CN101112124A - 高频电介加热的功率控制方法及其设备 - Google Patents

Abstract

为了简化设备的结构，减小其大小、消除根据磁控管的种类的调节和设计的需要，并且增强运行效率。转换器的输入电流由分流电阻器(71)检测，并且经由输入电流信号放大器(72)变换为输入电流波形。另一方面，通过利用来自AC电源电压的AC电源电压波形，增益可变放大电路(91)获取跟随输入电流波形幅度的基准波形。波形差错检测电路(92)将输入电流波形与基准波形比较，以获取波形差错信号。比较电路(74)将输入电流波形与从输出设置部分(75)得到的、用于得到期望的高频输出的输入电流基准信号比较，以获取电流差错信号。混合和滤波器电路(81)将波形差错信号和电流差错信号相加，以获取功率控制信号，用于驱动转换器电路的开关晶体管(39)。这里，仅基于AC电源电压波形和波形差错信号的反馈信号产生基准波形。

Description

高频电介加热的功率控制方法及其设备

技术领域

本发明涉及例如使用磁控管(magnetron)的微波炉中采用的高频电介加热，并且本发明更具体地涉及高频电介加热，其不受磁控管特性、磁控管种类、以及磁控管的阳极温度变化的变化影响。

背景技术

通常，在高频电介加热设备中，要提供给磁控管的功率由转换器(inverter)控制电路的输出脉冲宽度控制。根据传统设备的结构，随着信号叠加装置的输出电压增长，转换器控制电路的输出脉冲宽度加宽，并且要提供给磁控管的功率增加。根据该结构，通过改变信号叠加装置的输出电压，磁控管的加热输出可连续变化。

此外，由于加热器还作用为磁控管的阳极，所以用于向磁控管供电的转换器也向加热器供电。因此，根据要提供给磁控管的功率的变化，要提供给加热器的功率也变化。由此，当加热器的温度维持在合适的范围内时，磁控管的加热输出可以仅在很小范围内变化，这使得不能连续变化加热输出。

作为解决该问题的控制系统，已知高频加热设备中采用的控制系统，其在日本专利公开Hei-7-136375中公开。现在说明图11的执行该控制系统的高频加热设备的解释图。在图11中，该加热控制系统包括：磁控管701；转换器703，其不仅向高压整流器电路702供应高压电，而且还向磁控管701的加热器715供电，所述高压整流器电路702用来向磁控管701供应次级绕组功率；转换器电路705，其整流交流电供电704，将其变换成给定频率的交流电，并且将交流电提供给转换器703；功率检测装置706，用于检测转换器电路705的输入功率或输出功率；输出设置部分707，用于输出对应于期望的加热输出设置的输出设置信号；功率控制部分708，其将功率检测装置706的输出与输出设置信号相比较，并且控制功率控制信号的直流电平，使得它提供期望的加热输出；信号产生检测装置719，其中当功率检测装置706的输出等于或大于基准电压产生装置718的输出电平时，其输出(即信号产生检测信号)从LO转变成HI；比较电压产生电路716，用于产生对应于输出设置信号的电压；波形成形电路721，用于成形不仅波形成形信号，而且成形整流器电路710的输出，所述波形成形信号通过利用电平变换电路720比较输出设置信号获得，所述整流器电路710的输出用来基于上述的波形成形信号和上述的信号产生检测信号，整流交流电供电704的电压；比较电路711，其将波形成形电路721的输出信号与比较电压产生电路716的输出相比较，并且当前者较小时输出比较基准电压，而当前者较大时反向放大它；信号叠加装置712，其在上述的功率控制信号上叠加表示比较电路711的输出变化的信号，并且输出脉冲宽度控制信号；振荡器电路713；以及转换器控制电路714，其利用上述的脉冲宽度控制信号，脉宽调制该振荡器电路713的输出，并且利用由此得到的经调制的输出驱动转换器电路5。

根据上述的高频加热设备，要供应给磁控管701的功率根据转换器控制电路714的输出脉冲的宽度来控制。随着信号叠加装置712的输出电压增长，转换器控制电路714的输出脉冲的宽度加宽，并且要供应给磁控管701的功率增加。在该设备中，通过连续变化信号叠加装置712的输出电压，磁控管701的加热输出可连续变化。

根据该结构，交流电电源704的整流电压被输入并且根据波形成形电路721的输出设置来成形，所述波形成形电路72将由此成形的电压输出到比较电路711。波形成形电路721的输出由比较电路711反向放大，所述比较电路711将比较电压产生电路716的电压作为参考电压，所述比较电压产生电路716产生对应于加热输出设置信号的电平的基准信号，并且该反向放大的信号和功率控制部分708的输出彼此叠加。因此，当加热输出设置为低时，在交流电电源704的最大振幅附近的上述的脉冲宽度控制信号的电平(信号叠加装置712的输出信号)进一步降低，而磁控管非振荡部分中的其电平进一步增加，由此扩展每一电源周期磁控管的振荡周期。由此，要供应给加热器的功率增加。此外，当加热输出设置为高时，转换器电路5的输入电流波形在包络峰值附近向上凸出(project)，并且提供趋近正弦波的整流波形的波形，由此能够抑制谐波电流。

以这种方式，脉冲宽度控制信号由波形成形电路721控制，使得对于低输出时间能够输入大量的加热器电流，而对于高输出时间能够减少电源电流谐波。换句话说，电源电流谐波能够被抑制，并且加热器电流的变化能够被减小，由此能够实现高可靠性的高频加热设备。

然而，在该控制中，开关晶体管的开/关驱动脉冲是使用调制的波形调制的脉冲宽度，所述调制的波形通过处理和成形市电(commercial power supply)波形得到；以及，执行根据[估计控制方法]的波形成形处理，使得输入电流能够实现正弦波。由此，已经发现，波形成形不能够遵循磁控管的特性、磁控管的种类、由于磁控管的阳极温度以及由于微波炉内负载引起的ebm(阳极和阴极之间的电压)变化、以及供电电压的变化的变化。

现在，将在下面给出磁控管的特性和磁控管的种类的变化的简要描述。由于磁控管的VAK(阳极/阴极电压)-Ib特性是非线性负载，如图12中所示，所以通过根据市电的相位来调制脉冲的开(on)宽度，使得输入电流波形实现正弦波，由此增强其功率系数。

并且，该磁控管的非线性特性根据磁控管的种类变化，并且还取决于磁控管的温度和微波炉内的负载而变化。

图12是阳极/阴极施加的电压-磁控管的阳极电流特性视图。具体地，图12A示出依据磁控管的种类的变化，图12B示出依据磁控管的电源匹配好坏的变化，而图12C示出了依据磁控管的温度的变化。图12A到12C共同的是，垂直轴表示磁控管的阳极和阴极之间的电压，而水平轴表示阳极电流。

这里参照图12A，A、B和C分别示出磁控管的三种特性。在磁控管A的情形，直至VAK变成VAK1(＝ebm)，仅仅允许IA1或更少的小电流流过。然而，当VAK超过VAK1时，电流IA开始突增。在该区域中，即使当VAK轻微变化时，IA也有很大的变化大。接下来，在磁控管B的情形，VAK2(＝ebm)小于VAK1；并且在磁控管C的情形，VAK3(＝ebm)低于VAK2。以这种方式，由于磁控管的非线性特性根据磁控管的种类A、B和C变化，所以在解调的波形与具有低ebm的磁控管相匹配的情形，当使用具有高ebm的磁控管时，输入电流波形被失真。传统的设备不能够处理该问题。这引起了完成免受这些影响的高频电介加热电路的问题。

类似地，参照图12B，三种磁控管特性分别表示当从磁控管侧观看时加热室(chamber)的阻抗匹配的好或坏。当阻抗匹配良好时，VAK1(＝ebm)最大，并且随着阻抗匹配变差，VAK降低。以这种方式，磁控管的非线性特性也依据阻抗匹配的好坏很大地变化。这引起了完成免受磁控管的这些特性的影响的高频电介加热电路的问题。

此外，类似地，参照图12C，三种磁控管特性分别表示磁控管温度的高和低。当温度低时，VAK1(＝ebm)最大，并且随着温度增加，ebm降低。由此，在磁控管的温度设置为低的情形，当磁控管的温度变得高时，输入电压波形失真。

以这种方式，因为磁控管的非线性特性根据磁控管的温度很大地变化，所以需要完成免受磁控管这些特性影响的高频电介加热电路。

在处理上述问题中，已知在日本专利公开2004-30981中公开的控制系统。图13是执行该控制系统的高频加热设备的解释视图。

在图13中，交流电电源220的交流电压由二极管桥型整流器电路231(其包括四个二极管232)整流，并且通过由电感器234和电容器235组成的平滑电路230变换成直流电压。然后，直流电压不仅通过谐振电路236而且通过转换器电路变换成高频交流电流，所述谐振电路236包括电容器237和转换器241的初级绕组238，所述转换器电路包括开关晶体管239，其结果是通过转换器241在转换器241的次级绕组243中存在感应的高频高电压。

在次级绕组243中感应的高频高电压通过倍压整流器(voltage doublerrectifier)电路244施加到磁控管250的阳极252和阴极251之间，所述倍压整流器电路244包括电容器245、二极管246、电容器247、以及二极管248。此外，转换器241还包括第三绕组242，并且磁控管250的加热器(阴极)251由第三绕组242加热。上述结构构成转换器主电路210。

接下来，将在下面给出控制电路270的描述，所述控制电路270用来控制转换器的开关晶体管239。首先，转换器电路的输入电流利用如CT的电流检测装置271检测，并且来自电流检测装置271的电流信号由整流器电路272整流，并且由平滑电路273平滑；并且，该信号通过比较电路274与来自输出设置部分275的信号相比较，所述输出设置部分275输出对应于另一加热输出设置的输出设置信号。通过这种方式，由于比较电路274进行比较用于控制功率密度，所以本发明甚至当输入信号包括磁控管250的阳极电流信号、开关晶体管239的集合器(collector)电流信号等来代替上述的输入电流信号时也是有效的。

另一方面，交流电电源220由二极管261整流，并且其波形然后由成形电路262成形。然后，来自成形电路262的信号被反相，并且由反相/波形处理电路263处理波形。

来自成形电路262的输出信号通过根据本发明提供的增益可变放大器电路291(下文将讨论)可变增益，由此输出基准波形信号；以及，来自整流器电路272的输入电流波形信号、和来自增益可变放大器电路291的基准波形信号，由根据本发明还提供的波形差错检测电路292输出作为波形差错信号。

来自波形差错检测电路292的波形差错信号和来自比较电路的电流差错信号，通过混合和滤波器电路281(下文称作混合电路)混合和滤波，由此输出开(on)电压信号，所述开电压信号由PWM比较器282与来自锯齿波形产生电路283的锯齿波形比较，并且被脉宽调制，由此控制转换器电路的开关晶体管239的开和关。

现在说明图14示出的混合电路281的实例。混合电路281具有三个输入端子。具体地，辅助调制信号施加到端子811，波形差错信号施加到端子812，而电流差错信号施加到端子813，并且，这些信号由如图14中所示的该内部电路混合。

标号810代表高频波截止(cut)滤波器，其具有移除电流差错信号的高频分量的功能，所述电流差错信号中不需要高频分量。高频分量移除的原因如下，即，如果高频分量在电流差错信号中存在，那么当电流差错信号与波形差错信号混合时，波形差错信号的变化分量被阻止不能清晰地出现。

以上述方式，跟随(following)输入电流密度的波形基准由增益可变放大器电路291自动地创建，该波形基准通过波形差错检测电路292与从电流检测装置271得到的输入电流波形比较，由此得到波形差错信息，因此得到的波形差错信息与输入电流控制的输出混合，并且结果产生的信息用于转换器电路的开关晶体管239的开/关驱动信号的变换。

以这种方式，由于控制回路以这样的方式运行，在该方式中输入电流波形与跟随输入电流密度的波形基准相一致，所以甚至当磁控管的种类和特性变化时，甚至当ebm(阳极和阴极之间的电压)由于磁控管的阳极温度和/或微波炉内的负载的变化时，并且进一步甚至当电源电压变化时，输入电流波形能够免受这些因素的影响而成形。

发明内容

本发明要解决的问题

然而，根据日本专利公开2004-30981中公开的结构，如图14中所示，波形利用来自反相/波形处理电路263的辅助调制信号811成形。这基于如下原因：通过利用除波形差错信号812(其反映实际的电流流动)外的辅助调制信号811的成形波形中，波形成形也可以很好地实现。然而，不仅变换/波形处理电路263的应用，而且整流器电路272的需要，使得结构复杂并且规模巨大。

并且，随着辅助调制信号811的采用，需要根据磁控管的种类和特性控制辅助调制信号811，其最后使得需要为对应于要使用的磁控管的每个电路单独设计结构。

此外，随着辅助调制信号811的采用，晶体管239的第一次开操作的开始时间必须控制在0度和180度附近的相位，在此交流电电源的瞬时电压为低，由此防止高电压施加到磁控管。然而，这导致了复杂的控制。

本发明的目的在于实现一种高频电介加热功率控制方法和其设备，其不仅能够简化加热设备的结构由此减少加热设备的大小，而且能够消除上述对应于磁控管的种类的控制和设计的需要，由此能够增强设备的运行效率。

解决问题的手段

根据本发明的高频电介加热方法是一种用于控制转换器电路的高频电介加热功率控制方法，所述转换器电路整流并高频切换交流电电源电压，以将其变换为高频功率，所述方法包括步骤：(1)检测转换器电路的输入电流，以得到输入电流波形；(2)基于来自交流电电源电压的交流电电源电压波形，得到跟随输入电流波形密度的基准波形；(3)将输入电流波形与基准波形相比较，以得到波形差错信号；(4)将输入电流波形与用于得到期望的高频输出的输入电流基准信号比较，以得到电流差错信号；(5)将波形差错信号与电流差错信号相加，以得到功率控制信号，用于驱动转换器电路的开关晶体管；以及(6)，在步骤(2)中仅基于交流电电源电压波形和步骤(3)中得到波形差错信号的反馈信号产生基准波形。

在上述方法中，由通过增益可变放大器变换市电电压波形可得到基准波形。此外，步骤(5)之前，波形可以限制于波形差错信号的正和负方向。进一步，在步骤(6)中，反馈信号的高频分量能够移除。

接下来，根据本发明的高频波电介加热设备是一种用于控制转换器电路的高频波电介加热功率控制设备，所述转换器电路整流并高频切换交流电电源电压，以将其变换为高频功率。具体地，本发明包括：电流检测部分，用于检测转换器电路的输入电流；第一波形变换部分，用于将输入电流变换为输入电流波形；第二波形变换部分，用于基于来自交流电电源电压的交流电电源电压波形，得到跟随输入电流波形密度的基准波形；波形差错检测电路，用于将输入电流波形与基准波形相比较，以得到波形差错信号；比较电路，用于将输入电流波形与用于得到期望的高频输出的输入电流基准信号比较，以得到电流差错信号；以及，混合电路，用于将波形差错信号和电流差错信号相加，以得到功率控制信号，用于驱动转换器电路的开关晶体管，其中基准波形仅基于交流电电源电压波形和波形差错信号的反馈信号产生。

基准波形能够由通过第二波形变换部分变换市电电压波形得到。第二波形变换部分可包括增益可变放大器。

并且，可以提供限制器，其将波形限制于波形差错信号的正和负方向上。此外，还可以进一步提供高频分量截止滤波器，其截止反馈信号的高频分量。

第一波形变换部分还能够包括输入电流信号放大器，并且电流检测部分还能够包括分流电阻器，其插入在交流电电源电压和转换器电路之间。

发明的效果

根据本发明，加热设备的结构可以简化，因此设备的大小可以缩小。此外，还消除了对应于使用的磁控管的种类控制和设计设备的需要，由此能够增强设备的运行效率。

附图说明

图1是根据本发明的实施例1的高频加热设备的结构视图。

图2是图1中所示的高频加热设备中采用的控制电路的细节的电路图。

图3是图1中所示的高频加热设备中采用的混合电路的电路图。

图4是图1中所示的高频加热设备中采用的波形差错检测电路的输入和输出信号的波形的视图。具体地，图4A示出输入电流大时的情形，而图4B示出了输入电流小时的情形。

图5是根据本发明的实施例2的解释性视图。具体地，图5A是实施例2的框图，图5B是其特性视图，而图5C是波形视图。

图6是用于根据本发明的实施例3将Vc限制器功能添加到电流控制输出的结构的解释性视图。具体地，图6A是实施例3的结构视图，而图6B是具体电路的实例。

图7是根据本发明的实施例4的解释性视图。具体地，图7A是实施例4的框图，其示出高频分量截止滤波器包括在增益放大器电路中的实例，而图7B和7C分别示出了高频分量截止滤波器的实例。

图8是根据本发明的实施例5中使用的基准信号变换电路的解释性视图。具体地，图8A是基准信号变换电路的框图，图8B示出图8A中所示的基准信号变换电路的实例，而图8C示出了波形；更具体地，图8C(1)示出了基准波形而图8C(2)示出了波形差错信号。

图9是根据本发明的实施例6的解释性视图。具体地，图9A是实施例6的电路图而图9B是增益-频率特性视图。

图10是根据本发明的实施例7的解释性视图。具体地，图10A是实施例7的电路图，而图10B是基准波形的相位提前的解释性视图。

图11是用于执行传统控制方法的高频加热设备的结构视图。

图12是磁控管的阳极/阴极施加的电压-阳极电流特性视图。具体地，图12A示出了磁控管的种类，图12B示出了磁控管的电源匹配，而图12C示出了磁控管的温度。

图13是传统的高频加热设备的结构视图。

图14是图13中所示的设备中采用的混合电路的实例的电路图。

标号说明：

10：转换器主电路

20：交流电电源

30：平滑电路

31：二极管桥型整流器电路

32：二极管

34：电感器

35：电容器

36：谐振电路

37：电容器

38：初级绕组

39：开关晶体管

41：转换器

42：第三绕组

43：次级绕组

45：电容器

46：二极管

47：电容器

48：二极管

50：磁控管

51：阴极

52：阳极

61：二极管

62：成形电路

70：控制电路

71：分流电阻器

72：输入电流信号放大器

73：平滑电路

74：比较电路

75：输出设置部分

81：混合和滤波器电路

82：PWM比较器

83：锯齿波产生电路

91：增益可变放大器电路

620：基准信号变换电路

740：比较器

910：高频分量截止滤波器

921：限制电路

具体实施方式

现在，将在下面参照附图给出根据本发明的实施例的详细描述。

(实施例1)

图1是根据本发明的实施例1的高频加热设备的解释性框图。图1中，高频加热设备包括：转换器主电路10、用于控制转换器主电路10的开关晶体管39的控制电路70、以及磁控管50。转换器主电路10包括：交流电电源20、二极管桥型整流器电路31、平滑电路30、谐振电路36、开关晶体管39、以及倍压整流器电路44。

交流电电源20的交流电源由包括4个二极管32的二极管桥型整流器电路31整流，并且通过平滑电路30变换成直流电压，所述平滑电路30包括电感器34和电容器35。然后，直流电压通过谐振电路36变换成高频交流电流，所述谐振电路36包括转换器41的初级绕组38和电容器37，并且转换器电路包括开关晶体管39；以及，存在通过其次级绕组43中的转换器41感应的高频高电压。

在次级绕组43中感应的高频高电压通过倍压整流器电路44施加到磁控管50的阳极52和阴极51之间，所述倍压整流器电路44包括电容器45、二极管46、电容器47和二极管48。此外，转换器41具有第三绕组42，而磁控管50的加热器(阴极)51由第三绕组42加热。上述结构构成转换器主电路10。

接下来，将在下面给出用于控制转换器主电路10的开关晶体管39的控制电路70的描述。首先，分流电阻器(电流检测部分)71的两个终端部分分别连接到输入电流信号放大器(第一波形变换部分)72，所述分流电阻器71插入在二极管桥型整流器电路31和平滑电路30之间。在分流电阻器71中流动的电流由输入电流信号放大器72检测并放大，由此产生输入电流波形。

由输入电流信号放大器72得到的电流信号通过平滑电路73平滑。该信号由比较电路74与来自输出设置部分75的信号相比较，所述输出设置部分75输出对应于另一加热输出设置的输出设置信号。通过这种方式，由于比较电路74进行比较用于控制功率的密度，因此还能够使用磁控管50的阳极电流信号，或开关晶体管39的收集器电流信号等代替上述的输入电流信号作为输入信号。

另一方面，交流电电源20由连接到电源20的二极管61整流，然后其波形由成形电路62成形。成形电路62的输出信号输入到增益可变放大器电路(第二波形变换部分)91，而增益可变放大器电路91变化输入信号的增益，由此输出基准波形信号(基准电流波形信号)；并且，来自输入电流信号放大器72的输入电流波形信号与来自增益可变放大器电路91的基准波形信号之间的差异由波形差错检测电路92输出作为波形差错信号。

来自波形差错检测电路92的波形差错信号与来自比较器电路74的电流差错信号，由混合和滤波器电路81混合和滤波(下文成为混合电路)，而混合电路输出所得结果的信号作为开电压信号；并且，该开电压信号由PWM比较器82与来自锯齿波产生电路83的锯齿波相比较，并且以其脉宽调制，由此控制转换器主电路10的开关晶体管39的开和关。

现在说明图2示出的控制电路70的细节。虽然图2中的控制电路70的配置与图1中的基本相同，但是在图2中省略了平滑电路73。换句话说，图1中的平滑电路73也可以省略：即，从输入电流信号放大器72得到的电流信号不经过平滑而直接到比较电路74，在此它可以与来自输出设置部分75的信号相比较。此外，图2中所示的比较器740在图1中省略。比较器740通过晶体管T2连接到下文将讨论的混合电路81的电阻器R3。下面还将给出比较器740的描述。

现在将对在下面参照图2给出的控制电路70的操作作更详细的描述。输入电流信号放大器72检测输入电流波形S1，所述输入电流波形S1对应于流经分流电阻器71的电流。波形S1由平滑电路73平滑(然而，如上所述，该平滑操作并非不可缺少，并因此在图2中省略平滑电路73)。

另一方面，交流电电源20的电流由二极管61整流(图1)，并且电流的波形通过成形电路62成形，由此产生交流电电源电压波形。该交流电电源电压波形输入到增益可变放大器电路91。基于该交流电电源电压波形和反馈信号S2，增益可变放大器电路91发现基准波形S3，所述反馈信号S2由波形差错检测电路92(下文将讨论)通过高频分量截止滤波器910得到，并还用来控制增益。该基准波形S3根据反馈信号S2产生，所述反馈信号S2具有输入电流波形S1作为其基础(base)。换句话说，基准波形S3跟随波形S1的大小。

输入电流波形S1和跟随该输入电流波形S1的基准波形S3，输出到波形差错检测电路92。波形差错检测电路92比较输入电流波形S1和基准波形S3，由此产生波形差错信号S4。该波形差错信号S4用于在相对短时期单元内执行对应于(瞬时)输入功率的变化的功率控制，即所谓的波成形操作；并且，该波形差错信号S4输出到下文将述的混合电路81。通过这种方式，比较器92a用于直接比较输入电流波形S1和基准波形S3，电流源92b用于产生提供波形差错信号S4的基础的前向端信号，并且电流源92c用于产生馈至高频分量截止滤波器910的反馈端信号S2。电流源92b和92c的电流密度和极性反映比较器92a的输出。此外，波形差错检测电路92进一步包括限制器电路92d、用于施加偏置的电源92e和电阻器92f、以及缓冲器电路92g。

另一方面，上述的输入电流波形S1输出到比较电路74，所述输入电流波形S1已经由平滑电路73平滑(图1)。比较电路74将输入电流波形S1与输入电流基准信号SA相比较，所述输入电流基准信号SA对应于来自输出设置部分75的加热输出设置。作为该比较的结果，产生电流差错信号SB，然后输出到混合电路81。当该电流差错信号SB大于0时，即当(输入电流波形S1)＞(输入电流基准信号SA)时，混合电路81的晶体管T1截止。

接下来，将在下面给出混合电路81的描述。如图2和3中所示，混合电路81包括上述的连接至比较电路74的晶体管T1、连接至波形差错检测电路92的电容器C1、以及三个电阻器R1、R2和R3。通过这种方式，在图2中，混合电路81包括晶体管T2和电阻器R4，其另外显示并且分别连接至比较器740；然而，在图3中省略了它们。

混合电路81将来自上述的波形差错检测电路92的波形差错信号S1和来自比较电路74的电流差错信号SB相加，并输出所得结果的信号作为功率控制信号(开电压信号)。该相加操作(混合操作)，如参照图2描述的，对应于由于电流差错信号SB的波形差错信号S4的绝对值的偏移(垂直偏移)。

并且，来自锯齿波产生电路83的锯齿波形与功率控制信号由PWM比较器82相互比较，用于脉冲宽度调制，由此控制转换器主电路10的开关晶体管39的开和关。

如上所述，跟随输入电流波形大小的基准波形由增益可变电路91自动地创建，因此创建的基准波形和从分流电阻器71得到的输入电流波形，由波形差错检测电路92相互比较，以得到波形差错信号，并且因此得到的波形差错信号与其为比较电路74的输出的电流差错信号混合，由此所得结果的信号用作转换器主电路10的开关晶体管39的开和关驱动信号。

现在说明图4的根据本实施例能够得到的波形的解释性视图。具体地，图4A示出了当输入电流大时得到的波形，而图4B示出了当输入电流小时的波形。此外，(1)和(2)分别示出了波形差错检测电路92的输入端信号(其中X表示基准电流波形，而Y表示输入电流波形)以及输出端信号(波形差错)。在图4中，基准波形在跟随该输入电流的同时在大小上改变。因此，不仅当输入电流大(图4A)而且当输入电流小(图4B)时，在波形差错检测电路92的输出端信号(波形差错)中，如(2)，仅仅出现其波形差错；并因此，用于创建波形差错信号的波形差错检测电路92的动态范围一直保持很宽，由此改进了波形差错检测电路92的特性。

以这种方式，由于混合电路81的控制回路运行使得输入电流波形与跟随输入电流大小的基准波形相符合，所以甚至当磁控管在其种类和特性上变化时，甚至也当ebm(磁控管的阳极和阴极之间的电压)由于磁控管的温度和/或微波炉内的负载变化时，并且进一步甚至当电源电压变化时，输入电流的波形能够免受这些变化的影响而成形。

此外，市电电压波形被使用，并且通过增益可变放大电路91变换为基准波形，由此可以使得输入信号的功率系数最优。即，由于市电电压被整流，由此产生基准电流信号波形，当市电电压趋近正弦波时，基准电流信号波形也趋近正弦波。此外，通常，市电电压包括波形失真(特别是，正弦波的顶峰部分塌陷(collapse)的波形失真)。在这样的情形，基准电流信号波形也以相同方式失真。归根结底，在两种情形中，基准电流信号波形包括该波形，并且输入电流波形趋近该基准电流信号波形，其结果是输入电流波形免受电源环境影响，并因此能够增强功率系数。另一方面，传统地，已经通常使用用于利用微计算机等产生基准电压的方法。然而，该传统方法具有很大的缺陷，即它不能处理电源电压的失真。

此外，根据本实施例，关于基准波形和输入电流波形之间的差异的信息(波形差错信号)，从波形差错检测电路92反馈至增益可变放大器电路91。如上所述，基准波形是已经由通过增益可变放大器91转变市电电压波形得到的波形，并且基准波形和输入电流波形之间的差异信息，进一步反馈到增益可变放大器电路91，由此提供增益可变放大电路91的放大控制输入信号，由此基准波形能够自动地跟随输入电流波形的大小。由此，在差异信息中仅能出现波形差错，使得波形差错检测电路92的动态范围能够保持很宽，并因此能够改进电路92的特性。

进一步，根据本实施例，波形差错信号通过高频截止滤波器910反馈。该结构能够移除波形差错信号的高频分量。因此，当产生基准波形时，波形差错信号的噪声对基准波形没有不利影响，使得基准波形能够在形状上改进。

此外，与日本专利公开2004-30981的结构不同，消除了对使用来自反相/波形处理电路263的辅助调制信号811的需要，该设备的结构能够简化，并且其大小也能够容易地减小。

此外，由于消除了辅助调制信号811，消除了根据磁控管的种类和特性调节辅助调制信号811的需要。并且，对于每个电路可以省略对应于要在设备上安装的磁控管的单独的设计。

进一步，随着消除了辅助调制信号811，可以消除控制操作，在所述控制操作中，晶体管239的第一次开操作的开始时间被控制在0度、180度左右的相位，在此交流电压的瞬时电压小，由此防止高电压施加到磁控管。这使得可以进一步简化设备的结构。

并且，在日本专利公开Hei-7-136375的结构中，需要电流检测装置271(如CT)，以及用于整流电流信号的整流器电路272。另一方面，根据本实施例，该操作利用分流电阻器71实现。由此，该设备可进一步简化，该设备可在尺寸上减小，并且IC的采用可以容易地实现。然而，当使用图13中所示的电流检测装置271和整流器电路272来替代图1中所示的分流电阻器71和输入电流信号放大器72时，不存在任何问题。

(实施例2)

根据实施例2，在波形差错检测电路92中，另外提供了限制器，用于限制其正和负方向上的差异信息(波形差错信号)，由此差异信息通过限制器输入到混合电路81。现在说明图5的本实施例的解释性视图。具体地，图5A是本实施例的框图，图5B是其特性视图，而图5C是其波形视图。在图5A中，标号921表示根据本实施例安排在波形差错检测电路92中的限制功能。当来自增益可变放大器电路91的基准波形和来自整流器电路72的输入电流波形输入到波形差错检测电路92的输入时，波形差错通过该限制功能921输出到混合电路81。

参照图5B，其垂直轴表示波形差错值，而其水平轴表示输入电流波形。基准波形施加到水平轴的IO。在差错检测特性中，如图5B所示，以IO为中心，继续负向倾斜线L0，并且使用两直线段L1和L2，来限制根据本实施例在给定电平设置的波形，所述两直线段L1和L2分别放置在线L0之后和之前。

图5C是波形视图。具体地，(1)是施加到水平轴的波形的视图，而(2)示出在垂直轴上出现的波形差错信号的波形。在(1)中，X表示基准波形，而Y表示输入电流波形。D表示外部干扰。当基准波形X施加到水平轴IO时，输入电流波形Y围绕基准波形X摆动；具体地，当波形Y大于波形X时，波形Y在图5C中向右摆动，而当波形Y小于波形X时，波形Y在图5C中向左摆动。当线垂直于波形Y的摆动方向向上延伸、并且与差错检测特性线L0交叉时，该交叉点提供差错值。当输入电流波形Y太大时，该线与差错检测特性线L1交叉，结果是限制了波形差错。此外，当输入电流波形Y太小时，该线与差错检测特性线L2交叉，由此限制波形。

因此，已经进入输入电流波形Y的外部干扰D由限制功能限制形状，由此减少干扰D对波形差错的影响。

根据经验发现差错信号超过限制值总是由外部干扰造成的现象。因此，干扰进入控制系统是一个问题。因此，根据本实施例，干扰的影响可以减少。

此外，本实施例不仅能够防止电路能饱和和不稳定的可能性，而且能够提高当差错小时输入信号的增益。由此，输入电流波形允许更好地跟随基准波形，其导致电路的功率系数能够增强的辅助效应。

(实施例3)

根据本发明的实施例3，对电流控制输出增加了Vc限制器功能，其控制开关晶体管的收集器电压Vc到给定值。

图6是用于根据实施例3将Vc限制器功能增加到电流控制输出的结构的解释性视图。在该结构中，对图1中所示的电路，进一步增加了比较器740，其在图6的下部以虚线示出。该结构在图2中示出。

向比较器740的比较器745的一个输入端子742输入开关晶体管的收集器电压信号Vc；并且，向另一输入端子743输入磁控管中的非震荡时间中施加的电压，作为电压基准信号V2。输入端子742的电压信号Vc和输入端子743的电压基准信号之间的差异，从比较器745输出到输出端子744，其增加到上述比较电路74的输出，由此提供差错信号。

直到磁控管的阴极升温到足够允许磁控管振荡的温度，该比较器展现等于高电阻器但不同于图1 2中所示的特性的特性。因此，在开关晶体管39在运行以允许电流从转换器的第三绕组42流动到灯丝(filament)(图1)、直至允许振荡的时间期间(下文称作非振荡时间)，要施加到转换器41的初级绕组38的电压被限制，由此防止过压施加到磁控管。

换句话说，对电流控制输出施加Vc限制器功能，其中在磁控管的非振荡时间，电压V2被认为是电压基准信号，并且该电压基准信号与开关晶体管39的收集器电压Vc相比较，由此控制开关晶体管39的收集器电压Vc至给定值。这能够简化转换器主电路10。通过这种方式，在磁控管的振荡时间，该电压基准信号切换到高于电压V2的电压V1，并因此电压V2被认为基本上无效。

(实施例4)

实施例4是高频分量截止滤波器910的修改。图7示出了高频截止滤波器910包括在增益可变放大器电路91中的实例。图7B和7C分别示出了截止滤波器910的结构的实例。

(实施例5)

根据本发明的实施例5，提供了基准信号变换装置，其在市电电压为低时允许基准波形信号达到0。

图8是本实施例中采用的基准信号变换电路的解释性视图。具体地，图8A是实施例5的框图，图8B示出了图8A中所示的基准信号变换电路的实例，而图8C是波形图，其中(1)表示基准波形，而(2)表示波形差错信号。

在图8A中，标号620表示基准信号变换电路。该基准信号变换电路620插入到成形滤波器62和增益可变放大器91之间，并且用来允许基准波形信号在市电电压为低的相位(0度附近，180度附近)达到0。

在图8B中，基准信号变换电路620如下配置：即，晶体管Tr62在Vcc电源和增益可变放大器91的输入端子之间连接，直流电压62插入到晶体管Tr62的基极和地极之间，而电阻器R62插入到晶体管Tr62的射极和增益可变放大器91的输入端子之间的连接点的上游。

现在，如果交流电流的全波整流波形Vs到达增益可变放大器91的输入端子，那么当波形Vs的电压大于给定值V2时，晶体管Tr62关闭，并因此能够原样得到全波整流波形。

另一方面，当波形Vs的电压小于给定值V2时，晶体管Tr62打开，并因此将Vcc电压施加到输入端子侧；并且，因此，小于给定值V2的波形没有出现，而提供了由对应于给定低电势部分的量引起的波形。并且，当移动该波形的电平以将低电势部分匹配到0时，可以得到期望的波形Vs′。

在图8C中，(c)是波形Vs的放大视图，并且，如可以从图8C看见的，在市电电压为低的相位(0度附近，180度附近)，基准波形信号达到0。由于该波形的使用，转换器主电路的控制操作能够稳定化。其原因在于，在市电电压为低的相位(0度附近，180度附近)，初始地，电流不允许在磁控管中流动，并因此不需要发出波形差错信号。因此，当基准波形信号之前在市电电压为低的相位中为0设置时，消除了发出波形差错信号以使得控制不稳定的这种操作。在图8C中，(2)表示根据现有技术方法的波形差错信号，并且如图8C中所示，在市电电压为低的相位(0度附近，180度附近)，操作容易不稳定并且差错信号的幅度值C1为大。另一方面，根据本发明的实施例，如由阴影所示的C1部分被截止并且因此电路操作能够稳定化。

(实施例6)

根据本发明的实施例6，在上述的成形电路62中，提供了带通滤波器621作为滤波器的实例，用于衰减市电频率的谐波失真分量，由此完成成形滤波电路。

图9是实施例6的解释性视图；并且，具体地，图9A是电路图，而图9B是增益-频率特性视图。

在图9A中，标号621表示根据实施例6在成形电路62中提供的带通滤波器。该带通滤波器621用于衰减超过市电频率的较高阶分量。

图9B示出带通滤波器621的增益-频率特性，其中市电频率的较高阶谐波失真分量被截止，而市电频率的较低阶谐波失真分量的衰减量很小。作为其结果，由于市电频率的较低阶失真分量保留，如实施例2中所描述，所以根据本实施例的输入信号的功率系数当与通常使用的利用微计算机的正弦波基准信号方法相比时有所改进。此外，因为较高阶失真分量和噪声被截止，所以转换器电路的操作稳定并且对外部干扰有很强的抵抗。

(实施例7)

根据本发明的实施例7，在之前描述的实施例1中的基准波形的相位随着考虑的控制系统的延迟时间之前提前。这能够增强输入信号的功率系数。这里，图10是实施例7的解释性视图；并且，具体地，图10A是电路图，而图10B是基准波形的相位提前的解释性视图。

在图10A中，标号621表示根据实施例7提供的滤波器电路的实例。大略的参照配置是滤波器电路621、电阻器R61、R62以及电容器C61构成截止低频带分量的高通滤波器；电阻器R63、R64以及电容器C62构成用于截止高频带分量的低通滤波器；并且，电阻器R61和R62用于施加直流偏置。

在上述滤波器中，当低通滤波器的截止频率设置为高于电源频率、并且高通滤波器的截止频率设置为低于电源频率时，能够提供带通滤波器，其具有与图10B中所示的增益-频率特性相同的特性。

此外，在图10B中所示的增益-频率特性中，水平轴表示要输入到滤波器的信号的频率，而垂直轴表示关于输入信号的频率的输出信号的相位的变化。由于上述的低通滤波器是相位延迟电路而高通滤波器是相位提前电路，所以如图10B中所示，在频率高于电源频率的情形相位延迟，并且对于低于电源频率的频率相位提前。这里，当上述的截止频率以相位穿过0度的频率稍稍高于电源频率时，如图10B中所示，电源频率的基准信号的相位能够提前提前量ΔΦ。

因此，由于控制系统以轻微的延迟跟随其相位相对于电源电压提前的基准信号，所以输入电流波形的相位与电源电压一致，从而能够得到高功率系数。

尽管至此已经给出了根据本发明的各种实施例，然而本发明并不局限于这些实施例的内容，而本领域的技术人员基于本说明书的公开以及基于已知的技术可以进行各种变化和应用；即，这些变化和应用落在权利要求的范围内。

本发明基于于2005年4月4日提交的日本专利申请(专利申请No.2005-107639)，并因此该申请的内容并入本申请作为参考。

产业上的可利用性

根据本发明的高频电介加热功率控制方法，不仅能够简化设备的结构和能够减小设备的大小，而且消除根据磁控管的种类的控制和设计，从而能够便利设备的控制。

Claims (11)

1.一种高频电介加热功率控制方法，用于控制转换器电路，所述转换器电路用于整流并高频切换交流电电源电压，以将其变换为高频功率，所述方法包括以下步骤：

(1)检测所述转换器电路的输入电流，以得到输入电流波形；

(2)根据来自所述交流电电源电压的交流电电源电压波形，获得跟随所述输入电流波形大小的基准波形；

(3)将所述输入电流波形与所述基准波形相比较，以得到波形差错信号；

(4)将所述输入波形和用于得到期望的高频输出的输入电流基准信号相比较，以得到电流差错信号；

(5)将所述波形差错信号与所述电流差错信号相加，以得到功率控制信号，用于驱动所述转换器电路的开关晶体管；以及，

(6)在步骤(2)中，仅基于所述交流电电源电压波形以及基于在步骤(3)中得到的所述波形差错信号的所述反馈信号，产生所述基准波形。

2.如权利要求1所述的高频电介加热功率控制方法，其中所述基准波形由通过增益可变放大器变换市电电压波形得到。

3.如权利要求1或2所述的高频电介加热功率控制方法，还包括：在所述步骤(5)之前，限制所述波形差错信号的所述正和负方向中的波形的步骤。

4.如权利要求1-3中的任何一权利要求所述的高频电介加热功率控制方法，其中所述步骤(6)还包括截止所述反馈信号的所述高频分量的步骤。

5.一种高频电介加热功率控制设备，用于控制转换器电路，所述转换器电路用于整流和高频切换交流电电源电压，以将其变换为高频功率，包括：

电流检测部分，用于检测所述转换器电路的输入电流；

第一波形变换部分，用于将所述输入电流变换为输入电流波形；

第二波形变换部分，用于基于来自所述交流电电源电压的交流电电源电压波形，得到跟随所述输入电流波形大小的基准波形；

波形差错检测电路，用于比较所述输入电流波形和所述基准波形，以得到波形差错信号；

比较电路，用于将所述输入电流波形与用于得到期望的高频输出的输入电流基准信号相比较，以得到电流差错信号；以及，

混合电路，用于将所述波形差错信号与所述电流差错信号相加，以得到功率控制信号，用于驱动所述转换器电路的开关晶体管，

其中，所述基准波形仅基于所述交流电电源电压波形以及所述波形差错信号的所述反馈信号产生。

6.如权利要求5所述的高频电介加热功率控制设备，其中，所述基准波形由通过所述第二波形变换部分变换市电电压得到。

7.如权利要求5或6所述的高频电介加热功率控制设备，其中所述第二波形变换部分包括增益可变放大器。

8.如权利要求5-7中的任何一权利要求所述的高频电介加热功率控制设备，还包括限制器，用于限制所述波形差错信号的所述正和负方向上的波形。

9.如权利要求5-8中的任何一权利要求所述的高频电介加热功率控制设备，还包括高频分量截止滤波器，用于截止所述反馈信号的所述高频分量。

10.如权利要求5-9中的任何一权利要求所述的高频电介加热功率控制设备，其中所述第一波形变换部分包括输入电流信号放大器。

11.如权利要求5-10中的任何一权利要求所述的高频电介加热功率控制设备，其中所述电流检测部分包括插入在所述交流电电源电压和所述转换器电路之间的分流电阻器。

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