CN100548080C - 高频感应加热用电力控制方法及其装置 - Google Patents

Abstract

提供一种高频感应加热用电力控制方法，即使在磁控管的种类和其特性中有离散，或磁控管的阳极的温度有变动，也不受这些影响。整流交流电源(20)的电压，检测变换成规定频率的交流的逆变器电路的输入电流的电流检测部件(71)，整流该检测电流，求输入电流波形的整流电路(72)，另一方面，整流上述交流电源电压的二极管(61)，进行波形整形后求基准波形的可变增益放大电路(91)，求上述输入电流波形与上述基准波形的差的波形误差检测电路(92)，用混频电路(81)混频该差信息和电流控制输出，变换成上述逆变器电路的开关晶体管(39)的驱动输出。

Description

高频感应加热用电力控制方法及其装置

技术领域

本发明涉及象微波炉等这样地使用磁控管的高频感应加热，特别是涉及不受磁控管的特性的离散和种类、磁控管的阳极的温度等差异影响的高频感应加热。

背景技术

现有的周知的高频加热装置按照逆变器控制电路的输出脉宽进行供给磁控管的电力的调节。其结构特征为，信号叠加装置的输出电压一变高，上述逆变器控制电路的输出脉宽就变宽，供给磁控管的电力就变大。根据该结构，就能改变信号叠加装置的输出电压，使磁控管的加热输出连续地变化。

此外，由于灯丝兼作磁控管的阴极，向磁控管供给电力的变压器也向灯丝供给电力，因此，按照供给磁控管的电力的变化，供给灯丝的电力也变化。因此，若使灯丝温度在适当的范围内，仅只取入很少的加热输出的变化幅度，存在不能连续地改变加热输出的问题。

作为解决该问题的高频加热装置，由本申请人首先提出并已公开的控制方式(特开平7-176375号公报)。图12是实施该控制方式的高频加热装置的说明图。图12中，该加热控制方式的结构包括：磁控管701；变压器703，其在向向磁控管701供给次级电力的高压整流电路702供给高压电力的同时，向上述磁控管701的灯丝715供给电力；逆变器电路705，其整流交流电源704，将其变换成规定频率的交流，提供给变压器703；电力检测装置706，其检测逆变器电路705的输入电力或输出电力；输出设定部707，其输出与期望的加热输出设定对应的输出设定信号；电力调节部708，其比较电力检测装置706的输出与上述输出设定信号，控制电力调节信号的直流电平实现期望的加热输出；发送检测装置719，电力检测装置706的输出一变为基准电压发生装置的输出电平718以上，其输出的发送检测信号就从LO变为HI；比较电压发生电路716，其产生与上述输出设定信号对应的电压；波形整形电路721，基于由电平变换电路720比较了的输出设定信号的波形整形信号和上述发送检测信号，整形对交流电源电压704进行整流的整流电路710的输出；比较电路711，其将波形整形电路721的输出信号与上述比较电压发生电路的输出进行比较，在小于上述比较电压发生电路的输出时，输出比较基准电压，在大于时，进行反相放大；信号叠加装置712，其将比较电路711的输出的变动信号叠加在上述电力调节信号中，输出脉宽控制信号；振荡电路713；逆变器控制电路714，其根据上述脉宽控制信号脉宽调制振荡电路713的输出，根据该调制输出驱动上述逆变器电路705。

上述高频加热装置按照逆变器控制电路714的输出脉宽调节供给磁控管701的电力。信号叠加装置712的输出电压一变高，上述逆变器控制电路714的输出脉宽就变宽，供给磁控管701的电力就变大。在该装置中，利用连续地改变信号叠加装置712的输出电压，就能使磁控管701的加热输出连续地变化。

根据该结构，按照输入交流电源704的整流电压、向比较电路711输出的波形整形电路721的输出设定进行相应整形。比较电压发生电路716发生与加热输出设定信号对应的电平的基准信号，比较电路711将其作为基准电压，反相放大该波形整形电路721的输出，由于叠加该反相放大信号和电力调节部708的输出，因此，信号叠加装置712的输出信号即上述脉宽控制信号与加热输出设定为高输出时进行比较，在低输出时，交流电源704的振幅最大附近的电平进一步变低，上述磁控管非振荡部分的电平进一步变高，因此，磁控管的每一个电源周期的发送期间变长。这样，向灯丝供给的电力就变大。另外，在高输出时，逆变器的输入电流波形为在包络线峰值附近向上凸的接近正弦波的整流波形的波形，高次谐波电流被抑制。

象这样地，通过控制波形整形电路721的脉宽控制信号，在低输出时，使较多的电流进入灯丝，在高输出时，使电源电流谐波变小，能较低地抑制电源电流高次谐波，且减小灯丝电流的变化，能实现可靠性高的高频加热装置。

但是，已知在该控制中，由于在开关晶体管的ON/OFF驱动脉冲上使用加工和整形了工业电源波形的调制波形进行脉宽调制，实施按照预控制方式的波形整形，使输入电流波形接近正弦波，因此，波形整形不能随磁控管的特性的离散和种类、因磁控管阳极的温度和微波炉内的负载的ebm(阳极与阴极之间的电压)变动、另外对电源电压变动而变化。

在此，对成为本发明的直接原因的磁控管的特性的离散和种类进行简单的说明。磁控管的VAK(阳极与阴极电压)-Ib特性如图13所示，由于非线性负载而按照工业电源的相位调制ON幅度，使输入电流波形接近正弦波，提高功率因数。

然后，磁控管的该非线性特性因磁控管的种类而不同，此外，也因磁控管的温度、微波炉内的负载而变动。

图13是磁控管的阳极和阴极外加电压-阳极电流特性图，(a)示出因磁控管的种类的区别，(b)示出因磁控管的馈电的匹配好坏的区别，(c)示出因磁控管的温度的区别，此外，(a)～(c)相同，纵轴是阳极和阴极间的电压，横轴是阳极电流。

如图(a)所示，A、B、C是三种类型磁控管的特性图，在磁控管A的情况下，直到VAK等于VAK1(＝ebm)，只流过IA1以下的很少的电流。但是，VAK一超过VAK1，电流IA就开始急剧地增加。在该区域中，VAK的很少的区别，IA就很大地变化。接着，在磁控管B的情况下，VAK2(＝ebm)比VAK1低，另外，在磁控管C的情况下，VAK3(＝ebm)比VAK2还低。象这样地，磁控管的该非线性特性根据磁控管的种类A、B、C而不同，因此，在与ebm低的磁控管合并了的调制波形的情况下，在使用了ebm高的磁控管时，输入电流波形失真了。在现有装置中，不能对这些问题进行处理。因此，开发不受这些种类影响的高频感应加热电路就成为一项课题。

同样地，如图(b)所示，三种类型的磁控管的特性图显示出了从磁控管来看的加热室的阻抗匹配的好坏。在阻抗匹配好的情况下，VAK1(＝ebm)最大，往下越变坏越小。象这样地，由于阻抗匹配好不好，磁控管的该非线性特性有很大地不同，因此，开发不受这些种类影响的高频感应加热电路就成为一项课题。

同样地，如图(c)所示，三种类型的磁控管的特性图显示出了磁控管的温度的高低。在温度低的情况下，VAK1(＝ebm)最大，以下依次温度越高ebm越低。从而，若将磁控管的温度与低方合并，则在磁控管的温度变高了时，引起了输入电压波形失真。

象这样地，由于磁控管的非线性特性因磁控管的温度差别有很大地不同，因此，开发不受这些种类影响的高频感应加热电路就成为一项课题。

而且，在现有电路和上述电路中不进行这些变动的补偿。

因此，本发明的课题是提供一种高频感应加热方法及装置，其即使在磁控管的种类和其特性中有离散，此外，即使有因磁控管的阳极温度和微波炉内的负载的ebm(阳极与阴极间的电压)变动，进而，有电源电压变动，也不受这些影响。

发明内容

为了解决上述课题，本发明的技术方案1所述的高频感应加热用电力控制方法的特征在于，整流交流电源电压，检测高频转换后变换成高频电力的逆变器电路的输入电流，求输入电流波形，另一方面，根据上述交流电源电压波形求基准波形，求上述输入电流波形与上述基准波形的差，混频该差信息和电力控制输出，变换成上述逆变器电路的开关晶体管的驱动信号。

技术方案2所述的高频感应加热用电力控制方法的特征在于，对交流电源电压进行整流，以逆变器电路进行高频转换，从而变换为高频电力而进行高频感应加热，并且在这时，利用来自PWM比较器的输出进行脉冲宽度调制从而对所述逆变器电路的开关晶体管进行导通/截止控制，其特征在于，检测所述逆变器电路的输入电流，将整流所检测到的输入电流后的结果作为输入电流信号，并且，将对所述交流电源电压进行整流并进一步进行波形整形后除去了波形误差的结果作为基准波形，求所述输入电流信号与所述基准波形的差并将其作为波形误差信号，另一方面将对所述输入电流信号进行了平滑的平滑后的输入电流信号和与加热输出设定对应的电流基准信号进行比较而作为电流误差信号，将该电流误差信号和所述波形误差信号进行混频，将其混频信号作为所述PWM比较器的一个输入，将来自锯齿波发生电路的锯齿波作为所述PWM比较器的另一个输入。

技术方案3所述的发明的特征在于，在技术方案1或2所述的高频感应加热用电力控制方法中，上述基准波形是通过可变增益放大器变换工业电源电压波形得到的。

技术方案4所述的发明的特征在于，在技术方案3所述的高频感应加热用电力控制方法中，把上述基准波形与上述输入电流波形的差信息作为上述可变增益放大器的控制输入信号。

技术方案5所述的发明的特征在于，在技术方案1～4的任一项所述的高频感应加热用电力控制方法中，上述混频电路构成为截止上述电流控制输出的高通分量。

技术方案6所述的发明的特征在于，在技术方案1～5的任一项所述的高频感应加热用电力控制方法中，整流上述交流电源电压，将经过反转已波形整形的波形的波形处理后的信号作为辅助调制信号，向上述混频电路输入。

技术方案7所述的发明的特征在于，在技术方案1～6的任一项所述的高频感应加热用电力控制方法中，设置在上述差信息的正向和负向上限制波形的限幅器，向上述混频电路输入。

技术方案8所述的发明的特征在于，在技术方案1～7的任一项所述的高频感应加热用电力控制方法中，在平滑后的上述输入电流波形的值与电流基准信号的差、即电流误差信号中，对其电流增加和下降特性设置差。

技术方案9所述的发明的特征在于，在技术方案1～8的任一项所述的高频感应加热用电力控制方法中，在上述电流控制输出中增加控制上述开关晶体管的集电极电压成规定值的限幅器功能。

技术方案10所述的发明的特征在于，在技术方案1～9的任一项所述的高频感应加热用电力控制方法中，截止上述差信息的高通分量，作为可变增益放大器的控制输入信号。

技术方案11所述的发明的特征在于，在技术方案1～10的任一项所述的高频感应加热用电力控制方法中，设置在上述交流电源电压为低相位时使上述基准波形信号接近于零的基准信号变换装置。

技术方案12所述的发明的特征在于，在技术方案1～11的任一项所述的高频感应加热用电力控制方法中，在整流上述交流电源电压的整形滤波电路中设置使工业电源频率的高频失真分量衰减的滤波器。

技术方案13所述的发明的特征在于，在技术方案1～12的任一项所述的高频感应加热用电力控制方法中，考虑控制系统的滞后时间，预先提前上述基准波形的相位。

技术方案14的高频感应加热用电力控制装置的特征在于，包括：整流交流电源电压，检测高频转换后变换成高频电力的逆变器电路的输入电流的电流检测装置；将该电流检测装置的输出变换成输入电流波形信号的第1波形变换装置；将上述交流电源电压波形变换成基准波形信号的第2波形变换装置；波形误差检测电路，其求来自上述第1波形变换装置的输入电流波形信号与来自上述第2波形变换装置的基准波形信号的差，输出波形误差信号；驱动信号变换装置，其混频该波形误差信号和电力控制输出，变换成上述逆变器电路的开关晶体管的驱动信号。

技术方案15的高频感应加热用电力控制装置的特征在于，包括：整流交流电源电压的整流电路；以及设置在该整流电路的输出侧的逆变器电路，通过该逆变器电路将交流电源电压变换为高频电力而进行高频感应加热，并且在这时，利用来自PWM比较器的输出进行脉冲宽度调制从而对所述逆变器电路的开关晶体管进行导通/截止控制，其特征在于，所述高频感应加热用电力控制装置还包括：检测逆变器电路的输入电流的电流检测装置；整流来自该电流检测装置的电流信号的第1整流电路；整流所述交流电源电压的第2整流电路；波形整形该第2整流电路的输出的整形电路；以及用可变增益放大器对来自所述整形电路的输出信号可变增益而作为基准波形信号，将来自所述第1整流电路的输出作为输入电流信号，输入该输入电流信号与所述基准波形信号从而求它们的差并将其输出作为波形误差信号的波形误差检测电路，另外，还包括：对所述第1整流电路的输出进行平滑的平滑电路；产生与加热输出设定对应的电流基准信号的电流基准信号发生器；输入该电流基准信号发生器的输出和所述平滑电路的输出从而求它们的差并输出该差作为电流误差信号的比较电路；将所述电流误差信号和所述波形误差信号进行混频的混频电路；产生锯齿波的锯齿波发生电路；将来自锯齿波发生电路的锯齿波作为一个输入，将所述混频电路的输出信号作为另一个输入的PWM比较器。

附图说明

图1是本发明的对象磁控管驱动电源的结构图。

图2是示出图1的混频电路81的一例的电路图。

图3是根据发明的第一实施方式得到的波形的说明图，(a)是输入电流大的情况，(b)是输入电流小的情况。

图4是示出发明的第四实施方式涉及的截止高通分量的结构例的电路。

图5是发明的第六实施方式的说明图，(a)是框图，(b)是特性图，(c)是波形图。

图6是发明的第七实施方式涉及的对电流增加和下降特性设置差的方法的说明图，(a)是框图，(b)是第1特性图，(c)是第2特性图。

图7是发明的第八实施方式涉及的在电流控制输出中增加Vc限幅器功能的结构的说明图，(a)是结构图，(b)是具体电路例。

图8是发明的第九实施方式的说明图，(a)是框图，(b)是(a)的高通分量截止滤波器910的一例。

图9是由发明的第十实施方式使用的基准信号变换电路的说明图，(a)是框图，(b)是(a)的基准信号变换电路的一例，(c)是波形图。

其中，(1)是基准波形，(2)是波形误差信号。

图10是发明的第十一实施方式的说明图，(a)是电路图，(b)是增益-频率特性图。

图11是发明的第十二实施方式的说明图，(a)是电路图，(b)是基准波形的相位超前的说明图。

图12是实施本申请人在先申请了的控制方式的高频加热装置的说明图。

图13是磁控管的阳极和阴极外加电压-阳极电流特性图，分别示出(a)磁控管的种类，(b)馈电匹配，(c)磁控管的温度的图。

具体实施方式

以下，参照附图说明本发明。

图1是本发明涉及的高频加热装置的说明图。

图1中，交流电源20的交流电压被由4个二极管32构成的二极管桥式整流电路31整流，经过由电感34和电容器35构成的平滑电路30，变换成直流电压。之后，用由电容器37和变压器41的初级线圈38构成的谐振电路36和由开关晶体管39构成的逆变器电路变换成高频交流，通过变压器41，在其次级线圈43上感应高频高压。

在次级线圈43上感应的高频高压通过由电容器45、二极管46、电容器47、二极管48构成的倍压整流电路，在磁控管50的阳极52与阴极51间外加高压。此外，在变压器41上有三次线圈42，这样，加热磁控管50的灯丝(阴极)51。以上是逆变器主电路。

下面，对控制逆变器器的开关晶体管39的控制电路进行说明。首先，用CT等电流检测装置71检测逆变器电路的输入电流，用整流电路72整流来自电流检测装置71的电流信号，用平滑电路73平滑，用比较电路74将它与来自另一方的输出与加热输出设定对应的输出设定信号的输出设定部75的信号进行比较。再有，由于比较电路74进行用于控制电力大小的比较，因此，代替上述输入电流信号，磁控管50的阳极电流信号或开关晶体管39的集电极电流信号等也可以作输入信号，本发明也有效。

另一方面，用二极管61整流交流电源20，用整形电路62进行波形整形。之后，用反转和波形处理电路63进行反转和波形处理来自整形电路62的信号。

来自整形电路62的输出信号用由本发明设置的后述的可变增益放大电路91可变，输出基准电流波形信号，由同样地由本发明设置的波形误差检测电路92输出来自整形电路72的输入电流波形信号与来自该可变增益放大电路91的基准波形信号的差，作为波形误差信号。

用混频滤波电路81(以下称作“混频电路”)混频并滤波来自该波形误差检测电路92的波形误差信号和来自比较电路74的电流误差信号，输出ON电压信号，用PWM比较器82与来自锯齿波发生电路83的锯齿波进行比较，进行脉宽调制，对逆变器电路的开关晶体管39进行开关控制。

图2示出混频电路81的一例。混频电路81的输入端有3个，在端子811上施加辅助调制信号，在端子812上施加波形误差信号，在端子813上施加电流误差信号，用如图所示的内部电路进行混频。

810是高频截止滤波器，在以后进行叙述，具有去除高频分量不需要的电流误差信号的高频分量的功能。这是因为，若存在高频分量，就在与波形误差信号混频时，波形误差信号的变动部分不能清楚地产生出来。

(第一实施方式)

本发明的第一实施方式象以上这样，由可变增益放大电路91自动地生成随输入电流的大小而变化的波形基准，用波形误差检测电路92将从电流检测装置71得到的输入电流波形与该波形基准进行比较，来得到波形误差信息，然后，将得到的波形误差信息与输入电流控制的输出进行混频，变换成逆变器电路的开关晶体管39的接通和关断驱动信号后使用。

图3是根据本发明的第一实施方式得到的波形的说明图，(a)是输入电流大的情况，(b)是输入电流小的情况，此外，(1)和(2)分别示出波形误差检测电路92的输入侧信号(イ是基准电流波形，ロ是输入电流波形)和输出侧信号(波形误差)。图中，基准波形随输入电流而变化其大小，因此，不论输入电流大的情况(a)还是输入电流小的情况(b)，波形误差检测电路92的输出侧信号(波形误差)都如(2)所示，仅显出它的波形误差，生成波形误差信号的波形误差检测电路92的动态范围能经常保持宽的范围，特性变得良好。

象这样地，控制环进行动作，以使输入电流波形与随输入电流的大小变化的波形基准一致，因此，实现了即使在磁控管的种类和其特性中有离散，此外，即使有因磁控管的阳极的温度和微波炉内的负载的ebm(阳极与阴极间的电压)变动，另外，即使有电源电压变动，也不受这些影响的进行输入电流波形整形。

(第二实施方式)

本发明的第二实施方式象以上这样地，使用工业电源电压波形，通过可变增益放大电路91变换成基准波形，因此，功率因数最佳。即，由于工业电源电压被进一步整流，生成基准电流信号波形，因此，若工业电源电压接近正弦波，则基准电流信号波形也接近正弦波，此外，一般地，在工业电源电压中伴随有波形失真(特别是，所谓的正弦波的峰值部分破坏的波形失真)，但该情况下，由于基准电流信号波形也同样地失真，因此，在局部的某种情况中，基准电流信号波形也具有该波形，输入电流波形与其接近，不受电源环境的影响而功率因数变好。对此，与现有的相比，一般使用用微型机等生成基准电压的方式，但在此，存在所谓的不能对应电源电压的失真的大缺点。

(第三实施方式)

第三实施方式是向可变增益放大电路91反馈上述差信息。如上所述，基准波形是通过可变增益放大电路91变换工业电源电压波形而得到的，然后，利用进一步向可变增益放大电路91反馈该基准波形与电流波形的差信息，作为可变增益放大电路91的放大控制输入信号，就能使基准波形的大小自动地随电流波形进行变化，因此，在差信息中仅显出波形误差，波形误差检测电路92的动态范围能保持宽的范围，特性变好。

(第四实施方式)

本发明的第四实施方式把上述混频电路81作为截止电流控制输出的高通分量的结构。图4是示出其一例的电路。810是高频分量截止滤波器，在混频电路81的3个输入端中的、取入来自比较器74的电流误差信号的端子中插入该高频分量截止滤波器810。作为高频分量截止滤波器810的一例，如图所示，由以电阻814为中心，从两侧夹持电容器815和816的π型滤波器构成。

利用这样地构成，就能去除来自比较器74的电流误差信号的高频分量，电流误差信号的噪声不对波形整形有坏的影响，波形变好。

(第五实施方式)

本发明的第五实施方式是将上述反转和波形处理电路63的输出信号作为辅助调制信号，向混频电路81输入。即，若不这样时，波形误差检测电路92的动态范围往往不充分，但通过使用来自反转和波形处理电路63的调制信号作为辅助调制信号，用它进行粗略调制，波形误差检测电路92就能进行精密的波形整形，因此，精度提高。

(第六实施方式)

本发明的第六实施方式在上述波形误差检测电路92的差信息中设置进行正向和负向限制的限幅器，向混频电路81输入。图5是说明本实施方式的图，(a)是框图，(b)是特性图，(c)是波形图。在图(a)中，921是由本实施方式设置在波形误差检测电路92中的限制功能921，在波形误差检测电路92的输入中一进入来自可变增益放大电路91的基准波形和来自整流电路72的输入电流波形，就经由该限制功能921，向混频电路81输出波形误差。

图(b)中纵轴是波形误差值，横轴是输入电流波形。在横轴的I0点加以基准波形。误差检测特性如图所示，以I0为中心，负坡度的线段L0在其前后与限制直线L1和L2连接，限制直线L1和L2按照由本实施方式设置的规定的电平限制波形误差。

图(c)是波形图，(1)是加在横轴上的波形图，(2)是在纵轴上显出的波形误差信号的波形，在(1)中，イ是基准波形，ロ是输入电流波形。设ニ是干扰。在图(b)的横轴I0上一加以基准波形イ，输入电流波形口就以它为中心，在比它大时就向图右侧振动，在比它小时就向图左侧振动，从其振动位置垂直向上延伸，与误差检测特性线L0的交点就为波形误差值。因此，输入电流波形口一过大，就与误差检测特性线L1交叉，在波形误差中就需要限制。

在输入电流波形口过小的情况下，也同样地由于与误差检测特性线L2交叉，而在波形误差中需要限制。

从而，侵入到输入电流波形口中的干扰ニ就由限制功能进行波形限制，减轻对波形误差的其影响。

所谓的误差信号超过限制值的情况，凭经验可知几乎都是由干扰引起的，从而，其若进入到控制系统中来，就出现问题，因此，利用本实施方式，能减轻干扰的影响。

此外，也能防止电路饱和动作不稳定，另外，能增大误差少时的增益，因此，输入电流波形进一步随基准波形变化，也能得到功率因数提高这样的副作用。

(第七实施方式)

本发明的第七实施方式在电流误差信号中对电流增加和下降特性设置差。在电流增加和下降特性的差的制作方法中有(1)对坡度设置差的方法和(2)对限制值设置差的方法。

图6是本实施方式涉及的对电流增加和下降特性设置差的方法的说明图，(a)是框图，(b)是第1特性图，(c)是第2特性图。

在图(a)中，741是根据本实施方式设置在比较电路74中的增加和下降特性差处理电路，来自平滑电路73的输入电流信号和来自输出设定部75的基准信号一进入比较电路74的输入侧，就经过该增加和下降特性差处理电路741，向混频电路81输出电流误差。

在图(b)中，纵轴是电流误差值，横轴是输入电流信号。在横轴的I0点加以基准信号。然后，根据本实施方式，如图所示，以基准信号I0为中心，设右侧(输入电流比基准信号大的一侧)的线段L1的坡度为α，左侧(输入电流比基准信号小的一侧)的线段的坡度为β，误差检测特性为

α＞β，

在差等于e1的时间段上，象特性L3和特性L4这样地，需要限制(现有的是α＝β)。

这样，以基准信号I0为中心，比它大的输入电流信号一进入，就得到比α大的误差信号，就快速地进行控制，相反，以基准信号I0为中心，比它小的输入电流信号进入的情况下，就得到比β小的误差信号，慢慢地进行控制。这样地，通过在两者之间设置差，就很难产生震荡(振动)。

如上所述地，根据本实施方式，由于在输入电流超过基准时危险，因此迅速进行控制，在输入电流低于基准时不危险，而不用迅速响应，减少了因迅速响应反而引起振荡的危害。

(第七实施方式的变形例)

图(c)是第2特性图，是对限制值设置差的方法的说明图。在图(c)中，纵轴是电流误差值，横轴是输入电流信号。在横轴的I0点加以基准信号。然后，根据本实施方式，如图所示，以基准信号I0为中心，设一定坡度α的线段为L1，右侧(输入电流比基准信号大的一侧)的电流误差限制值为e1，左侧(输入电流比基准信号小的一侧)的电流误差限制值为e2，误差检测特性的特征为(现有的为e1＝e2)

e2＜e1。

这样，以基准信号I0为中心，比它大的输入电流信号一进入，电流误差信号就较大地设定e1，因此，不被限制而得到大信号，飞快地进行控制，相反，以基准信号I0为中心，比它小的输入电流信号进入的情况下，电流误差信号被限制为e2，慢慢地进行控制。这样地，通过在两者之间设置差，就很难产生振荡(振动)。

如上所述地，根据本实施方式，由于在输入电流超过基准时危险，因此迅速进行控制，在输入电流低于基准时不危险，而用迅速地响应，减少了因迅速响应反而引起振荡的危害。

(第八实施方式)

本发明的第八实施方式的结构为，在电流控制输出中加以控制开关晶体管的集电极电压Vc成规定值的Vc限幅器功能。

图7是本发明的第八实施方式涉及的在电流控制输出中加以Vc限幅器功能的结构的说明图，(a)是结构图，(b)是具体电路例。在图7(a)中，74是图1的比较电路，向其一方的输入端输入两者平滑电路73(图1)的输入电流信号，向其另一方的输入端输入来自输出设定部75的电流基准信号，输入电流信号与电流基准信号的差作为电流误差，从输出端输出。在这样的图1中示出的电路中，第八实施方式另外附加了在图7的下方用虚线划出的功能。

在图(a)中，740是根据第八实施方式设置的另一个比较器，向比较器745的一个输入端742输入开关晶体管的集电极电压信号Vc，向其另一输入端743输入作为电压基准信号V2的磁控管的非振荡时的外加电压，从比较器745向输出端744输出输入端742的电压信号Vc与输入端743的电压基准信号的差，与上述比较电路74的输出相加，成为误差信号。

图(b)是比较器的具体电路例。用两个晶体管T1和T2构成比较器74，用两个晶体管T3和T4构成本实施方式涉及的比较器740。分别向各晶体管T1～T4的基极加以电流基准、输入电流、Vc、电压基准的各信号，在输入电流超过电流基准时，此外，在Vc超过电压基准时，分别在电阻R5的两端产生输出，其成为电流误差信号。在两个比较器共同动作时，在电阻R5的两端产生合成输出，其成为电流误差信号。

直到磁控管的阴极变得非常热可以振荡，显示与图13中示出的特性不同的高电阻和相同的特性。从而，直到变得能振荡(以下记作非振荡时)的为了从变压器(图1)的三次线圈42向灯丝流电流而使开关晶体管39动作的期间，限制外加在变压器41的初级线圈38上的电压，防止向磁控管外加过电压。

磁控管的非振荡时，利用以电压V2为电压基准信号，通过在电流控制输出中增加与开关晶体管39的集电极电压信号Vc进行比较，控制开关晶体管39的集电极电压Vc为规定值的Vc限幅器功能，简化了电路。再有，在磁控管的振荡期间，该电压基准信号被转换成比电压V2高的电压V1，因此实际上无效。

(第九实施方式)

本发明的第九实施方式截止差信息的高通分量，作为可变增益放大器的控制输入信号。这样，稳定性变好。

图8示出本发明的第九实施方式，(a)是框图，(b)是(a)的高通分量截止滤波器910的一例。

根据本发明的第九实施方式，在(a)中，其特征为，在可变增益放大电路91的放大输入侧，在可变增益放大器内或外，设置去除从波形误差检测电路92出来的输出(波形误差)的高频分量的高通分量截止滤波器910。作为该高频分量截止滤波器910的一例，如图所示，由以电阻911为中心，从两侧夹持电容器912和913的π型滤波器构成。

利用这样地构成，能去除来自波形误差检测电路92的波形误差信号的高频分量，波形误差信号的噪声不对可变增益产生坏的影响，基准电流波形对于波形误差稳定。此外，对干扰也变强。

(第十实施方式)

本发明的第十实施方式为，设置在工业电源电压为低相位时，使基准波形信号接近零的基准信号变换装置。

图9是根据本实施方式使用的基准信号变换电路的说明图，(a)是框图，(b)是(a)的基准信号变换电路的一例，(c)是波形图，(1)是基准波形，(2)是波形误差信号。

在图9(a)中，620是基准信号变换电路，该基准信号变换电路620被插入在整形滤波器62与可变增益放大器91之间，工业电源电压变低的相位(0度附近、180度附近)进行使基准波形信号接近零的工作。

在(b)中，基准信号变换电路620的结构为，晶体管Tr62被连接在Vcc电源与可变增益放大器91的输入端之间，在晶体管Tr62的基极与地之间插入直流电压62，然后，在晶体管Tr62的发射极与可变增益放大器91的输入端的连接点的上流插入电阻R62。

现在，交流的全波整流波形Vs一来到可变增益放大电路91的输入端，在Vs的电压比规定值V2大时，晶体管Tr62就关断，得到原样的全波整流波形。

但是，由于在Vs的电压比规定值V2小时，晶体管Tr62就接通，Vcc被外加在输入端一侧，因此，V2以下的波形不显现，成为仅举起规定的低电位部分的波形。然后，移相该波形的电平，使低电位部分与“0”重合，就得到期望的波形Vs’。

图(c)的(1)是该波形Vs’的放大图，工业电源电压变低的相位(0度附近、180度附近)使基准波形信号接近于零。由于使用这样的波形控制动作稳定。因为在工业电源电压变低的相位(0度附近、180度附近)的地方，根本不使电流流向磁控管，不需要过度地产生波形误差信号。因此，在工业电源电压变低的相位(0度附近、180度附近)的地方使基准波形信号接近于零，输出波形误差信号，没有不稳定地进行控制的动作。图c(2)是根据以前方法的波形误差信号，如图所示地，在工业电源电压变低的相位(0度附近、180度附近)的地方，发生动作不容易稳定，误差信号的振幅值C1也大的问题。根据本实施方式，该C1部分如用摆动示出这样地被截止，因此动作变稳定。

(第十一实施方式)

本发明的第十一实施方式为，在上述的整形电路62中设置带通滤波器621，构成整形滤波电路，该带通滤波器作为使工业电源频率的谐波失真分量衰减的滤波器的一例。

图10是本发明的第十一实施方式的说明图，(a)是电路图，(b)是增益-频率特性图。

在图(a)中，621是根据本发明的第十一实施方式设置在整形电路62中的带通滤波器，利用该带通滤波器621，使超过工业电源频率的高次分量衰减。

(b)示出带通滤波器621的增益-频率特性，工业电源频率的高次谐波失真分量被截止，另一方面，低次分量的谐波失真分量的衰减量少。这样，由于工业电源频率的低次的失真分量残留，因此，象第二实施方式说明的那样，与利用惯用的微型机的正弦波基准信号方式相比，功率因数变好，此外，由于高次的失真分量和噪声被截止，因此动作稳定，对干扰变强。

(第十二实施方式)

本发明的第十二实施方式为，预先考虑控制系统的滞后时间，提前上述第二实施方式中的基准波形的相位。利用这样来提高功率因数。图11是第十二实施方式的说明图，(a)是电路图，(b)是基准波形的相位超前的说明图。

在图(a)中，620是根据第十二实施方式设置的滤波电路的一例，其结构为，由电阻R61、R62和电容器C61构成截止低通分量的高通滤波器，由电阻R63、R64和电容器C62构成截止高通分量的低通滤波器，由电阻R61和R62给予直流偏流。

在上述滤波器中，通过设定低通滤波器的截止频率比电源频率高，设定高通滤波器的截止频率低，就成为图(b)的增益-频率特性中示出的特性的带通滤波器。

此外，图(b)的相位-频率特性，横轴示出输入到滤波器中的信号的频率，纵轴示出对应的输出信号的相位变化。上述的低通滤波器是滞相电路，高通滤波器是相位超前电路，因此，如图所示，在比电源频率高的频率中相位滞后，在比电源频率低的频率中相位超前，但通过设定上述截止频率，使相位横切0度的频率变得比电源频率高出若干量，就如图所示地，使电源频率中的基准信号的相位仅提前超前量ΔΦ。

从而，伴随着若干滞后，控制系统随对电源电压提前了相位的基准信号进行变化，因此，输入电流波形的相位与电源电压一致，得到高功率因数。

以上，根据本发明，检测整流交流电源电压，变换为规定频率的交流的的逆变器电路的输入电流，整流该检测电流，求输入电流波形，另一方面，整流上述交流电源电压，进行波形整形后求基准波形，求上述输入电流波形与上述基准波形的差，用混频电路混频该差信息和电流控制输出，变换成上述逆变器电路的开关晶体管的驱动输出，来控制环动作，以使输入电流波形与随输入电压的波形和输入电流的大小变化的波形基准一致，因此，实现了即使在磁控管的种类和其特性中有离散，此外，即使有因磁控管的阳极的温度和微波炉内的负载的ebm(阳极与阴极间的电压)变动，另外，即使有电源电压变动，也不受这些影响的进行输入电流波形整形。

Claims (14)

1.一种高频感应加热用电力控制方法，对交流电源电压进行整流，以逆变器电路进行高频转换，从而变换为高频电力而进行高频感应加热，并且在这时，利用来自PWM比较器的输出进行脉冲宽度调制从而对所述逆变器电路的开关晶体管进行导通/截止控制，其特征在于，

检测所述逆变器电路的输入电流，将整流所检测到的输入电流后的结果作为输入电流信号，并且，将对所述交流电源电压进行整流并进一步进行波形整形后除去了波形误差的结果作为基准波形，求所述输入电流信号与所述基准波形的差并将其作为波形误差信号，另一方面将对所述输入电流信号进行了平滑的平滑后输入电流信号和与加热输出设定对应的电流基准信号进行比较而作为电流误差信号，

将该电流误差信号和所述波形误差信号进行混频，将其混频信号作为所述PWM比较器的一个输入，将来自锯齿波发生电路的锯齿波作为所述PWM比较器的另一个输入。

2、如权利要求1所述的高频感应加热用电力控制方法，其特征在于，

利用对所述开关晶体管的集电极电流信号进行整流后的信号，取代所述输入电流信号。

3.如权利要求1或2所述的高频感应加热用电力控制方法，其特征在于，所述基准波形是将对所述交流电源电压进行整流并波形整形从而除去了波形误差的结果进一步通过可变增益放大器，成为比所述波形整形后的整形波形再进一步整理的波形。

4.如权利要求3所述的高频感应加热用电力控制方法，其特征在于，所述可变增益放大器是具有控制输入信号端子，通过对该控制输入信号端子施加的控制输入信号，将对所述交流电源电压进行整流并波形整形的信号变换为所述基准波形的可变增益放大器，该可变增益放大器把所述基准波形与所述输入电流信号的波形的差信息输入到所述控制输入信号端子。

5.如权利要求1或2所述的高频感应加热用电力控制方法，其特征在于，在对所述电流误差信号和所述波形误差信号进行混频时，截止所述电流误差信号的高频分量。

6.如权利要求1或2所述的高频感应加热用电力控制方法，其特征在于，将已波形整形的波形反转后的信号作为辅助调制信号，将该辅助调制信号在所述电流误差信号和所述波形误差信号混频时进行混频。

7.如权利要求1或2所述的高频感应加热用电力控制方法，其特征在于，所述波形误差信号是与所述基准波形和所述输入电流信号的差成比例的信号，但是在该差超过规定值时所述波形误差信号成为一定的误差限制值的信号。

8.如权利要求7所述的高频感应加热用电力控制方法，其特征在于，所述电流误差信号是比较所述平滑后输入电流信号和与加热输出设定对应的电流基准信号，并且与其差成比例的信号，其比例系数为α，但是在所述平滑后输入电流信号比所述电流基准信号大时，所述电流误差信号成为比所述比例系数α的斜率大的比例系数β的信号，其中比例系数β＞α，从而电力控制比所述平滑后输入电流信号小于所述电流基准信号时的电力控制快。

9.如权利要求7所述的高频感应加热用电力控制方法，其特征在于，所述电流误差信号是比较所述平滑后输入电流信号和与加热输出设定对应的电流基准信号，并且与其差成比例的信号，但是在该差超过规定值时，所述电流误差信号成为一定的误差限制值e2，在所述平滑后输入电流信号比所述电流基准信号大时，所述电流误差信号成为比所述误差限制值e2大的限制值e1的信号，从而电力控制比所述平滑后输入电流信号小于所述电流基准信号时的电力控制快。

10.如权利要求4所述的高频感应加热用电力控制方法，其特征在于，在将所述基准波形和所述输入电流信号的波形的差信息作为所述可变增益放大器的控制输入信号时，通过截止所述差信息的高频分量后作为所述可变增益放大器的控制输入信号，可变增益地去除波形误差信号的噪声的不良影响。

11.如权利要求1或2所述的高频感应加热用电力控制方法，其特征在于，设置基准信号变换装置，以便在所述交流电源电压为低相位时使所述基准波形的信号接近于零。

12.如权利要求1或2所述的高频感应加热用电力控制方法，其特征在于，在整流所述交流电源电压的整形滤波电路中设置使工业电源频率的高频失真分量衰减的滤波器。

13.如权利要求1或2所述的高频感应加热用电力控制方法，其特征在于，考虑控制系统的滞后时间，预先提前所述基准波形的相位。

14.一种高频感应加热用电力控制装置，包括：整流交流电源电压的整流电路；以及设置在该整流电路的输出侧的逆变器电路，通过该逆变器电路将交流电源电压变换为高频电力而进行高频感应加热，并且在这时，利用来自PWM比较器的输出进行脉冲宽度调制从而对所述逆变器电路的开关晶体管进行导通/截止控制，

其特征在于，所述高频感应加热用电力控制装置还包括：

检测逆变器电路的输入电流的电流检测装置；整流来自该电流检测装置的电流信号的第1整流电路；整流所述交流电源电压的第2整流电路；波形整形该第2整流电路的输出的整形电路；以及用可变增益放大器对来自所述整形电路的输出信号可变增益而作为基准波形信号，将来自所述第1整流电路的输出作为输入电流信号，输入该输入电流信号与所述基准波形信号从而求它们的差并将其输出作为波形误差信号的波形误差检测电路，

另外，还包括：对所述第1整流电路的输出进行平滑的平滑电路；产生与加热输出设定对应的电流基准信号的电流基准信号发生器；输入该电流基准信号发生器的输出和所述平滑电路的输出从而求它们的差并输出该差作为电流误差信号的比较电路；将所述电流误差信号和所述波形误差信号进行混频的混频电路；产生锯齿波的锯齿波发生电路；将来自锯齿波发生电路的锯齿波作为一个输入，将所述混频电路的输出信号作为另一个输入的PWM比较器。

Images