極性は比較器９２ａの出力を反映する。さらに波形エラー検出回路９２は、リミッタ回路９２ｄ、バイアスを与えるための電源９２ｅ及び抵抗９２ｆ、バッファ回路９２ｇを備える。

一方、上述した、平滑回路７３（図１）にて平滑化された入力電流波形Ｓ１は、比較回路７４に出力される。そして比較回路７４は、当該入力電流波形Ｓ１と、出力設定部７５からの加熱出力設定に対応した入力電流基準信号ＳＡとを比較する。この比較により電流誤差信号ＳＢが生成され、ミックス回路８１へ出力される。この電流誤差信号ＳＢが０より大きい、すなわち、（入力電流波形Ｓ１）＞（入力電流基準信号ＳＡ）の場合、ミックス回路８１のトランジスタＴ１をオンにする。一方、電流誤差信号ＳＢが０より小さい、すなわち、（入力電流波形Ｓ１）＜（入力電流基準信号ＳＡ）の場合、ミックス回路８１のトランジスタＴ１をオフにする。

次にミックス回路８１に付いて説明する。図２、図３に示すように、ミックス回路８１は、上述した比較回路７４に接続されたトランジスタＴ１と、波形エラー検出回路９２に接続されたキャパシタＣ１と、抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３とを含む。尚、図２では、追加的に示された比較器７４０に接続されたトランジスタＴ２、抵抗Ｒ４を含むが、図３では省略されている。

ミックス回路８１は、上述した波形エラー検出回路９２からの波形誤差信号Ｓ４と、比較回路７４からの電流誤差信号ＳＢを加算して電力制御信号（ＯＮ電圧信号）を出力する。この加算作用（ミックス作用）は、図２で示したように、電流誤差信号ＳＢによる波形誤差信号Ｓ４の絶対値レベルのシフト（上下方向のシフト）に対応する。

そして、ノコギリ波発生回路８３からのノコギリ波と電力制御信号を、ＰＷＭコンパレータ８２が比較してパルス幅変調し、インバータ回路のスイッチングトランジスタ３９をオン・オフ制御する。

以上のように、ゲイン可変アンプ回路９１により入力電流波形の大きさに追従した基準波形を自動的に作成し、この基準波形と、シャント抵抗７１から得られた入力電流波形とを波形エラー検出回路９２で比較して波形誤差信号を得るようにし、そして得られた波形誤差信号を比較回路７４の出力である電流誤差信号とミックスして、インバータ回路のスイッチングトランジスタ３９のオン・オフ駆動信号として使用するものである。

図４は本実施の形態により得られる波形を説明する図で、（ａ）は入力電流が大きい場合、（ｂ）は入力電流が小さい場合であり、また（１）および（２）はそれぞれ波形エラー検出回路９２の入力側信号（イは基準電流波形、ロは入力電流波形、）と出力側信号（波形エラー）を示している。図において、基準波形は入力電流に追従してその大きさを変化するので、入力電流が大きい場合（ａ）も、入力電流が小さい場合（ｂ）も、波形エラー検出回路９２の出力側信号（波形エラー）は（２）のようにその波形エラーのみが現れ、波形誤差信号を作成する波形エラー検出回路９２のダイナミックレンジは常に広く保たれることとなり、特性が良くなる。

このように、入力電流の大きさに追従した基準波形に入力電流波形が合致するように制御ループが動作するので、マグネトロンの種類やその特性にバラツキがあっても、またマグネトロンのアノードの温度や電子レンジ内の負荷によるｅｂｍ（アノード・カソード間電圧）変動、さらに電源電圧変動があっても、それらの影響を受けない入力電流波形整形がなされることができる。

また、商用電源電圧波形を用いてゲイン可変アンプ回路９１を通じて基準波形に変換するようにしており、これによって力率が最良となる。すなわち、商用電源電圧を整流して基準電流信号波形を作るので、商用電源電圧が正弦波に近ければ基準電流信号波形も正弦波に近づくし、また、一般に商用電源電圧には波形歪（特に、正弦波のピーク部がつぶれるといった波形歪）が伴うが、その場合には基準電流信号波形も同じように歪むので、結局どちらの場合にもその波形を基準電流信号波形が備え、これに入力電流波形が近づくこととなり、電源環境に左右されなくなるため力率が良くなる。これに対して、従来より基準電圧をマイコン等で作り出す方式が一般に用いられているが、これでは電源電圧の歪みに対応できないという大きな欠点がある。

また、本実施の形態では、基準波形と入力電流波形の差情報（波形誤差信号）を、波形エラー検出回路９２からゲイン可変アンプ回路９１にフィードバックするものである。前述のように、基準波形は商用電源電圧波形をゲイン可変アンプ回路９１を通じて変換して得たものであり、そして、この基準波形と入力電流波形との差情報をさらにゲイン可変アンプ回路９１にフィードバックしてゲイン可変アンプ回路９１のアンプ制御入力信号とすることにより、基準波形はその大きさを入力電流波形に自動的に追従することができるので、差情報には波形エラーのみが現れ、波形エラー検出回路９２のダイナミックレンジは広く保たれることになり、特性が良くなる。

更に本実施の形態では、高周波カットフィルタ９１０を介して、波形誤差信号をフィードバックする。この構成により波形誤差信号の高周波成分が除去され、基準波形の生成に際し波形誤差信号のノイズが悪影響しないようになり、波形が良くなる。

また、特許文献２の構成と異なり特別な反転・波形処理回路２６３からの補助変調信号８１１を用いる必要がなくなり、構造を簡易にし、かつ小型化も容易なものとなる。

また、補助変調信号８１１を採用しなくなるため、マグネトロンの種類やその特性に応じて、補助変調信号８１１の調整をする必要がなくなり、搭載対象となるマグネトロンに応じた回路毎の個別設計も省略することが可能となる。

また、補助変調信号８１１の廃止に伴い、トランジスタ２３９の最初のオン動作開始の時点を交流電圧の瞬時電圧が小さい０度、１８０度付近の位相に制御して、マグネトロンに高い電圧がかかることを防止するという制御調整が不要となり、より構造が簡素化できる。

また、特許文献１に構成においては、ＣＴなどの電流検知手段２７１と電流信号を整流する整流回路２７２を要したが、本実施の形態では、シャント抵抗７１によりこのような作用を実現している。したがって、より一層装置の簡易化、小型化を達成することができ、ＩＣ化も容易に実現可能となる。しかしながら、図１におけるシャント抵抗７１、入力電流信号アンプ７２の代わりに、図１３の電流検知手段２７１、整流回路２７２を用いることは問題ない。

（実施の形態２）
実施の形態２は、前記波形エラー検出回路９２の差情報（波形誤差信号）にプラス方向およびマイナス方向の制限をするリミッタを設けてミックス回路８１に入力するようにしている。図５は本実施の形態を説明する図で、（ａ）がブロック図、（ｂ）は特性図、（ｃ）は波形図である。図（ａ）において、９２１が本実施の形態により波形エラー検出回路９２の中に設けられたリミット機能９２１で、波形エラー検出回路９２の入力にゲイン可変アンプ回路９１からの基準波形と整流回路７２からの入力電流波形が入ると、このリミット機能９２１を経て波形エラーがミックス回路８１へ出力される。

図（ｂ）は縦軸は波形エラー値、横軸は入力電流波形である。横軸のＩ０に基準波形が加えられる。エラー検出特性は図のようにＩ０を中心に負の勾配の線分Ｌ０と、その前後で本実施の形態により設けられる所定のレベルで波形エラーをリミットするリミット直線Ｌ１とＬ２とが続く。

図（ｃ）は波形図で、（１）は横軸に加わる波形図、（２）は縦軸に現れる波形誤差信号の波形である。（１）においてイが基準波形で、ロが入力電流波形である。ニが外乱であるとする。基準波形イが図（ｂ）の横軸Ｉ０に加えられると、入力電流波形ロはこれを中心にして、これより大きいときは図の右側に、小さいときは図の左側に振れ、その振れ位置から垂直に上方へ延びてエラー検出特性線Ｌ０との交点が波形エラー値となる。そこで入力電流波形ロが大きすぎるとエラー検出特性線Ｌ１と交差するようになり、波形エラーにリミットがかかる。入力電流波形ロが小さすぎる場合も、同じくエラー検出特性線Ｌ２と交差することにより、波形エラーにリミットがかかる。

したがって入力電流波形ロに侵入した外乱ニは、リミット機能により波形制限され、波形エラーへのその影響は軽減されることになる。

エラー信号がリミット値を超えるような場合というのは経験的にほとんどが外乱によるものであることが分かり、したがってこれが制御系に入ってくると問題なので、本実施の形態により、外乱の影響を軽減することができる。

また、回路が飽和して動作が不安定になることも防止でき、さらに誤差が少ない時のゲインを大きくできるので、入力電流波形がより基準波形に追従することとなり、力率が向上する、という副効果も得られる。

（実施の形態３）
実施の形態３は、スイッチングトランジスタのコレクタ電圧Ｖｃを所定値に制御するＶｃリミッタ機能を電流制御出力に加える構成としている。

図６は実施の形態８に係るＶｃリミッタ機能を電流制御出力に加える構成を説明する図である。図１に示した回路に、さらに図６で下方に点線で示す比較器７４０が追加されたものである。この構成は図２において示されている。

比較器７４０の比較器７４５の一入力端子７４２にはスイッチングトランジスタのコレクタ電圧信号Ｖｃが入力され、他の入力端子７４３にはマグネトロンの非発振時の印加電圧が電圧基準信号Ｖ２として入力され、比較器７４５からは入力端子７４２の電圧信号Ｖｃと入力端子７４３の電圧基準信号の差が出力端子７４４に出力され、前述の比較回路７４の出力と加算されてエラー信号とされる。

マグネトロンのカソードが十分温められて発振可能になるまでは、図１２に示す特性とは異なる高抵抗と同等の特性を示す。したがって、発振可能になるまで（以下非発振時と記す）のトランス（図１）の３次巻線４２からフィラメントに電流を流すためにスイッチングトランジスタ３９を動作させている期間は、トランス４１の１次巻線３８に印加する電圧を制限し、マグネトロンに過電圧が印加されることを防止している。

マグネトロンの非発振時は電圧Ｖ２を電圧基準信号とし、スイッチングトランジスタ３９のコレクタ電圧信号Ｖｃと比較することによってスイッチングトランジスタ３９のコレクタ電圧Ｖｃを所定値に制御するＶｃリミッタ機能が電流制御出力に加えられることとなり、回路の簡素化となる。なお、マグネトロンの発振時においては、この電圧基準信号は電圧Ｖ２より高い電圧Ｖ１に切り替えられるので、実質的に無効とされる。

（実施の形態４）
実施の形態４は、高周波成分カットフィルタ９１０の変形例である。図７（ａ）は、高周波成分カットフィルタ９１０をゲイン可変アンプ回路９１の内部に含めた例である。図７（ｂ），（ｃ）は、カットフィルタの構成例である。

（実施の形態５）
実施の形態５は、商用電源電圧の低くなる位相のとき、基準波形信号をゼロに近づける基準信号変換手段を設けるようにしている。

図８は本実施の形態によって用いられる基準信号変換回路を説明する図で、（ａ）はブロック図、（ｂ）は（ａ）の基準信号変換回路の１例、（ｃ）は波形図で、（１）は基準波形、（２）は波形誤差信号である。

図８（ａ）において、６２０が基準信号変換回路で、この基準信号変換回路６２０は整形フィルタ６２とゲイン可変アンプ９１との間に挿入され、商用電源電圧の低くなる位相（０度付近、１８０度付近）は基準波形信号の商用電源電圧波形成分のカットの働きをする。

（ｂ）において、基準信号変換回路６２０は、トランジスタＴｒ６２がＶｃｃ電源とゲイン可変アンプ９１の入力端子間に接続され、トランジスタＴｒ６２のベースとアース間に直流電圧６２が挿入され、そして抵抗Ｒ６２がトランジスタＴｒ６２のエミッタとゲイン可変アンプ９１の入力端子の接続点の上流に挿入されて成る。

いま、交流の全波整流波形Ｖｓがゲイン可変アンプ９１の入力端子に到来すると、Ｖｓの電圧が所定値Ｖ２より大きいときはトランジスタＴｒ６２はオフとなっており、そのままの全波整流波形が得られる。

ところがＶｓの電圧が所定値Ｖ２より小さくなったときはトランジスタＴｒ６２はオンとなり、Ｖｃｃ電圧が入力端子側に印加されるので、Ｖ２以下の波形は現れなくなり所定の低電位分だけ持ち上げられた波形となる。そしてこの波形のレベルをシフトして低電位部分を０に合わせれば所望の波形Ｖｓ’が得られる。

図（ｃ）の（１）はこの波形Ｖｓ’の拡大図で、商用電源電圧の低くなる位相（０度付近、１８０度付近）は基準波形信号の商用電源電圧波形成分はカットされている。このような波形を用いることにより制御動作が安定する。なぜなら、商用電源電圧の低くなる位相（０度付近、１８０度付近）のところでは、元々マグネトロンに電流を流せないので無理に波形誤差信号を出す必要がない。したがって商用電源電圧の低くなる位相のところで基準波形信号をゼロにしておくと、波形誤差信号を出して制御を不安定にする動作が無くなるからである。図ｃ（２）は従来法による波形誤差信号で、図のように商用電源電圧の低くなる位相（０度付近、１８０度付近）のところでは動作が不安定になり易く、エラー信号の振幅値Ｃ１も大きく生じていた。本実施の形態によれば、このＣ１の部分がハッチングで示すようにカットされてしまうので、動作が安定することとなる。

（実施の形態６）
実施の形態６は、前述の整形回路６２に商用電源周波数の高調波歪成分を減衰させるフィルタの一例としてバンドパスフィルタ６２１を設けて整形フィルタ回路を構成したものである。

図９は実施の形態６を説明する図で、（ａ）は回路図、（ｂ）はゲイン−周波数特性図である。

図（ａ）において、６２１は整形回路６２に実施の形態１１により設けられたバンドパスフィルタで、このバンドパスフィルタ６２１によって商用電源周波数を超える高次数成分を減衰させるようにしている。

（ｂ）はバンドパスフィルタ６２１のゲイン−周波数特性を示しており、商用電源周波数の高次数の高調波歪成分はカットされ、一方、低次数成分の高調波歪成分の減衰量は少ない。このことにより、商用電源周波数の低次数の歪み成分は残るので、実施の形態２で説明したように、慣用のマイコンによる正弦波基準信号方式と比べて力率が良くなり、また高次数の歪み成分やノイズはカットされるので、動作が安定し、外乱に強くなる。

（実施の形態７）
実施の形態７は前述の実施の形態１における基準波形の位相を制御系の遅れ時間を予め考慮して進めておくようにしている。このようにすることにより、力率が向上する。図１０は実施の形態７を説明する図で、（ａ）は回路図、（ｂ）基準波形の進相を説明する図である。

図（ａ）において、６２０が実施の形態１２によって設けられたフィルタ回路の一例で、おおまかには抵抗Ｒ６１、Ｒ６２とコンデンサＣ６１で低域成分をカットするハイパスフィルタを構成し、抵抗Ｒ６３、Ｒ６４とコンデンサＣ６２で高域成分をカットするロウパスフィルタを構成し、抵抗Ｒ６１とＲ６２とで直流バイアスを与える構成になっている。

上記フィルタにおいて、ロウパスフィルタのカットオフ周波数は電源周波数より高く、ハイパスフィルタのカットオフ周波数は低く設定することで、図（ｂ）のゲイン−周波数特性に示される特性のバンドパスフィルタになる。

また、図（ｂ）の位相−周波数特性は、横軸にフィルタに入力される信号の周波数を示し、縦軸にはそれに対する出力信号の位相変化を示したものである。前記したロウパスフィルタは遅相回路、ハイパスフィルタは進相回路なので図に示されるように、電源周波数より高い周波数では位相が遅れ、電源周波数より低い周波数では位相が進んでいるが、位相が０度を横切る周波数を電源周波数より若干高くなるように前記カットオフ周波数を設定することで、図のように電源周波数における基準信号の位相を進み量ΔΦだけ進めている。

したがって、電源電圧に対して位相を進めた基準信号に、若干の遅れを伴って制御系は追従するので、入力電流波形の位相は電源電圧に合致し、高力率が得られる。

以上、本発明の各種実施形態を説明したが、本発明は前記実施形態において示された事項に限定されず、明細書の記載、並びに周知の技術に基づいて、当業者がその変更・応用することも本発明の予定するところであり、保護を求める範囲に含まれる。

本発明の高周波誘電加熱用電力制御方法によれば、装置の構成を簡易にし、装置をより小型化するととともに、マグネトロンの種類に応じた調整、設計を不要とし、制御を容易にすることが可能となる。

本発明の実施の形態１にかかる高周波加熱装置の構成図である。 図１の高周波加熱装置における制御回路の詳細を示す図である。 図１の高周波加熱装置におけるミックス回路の回路図である。 図１の高周波加熱装置における波形エラー検出回路の入出力信号波形を示す図であり、（ａ）は入力電流が大きい場合、（ｂ）は入力電流が小さい場合である。 実施の形態２を説明する図で、（ａ）がブロック図、（ｂ）は特性図、（ｃ）は波形図である。 実施の形態３に係るＶｃリミッタ機能を電流制御出力に加える構成を説明する図で、（ａ）は構成図、（ｂ）は具体的回路例である。 実施の形態４を説明する図で、（ａ）は高周波成分カットフィルタをゲインアンプ回路に含めた例のブロック図であり、（ｂ），（ｃ）は高域成分カットフィルタの１例である。 実施の形態５によって用いられる基準信号変換回路を説明する図で、（ａ）はブロック図、（ｂ）は（ａ）の基準信号変換回路の１例、（ｃ）は波形図である。、（１）は基準波形、（２）は波形誤差信号である。 実施の形態６を説明する図で、（ａ）は回路図、（ｂ）はゲイン−周波数特性図である。 実施の形態７を説明する図で、（ａ）は回路図、（ｂ）基準波形の進相を説明する図である。 従来の制御方式を実施する高周波加熱装置の構成を示す図である。 マグネトロンのアノード・カソード印加電圧−アノード電流特性図であり、（ａ）はマグネトロンの種類、（ｂ）は給電マッチング、（ｃ）はマグネトロンの温度をそれぞれ示す図である。 従来の高周波加熱装置の構成を示す図である。 図１３におけるミックス回路の１例を示す回路図である。

符号の説明

１０ インバータ主回路
２０ 交流電源
３０ 平滑回路
３１ ダイオードブリッジ型整流回路
３２ ダイオード
３４ インダクタ
３５ コンデンサ
３６ 共振回路
３７ コンデンサ
３８ １次巻線
３９ スイッチングトランジスタ
４１ トランス
４２ ３次巻線
４３ ２次巻線
４５ コンデンサ
４６ ダイオード
４７ コンデンサ
４８ ダイオード
５０ マグネトロン
５１ カソード
５２ アノード
６１ ダイオード
６２ 整形回路
７０ 制御回路
７１ シャント抵抗
７２ 入力電流信号アンプ
７３ 平滑回路
７４ 比較回路
７５ 出力設定部
８１ ミックスアンドフィルタ回路
８２ ＰＷＭコンパレータ
８３ ノコギリ波発生回路
９１ ゲイン可変アンプ回路
９２ 波形エラー検出回路
６２０ 基準信号変換回路
７４０ 比較器
９１０ 高周波成分カットフィルタ
９２１ リミット回路

Claims (9)

1. 交流電源電圧を整流し、高周波スイッチングして高周波電力に変換するインバータ回路を制御する高周波誘電加熱用電力制御方法であって、
   （１）前記インバータ回路への入力電流を前記インバータ回路のスイッチングトランジスタを制御する制御回路とダイオードブリッジ型整流回路との間に配置されたシャント抵抗で検知して前記シャント抵抗の両端部が接続された入力電流信号アンプで入力電流波形を取得するステップと、
   （２）前記交流電源電圧からの交流電源電圧波形より、入力電流波形の大きさに追従した基準波形を取得するステップと、
   （３）前記入力電流波形と前記基準波形とを比較して波形誤差信号を取得するステップと、
   （４）前記入力電流波形と所望の高周波出力を得るための入力電流基準信号とを比較して電流誤差信号を取得するステップと、
   （５）前記波形誤差信号と前記電流誤差信号を加算して、前記インバータ回路のスイッチングトランジスタを駆動する電力制御信号を取得するステップと、
   （６）（２）のステップにおいて、前記基準波形を、前記交流電源電圧波形と（３）のステップにおいて得られた前記波形誤差信号のフィードバック信号のみに基づいて生成するステップと、を備える高周波誘電加熱用電力制御方法。
2. 請求項１記載の高周波誘電加熱用電力制御方法であって、
   前記基準波形は、商用電源電圧波形をゲイン可変アンプを通じて変換して得たものである、高周波誘電加熱用電力制御方法。
3. 請求項１または２記載の高周波誘電加熱用電力制御方法であって、
   （５）のステップの前に、前記波形誤差信号のプラス方向およびマイナス方向に波形を制限するステップを更に備える、高周波誘電加熱用電力制御方法。
4. 請求項１ないし３のいずれか１項記載の高周波誘電加熱用電力制御方法であって、
   （６）のステップにおいて、前記フィードバック信号の高周波成分をカットするステップを更に備える、高周波誘電加熱用電力制御方法。
5. 交流電源電圧を整流し、高周波スイッチングして高周波電力に変換するインバータ回路を制御する高周波誘電加熱用電力制御装置であって、
   前記インバータ回路のスイッチングトランジスタを制御する制御回路とダイオードブリッジ型整流回路との間に配置され前記インバータ回路への入力電流を検知するシャント抵抗と、
   前記シャント抵抗の両端部が接続され前記入力電流を入力電流波形に変換する入力電流信号アンプと、
   前記交流電源電圧からの交流電源電圧波形より、入力電流波形の大きさに追従した基準波形を取得する第２の波形変換部と、
   前記入力電流波形と前記基準波形とを比較して波形誤差信号を取得する波形エラー検出回路と、
   前記入力電流波形と所望の高周波出力を得るための入力電流基準信号とを比較して電流誤差信号を取得する比較回路と、
   前記波形誤差信号と前記電流誤差信号を加算して、前記インバータ回路のスイッチングトランジスタを駆動する電力制御信号を取得するミックス回路と、を備え、
   前記基準波形が、前記交流電源電圧波形と前記波形誤差信号のフィードバック信号のみに基づいて生成される、高周波誘電加熱用電力制御装置。
6. 請求項５記載の高周波誘電加熱用電力制御装置であって、
   前記基準波形は、商用電源電圧波形を第２の波形変換部を通じて変換して得たものである、高周波誘電加熱用電力制御装置。
7. 請求項５または６記載の高周波誘電加熱用電力制御装置であって、
   前記第２の波形変換部がゲイン可変アンプを含む、高周波誘電加熱用電力制御装置。
8. 請求項５ないし７のいずれか１項記載の高周波誘電加熱用電力制御装置であって、
   前記波形誤差信号のプラス方向およびマイナス方向に波形を制限するリミッタを更に備える、高周波誘電加熱用電力制御装置。
9. 請求項５ないし８のいずれか１項記載の高周波誘電加熱用電力制御装置であって、
   前記フィードバック信号の高周波成分をカットする高周波成分カットフィルタを更に備える、高周波誘電加熱用電力制御装置。

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