JP4832177B2 - インバータ制御回路及び高周波誘電加熱装置 - Google Patents

Description

本発明は、電子レンジなどのようにマグネトロンを用いた高周波誘電加熱に関するもので、特にインバータに用いられている半導体スイッチング素子の過熱保護及びマグネトロンへの過電圧防止に関するものである。

従来より、電子レンジなどのようにマグネトロンを用いた高周波誘電加熱装置においては、マグネトロンに供給する電力の調節をインバータ制御回路の出力パルス幅によって行っている。出力電圧を高くする場合、インバータ制御回路の出力パルス幅を広くすることにより、マグネトロンに供給する電力は大きくなる構成となっていた。この構成によってマグネトロンの加熱出力を連続的に変化させることが可能となっている。

図６は従来の高周波誘電加熱装置において使用されている、マグネトロンを含むその駆動制御回路図を示す。図６において、商用電源１１からの交流は整流回路１３によって直流に整流され、整流回路１３の出力側のチョークコイル１４と平滑コンデンサ１５で平滑され、インバータ１６の入力側に与えられる。直流はインバータ１６の中の半導体スイッチング素子ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor；絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）のオン・オフにより所望の高周波（２０〜４０ｋＨｚ）に変換される。インバータ１６は、直流を高速でスイッチングするＩＧＢＴ１６ａとコンデンサ１６ｂを含み、インバータ１６を制御するインバータ制御回路１６１によって駆動され、昇圧トランス１８の１次側を流れる電流が高速でオン／オフにスイッチングされる。

昇圧トランス１８では１次巻線１８１にインバータ１６の出力である高周波電圧が加えられ、２次巻線１８２に巻線比に応じた高圧電圧が得られる。また、昇圧トランス１８の２次側に巻回数の少ない巻線１８３が設けられマグネトロン１２のフィラメント（ヒータ；カソード）１２１の加熱用に用いられている。昇圧トランス１８の２次巻線１８２はその出力を整流する倍電圧全波整流回路２０を備えている。倍電圧全波整流回路２０は高圧コンデンサ２０１、２０２及び２個の高圧ダイオード２０３，２０４により構成される。

ＩＧＢＴ１６ａの温度を検出するサーミスタ９は、直接ＩＧＢＴ１６ａの脚部又は脚部近傍に取り付けられている。また、この脚部はエミッタ脚であり、放熱フィン側ではなくてプリント基板６（図７）の裏の半田面においてサーミスタを構成するチップ（チップサーミスタ）を半田付けしている。このサーミスタによる温度情報はインバータ制御回路１６１に入力され、インバータ１６の制御に用いられている。

図７は、プリント基板６上に放熱フィン７、ＩＧＢＴ８（１６ａ）、サーミスタ９が取り付けられた状態を示す。高熱を発するＩＧＢＴ８の放熱部は放熱フィン７に固定されて、その３本の脚がプリント基板のスルーホールに挿入され、反対側（裏側、半田側）において半田づけされている。サーミスタ９にはチップサーミスタを使用し、放熱フィン側ではなく、プリント基板６の裏の半田面のＩＧＢＴ１６ａの脚に直接半田付けされている。

このような構成下、インバータ電源のスイッチングをつかさどるＩＧＢＴの熱破壊を防ぐ方法であり、ＩＧＢＴの熱破壊前に停止あるいはパワーダウンを行い温度上昇を防ぐ、いわゆるパワーダウン制御が行なわれている。その概略は以下のようである。

（１）ＩＧＢＴ温度が検知温度になると、突然パワーを切るのではなく、パワーをまず第１の所定値（例えば半分程度）に下げる。その後、ＩＧＢＴ温度が下がって検知温度以下になると再度所定のパワーに戻し、ＩＧＢＴ温度が上昇して再び検知温度になるとまたパワーダウンを行うといった動作を繰り返して検知温度をキープする。
（２）マイコン側からは常に一定の制御幅信号を与えておいて、インバータ側でＩＧＢＴの温度をサーミスタが検知して検出値をインバータ制御回路に送り、ＩＧＢＴの温度を下げるようにインバータ制御が行なわれる。
（３）抵抗分割回路の一方にサーミスタを挿入しておいて、サーミスタが過熱温度を検知したときの分圧比を基に漸減制御する。
（４）漸減制御において、ある時点までいったら目標値を大きく下げる制御をし、これを繰り返していく制御をする。この繰り返し制御の１サイクルは短くて１〜２秒程度である。このような制御は前述のように、チップサーミスタをＩＧＢＴの端子裏側に設けたことにより、熱時定数を小さくすることにより可能となる。

したがって、何らかの原因で異物がファンにはさまりファンが急に回らなくなったときであっても、いきなり調理を中止させていたが、この構成ではファンが故障してもＩＧＢＴは簡単に熱破壊するものでない点に着目してそのまま調理を続行させる。そして、ＩＧＢＴの温度が上昇してゆきＩＧＢＴの熱破壊に至る温度の前に至って始めてパワーを半分程度ダウンしてさらに加熱を継続させる。このような制御において、普通に調理をしている場合に、調理者は少し温まりが遅いと感ずる程度で、故障といった不安を与えないで調理を続けさせることができ、心理的に不安を与えることを避けることができる。

これはファンロック時においても同じであり、電源を切断せずに、ＩＧＢＴが熱破壊しない程度の最低出力にて加熱動作を継続させるようにすることができる。

図８は上述したパワーダウン制御方式を説明する図であり、（ａ）は回路図、（ｂ）コンパレータの動作線図である。

図８（ａ）において、コンパレータＣＯ１の２入力端子の１方の（Ａ）端子にはＩＧＢＴのコレクタ電圧を分圧抵抗Ｒ３とＲ４で分圧した点Ｐ３の電位が入力され、他方の（Ｃ）端子には起動中には切り替えスイッチＳ１がａ端子側にあって３Ｖが印加される。そしてマグネトロンが加熱して起動から定常状態（定常運転）になったら、切り替えスイッチＳ１がｂ端子側に切り替わってＶｃｃ電圧を分圧抵抗Ｒ１とサーミスタＴ１（図６、７では参照番号９）で分圧したＰｃ点の電位が入力される。

サーミスタＴ１は温度上昇と共に抵抗値が減少していく特性を有するため、図８（ｂ）の（Ｃ）のようにサーミスタの検出温度が所定値を検出したらその点からコレクタ電圧が漸減するようになる。起動中はコンパレータＣＯ１のＯＮ／ＯＦＦ情報を基にインバータ制御回路１６１はＰ３電位が３Ｖと略一致するようにＩＧＢＴのＯＮ／ＯＦＦデューティーを制御するので、ＩＧＢＴのコレクタ電圧は定常時よりも低くなり、定常状態になると、コンパレータＣＯ１の（Ｃ）端子には、起動時の３Ｖに比べて十分高いＰｃ電位が入力される。従って、インバータ制御回路１６１は前記Ｐ３電位（Ａ）がＰｃ電位（Ｃ）に略一致するようにＩＧＢＴのＯＮ／ＯＦＦ制御のＯＮデューティーを高め、ＩＧＢＴのコレクタ電圧も高くなる。ただし、図示していないがインバータ制御回路１６１が併せ持つ、他の入力信号を基に制御する電力制御機能により前記ＯＮデューティーの上昇に制限が加わるので、図８に示されるようにＰｃ電位（Ｃ）が常にＰ３電位（Ａ）より高くなりコンパレータＣＯ１の出力は常時オン状態が維持される。ところが冷却不足などにより、ＩＧＢＴが加熱されるに伴ってサーミスタＴ１の抵抗が減っていくので、やがてＰ３電位（Ａ）と同じ電位になると、再びＯＮ／ＯＦＦを始め、インバータ制御回路１６１はＰｃ電位（Ｃ）の低下に追随してＰ３電位（Ａ）が低下するようにＩＧＢＴのＯＮ／ＯＦＦ制御のＯＮデューティーを下げるので、インバータの出力は減少していく。

このように、パワーダウン制御では、インバータ部がマグネトロンが起動し、定常状態になった後サーミスタの抵抗値にインバータ部の出力電力を依存させるようにしているので、何らかの原因でファンが回らなくなっても電源遮断することをせずに、インバータ部を動作させ続け、ＩＧＢＴの温度が上昇するに伴ってサーミスタの抵抗値が減少し、インバータの出力が減少していくので、使用者は加熱温度が少々低いと感ずる程度で調理を続行することができる。
特開２００４−３２７１２３号公報

上述のパワーダウン制御により、いきなり調理を停止することなく一定条件下で続行することが可能となり、使用者にとっては高電圧誘電加熱装置の使用性が向上することとなる。しかしながら、その後温度が下降し、通常の運転状態が可能となった際、インバータ制御回路が再びマグネトロンの出力をあげると、モーディング現象やオーバーシュートが発生し、インバータ制御が停止してしまうことがあった。パワーダウン制御下の低出力から、通常出力までマグネトロンの出力を上げると、フィラメントがオープン又はそれに準ずるような状態となり、いわゆるモーディング現象が発生し、過電圧が印加されてしまう場合があるからである。

本発明は、上記に鑑み、高電圧誘電加熱装置の信頼性、使用性をより向上させる技術を提供する。

本発明のインバータ制御回路は、直流を所定周波数の交流に変換するとともに、所定の制御対象の出力を変動させるための共振回路を有するインバータを制御するインバータ制御回路であって、前記インバータのスイッチング素子の温度を検出する温度検出部の出力値に応じて、前記インバータの出力を変動させる出力変動手段と、前記出力変動手段による前記インバータの出力減少制御の後、所定時間前記インバータの出力増加を抑える出力増加抑制手段と、を備える。

本発明によれば、出力増加抑制手段がパワーダウン制御後の出力の急上昇を防止するので、高周波誘電加熱装置のようなインバータ制御回路が適用される装置への信頼性、使用性を向上させることが可能となる。

前記出力増加抑制手段は、前記制御対象の起動から定常状態に移行する際の定常移行制御も行なうものであってよい。このような構成により、簡易に出力増加抑制制御を行うことができる。

前記出力増加抑制手段は、前記出力変動手段による前記インバータの出力増加を抑えるために、所定時間電荷を蓄積する容量素子を含む。さらには前記インバータの出力減少制御時において、前記容量素子の時定数に依存せず、速やかに出力減少制御を発動させるものである。このような構成により、簡易にパワーダウン制御、出力増加抑制制御を行うことができる。

また、前記出力変動手段は、前記出力増加抑制手段により所定時間前記インバータの出力増加を抑えた後、前記容量素子の電位に対応して前記インバータの出力を増加させる。このような構成により、簡易にパワーダウン制御、出力増加抑制制御を行うことができる。

さらに本発明のインバータ制御回路は、直流を所定周波数の交流に変換するとともに、所定の制御対象の出力を変動させるための共振回路を有するインバータを、当該インバータのスイッチング素子の温度を検出する温度検出部の出力値に応じて制御するインバータ制御回路であって、前記温度検出部の出力値に応じて第１の状態信号を出力する温度状態出力部と、前記共振回路に発生する共振電圧を変動させる電圧変動部と、前記第１の状態信号が前記共振電圧を上昇させるものである場合、前記第１の状態信号の入力から所定時間経過後に、前記電圧変動部に前記共振電圧を上昇させる上昇信号を出力する出力増加遅延部と、を備える。

本発明によれば、出力増加遅延部がパワーダウン制御後の出力の急上昇を防止するので、高周波誘電加熱装置のようなインバータ制御回路が適用される装置への信頼性、使用性を向上させることが可能となる。

前記出力増加遅延部は、前記制御対象の起動から定常状態に移行する際、前記電圧変動部と接続され、前記共振電圧を制御する。このような構成により、簡易に出力増加遅延制御を行なうことができる。

前記出力増加遅延部は、前記電圧変動部に前記上昇信号を出力するため、所定時間電荷を蓄積する容量素子を含む。さらには、前記インバータの出力減少制御時において、前記容量素子の時定数に依存せず、速やかに出力減少制御を発動させる。このような構成により、簡易にパワーダウン制御、出力増加遅延制御を行うことができる。

前記出力増加遅延部は、所定時間前記インバータの出力増加を抑えた後、前記容量素子の電位に対応して前記インバータの出力を増加させる。このような構成により、簡易にパワーダウン制御、出力増加遅延制御を行うことができる。

また、前記温度状態出力部は、前記温度検出部の出力値に応じて第２の状態信号を前記電圧変動部に出力し、前記第１の状態信号と前記第２の状態信号は、互いに前記温度検出部の異なる温度状態を反映したものである。このような制御により、スイッチング素子の温度が更に上昇した場合であっても、インバータを適切に制御することができる。

前記インバータ制御回路は、前記共振回路の共振電圧を制御するが、当該共振電圧が、インバータのスイッチング素子のコレクタ及びエミッタ間の電圧に等しいものもある。

上記インバータ制御回路は、前記制御対象としてマグネトロンを有する高周波誘電加熱装置に使用することができる。

更に本発明は、被加熱物をマイクロ波の照射によって加熱する高周波誘電加熱装置を提供し、当該装置は、直流をスイッチング素子を用いてスイッチング制御し、所定周波数の交流に変換するインバータと、前記スイッチング素子から放出される熱を放熱する放熱フィンと、前記スイッチング素子の温度を検出するサーミスタと、前記スイッチング素子及び前記サーミスタが取り付けられたプリント基板と、前記インバータの出力電圧を昇圧する昇圧トランスと、前記昇圧トランスの出力電圧を倍電圧整流する高圧整流部と、前記高圧整流部の出力をマイクロ波として放射するマグネトロンと、前記マグネトロンから放射されるマイクロ波が供給され、前記被加熱物を収納する加熱調理室と、前記マグネトロンが起動した後、前記インバータの出力電力を前記サーミスタの抵抗値に依存させるパワーダウン制御を前記スイッチング素子に施すと共に、パワーダウン制御の終了後、所定時間経過後にパワーを増加させる制御を前記スイッチング素子に施すインバータ制御回路と、を備える。

本発明によれば、高周波誘電加熱装置におけるパワーダウン制御の解除後、所定の時間出力制御を行いながら、出力を所定の値に戻すため、モーディング現象やオーバーシュート等のような問題発生を防止し、高周波誘電加熱装置への信頼性、使用性を向上させることが可能となる。

以下本発明の実施形態を、図面を用いて詳細に説明する。

図１は本発明の高周波誘電加熱装置に使用されるマグネトロン駆動制御の回路図を示す。マイクロ波を発生するマグネトロン１２は、マイクロ波を発生し、電子レンジの如き高周波誘電加熱装置の筐体内に収納された食品の如き被加熱物を加熱するものである。そして、マグネトロン駆動制御回路１００は、交流電源１１から交流電力の供給を受けるインバータ主回路１０と、サーミスタ９と、インバータ主回路１０を制御するインバータ制御回路１６１とを備え、マグネトロン１２を駆動制御し、マイクロ波の発生、停止、出力変化をさせる。

インバータ主回路１０は、交流電源１１からの交流電力をマグネトロン１２に供給するもので、ダイオードブリッジ型の整流回路１３と、平滑回路３０と、インバータ１６と、昇圧トランス１８と、共振回路３６と、倍電圧全波整流回路２０とを含む。

商用電源１１からの交流は整流回路１３によって直流に整流され、整流回路１３の出力側のチョークコイル１４と平滑コンデンサ１５（平滑回路３０）で平滑され、インバータ１６の入力側に与えられる。インバータ１６は、直流を高速でスイッチングするＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor；絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）１６ａとコンデンサ１６ｂを含み、ＩＧＢＴ１６ａのオン・オフにより所望の高周波（２０〜４０ｋＨｚ）に変換される。インバータ１６は、後述するインバータ制御回路１６１によって駆動され、昇圧トランス１８の１次側を流れる電流が高速でオン／オフにスイッチングされる。

昇圧トランス１８では１次巻線１８１にインバータ１６の出力である高周波電圧が加えられ、２次巻線１８２に巻線比に応じた高圧電圧が得られる。また、昇圧トランス１８の２次側に巻回数の少ない巻線１８３が設けられマグネトロン１２のフィラメント（ヒータ；カソード）１２１の加熱用に用いられている。昇圧トランス１８の２次巻線１８２はその出力を整流する倍電圧全波整流回路２０に接続され、高電圧がマグネトロン１２のカソード１２１とアノード１２２間に印加され、マイクロ波を発生させる。倍電圧全波整流回路２０は高圧コンデンサ２０１、２０２及び２個の高圧ダイオード２０３，２０４により構成される。

尚、共振回路３６は、コンデンサ１６ｂと昇圧トランス１８の１次巻線１８１との並列回路より構成され、１次巻線１８１をインバータ１６の一部とみなすことにより、インバータ１６の構成回路として把握できる。また、ＩＧＢＴ１６ａには整流用のダイオード１６ｄが並列接続され、本実施形態ではＩＧＢＴ１６ａとダイオード１６ｄよりスイッチング素子が構成される。

サーミスタ９はＩＧＢＴ１６ａの温度を検出する温度検出部として機能するものであり、図８と同様の方法で、ＩＧＢＴ１６ａの脚部又は脚部近傍に取り付けられている。サーミスタ９には、温度の上昇に対して抵抗が減少するＮＴＣ（negative temperature coefficient）サーミスタ、温度の上昇に対して抵抗が増加するＰＴＣ（positive temperature coefficient）サーミスタ、所定の温度をこえると急激に抵抗が減少するＣＴＲ（critical temperature coefficient）サーミスタ等、種々のものが任意に利用可能である。本実施形態では、温度と抵抗値の関係が比例的に変化するＮＴＣサーミスタを使用している。また、ＩＧＢＴ１６ａの温度を検出する温度検出部は、サーミスタには限られず種々のものを使用することができる。

インバータ制御回路１６１は、インバータ１６のＩＧＢＴ１６ａを、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御において設定されたデューティ比の下、高速でオン・オフスイッチングし、昇圧トランス１８の１次側を流れる電流を高速でオン・オフするものである。

このような構成下、ＩＧＢＴ１６ａの熱破壊を防ぐ方法であり、ＩＧＢＴの熱破壊前に停止あるいはパワーダウンを行い温度上昇を防ぐ、いわゆるパワーダウン制御がインバータ制御回路１６１によって行なわれている。その概略は以下のようである。

（１）ＩＧＢＴ温度が検知温度になると、突然パワーを切るのではなく、パワーをまず第１の所定値（例えば半分程度）に下げる。その後、ＩＧＢＴ温度が下がって検知温度以下になると再度所定のパワーに戻し、ＩＧＢＴ温度が上昇して再び検知温度になるとまたパワーダウンを行うといった動作を繰り返して検知温度をキープする。
（２）マイコン側からは常に一定の制御幅信号を与えておいて、インバータ側でＩＧＢＴの温度をサーミスタが検知して検出値をインバータ制御回路に送り、ＩＧＢＴの温度を下げるようにインバータ制御が行なわれる。
（３）抵抗分割回路の一方にサーミスタを挿入しておいて、サーミスタが過熱温度を検知したときの分圧比を基に漸減制御する。
（４）漸減制御において、ある時点までいったら目標値を大きく下げる制御をし、これを繰り返していく制御をする。この繰り返し制御の１サイクルは短くて１〜２秒程度である。このような制御は前述のように、チップサーミスタをＩＧＢＴの端子裏側に設けたことにより、熱時定数を小さくすることにより可能となる。

したがって、何らかの原因で異物がファンにはさまりファンが急に回らなくなったときであっても、いきなり調理を中止させていたが、この構成ではファンが故障してもＩＧＢＴは簡単に熱破壊するものでない点に着目してそのまま調理を続行させる。そして、ＩＧＢＴの温度が上昇してゆきＩＧＢＴの熱破壊に至る温度の前に至って始めてパワーを半分程度ダウンしてさらに加熱を継続させる。このような制御において、普通に調理をしている場合に、調理者は少し温まりが遅いと感ずる程度で、故障といった不安を与えないで調理を続けさせることができ、心理的に不安を与えることを避けることができる。

これはファンロック時においても同じであり、電源を切断せずに、ＩＧＢＴが熱破壊しない程度の最低出力にて加熱動作を継続させるようにすることができる。

上述のパワーダウン制御により、いきなり調理を停止することなく一定条件下で続行することが可能となり、使用者にとっては高電圧誘電加熱装置の使用性が向上することとなる。しかしながら、その後温度が下降し、通常の運転状態が可能となった際、インバータ制御回路が再びマグネトロンの出力をあげると、モーディング現象が生じ、インバータ制御が停止してしまうことがあった。パワーダウン制御下の低出力から、通常出力までマグネトロンの出力を上げると、フィラメントがオープン又はそれに準ずるような状態となり、過電圧がフィラメント及びその周辺回路に印加されてしまう場合があるからである。

図２は、本発明に係るインバータ制御回路の一実施形態の構成を示す図である。インバータ制御回路１６１は、サブ制御回路１と、サブ制御回路２と、サブ制御回路３と、サブ制御回路４と、サブ制御回路５とを含む。サブ制御回路１〜３は直接接続され、サブ制御回路２は、サブ制御回路４と接続され、サブ制御回路４とサブ制御回路５が接続されている。

サブ制御回路１は、コンパレータ（比較器）Ｃ２，Ｃ３、分圧抵抗Ｒ８，Ｒ９，Ｒ１０を含む。コンパレータＣ２，Ｃ３各々の正端子（＋端子）には、Ｖｃｃ電圧を分圧抵抗Ｒ８，Ｒ９，Ｒ１０で分圧したＰ１，Ｐ２点の電位Ｖｃ２，Ｖｃ３が入力され（Ｖｃ２＞Ｖｃ３）、負端子（−端子）には、Ｖｃｃ電圧を分圧抵抗Ｒ１とサーミスタＴ１（図１では参照番号９）で分圧したＰＣ点の電位Ｖｐｃが入力される。

すなわち、サブ制御回路１は、サーミスタＴ１の出力値であるＶｐｃに応じて、コンパレータＣ２からＶｐｃとＶｃ２との相対的な関係を示す第１の状態信号と、コンパレータＣ３からＶｐｃとＶｃ３との相対的な関係を示す第２の状態信号とを出力する温度状態出力部を構成する。そして、Ｖｃ２とＶｃ３は異なるため、第１の状態信号と第２の状態信号は、互いにサーミスタＴ１の異なる温度状態を反映したものとなる。

サブ制御回路２は、（切り替え）スイッチＳ１，スイッチＳ２，Ｓ３、分圧抵抗Ｒ３，Ｒ４，Ｒ５，Ｒ６、接地抵抗Ｒ７、コンパレータＣ１を含む。コンパレータＣ１の正端子Ａには、分圧抵抗Ｒ３，Ｒ４間のＰ３点の電位Ｖｐ３が入力され、負端子Ｂには、スイッチＳ１からの電圧信号が入力される。切り替えスイッチＳ１は可動接点Ｋ１を含み、後述するサブ制御回路３のＮＡＮＤゲート回路からの信号に応じて、第１の固定端子ａと第２の固定端子ｂのいずれかに切り替えられる。この場合における電位Ｖｐ３はＩＧＢＴ１６ａのコレクタ電圧を反映したものであり、サブ制御回路２は、後述するサブ制御回路４、サブ制御回路５と相まって、ＩＧＢＴ１６ａのコレクタ・エミッタ間電圧を変動させるものであるが、このコレクタ・エミッタ間電圧は、共振回路３６に発生する共振電圧に等しい。従って、サブ制御回路２は、可動接点Ｋ１等の作用や、後述するサブ制御回路４、サブ制御回路５と協働して、共振回路３６に発生する共振電圧を変動させる電圧変動部（出力変動手段）として機能する。

第１の固定端子ａには、Ｖｃｃ電圧を分圧抵抗Ｒ５とＲ６で分圧したＰ５点の電位Ｖｐ５、ここでは３Ｖが入力される。さらには、Ｐ５には、スイッチＳ２がオン状態（閉状態）となったとき、接地抵抗Ｒ７が並列に接続され、分圧された電圧信号が入力される。スイッチＳ２のオン・オフ（開閉）は、サブ制御回路１のコンパレータＣ３に接続されたスイッチＳ３のオン時の電流信号によって制御される。スイッチＳ３は、マグネトロンの定常状態においては、オン状態（閉状態）となる。

サブ制御回路３は、ＮＡＮＤゲート回路、コンパレータＣ４、電界コンデンサＣＯ１、抵抗Ｒ１１、スイッチＳ４，Ｓ５，Ｓ６、ＯＲゲート回路、ＮＯＴゲート回路、電流源Ｐを含む。上述したようにＮＡＮＤゲート回路の出力は、サブ制御回路２の切り替えスイッチＳ１の可動接点Ｋ１に入力される。一方ＮＡＮＤゲート回路の第１の入力端子ａにはコンパレータＣ４の出力が入力され、第２の入力端子ｂには、コンパレータＣ２の出力を反転するＮＯＴゲート回路の出力が入力される。コンパレータＣ４の負端子には３Ｖの基準電位が入力される。一方、コンパレータＣ４の正端子には、Ｖｃｃ電圧に接続された電流源Ｐ及びスイッチＳ６と、電界コンデンサＣＯ１の間のＳＳ点の電圧信号が入力される。またＳＳ点には、ＯＲゲート回路からの出力によって開閉されるスイッチＳ５からの信号が抵抗Ｒ１１を介して入力され、さらにＳＳ点はスイッチＳ６を介して電流源Ｐに接続されている。ＯＲゲート回路には三つの入力端子ａ，ｂ，ｃを有し、第１の入力端子ａには、サブ制御回路１のコンパレータＣ２の信号が入力するスイッチＳ４からの信号が入力される。第２の入力端子ｂ、第３の入力端子ｃ各々には「起動」、「停止」の信号が入力される。尚、スイッチＳ４，Ｓ６は、マグネトロンの定常状態においては、オン状態である。

尚、本例ではマグネトロンの「起動」と「定常状態（定常運転）」は、マグネトロンへの入力電流、すなわち主としてインバータ主回路１０の電流を検知し、当該電流が所定の閾値を越えたか否かで区別される。すなわち、インバータ主回路１０の電流を変換した電圧値であるＩｉｎＤＣが所定の閾値を越えた場合、インバータ制御回路１６１は、マグネトロンの運転状態が「起動」から「定常状態」へ移行したと判断し、スイッチＳ３，Ｓ４，Ｓ６をオン状態に切り替える。マグネトロンの「起動」と「定常状態」を区別する方法としては、入力電流に限られたものではない。例えば、二次側のアノード電流を検出したりする方法もある。

サブ制御回路４は、ドライバ回路１６２、コンパレータＣ６、ノコギリ波発生回路１６３、抵抗Ｒ１２，Ｒ１３，Ｒ１４、スイッチＳ７、電界コンデンサＣＯ２を含む。Ｖｃｃ電圧に接続された抵抗Ｒ１２と接地された電界コンデンサＣＯ２の間の点Ｐ６の電位ＴｏｎはＩＧＢＴ１６ａのオン幅（オンデューティ）を決める電圧である。また、点Ｐ６には、抵抗Ｒ１３，Ｒ１４、コンパレータＣ６の正端子が並列接続されている。抵抗Ｒ１３にはスイッチＳ７が直列接続されているが、スイッチＳ７は、サブ制御回路２のコンパレータＣ１の出力によりオン・オフ制御（開閉制御）がなされる。また、ノコギリ波発生回路１６３の出力がコンパレータＣ６の負端子に入力される。コンパレータＣ６の出力は、ドライバ回路１６２に入力される。ドライバ回路１６２はＩＧＢＴ１６ａのベースに接続されており、コンパレータＣ６からの入力信号に従い、ＩＧＢＴ１６ａを駆動する。ＩＧＢＴ１６ａのコレクタはサブ制御回路２の抵抗Ｒ３，Ｒ４間のＰ３点に接続されている。

サブ制御回路５は、スイッチＳ８、コンパレータＣ５、基準電位発生回路ＲＥＦを含む。スイッチＳ８は、サブ制御回路４の抵抗Ｒ１４に接続されている。コンパレータＣ５の正端子には、インバータ主回路１０への入力電流を電圧に変換した電圧であるＩｉｎＤＣが入力され、負端子には、ＩｉｎＤＣの基準電位であるＲＥＦ電位が入力される。スイッチＳ８は、コンパレータＣ５の出力に従いオン・オフ制御（開閉制御）がなされる。

図３は、インバータ制御回路１６１の動作を説明する動作線図である。横軸は時間を表わしており、ステップＳ１〜Ｓ９の９つの段階に分けられている。この中でステップＳ１がマグネトロン１２の起動時のステップに相当し、ステップＳ２〜Ｓ９がマグネトロン１２の定常状態時のステップに相当する。縦軸は、インバータ制御回路の各部分の動作状態を表しており、上から順に（ａ）ＳＳ点の電位、（ｂ）コンパレータＣ１の正端子Ａ及び負端子Ｂのへの入力電圧、（ｃ）抵抗Ｒ６による電圧低下作用に基づくパワーダウン制御ＰＤ（Power Down）１のオン・オフ、（ｄ）抵抗Ｒ７による電圧低下作用に基づくパワーダウン制御ＰＤ２のオン・オフ、（ｅ）コンパレータＣ１の出力、（ｆ）コンパレータＣ２の反転出力（Ｃ２出力の否定；Ｃ２の上線はＣ２の反転、すなわちＮＯＴゲート回路の出力を意味する）、（ｇ）コンパレータＣ３の出力、（ｈ）コンパレータＣ４の出力、（ｉ）ＮＡＮＤゲート回路の出力、（ｊ）ＩｉｎＤＣの電圧各々を示す。以下、図２及び図３を用いて、インバータ制御回路１６１の動作を説明する。

（１）ステップＳ１（マグネトロン起動時）
まず、マグネトロン１２が作動開始する起動時においては、ＩＧＢＴ１６ａの温度が低い故にサーミスタＴ１の温度も低いため、その抵抗は比較的高く（サーミスタＴ１は温度の上昇に対して抵抗が減少するＮＴＣより構成）、従って電位Ｖｐｃは高い。そのため、電位Ｖｐｃと電位Ｖｃ３の比較を行なうコンパレータＣ３の出力は“０（Ｌｏｗ）”となり、コンパレータＣ２の出力からＮＯＴゲート回路を介して得られるＣ２の反転出力は“１（Ｈｉ）”となる（図３（ｆ）及び（ｇ）のＳ１）。このとき、スイッチＳ３，Ｓ４はオフの状態である。

そして、スイッチＳ６、Ｓ５もオフの状態であるため、ＳＳ点の電位は低いままであり（図３（ａ）のＳ１）、負端子側の基準電位３Ｖとの比較により、コンパレータＣ４の出力は“０”となる（図３（ｈ）のＳ１）。

ＮＡＮＤゲート回路において、第１の入力端子ａには“０”が入力され、第２の入力端子ｂには“１”が入力されるため、ＮＡＮＤゲート回路の出力は“１”となる（図３（ｉ）のＳ１）。ここで、サブ制御回路２の切り替えスイッチＳ１の可動接点Ｋ１は、ＮＡＮＤゲート回路の出力が“１（Ｈｉ）”の場合、第１の固定端子ａ側に切り替えられ、ＮＡＮＤゲート回路の出力が“０（Ｌｏｗ）”の場合、第２の固定端子ｂ側に切り替えられるように構成されている。従って、切り替えスイッチＳ１の可動接点Ｋ１は、第１の固定端子ａ側に設定される。

スイッチＳ３はオフの状態であり、コンパレータＣ１の負端子には分圧抵抗Ｒ５とＲ６で分圧した点Ｐ５の電位Ｖｐ５（３Ｖ）が入力されることとなる。一方、他方の正端子にはＩＧＢＴ１６ａのコレクタ電圧を分圧抵抗Ｒ３とＲ４で分圧した点Ｐ３の電位Ｖｐ３が入力される。このＶｐ３は、コレクタ電圧の分圧であり、インバータ１６の共振回路３６の共振電圧の作用によりＶｐ５の３Ｖを越えたり、下回ったりすることを繰り返す。それ故、コンパレータＣ１の出力は、点Ｐ３の電位が３Ｖより小さいときはオフ、３Ｖより高くなればオンとなるオン・オフが繰り返されこととなり（図３（ｅ）のＳ１）、この情報がサブ制御回路４を介してＩＧＢＴ１６ａに入力される。Ｐ３電位が３Ｖと略一致するようにＩＧＢＴ１６ａのオン・オフデューティが制御されるので、起動時のＩＧＢＴ１６ａのコレクタ電圧は定常時よりも低くなる。

（２）ステップＳ２〜Ｓ４（マグネトロンの起動から定常状態への移行）
マグネトロンの運転状態が定常状態になると、スイッチＳ３，Ｓ４，Ｓ６がオン状態になる。すると、電流源ＰからスイッチＳ６を介して電界コンデンサＣＯ１への電荷蓄積が開始し、かつＳＳ点の電位が上昇し始め（図３（ａ）のＳ２）、ＳＳ点の電位が３Ｖを越えると、負端子側の基準電位３Ｖとの比較により、コンパレータＣ４の出力、ＮＡＮＤゲート回路の第１の入力端子ａへの入力は“１”となる（図３（ｈ）のＳ３）。一方、第２の入力端子ｂへの入力は“１”のままである。従って、ＮＡＮＤゲート回路の出力が“０”となり（図３（ｉ）のＳ３）、切り替えスイッチＳ１の可動接点Ｋ１は、第２の固定端子ｂ側に設定される。このとき、抵抗Ｒ６によるＰＤ１はオフとなる（図３（ｃ）のＳ３）。つまり、ＳＳ点の電位が３Ｖになるまでは、マグネトロンが定常状態になってもＰＤ１が働いており、モーディングの発生を抑制する働きをしている。

電流源Ｐの作用によりＳＳ点の電位は上昇しつづけ（図３（ａ）のＳ３）、コンパレータＣ１の負端子Ｂ側への入力電圧は起動時の３Ｖに比べて高い電位が入力されることとなる。従って、Ｐ３電位がＳＳ電位に略一致するようにＩＧＢＴ１６ａのオン・オフ制御のオンデューティを高め、ＩＧＢＴ１６ａのコレクタ電圧も高くなり、その分圧であるＰ３、正端子Ａへの入力電圧も上昇する（図３（ｂ）のＳ３）。つまり、ＳＳ電位が上昇する傾きに依存して、オン・オフ制御のオンデューティを高めていく。すなわち、サブ制御回路３は、ＳＳ電位を上昇させ、マグネトロンの起動から定常状態に移行する際の定常移行制御を担う。

そして、正端子Ａ、負端子Ｂへの入力電圧が所定値以上、すなわちＩＧＢＴ１６ａのオン・オフ制御のオンデューティが所定値以上となると、サブ制御回路５の電力制御機能が発動され、オンデューティの上昇に制限が加わる。すなわち、この制限が加わることにより、ＳＳ電位が常にＰ３電位より高くなるため、コンパレータＣ１の出力はオフにされ、サブ制御回路５によりオンデューティが制御される。この電力制御機能は、以下の様に行なわれる。入力電流を電圧に変換した電圧であるＩｉｎＤＣと、ＩｉｎＤＣの基準電圧であるＲＥＦ電位をコンパレータＣ５が比較し、ＩｉｎＤＣがＲＥＦ電位を越えるとコンパレータＣ５がスイッチＳ８をオンとする信号を発生し、オンデューティを制御することにより、電力制御機能は達成される（図３（ｊ）のＳ４）。このように、ＳＳ電位がＰ３電位より高くなった場合、サブ制御回路５のみがオンデューティを制御することで、オンデューティの上昇に制限を加えることが可能となり、安全性を確保することができる。

（３）ステップＳ５（マグネトロンのパワーダウン制御）
上述した安定運転の下、時間経過と共にＩＧＢＴ１６ａは加熱され、その温度上昇と共にサーミスタＴ１の温度も上昇し、抵抗値は減少していく。そして、冷却性能が悪かったり、何らかの原因で異物がファンにはさまりファンが急に回らなくなったときなどは、その抵抗値はさらに減少し、点ＰＣの電位Ｖｐｃが下降し始める。そして、電位Ｖｐｃが、コンパレータＣ２の他の入力電位であるＶｃ２（例えば３．８Ｖ）よりも低くなると（Ｖｐｃ＜Ｖｃ２）、コンパレータＣ２の出力が“１”となる。

コンパレータＣ２の出力が“１”となると、コンパレータＣ２の出力からＮＯＴゲート回路を介して得られるＣ２の反転出力は“０”となる（図３（ｆ）のＳ５）。従って、ＮＡＮＤゲート回路の二つの入力端子ａ，ｂへの入力は各々“１”、“０”となり、ＮＡＮＤゲート回路の出力は“１”となり（図３（ｉ）のＳ５）、切り替えスイッチＳ１の可動接点は、第２の固定端子ｂから第１の固定端子ａ側へ移動する。

このときコンパレータＣ１の正端子Ａ、負端子Ｂへの入力電圧は、ＳＳ点の電位とは関係なく急激に３Ｖまで下げられ、３Ｖに維持される（図３（ｂ）のＳ５）。そのため、パワーダウン制御（ＰＤ１）が働く。つまり、コンパレータＣ１の出力は、電位Ｖｐｃが、コンパレータＣ２の他の入力電位であるＶｃ２よりも低くなる（Ｖｐｃ＜Ｖｃ２）と同時にオン・オフの繰り返しとなる（図３（ｅ）のＳ５）。

また、コンパレータＣ２の出力が“１”となると、スイッチＳ４、ＯＲゲート回路の出力“１”を介してスイッチＳ５がオン状態となり、電界コンデンサＣＯ１の電荷が抵抗Ｒ１１を介してグラウンドに流され、点ＳＳの電位が下がり始める（図３（ａ）のＳ５）。そして、点ＳＳの電位が３Ｖを下回ると（図３（ａ）のＳ５の中間）、コンパレータＣ４の出力が“０”になる（図３（ｈ）のＳ５）。ただこの時点でコンパレータＣ４の出力が“１”から“０”に変わっても、ＮＡＮＤゲート回路の出力は影響されない。このＳＳ電位を下げることは、起動から定常状態に移行する際に使用していた、サブ制御回路３が担う定常移行制御をリセットすることである。

（４）ステップＳ６（パワーダウン制御の続き）
さらにサーミスタＴ１の温度が上昇すると、その抵抗値は減少し、点ＰＣの電位Ｖｐｃも低下し、コンパレータＣ３の他の入力電位であるＶｃ３（例えば２．９Ｖ）よりも低くなると（Ｖｐｃ＜Ｖｃ３）、コンパレータＣ３の出力が“１”となる（図３（ｇ）のＳ６）。そして、定常状態下、既にオンとなっているスイッチＳ３を介してＳ２がオン状態となり、さらに抵抗Ｒ７によるＰＤ２がオンとなり（図３（ｄ）のＳ６）、コンパレータＣ１の正端子Ａ、負端子Ｂへの入力電圧は、３Ｖから更に低下することとなり、さらにパワーダウン制御（ＰＤ２）が働く（図３（ｂ）のＳ６）。

（５）ステップＳ７（パワーダウン制御解除）
パワーダウン制御ＰＤ２により、再びサーミスタＴ１の温度が下降するとその抵抗値は増加し、点ＰＣの電位Ｖｐｃも上昇し、コンパレータＣ３の他の入力電位であるＶｃ３よりも高くなると（Ｖｐｃ＞Ｖｃ３）、コンパレータＣ３の出力が“０”となる（図３（ｇ）のＳ７）。これに連動してスイッチＳ２がオフ状態となり、抵抗Ｒ７によるＰＤ２がオフとなるので（図３（ｄ）のＳ７）、コンパレータＣ１の正端子Ａ、負端子Ｂへの入力電圧は、再び３Ｖに戻る（図３（ｂ）のＳ７）。

（６）ステップＳ８（通常運転開始）
さらにサーミスタＴ１の温度が下降すると、その抵抗値は増加し、点ＰＣの電位Ｖｐｃも上昇し始める。そして、電位Ｖｐｃが、コンパレータＣ２の他の入力電位であるＶｃ２（例えば３．８Ｖ）よりも高くなると（Ｖｐｃ＞Ｖｃ２）、コンパレータＣ２の出力が“０”となる（図３（ｆ）のＳ８のようにＣ２の反転出力は“１”となる）。すると、スイッチＳ４、ＯＲゲート回路を介して、パワーダウン制御でオン状態であったスイッチＳ５がオフ状態となり、抵抗Ｒ１１の分圧作用が働かなくなる。そして、電界コンデンサＣＯ１への電荷蓄積と共に、点ＳＳの電位が上昇を開始する（図３（ａ）のＳ８）。点ＳＳの電位が３Ｖまで達していないため、切り替えスイッチＳ１の可動接点Ｋ１は固定接点ａ側にあり、スイッチＳ２もオフ状態のため、まだＰＤ１制御が働いている（図３（ｃ）のＳ８）。

（７）ステップＳ９（通常運転開始後の出力上昇）
点ＳＳの電位が上昇し続け、３Ｖを越えると（図３（ａ）のＳ９）、コンパレータＣ４の出力は“１”となり（後述する上昇信号）、ＮＡＮＤゲート回路の出力は“０”となって、可動接点Ｋ１が、第２の固定端子ｂ側に切り替えられる（図３（ｉ）のＳ９）。そして、コンパレータＣ１の正端子Ａ、負端子Ｂへの入力電圧はＳＳ電位が上昇する傾きに依存しながら上昇を開始する（図３（ｂ）のＳ９）。

以上述べたように本発明では、コンパレータＣ１の負端子Ｂの前段に、ＮＡＮＤゲート回路、コンパレータＣ４、電界コンデンサＣＯ１を含むサブ制御回路３を設けている。そして、コンパレータＣ４の負端子側のＳＳ点での電位が３Ｖを越えた時点で、初めて（ＮＡＮＤゲート回路の出力が“０”となり）切り替えスイッチＳ１の可動接点Ｋ１が、第２の固定端子ｂ側に移動し、コンパレータＣ１の正端子Ａ、負端子Ｂへの入力電圧が上昇し始める。ＳＳ点の電位が上昇を開始してから３Ｖに達するまでの時間遅れ（図３のＳ８）は、電界コンデンサＣＯ１の蓄電作用により実現される。すなわち、定常状態時サブ制御回路３は、コンパレータＣ２からの信号（第１の状態信号）を契機として、ＳＳ点での電位は上昇を開始し、それが３Ｖを越えるまでの所定時間（Ｓ８）経過後、コンパレータＣ１にＩＧＢＴ１６ａへの入力電圧を上昇させる上昇信号を出力する出力増加遅延部（出力増加抑制手段）として機能する。また、この出力増加遅延部は起動から定常状態に移行する際の定常移行制御にも使用されており、この制御方式をリセットし、再度使用する構成にしているため、簡易に出力増加抑制制御を行うことができる。すなわち、ＳＳ電位をサーミスタによるパワーダウン時に一旦下げることにより、出力増加遅延部としてのサブ制御回路３は、起動から定常状態に移行する際の定常移行制御のみならず、出力増加抑制制御をも担う。上述の構成においては定常移行制御をリセットし、再度使用している構成としているが、もちろん定常移行制御と出力増加抑制制御を別々の制御回路を使用して行ってもよい。

上述の構成により、図３（ａ），（ｂ）のステップＳ８，Ｓ９に示したように、ステップＳ７のパワーダウン制御の解除後、コンパレータＣ１の正端子Ａ、負端子Ｂへの入力電圧の上昇を所定時間遅らせることが可能となる。すなわち、本発明においては、マグネトロンの出力を所定の値に戻す際、所定の時間出力制御を行いながら、出力を所定の値に戻すため、モーディング現象やオーバーシュート等のような問題発生を防止し、高周波誘電加熱装置への信頼性、使用性を向上させることが可能となる。

また、上述した時間遅れ（図３のＳ８）の長さは、電界コンデンサＣＯ１の蓄電作用により実現されるため、電界コンデンサＣＯ１の時定数を変更することにより、調整することができる。例えば図３の点線Ｌでは、ＳＳ変化の傾きが小さいが、これは電界コンデンサＣＯ１の時定数がより大きいものであることを意味し、図３（ｂ）で示したように、元の遅れ時間Ｔ１がＴ２に増大している。

時定数は、例えば電界コンデンサＣＯ１の静電容量に応じて変化するため、インバータ制御回路、高周波誘電加熱装置の用途に応じて適切な時間遅れを持つ電界コンデンサＣＯ１を採用することができる。また、電界コンデンサの部分に静電容量が可変な可変コンデンサを採用することにより、時間遅れを場面に応じて変化させることが可能となる。

図４は、マグネトロン駆動制御回路の他の実施形態の構成ブロック図を示す。図１の実施形態においては、スイッチング素子であるＩＧＢＴ１６ａのコレクタ・エミッタ間の電圧（ここでは共振回路の共振電圧に等しい）を制御する方式にインバータ制御回路が適用されている。しかしながら、本発明のインバータ制御回路は、図４に示したような直列共振回路の共振電圧を制御するマグネトロン駆動制御回路にも適用可能である。

本実施形態では、インバータ１６内において、共振回路３６の共振電圧を抑制するスナバコンデンサ１６ｂが、直列接続されたコンデンサ１６ｃと一次巻線１８１（共振回路３６）に並列に新たに設けられている。また、ＩＧＢＴ１６ａ１とＩＧＢＴ１６ａ２とダイオード１６ｄ１（１６ｄ２）の組み合せからなるスイッチング素子がインバータ１６に設けられており、それぞれのゲートにドライバ回路（つまりドライバ回路が２つある）が入力される電源クランプ回路になっている。そして、本実施形態では、コンデンサ１６ｃと昇圧トランス１８の一次巻線１８１とで構成される共振回路３６の共振電圧を制御することにしている。つまり、この共振回路３６で発生する共振電圧の分圧を図２のＶｐ３とし接続することにより、同様に共振電圧を制御する構成となる。

図５は、マグネトロン駆動制御回路の更に他の実施形態の構成ブロック図を示す。本発明のインバータ制御回路は、図５に示したように、ＩＧＢＴ１６ａのコレクタ・エミッタ間の電圧の代わりに、インバータへの入力電流を、インバータ１６、平滑回路３０の前段に設けられたシャント抵抗４０を用いて検出し、ＩＧＢＴ１６ａのデューティを制御するマグネトロン駆動制御回路にも適用可能である。また、シャント抵抗の代わりにＣＴ（Current Transformer；変流器）などの電流検知手段を用いて、入力電流を検知してもよい。この入力電流を検知する場合は、インバータ制御回路１６１の前段に増幅回路（オペアンプ）１６４を設けることが必要となる。そして、この増幅回路の出力を図２のＶｐ３の代わりに入力することにより、入力電流を制御する構成となる。

以上、本発明の各種実施形態を説明したが、本発明は前記実施形態において示された事項に限定されず、明細書の記載、並びに周知の技術に基づいて、当業者がその変更・応用することも本発明の予定するところであり、保護を求める範囲に含まれる。

本発明によれば、パワーダウン制御により高電圧誘電加熱装置の使用性が向上するのみならず、その後のマグネトロンの出力上昇に伴うモーディング現象等の不具合の発生を防止し、高電圧誘電加熱装置の信頼性を更に向上させることが可能となる。

本発明に係る高周波誘電加熱装置用のマグネトロン駆動制御回路の構成ブロック図 本発明に係る高周波誘電加熱装置用のマグネトロン駆動制御に用いられるインバータ制御回路図 本発明に係るインバータ制御回路の動作を示す動作線図 本発明に係る高周波誘電加熱装置用のマグネトロン駆動制御回路の他の実施形態の構成ブロック図 本発明に係る高周波誘電加熱装置用のマグネトロン駆動制御回路の更に他の実施形態の構成ブロック図 従来の高周波誘電加熱装置用のマグネトロン駆動制御回路の構成ブロック図 マグネトロン駆動制御回路の放熱フィン周辺の図 従来のパワーダウン制御方式を説明する図で、（ａ）は回路図、（ｂ）コンパレータの動作線図

符号の説明

７ 放熱フィン
８ ＩＧＢＴ
９ サーミスタ
１０ インバータ主回路
１１ 商用電源
１２ マグネトロン
１３ 整流回路
１６ インバータ
１８ 昇圧トランス
２０ 倍電圧全波整流回路
３０ 平滑回路
３６ 共振回路
１００ マグネトロン駆動制御回路
１６１ インバータ制御回路

Claims (12)

1. 直流を所定周波数の交流に変換するとともに、所定の制御対象の出力を変動させるための共振回路を有するインバータを制御するインバータ制御回路であって、
   前記インバータのスイッチング素子の温度を検出する温度検出部の出力値に応じて、前記インバータの出力を変動させる出力変動手段と、
   前記出力変動手段による前記インバータの出力減少制御の後、所定時間前記インバータの出力増加を抑える出力増加抑制手段と、
   を備えるインバータ制御回路において、
   前記出力増加抑制手段が、前記制御対象の起動から定常状態に移行する際の定常移行制御も行なうインバータ制御回路。
2. 請求項１記載のインバータ制御回路であって、
   前記出力増加抑制手段が、前記出力変動手段による前記インバータの出力増加を抑えるために、所定時間電荷を蓄積する容量素子を含むインバータ制御回路。
3. 請求項２記載のインバータ制御回路であって、
   前記出力増加抑制手段は、前記インバータの出力減少制御時において、前記容量素子の時定数に依存せず、速やかに出力減少制御を発動させるインバータ制御回路。
4. 請求項２又は３記載のインバータ制御回路であって、
   前記出力変動手段は、前記出力増加抑制手段により所定時間前記インバータの出力増加を抑えた後、前記容量素子の電位に対応して前記インバータの出力を増加させるインバータ制御回路。
5. 請求項１ないし４のいずれか１項記載のインバータ制御回路であって、
   前記インバータ制御回路は、前記共振回路の共振電圧を制御するインバータ制御回路。
6. マイクロ波を発生する前記制御対象としてのマグネトロンと、
   前記インバータと、
   請求項１ないし５のいずれか１項記載のインバータ制御回路と、
   を備える高周波誘電加熱装置。
7. 直流を所定周波数の交流に変換するとともに、所定の制御対象の出力を変動させるための共振回路を有するインバータを、当該インバータのスイッチング素子の温度を検出する温度検出部の出力値に応じて制御するインバータ制御回路であって、
   前記温度検出部の出力値に応じて第１の状態信号を出力する温度状態出力部と、
   前記共振回路に発生する共振電圧を変動させる電圧変動部と、
   前記第１の状態信号が前記共振電圧を上昇させるものである場合、前記第１の状態信号の入力から所定時間経過後に、前記電圧変動部に前記共振電圧を上昇させる上昇信号を出力する出力増加遅延部と、
   を備えるインバータ制御回路において、
   前記出力増加遅延部が、前記制御対象の起動から定常状態に移行する際、前記電圧変動部と接続され、前記共振電圧を制御するインバータ制御回路。
8. 請求項７記載のインバータ制御回路であって、
   前記出力増加遅延部が、前記電圧変動部に前記上昇信号を出力するため、所定時間電荷を蓄積する容量素子を含むインバータ制御回路。
9. 請求項８記載のインバータ制御回路であって、
   前記出力増加遅延部は、前記インバータの出力減少制御時において、前記容量素子の時定数に依存せず、速やかに出力減少制御を発動させるインバータ制御回路。
10. 請求項８又は９記載のインバータ制御回路であって、
    前記出力増加遅延部は、所定時間前記インバータの出力増加を抑えた後、前記容量素子の電位に対応して前記インバータの出力を増加させるインバータ制御回路。
11. 請求項７ないし１０のいずれか１項記載のインバータ制御回路であって、
    前記温度状態出力部は、前記温度検出部の出力値に応じて第２の状態信号を前記電圧変動部に出力し、前記第１の状態信号と前記第２の状態信号は、互いに前記温度検出部の異なる温度状態を反映したものであるインバータ制御回路。
12. マイクロ波を発生する前記制御対象としてのマグネトロンと、
    前記インバータと、
    請求項７ないし１１のいずれか１項記載のインバータ制御回路と、
    を備える高周波誘電加熱装置。

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