WO2007148527A1

WO2007148527A1 - インバータ制御回路及び高周波誘電加熱装置

Info

Publication number: WO2007148527A1
Application number: PCT/JP2007/061388
Authority: WO
Inventors: Manabu Kinoshita; Haruo Suenaga; Kenji Yasui; Shinichi Sakai; Nobuo Shirokawa; Hideaki Moriya
Original assignee: Panasonic Corporation
Priority date: 2006-06-19
Filing date: 2007-06-05
Publication date: 2007-12-27
Also published as: JP4832177B2; EP2037561A1; EP2037561A4; US20090206073A1; US8624170B2; EP2037561B1; CN101473521A; CN101473521B; JP2007336781A

Description

明細書

インバータ制御回路及び高周波誘電加熱装置

技術分野

[0001] 本発明は、電子レンジなどのようにマグネトロンを用いた高周波誘電加熱に関するもので、特にインバータに用いられている半導体スイッチング素子の過熱保護及びマグネトロンへの過電圧防止に関するものである。背景技術

[0002] 従来より、電子レンジなどのようにマグネトロンを用いた高周波誘電加熱装置においては、マグネトロンに供給する電力の調節をインバータ制御回路の出力パルス幅によって行っている。出力電圧を高くする場合、インバータ制御回路の出力パルス幅を広くすることにより、マグネトロンに供給する電力は大きくなる構成となっていた。この構成によってマグネトロンの加熱出力を連続的に変化させることが可能となっている。

[0003] 図 6は従来の高周波誘電加熱装置において使用されている、マグネトロンを含むその駆動制御回路図を示す。図 6において、商用電源 11からの交流は整流回路 13によって直流に整流され、整流回路 13の出力側のチョークコイル 14と平滑コンデンサ 1 5で平滑され、インバータ 16の入力側に与えられる。直流はインバータ 16の中の半導体スイッチング素子 IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor;絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）のオン'オフにより所望の高周波（20〜40kHz)に変換される。インバータ 16は、直流を高速でスイッチングする IGBT16aとコンデンサ 16bを含み、インバータ 16を制御するインバータ制御回路 161によって駆動され、昇圧トランス 18の 1次側を流れる電流が高速でオン Zオフにスイッチングされる。

[0004] 昇圧トランス 18では 1次卷線 181にインバータ 16の出力である高周波電圧が加えられ、 2次卷線 182に卷線比に応じた高圧電圧が得られる。また、昇圧トランス 18の 2 次側に卷回数の少ない卷線 183が設けられマグネトロン 12のフィラメント（ヒータ；カソード） 121の加熱用に用いられている。昇圧トランス 18の 2次卷線 182はその出力を整流する倍電圧全波整流回路 20を備えてヽる。倍電圧全波整流回路 20は高圧コンデンサ 201、 202及び 2個の高圧ダイオード 203, 204により構成される。

[0005] IGBT16aの温度を検出するサーミスタ 9は、直接 IGBT16aの脚部又は脚部近傍に取り付けられている。また、この脚部はェミッタ脚であり、放熱フィン側ではなくてプリント基板 6 (図 7)の裏の半田面にぉ、てサ一ミスタを構成するチップ (チップサーミスタ）を半田付けしている。このサーミスタによる温度情報はインバータ制御回路 161 に入力され、インバータ 16の制御に用いられて!/、る。

[0006] 図 7は、プリント基板 6上に放熱フィン 7、 IGBT8 (16a)、サーミスタ 9が取り付けられた状態を示す。高熱を発する IGBT8の放熱部は放熱フィン 7に固定されて、その 3本の脚がプリント基板のスルーホールに挿入され、反対側 (裏側、半田側）において半田づけされている。サーミスタ 9にはチップサーミスタを使用し、放熱フィン側ではなく、プリント基板 6の裏の半田面の IGBT16aの脚に直接半田付けされている。

[0007] このような構成下、インバータ電源のスイッチングをつ力さどる IGBTの熱破壊を防ぐ方法であり、 IGBTの熱破壊前に停止ある、はパワーダウンを行、温度上昇を防ぐ、いわゆるパワーダウン制御が行なわれている。その概略は以下のようである。

[0008] (l) IGBT温度が検知温度になると、突然パワーを切るのではなぐパワーをまず第 1 の所定値 (例えば半分程度）に下げる。その後、 IGBT温度が下がって検知温度以下になると再度所定のパワーに戻し、 IGBT温度が上昇して再び検知温度になるとまたパワーダウンを行うといった動作を繰り返して検知温度をキープする。

(2)マイコン側からは常に一定の制御幅信号を与えてぉ、て、インバータ側で IGBT の温度をサーミスタが検知して検出値をインバータ制御回路に送り、 IGBTの温度を下げるようにインバータ制御が行なわれる。

(3)抵抗分割回路の一方にサーミスタを挿入しておいて、サーミスタが過熱温度を検知したときの分圧比を基に漸減制御する。

(4)漸減制御において、ある時点までいったら目標値を大きく下げる制御をし、これを繰り返していく制御をする。この繰り返し制御の 1サイクルは短くて 1〜2秒程度である。このような制御は前述のように、チップサーミスタを IGBTの端子裏側に設けたことにより、熱時定数を小さくすることにより可能となる。

[0009] したがって、何らかの原因で異物がファンにはさまりファンが急に回らなくなったときであっても、いきなり調理を中止させていた力この構成ではファンが故障しても IGB Tは簡単に熱破壊するものでない点に着目してそのまま調理を続行させる。そして、 I GBTの温度が上昇してゆき IGBTの熱破壊に至る温度の前に至って始めてパワーを半分程度ダウンしてさらに加熱を継続させる。このような制御において、普通に調理をしている場合に、調理者は少し温まりが遅いと感ずる程度で、故障といった不安を与えないで調理を続けさせることができ、心理的に不安を与えることを避けることができる。

[0010] これはファンロック時においても同じであり、電源を切断せずに、 IGBTが熱破壊しな、程度の最低出力にて加熱動作を継続させるようにすることができる。

[0011] 図 8は上述したパワーダウン制御方式を説明する図であり、（a)は回路図、（b)コンパレータの動作線図である。

[0012] 図 8 (a)において、コンパレータ COlの 2入力端子の 1方の（A)端子には IGBTのコレクタ電圧を分圧抵抗 R3と R4で分圧した点 P3の電位が入力され、他方の（C)端子には起動中には切り替えスィッチ S1が a端子側にあって 3Vが印加される。そしてマグネトロンが加熱して起動から定常状態（定常運転）になったら、切り替えスィッチ S1 力 ¾端子側に切り替わって Vcc電圧を分圧抵抗 R1とサーミスタ T1 (図 6、 7では参照番号 9)で分圧した Pc点の電位が入力される。

[0013] サーミスタ T1は温度上昇と共に抵抗値が減少していく特性を有するため、図 8 (b) の（C)のようにサーミスタの検出温度が所定値を検出したらその点力もコレクタ電圧が漸減するようになる。起動中はコンパレータ COlの ONZOFF情報を基にインバータ制御回路 161は P3電位が 3Vと略一致するように IGBTの ONZOFFデューティ一を制御するので、 IGBTのコレクタ電圧は定常時よりも低くなり、定常状態になると、コンパレータ COlの（C)端子には、起動時の 3Vに比べて十分高い Pc電位が入力される。従って、インバータ制御回路 161は前記 P3電位 (A)が Pc電位 (C)に略一致するように IGBTの ONZOFF制御の ONデューティーを高め、 IGBTのコレクタ電圧も高くなる。ただし、図示していないがインバータ制御回路 161が併せ持つ、他の入力信号を基に制御する電力制御機能により前記 ONデューティーの上昇に制限が加わるので、図 8に示されるように Pc電位 (C)が常に P3電位 (A)より高くなりコンパレータ COlの出力は常時オン状態が維持される。ところが冷却不足などにより、 IGBTが加熱されるに伴ってサーミスタ T1の抵抗が減っていくので、やがて P3電位 (A)と同じ電位になると、再び ONZOFFを始め、インバータ制御回路 161は Pc電位（C)の低下に追随して P3電位 (A)が低下するように IGBTの ONZOFF制御の ONデューティーを下げるので、インバータの出力は減少して！/、く。

[0014] このように、パワーダウン制御では、インバータ部がマグネトロンが起動し、定常状態になった後サーミスタの抵抗値にインバータ部の出力電力を依存させるようにしているので、何らかの原因でファンが回らなくなっても電源遮断することをせずに、インバータ部を動作させ続け、 IGBTの温度が上昇するに伴ってサーミスタの抵抗値が減少し、インバータの出力が減少していくので、使用者は加熱温度が少々低いと感ずる程度で調理を続行することができる。

特許文献 1 :特開 2004— 327123号公報

発明の開示

発明が解決しょうとする課題

[0015] 上述のパワーダウン制御により、いきなり調理を停止することなく一定条件下で続行することが可能となり、使用者にとっては高電圧誘電加熱装置の使用性が向上することとなる。し力しながら、その後温度が下降し、通常の運転状態が可能となった際、ィンバータ制御回路が再びマグネトロンの出力をあげると、モーデイング現象やオーバ一シュートが発生し、インバータ制御が停止してしまうことがあった。パワーダウン制御下の低出力から、通常出力までマグネトロンの出力を上げると、フィラメントがォープン又はそれに準ずるような状態となり、いわゆるモーディング現象が発生し、過電圧が印加されてしまう場合がある力もである。

[0016] 本発明は、上記に鑑み、高電圧誘電加熱装置の信頼性、使用性をより向上させる技術を提供する。

課題を解決するための手段

[0017] 本発明のインバータ制御回路は、直流を所定周波数の交流に変換するとともに、所定の制御対象の出力を変動させるための共振回路を有するインバータを制御するインバータ制御回路であって、前記インバータのスイッチング素子の温度を検出する温度検出部の出力値に応じて、前記インバータの出力を変動させる出力変動手段と、前記出力変動手段による前記インバータの出力減少制御の後、所定時間前記インバータの出力増加を抑える出力増加抑制手段と、を備える。

[0018] 本発明によれば、出力増加抑制手段がパワーダウン制御後の出力の急上昇を防止するので、高周波誘電加熱装置のようなインバータ制御回路が適用される装置への信頼性、使用性を向上させることが可能となる。

[0019] 前記出力増加抑制手段は、前記制御対象の起動から定常状態に移行する際の定常移行制御も行なうものであってよい。このような構成により、簡易に出力増加抑制制御を行うことができる。

[0020] 前記出力増加抑制手段は、前記出力変動手段による前記インバータの出力増加を抑えるために、所定時間電荷を蓄積する容量素子を含む。さらには前記インバータの出力減少制御時において、前記容量素子の時定数に依存せず、速やかに出力減少制御を発動させるものである。このような構成により、簡易にパワーダウン制御、出力増加抑制制御を行うことができる。

[0021] また、前記出力変動手段は、前記出力増加抑制手段により所定時間前記インバータの出力増加を抑えた後、前記容量素子の電位に対応して前記インバータの出力を増加させる。このような構成により、簡易にパワーダウン制御、出力増加抑制制御を行うことができる。

[0022] さらに本発明のインバータ制御回路は、直流を所定周波数の交流に変換するとともに、所定の制御対象の出力を変動させるための共振回路を有するインバータを、当該インバータのスイッチング素子の温度を検出する温度検出部の出力値に応じて制御するインバータ制御回路であって、前記温度検出部の出力値に応じて第 1の状態信号を出力する温度状態出力部と、前記共振回路に発生する共振電圧を変動させる電圧変動部と、前記第 1の状態信号が前記共振電圧を上昇させるものである場合、前記第 1の状態信号の入力から所定時間経過後に、前記電圧変動部に前記共振電圧を上昇させる上昇信号を出力する出力増加遅延部と、を備える。

[0023] 本発明によれば、出力増加遅延部がパワーダウン制御後の出力の急上昇を防止するので、高周波誘電加熱装置のようなインバータ制御回路が適用される装置への信頼性、使用性を向上させることが可能となる。

[0024] 前記出力増加遅延部は、前記制御対象の起動から定常状態に移行する際、前記電圧変動部と接続され、前記共振電圧を制御する。このような構成により、簡易に出力増加遅延制御を行なうことができる。

[0025] 前記出力増加遅延部は、前記電圧変動部に前記上昇信号を出力するため、所定時間電荷を蓄積する容量素子を含む。さら〖こは、前記インバータの出力減少制御時において、前記容量素子の時定数に依存せず、速やかに出力減少制御を発動させる。このような構成により、簡易にパワーダウン制御、出力増加遅延制御を行うことができる。

[0026] 前記出力増加遅延部は、所定時間前記インバータの出力増加を抑えた後、前記容量素子の電位に対応して前記インバータの出力を増力 tlさせる。このような構成により、簡易にパワーダウン制御、出力増加遅延制御を行うことができる。

[0027] また、前記温度状態出力部は、前記温度検出部の出力値に応じて第 2の状態信号を前記電圧変動部に出力し、前記第 1の状態信号と前記第 2の状態信号は、互いに前記温度検出部の異なる温度状態を反映したものである。このような制御により、スィツチング素子の温度が更に上昇した場合であっても、インバータを適切に制御することがでさる。

[0028] 前記インバータ制御回路は、前記共振回路の共振電圧を制御するが、当該共振電圧が、インバータのスイッチング素子のコレクタ及びェミッタ間の電圧に等しいものもある。

[0029] 上記インバータ制御回路は、前記制御対象としてマグネトロンを有する高周波誘電加熱装置に使用することができる。

[0030] 更に本発明は、被加熱物をマイクロ波の照射によって加熱する高周波誘電加熱装置を提供し、当該装置は、直流をスイッチング素子を用いてスイッチング制御し、所定周波数の交流に変換するインバータと、前記スイッチング素子力放出される熱を放熱する放熱フィンと、前記スイッチング素子の温度を検出するサーミスタと、前記スイッチング素子及び前記サーミスタが取り付けられたプリント基板と、前記インバータの出力電圧を昇圧する昇圧トランスと、前記昇圧トランスの出力電圧を倍電圧整流する高圧整流部と、前記高圧整流部の出力をマイクロ波として放射するマグネトロンと、前記マグネトロン力放射されるマイクロ波が供給され、前記被加熱物を収納する加熱調理室と、前記マグネトロンが起動した後、前記インバータの出力電力を前記サーミスタの抵抗値に依存させるパワーダウン制御を前記スイッチング素子に施すと共に、パワーダウン制御の終了後、所定時間経過後にパワーを増加させる制御を前記スイッチング素子に施すインバータ制御回路と、を備える。

発明の効果

[0031] 本発明によれば、高周波誘電加熱装置におけるパワーダウン制御の解除後、所定の時間出力制御を行いながら、出力を所定の値に戻すため、モーディング現象やォ一バーシュート等のような問題発生を防止し、高周波誘電加熱装置への信頼性、使用性を向上させることが可能となる。

図面の簡単な説明

[0032] [図 1]本発明に係る高周波誘電加熱装置用のマグネトロン駆動制御回路の構成プロック図

[図 2]本発明に係る高周波誘電加熱装置用のマグネトロン駆動制御に用いられるインバータ制御回路図

[図 3]本発明に係るインバータ制御回路の動作を示す動作線図

[図 4]本発明に係る高周波誘電加熱装置用のマグネトロン駆動制御回路の他の実施形態の構成ブロック図

[図 5]本発明に係る高周波誘電加熱装置用のマグネトロン駆動制御回路の更に他の実施形態の構成ブロック図

[図 6]従来の高周波誘電加熱装置用のマグネトロン駆動制御回路の構成ブロック図 [図 7]マグネトロン駆動制御回路の放熱フィン周辺の図

[図 8]従来のパワーダウン制御方式を説明する図で、（a)は回路図、（b)コンパレータの動作線図

符号の説明

[0033] 7 放熱フィン 9 サーミスタ

10 インバータ主回路

11 商用電源

12 マグネトロン

13 整流回路

16 インバータ

18 昇圧トランス

20 倍電圧全波整流回路

30 平滑回路

36 共振回路

100 マグネトロン駆動制御回路

161 インバータ制御回路

発明を実施するための最良の形態

[0034] 以下本発明の実施形態を、図面を用いて詳細に説明する。

[0035] 図 1は本発明の高周波誘電加熱装置に使用されるマグネトロン駆動制御の回路図を示す。マイクロ波を発生するマグネトロン 12は、マイクロ波を発生し、電子レンジの如き高周波誘電加熱装置の筐体内に収納された食品の如き被加熱物を加熱するものである。そして、マグネトロン駆動制御回路 100は、交流電源 11から交流電力の供給を受けるインバータ主回路 10と、サーミスタ 9と、インバータ主回路 10を制御するィンバータ制御回路 161とを備え、マグネトロン 12を駆動制御し、マイクロ波の発生、停止、出力変化をさせる。

[0036] インバータ主回路 10は、交流電源 11からの交流電力をマグネトロン 12に供給するもので、ダイオードブリッジ型の整流回路 13と、平滑回路 30と、インバータ 16と、昇圧トランス 18と、共振回路 36と、倍電圧全波整流回路 20とを含む。

[0037] 商用電源 11からの交流は整流回路 13によって直流に整流され、整流回路 13の出力側のチョークコイル 14と平滑コンデンサ 15 (平滑回路 30)で平滑され、インバータ 16の入力側に与えられる。インバータ 16は、直流を高速でスイッチングする IGBT (I nsulated Gate Bipolar Transistor;絶縁ゲートバイポーラトランジスタ） 16aとコンデンサ 16bを含み、 IGBT16aのオン 'オフにより所望の高周波（20〜40kHz)に変換される。インバータ 16は、後述するインバータ制御回路 161によって駆動され、昇圧トランス 18の 1次側を流れる電流が高速でオン Zオフにスイッチングされる。

[0038] 昇圧トランス 18では 1次卷線 181にインバータ 16の出力である高周波電圧が加えられ、 2次卷線 182に卷線比に応じた高圧電圧が得られる。また、昇圧トランス 18の 2 次側に卷回数の少ない卷線 183が設けられマグネトロン 12のフィラメント（ヒータ；カソード） 121の加熱用に用いられている。昇圧トランス 18の 2次卷線 182はその出力を整流する倍電圧全波整流回路 20に接続され、高電圧がマグネトロン 12の力ソード 1 21とアノード 122間に印加され、マイクロ波を発生させる。倍電圧全波整流回路 20 は高圧コンデンサ 201、 202及び 2個の高圧ダイオード 203, 204により構成される。

[0039] 尚、共振回路 36は、コンデンサ 16bと昇圧トランス 18の 1次卷線 181との並列回路より構成され、 1次卷線 181をインバータ 16の一部とみなすことにより、インバータ 16 の構成回路として把握できる。また、 IGBT16aには整流用のダイオード 16dが並列接続され、本実施形態では IGBT16aとダイオード 16dよりスイッチング素子が構成される。

[0040] サーミスタ 9は IGBT16aの温度を検出する温度検出部として機能するものであり、図 8と同様の方法で、 IGBT16aの脚部又は脚部近傍に取り付けられている。サーミスタ 9には、温度の上昇に対して抵抗が減少する NTC (negative temperature coeffici ent)サーミスタ、温度の上昇に対して抵抗が増加する PTC (positive temperature coe fficient)サーミスタ、所定の温度をこえると急激に抵抗が減少する CTR (critical temp erature coefficient)サーミスタ等、種々のものが任意に利用可能である。本実施形態では、温度と抵抗値の関係が比例的に変化する NTCサーミスタを使用している。また、 IGBT16aの温度を検出する温度検出部は、サーミスタには限られず種々のものを使用することができる。

[0041] インバータ制御回路 161は、インバータ 16の IGBT16aを、 PWM (Pulse Width Mo dulation)制御にお!、て設定されたデューティ比の下、高速でオン'オフスイッチングし、昇圧トランス 18の 1次側を流れる電流を高速でオン ·オフするものである。

[0042] このような構成下、 IGBT16aの熱破壊を防ぐ方法であり、 IGBTの熱破壊前に停止あるいはパワーダウンを行、温度上昇を防ぐ、 V、わゆるパワーダウン制御がインバータ制御回路 161によって行なわれている。その概略は以下のようである。

[0043] (l) IGBT温度が検知温度になると、突然パワーを切るのではなぐパワーをまず第 1 の所定値 (例えば半分程度）に下げる。その後、 IGBT温度が下がって検知温度以下になると再度所定のパワーに戻し、 IGBT温度が上昇して再び検知温度になるとまたパワーダウンを行うといった動作を繰り返して検知温度をキープする。

[0044] したがって、何らかの原因で異物がファンにはさまりファンが急に回らなくなったときであっても、いきなり調理を中止させていた力この構成ではファンが故障しても IGB Tは簡単に熱破壊するものでない点に着目してそのまま調理を続行させる。そして、 I GBTの温度が上昇してゆき IGBTの熱破壊に至る温度の前に至って始めてパワーを半分程度ダウンしてさらに加熱を継続させる。このような制御において、普通に調理をしている場合に、調理者は少し温まりが遅いと感ずる程度で、故障といった不安を与えないで調理を続けさせることができ、心理的に不安を与えることを避けることができる。

[0045] これはファンロック時においても同じであり、電源を切断せずに、 IGBTが熱破壊しな、程度の最低出力にて加熱動作を継続させるようにすることができる。

[0046] 上述のパワーダウン制御により、いきなり調理を停止することなく一定条件下で続行することが可能となり、使用者にとっては高電圧誘電加熱装置の使用性が向上することとなる。し力しながら、その後温度が下降し、通常の運転状態が可能となった際、ィンバータ制御回路が再びマグネトロンの出力をあげると、モーデイング現象が生じ、ィンバータ制御が停止してしまうことがあった。パワーダウン制御下の低出力から、通常出力までマグネトロンの出力を上げると、フィラメントがオープン又はそれに準ずるような状態となり、過電圧がフィラメント及びその周辺回路に印加されてしまう場合がある力である。

[0047] 図 2は、本発明に係るインバータ制御回路の一実施形態の構成を示す図である。ィンバータ制御回路 161は、サブ制御回路 1と、サブ制御回路 2と、サブ制御回路 3と、サブ制御回路 4と、サブ制御回路 5とを含む。サブ制御回路 1〜3は直接接続され、サブ制御回路 2は、サブ制御回路 4と接続され、サブ制御回路 4とサブ制御回路 5が接続されている。

[0048] サブ制御回路 1は、コンパレータ（比較器) C2, C3、分圧抵抗 R8, R9, R10を含む。コンパレータ C2, C3各々の正端子（+端子）には、 Vcc電圧を分圧抵抗 R8, R9 , R10で分圧した PI, P2点の電位 Vc2, Vc3が入力され (Vc2>Vc3)、負端子（一端子）には、 Vcc電圧を分圧抵抗 R1とサーミスタ T1 (図 1では参照番号 9)で分圧した PC点の電位 Vpcが入力される。

[0049] すなわち、サブ制御回路 1は、サーミスタ T1の出力値である Vpcに応じて、コンパレータ C2から Vpcと Vc2との相対的な関係を示す第 1の状態信号と、コンパレータ C3 から Vpcと Vc3との相対的な関係を示す第 2の状態信号とを出力する温度状態出力部を構成する。そして、 Vc2と Vc3は異なるため、第 1の状態信号と第 2の状態信号は、互いにサーミスタ T1の異なる温度状態を反映したものとなる。

[0050] サブ制御回路 2は、（切り替え)スィッチ S1,スィッチ S2, S3、分圧抵抗 R3, R4, R 5, R6、接地抵抗 R7、コンパレータ C1を含む。コンパレータ C1の正端子 Aには、分圧抵抗 R3, R4間の P3点の電位 Vp3が入力され、負端子 Bには、スィッチ S1からの電圧信号が入力される。切り替えスィッチ S1は可動接点 K1を含み、後述するサブ制御回路 3の NANDゲート回路力もの信号に応じて、第 1の固定端子 aと第 2の固定端子 bのいずれかに切り替えられる。この場合における電位 Vp3は IGBT16aのコレクタ電圧を反映したものであり、サブ制御回路 2は、後述するサブ制御回路 4、サブ制御回路 5と相まって、 IGBT16aのコレクタ'ェミッタ間電圧を変動させるものである力このコレクタ'ェミッタ間電圧は、共振回路 36に発生する共振電圧に等しい。従って、サブ制御回路 2は、可動接点 K1等の作用や、後述するサブ制御回路 4、サブ制御回路 5と協働して、共振回路 36に発生する共振電圧を変動させる電圧変動部（出力変動手段)として機能する。

[0051] 第 1の固定端子 aには、 Vcc電圧を分圧抵抗 R5と R6で分圧した P5点の電位 Vp5、ここでは 3Vが入力される。さらには、 P5には、スィッチ S2がオン状態（閉状態）となつたとき、接地抵抗 R7が並列に接続され、分圧された電圧信号が入力される。スィッチ S 2のオン'オフ（開閉）は、サブ制御回路 1のコンパレータ C3に接続されたスィッチ S 3のオン時の電流信号によって制御される。スィッチ S3は、マグネトロンの定常状態においては、オン状態（閉状態）となる。

[0052] サブ制御回路 3は、 NANDゲート回路、コンパレータ C4、電界コンデンサ C01、抵抗 Rl l、スィッチ S4, S5, S6、 ORゲート回路、 NOTゲート回路、電流源 Pを含む。上述したように NANDゲート回路の出力は、サブ制御回路 2の切り替えスィッチ S1 の可動接点 K1に入力される。一方 NANDゲート回路の第 1の入力端子 aにはコンパレータ C4の出力が入力され、第 2の入力端子 bには、コンパレータ C2の出力を反転する NOTゲート回路の出力が入力される。コンパレータ C4の負端子には 3Vの基準電位が入力される。一方、コンパレータ C4の正端子には、 Vcc電圧に接続された電流源 P及びスィッチ S6と、電界コンデンサ COlの間の SS点の電圧信号が入力される。また SS点には、 ORゲート回路力もの出力によって開閉されるスィッチ S5からの信号が抵抗 R11を介して入力され、さらに SS点はスィッチ S6を介して電流源 Pに接続されている。 ORゲート回路には三つの入力端子 a, b, cを有し、第 1の入力端子 a には、サブ制御回路 1のコンパレータ C2の信号が入力するスィッチ S4からの信号が入力される。第 2の入力端子 b、第 3の入力端子 c各々には「起動」、「停止」の信号が入力される。尚、スィッチ S4, S6は、マグネトロンの定常状態においては、オン状態である。

[0053] 尚、本例ではマグネトロンの「起動」と「定常状態（定常運転)」は、マグネトロンへの入力電流、すなわち主としてインバータ主回路 10の電流を検知し、当該電流が所定の閾値を越えた力否かで区別される。すなわち、インバータ主回路 10の電流を変換した電圧値である IinDCが所定の閾値を越えた場合、インバータ制御回路 161は、マグネトロンの運転状態が「起動」カゝら「定常状態」へ移行したと判断し、スィッチ S3, S4, S6をオン状態に切り替える。マグネトロンの「起動」と「定常状態」を区別する方法としては、入力電流に限られたものではない。例えば、二次側のアノード電流を検出したりする方法もある。

[0054] サブ制御回路 4は、ドライバ回路 162、コンパレータ C6、ノコギリ波発生回路 163、抵抗 R12, R13, R14、スィッチ S7、電界コンデンサ C02を含む。 Vcc電圧に接続された抵抗 R12と接地された電界コンデンサ C02の間の点 P6の電位 Tonは IGBT16 aのオン幅 (オンデューティ）を決める電圧である。また、点 P6には、抵抗 R13, R14、コンパレータ C6の正端子が並列接続されている。抵抗 R13にはスィッチ S7が直列接続されている力スィッチ S7は、サブ制御回路 2のコンパレータ C1の出力によりォン 'オフ制御（開閉制御）がなされる。また、ノコギリ波発生回路 163の出力がコンパレータ C6の負端子に入力される。コンパレータ C6の出力は、ドライバ回路 162に入力される。ドライバ回路 162は IGBT16aのベースに接続されており、コンパレータ C6からの入力信号に従い、 IGBT16aを駆動する。 IGBT16aのコレクタはサブ制御回路 2 の抵抗 R3, R4間の P3点に接続されている。

[0055] サブ制御回路 5は、スィッチ S8、コンパレータ C5、基準電位発生回路 REFを含む。スィッチ S8は、サブ制御回路 4の抵抗 R14に接続されている。コンパレータ C5の正端子には、インバータ主回路 10への入力電流を電圧に変換した電圧である IinDC が入力され、負端子には、 IinDCの基準電位である REF電位が入力される。スィッチ S8は、コンパレータ C5の出力に従いオン'オフ制御（開閉制御）がなされる。

[0056] 図 3は、インバータ制御回路 161の動作を説明する動作線図である。横軸は時間を表わしており、ステップ S1〜S9の 9つの段階に分けられている。この中でステップ S1 がマグネトロン 12の起動時のステップに相当し、ステップ S2〜S9がマグネトロン 12 の定常状態時のステップに相当する。縦軸は、インバータ制御回路の各部分の動作状態を表しており、上力も順に (a) SS点の電位、（b)コンパレータ C1の正端子 A及び負端子 Bのへの入力電圧、（c)抵抗 R6による電圧低下作用に基づくパワーダウン制御 PD (Power Down) 1のオン'オフ、（d)抵抗 R7による電圧低下作用に基づくパヮ一ダウン制御 PD2のオン'オフ、（e)コンパレータ C1の出力、（f)コンパレータ C2の反転出力（C2出力の否定; C2の上線は C2の反転、すなわち NOTゲート回路の出力を意味する）、（g)コンパレータ C3の出力、（h)コンパレータ C4の出力、（i) NAN Dゲート回路の出力、（j) IinDCの電圧各々を示す。以下、図 2及び図 3を用いて、ィンバータ制御回路 161の動作を説明する。

[0057] (1)ステップ S1 (マグネトロン起動時）

まず、マグネトロン 12が作動開始する起動時においては、 IGBT16aの温度が低い故にサーミスタ T1の温度も低いため、その抵抗は比較的高く（サーミスタ T1は温度の上昇に対して抵抗が減少する NTCより構成）、従って電位 Vpcは高い。そのため、電位 Vpcと電位 Vc3の比較を行なうコンパレータ C3の出力は" 0 (Low) "となり、コンパレータ C2の出力力も NOTゲート回路を介して得られる C2の反転出力は" 1 (Hi) " となる（図 3 (f)及び (g)の Sl)。このとき、スィッチ S3, S4はオフの状態である。

[0058] そして、スィッチ S6、 S5もオフの状態であるため、 SS点の電位は低いままであり（図 3 (a)の S1)、負端子側の基準電位 3Vとの比較により、コンパレータ C4の出力は" 0"となる（図 3 (h)の Sl)。

[0059] NANDゲート回路において、第 1の入力端子 aには" 0"が入力され、第 2の入力端子 bには" 1 "が入力されるため、 NANDゲート回路の出力は" 1 "となる（図 3 (i)の S 1 ) oここで、サブ制御回路 2の切り替えスィッチ S1の可動接点 K1は、 NANDゲート回路の出力が" 1 (Hi) "の場合、第 1の固定端子 a側に切り替えられ、 NANDゲート回路の出力が" 0 (Low) "の場合、第 2の固定端子 b側に切り替えられるように構成されている。従って、切り替えスィッチ S1の可動接点 K1は、第 1の固定端子 a側に設定される。

[0060] スィッチ S3はオフの状態であり、コンパレータ C1の負端子には分圧抵抗 R5と R6で分圧した点 P5の電位 Vp5 (3V)が入力されることとなる。一方、他方の正端子には I GBT16aのコレクタ電圧を分圧抵抗 R3と R4で分圧した点 P3の電位 Vp3が入力される。この Vp3は、コレクタ電圧の分圧であり、インバータ 16の共振回路 36の共振電圧の作用により Vp5の 3Vを越えたり、下回ったりすることを繰り返す。それ故、コンパレータ C1の出力は、点 P3の電位が 3Vより小さいときはオフ、 3Vより高くなればオンとなるオン'オフが繰り返されこととなり（図 3 (e)の SI)、この情報がサブ制御回路 4を介して IGBT16aに入力される。 P3電位が 3Vと略一致するように IGBT16aのオン 'ォフデューティが制御されるので、起動時の IGBT16aのコレクタ電圧は定常時よりも低くなる。

[0061] (2)ステップ S2〜S4 (マグネトロンの起動から定常状態への移行）

マグネトロンの運転状態が定常状態になると、スィッチ S3, S4, S6がオン状態になる。すると、電流源 Pからスィッチ S6を介して電界コンデンサ COlへの電荷蓄積が開始し、かつ SS点の電位が上昇し始め（図 3 (a)の S2)、 SS点の電位が 3Vを越えると、負端子側の基準電位 3Vとの比較により、コンパレータ C4の出力、 NANDゲート回路の第 1の入力端子 aへの入力は" 1"となる（図 3 (h)の S3)。一方、第 2の入力端子 b への入力は" 1"のままである。従って、 NANDゲート回路の出力が" 0"となり（図 3 (i) の S3)、切り替えスィッチ SIの可動接点 K1は、第 2の固定端子 b側に設定される。このとき、抵抗 R6による PD1はオフとなる（図 3 (c)の S3)。つまり、 SS点の電位が 3V になるまでは、マグネトロンが定常状態になっても PD1が働いており、モーデイングの発生を抑制する働きをして、る。

[0062] 電流源 Pの作用により SS点の電位は上昇しつづけ（図 3 (a)の S3)、コンパレータ C1の負端子 B側への入力電圧は起動時の 3Vに比べて高い電位が入力されることとなる。従って、 P3電位が SS電位に略一致するように IGBT16aのオン'オフ制御のオンデューティを高め、 IGBT16aのコレクタ電圧も高くなり、その分圧である P3、正端子 Aへの入力電圧も上昇する（図 3 (b)の S3)。つまり、 SS電位が上昇する傾きに依存して、オン'オフ制御のオンデューティを高めていく。すなわち、サブ制御回路 3 は、 SS電位を上昇させ、マグネトロンの起動力定常状態に移行する際の定常移行制御を担う。

[0063] そして、正端子 A、負端子 Bへの入力電圧が所定値以上、すなわち IGBT16aのォン 'オフ制御のオンデューティが所定値以上となると、サブ制御回路 5の電力制御機能が発動され、オンデューティの上昇に制限が加わる。すなわち、この制限が加わることにより、 SS電位が常に P3電位より高くなるため、コンパレータ C1の出力はオフにされ、サブ制御回路 5によりオンデューティが制御される。この電力制御機能は、以下の様に行なわれる。入力電流を電圧に変換した電圧である IinDCと、 IinDCの基準電圧である REF電位をコンパレータ C5が比較し、 IinDCが REF電位を越えるとコンパレータ C5がスィッチ S8をオンとする信号を発生し、オンデューティを制御することにより、電力制御機能は達成される（図 3 (j)の S4)。このように、 SS電位が P3電位より高くなつた場合、サブ制御回路 5のみがオンデューティを制御することで、オンデュ一ティの上昇に制限を加えることが可能となり、安全性を確保することができる。

[0064] (3)ステップ S5 (マグネトロンのパワーダウン制御）

上述した安定運転の下、時間経過と共に IGBT16aは加熱され、その温度上昇と共にサーミスタ T1の温度も上昇し、抵抗値は減少していく。そして、冷却性能が悪かつたり、何らかの原因で異物がファンにはさまりファンが急に回らなくなったときなどは、その抵抗値はさらに減少し、点 PCの電位 Vpcが下降し始める。そして、電位 Vpcが、コンパレータ C2の他の入力電位である Vc2 (例えば 3. 8V)よりも低くなると（Vpcく Vc2)、コンパレータ C2の出力力となる。

[0065] コンパレータ C2の出力力 ' 1"となると、コンパレータ C2の出力力 NOTゲート回路を介して得られる C2の反転出力は" 0"となる（図 3 (f)の S5)。従って、 NANDゲート回路の二つの入力端子 a, bへの入力は各々" 1"、 "0"となり、 NANDゲート回路の出力は" 1"となり（図 3 (i)の S5)、切り替えスィッチ S1の可動接点は、第 2の固定端子 bから第 1の固定端子 a側へ移動する。

[0066] このときコンパレータ C1の正端子 A、負端子 Bへの入力電圧は、 SS点の電位とは関係なく急激に 3Vまで下げられ、 3Vに維持される（図 3 (b)の S5)。そのため、パヮ一ダウン制御（PD1)が働く。つまり、コンパレータ C1の出力は、電位 Vpcが、コンパレータ C2の他の入力電位である Vc2よりも低くなる（Vpcく Vc2)と同時にオン'オフの繰り返しとなる（図 3 (e)の S5)。

[0067] また、コンパレータ C2の出力カ '1"となると、スィッチ S4、 ORゲート回路の出力" 1" を介してスィッチ S5がオン状態となり、電界コンデンサ COlの電荷が抵抗 R11を介してグラウンドに流され、点 SSの電位が下がり始める（図 3 (a)の S5)。そして、点 SS の電位が 3Vを下回ると（図 3 (a)の S5の中間）、コンパレータ C4の出力力 ' 0"になる（図 3 (h)の S5)。ただこの時点でコンパレータ C4の出力が" 1"から" 0"に変わっても、 NANDゲート回路の出力は影響されない。この SS電位を下げることは、起動から定常状態に移行する際に使用していた、サブ制御回路 3が担う定常移行制御をリセットすることである。

[0068] (4)ステップ S6 (パワーダウン制御の続き）

さらにサーミスタ T1の温度が上昇すると、その抵抗値は減少し、点 PCの電位 Vpc も低下し、コンパレータ C3の他の入力電位である Vc3 (例えば 2. 9V)よりも低くなると（Vpcく Vc3)、コンパレータ C3の出力が" 1"となる（図 3 (g)の S6)。そして、定常状態下、既にオンとなっているスィッチ S3を介して S2がオン状態となり、さらに抵抗 R 7による PD2がオンとなり（図 3 (d)の S6)、コンパレータ C1の正端子 A、負端子 Bへの入力電圧は、 3Vから更に低下することとなり、さらにパワーダウン制御（PD2)が働く（図 3 (b)の S6)。

[0069] (5)ステップ S7 (パワーダウン制御解除）

ノヮ一ダウン制御 PD2により、再びサーミスタ T1の温度が下降するとその抵抗値は増加し、点 PCの電位 Vpcも上昇し、コンパレータ C3の他の入力電位である Vc3よりも高くなると (Vpc>Vc3)、コンパレータ C3の出力が" 0"となる（図 3 (g)の S7)。これに連動してスィッチ S2がオフ状態となり、抵抗 R7による PD2がオフとなるので（図 3 ( d)の S7)、コンパレータ C1の正端子 A、負端子 Bへの入力電圧は、再び 3Vに戻る（図 3 (b)の S7)。

[0070] (6)ステップ S8 (通常運転開始）

さらにサーミスタ T1の温度が下降すると、その抵抗値は増加し、点 PCの電位 Vpc も上昇し始める。そして、電位 Vpcが、コンパレータ C2の他の入力電位である Vc2 ( 例えば 3. 8V)よりも高くなると (Vpc>Vc2)、コンパレータ C2の出力が" 0"となる（図 3 (f)の S8のように C2の反転出力は" 1"となる）。すると、スィッチ S4、 ORゲート回路を介して、パワーダウン制御でオン状態であったスィッチ S5がオフ状態となり、抵抗 R 11の分圧作用が働かなくなる。そして、電界コンデンサ COlへの電荷蓄積と共に、点 SSの電位が上昇を開始する（図 3 (a)の S8)。点 SSの電位が 3Vまで達していないため、切り替えスィッチ S1の可動接点 K1は固定接点 a側にあり、スィッチ S2もオフ状態のため、まだ PD1制御が働ヽて、る（図 3 (c)の S8)。 [0071] (7)ステップ S9 (通常運転開始後の出力上昇）

点 SSの電位が上昇し続け、 3Vを越えると（図 3 (a)の S9)、コンパレータ C4の出力は" 1"となり（後述する上昇信号）、 NANDゲート回路の出力は" 0"となって、可動接点 K1が、第 2の固定端子 b側に切り替えられる（図 3 (i)の S9)。そして、コンパレータ C1の正端子 A、負端子 Bへの入力電圧は SS電位が上昇する傾きに依存しながら上昇を開始する（図 3 (b)の S9)。

[0072] 以上述べたように本発明では、コンパレータ C1の負端子 Bの前段に、 NANDゲート回路、コンパレータ C4、電界コンデンサ CO 1を含むサブ制御回路 3を設けている。そして、コンパレータ C4の負端子側の SS点での電位が 3Vを越えた時点で、初めて (NANDゲート回路の出力が" 0"となり）切り替えスィッチ S1の可動接点 K1が、第 2 の固定端子 b側に移動し、コンパレータ C1の正端子 A、負端子 Bへの入力電圧が上昇し始める。 SS点の電位が上昇を開始してから 3Vに達するまでの時間遅れ（図 3の S8)は、電界コンデンサ COlの蓄電作用により実現される。すなわち、定常状態時サブ制御回路 3は、コンパレータ C2からの信号 (第 1の状態信号)を契機として、 SS 点での電位は上昇を開始し、それが 3Vを越えるまでの所定時間（S8)経過後、コンパレータ C1に IGBT16aへの入力電圧を上昇させる上昇信号を出力する出力増加遅延部（出力増加抑制手段）として機能する。また、この出力増加遅延部は起動から定常状態に移行する際の定常移行制御にも使用されており、この制御方式をリセットし、再度使用する構成にしているため、簡易に出力増加抑制制御を行うことができる。すなわち、 SS電位をサーミスタによるパワーダウン時にー且下げることにより、出力増加遅延部としてのサブ制御回路 3は、起動から定常状態に移行する際の定常移行制御のみならず、出力増加抑制制御をも担う。上述の構成においては定常移行制御をリセットし、再度使用している構成としているが、もちろん定常移行制御と出力増加抑制制御を別々の制御回路を使用して行ってもょ、。

[0073] 上述の構成により、図 3 (a) , (b)のステップ S8, S9に示したように、ステップ S7のパヮーダウン制御の解除後、コンパレータ C1の正端子 A、負端子 Bへの入力電圧の上昇を所定時間遅らせることが可能となる。すなわち、本発明においては、マグネトロンの出力を所定の値に戻す際、所定の時間出力制御を行いながら、出力を所定の値に戻すため、モーディング現象やオーバーシュート等のような問題発生を防止し、高周波誘電加熱装置への信頼性、使用性を向上させることが可能となる。

[0074] また、上述した時間遅れ（図 3の S8)の長さは、電界コンデンサ COlの蓄電作用により実現されるため、電界コンデンサ COlの時定数を変更することにより、調整することができる。例えば図 3の点線 Lでは、 SS変化の傾きが小さいが、これは電界コンデンサ COlの時定数がより大きいものであることを意味し、図 3 (b)で示したように、元の遅れ時間 T1が T2に増大している。

[0075] 時定数は、例えば電界コンデンサ COlの静電容量に応じて変化するため、インバータ制御回路、高周波誘電加熱装置の用途に応じて適切な時間遅れを持つ電界コンデンサ COlを採用することができる。また、電界コンデンサの部分に静電容量が可変な可変コンデンサを採用することにより、時間遅れを場面に応じて変化させることが可能となる。

[0076] 図 4は、マグネトロン駆動制御回路の他の実施形態の構成ブロック図を示す。図 1 の実施形態においては、スイッチング素子である IGBT16aのコレクタ'ェミッタ間の電圧 (ここでは共振回路の共振電圧に等しい）を制御する方式にインバータ制御回路が適用されている。しかしながら、本発明のインバータ制御回路は、図 4に示したような直列共振回路の共振電圧を制御するマグネトロン駆動制御回路にも適用可能である。

[0077] 本実施形態では、インバータ 16内において、共振回路 36の共振電圧を抑制するスナバコンデンサ 16bが、直列接続されたコンデンサ 16cと一次卷線 181 (共振回路 36)に並列に新たに設けられている。また、 IGBT16alと IGBT16a2とダイオード 16 dl (16d2)の組み合せ力もなるスイッチング素子がインバータ 16に設けられており、それぞれのゲートにドライバ回路 (つまりドライバ回路が 2つある）が入力される電源クランプ回路になっている。そして、本実施形態では、コンデンサ 16cと昇圧トランス 18 の一次卷線 181とで構成される共振回路 36の共振電圧を制御することにしている。つまり、この共振回路 36で発生する共振電圧の分圧を図 2の Vp3とし接続することにより、同様に共振電圧を制御する構成となる。

[0078] 図 5は、マグネトロン駆動制御回路の更に他の実施形態の構成ブロック図を示す。本発明のインバータ制御回路は、図 5に示したように、 IGBT16aのコレクタ'ェミッタ間の電圧の代わりに、インバータへの入力電流を、インバータ 16、平滑回路 30の前段に設けられたシャント抵抗 40を用いて検出し、 IGBT16aのデューティを制御するマグネトロン駆動制御回路にも適用可能である。また、シャント抵抗の代わりに CT(C urrent Transformer;変流器）などの電流検知手段を用いて、入力電流を検知してもよい。この入力電流を検知する場合は、インバータ制御回路 161の前段に増幅回路 (オペアンプ） 164を設けることが必要となる。そして、この増幅回路の出力を図 2の V p3の代わりに入力することにより、入力電流を制御する構成となる。

[0079] 本出願は、 2006年 6月 19日出願の日本特許出願、特願 2006— 169052〖こ基づくものであり、その内容はここに参照として取り込まれる。

[0080] 以上、本発明の各種実施形態を説明したが、本発明は前記実施形態において示された事項に限定されず、明細書の記載、並びに周知の技術に基づいて、当業者がその変更 ·応用することも本発明の予定するところであり、保護を求める範囲に含まれる。

産業上の利用可能性

[0081] 本発明によれば、パワーダウン制御により高電圧誘電加熱装置の使用性が向上するのみならず、その後のマグネトロンの出力上昇に伴うモーデイング現象等の不具合の発生を防止し、高電圧誘電加熱装置の信頼性を更に向上させることが可能となる

Claims

請求の範囲

[1] 直流を所定周波数の交流に変換するとともに、所定の制御対象の出力を変動させるための共振回路を有するインバータを制御するインバータ制御回路であって、前記インバータのスイッチング素子の温度を検出する温度検出部の出力値に応じて、前記インバータの出力を変動させる出力変動手段と、

前記出力変動手段による前記インバータの出力減少制御の後、所定時間前記インバータの出力増加を抑える出力増加抑制手段と、

を備えるインバータ制御回路。

[2] 請求項 1記載のインバータ制御回路であって、

前記出力増加抑制手段が、前記制御対象の起動力定常状態に移行する際の定常移行制御も行なうインバータ制御回路。

[3] 請求項 1又は 2記載のインバータ制御回路であって、

前記出力増加抑制手段が、前記出力変動手段による前記インバータの出力増加を抑えるために、所定時間電荷を蓄積する容量素子を含むインバータ制御回路。

[4] 請求項 3記載のインバータ制御回路であって、

前記出力増加抑制手段は、前記インバータの出力減少制御時において、前記容量素子の時定数に依存せず、速やかに出力減少制御を発動させるインバータ制御回路。

[5] 請求項 3又は 4記載のインバータ制御回路であって、

前記出力変動手段は、前記出力増加抑制手段により所定時間前記インバータの出力増加を抑えた後、前記容量素子の電位に対応して前記インバータの出力を増カロさせるインバータ制御回路。

[6] 請求項 1ないし 5のいずれ力 1項記載のインバータ制御回路であって、

前記インバータ制御回路は、前記共振回路の共振電圧を制御するインバータ制御回路。

[7] マイクロ波を発生する前記制御対象としてのマグネトロンと、

前記インバータと、

請求項 1な!、し 6の、ずれか 1項記載のインバータ制御回路と、を備える高周波誘電加熱装置。

[8] 直流を所定周波数の交流に変換するとともに、所定の制御対象の出力を変動させるための共振回路を有するインバータを、当該インバータのスイッチング素子の温度を検出する温度検出部の出力値に応じて制御するインバータ制御回路であって、前記温度検出部の出力値に応じて第 1の状態信号を出力する温度状態出力部と、前記共振回路に発生する共振電圧を変動させる電圧変動部と、

前記第 1の状態信号が前記共振電圧を上昇させるものである場合、前記第 1の状態信号の入力から所定時間経過後に、前記電圧変動部に前記共振電圧を上昇させる上昇信号を出力する出力増加遅延部と、

を備えるインバータ制御回路。

[9] 請求項 8記載のインバータ制御回路であって、

前記出力増加遅延部が、前記制御対象の起動から定常状態に移行する際、前記電圧変動部と接続され、前記共振電圧を制御するインバータ制御回路。

[10] 請求項 8又は 9記載のインバータ制御回路であって、

前記出力増加遅延部が、前記電圧変動部に前記上昇信号を出力するため、所定時間電荷を蓄積する容量素子を含むインバータ制御回路。

[11] 請求項 10記載のインバータ制御回路であって、

前記出力増加遅延部は、前記インバータの出力減少制御時において、前記容量素子の時定数に依存せず、速やかに出力減少制御を発動させるインバータ制御回路。

[12] 請求項 10又は 11記載のインバータ制御回路であって、

前記出力増加遅延部は、所定時間前記インバータの出力増加を抑えた後、前記容量素子の電位に対応して前記インバータの出力を増力 tlさせるインバータ制御回路

[13] 請求項 8ないし 12のいずれ力 1項記載のインバータ制御回路であって、

前記温度状態出力部は、前記温度検出部の出力値に応じて第 2の状態信号を前記電圧変動部に出力し、前記第 1の状態信号と前記第 2の状態信号は、互いに前記温度検出部の異なる温度状態を反映したものであるインバータ制御回路。

[14] マイクロ波を発生する前記制御対象としてのマグネトロンと、

前記インバータと、

請求項 8な、し 13の、ずれか 1項記載のインバータ制御回路と、

を備える高周波誘電加熱装置。

[15] 被加熱物をマイクロ波の照射によって加熱する高周波誘電加熱装置であって、直流をスイッチング素子を用いてスイッチング制御し、所定周波数の交流に変換するインバータと、

前記スイッチング素子カゝら放出される熱を放熱する放熱フィンと、

前記スイッチング素子の温度を検出するサーミスタと、

前記スイッチング素子及び前記サーミスタが取り付けられたプリント基板と、前記インバータの出力電圧を昇圧する昇圧トランスと、

前記昇圧トランスの出力電圧を倍電圧整流する高圧整流部と、

前記高圧整流部の出力をマイクロ波として放射するマグネトロンと、

前記マグネトロン力放射されるマイクロ波が供給され、前記被加熱物を収納する加熱調理室と、

前記マグネトロンが起動した後、前記インバータの出力電力を前記サーミスタの抵抗値に依存させるパワーダウン制御を前記スイッチング素子に施すと共に、パワーダゥン制御の終了後、所定時間経過後にパワーを増力!]させる制御を前記スイッチング素子に施すインバータ制御回路と、

を備える高周波誘電加熱装置。