JP2523755B2

JP2523755B2 - 高周波加熱装置

Info

Publication number: JP2523755B2
Application number: JP63018003A
Authority: JP
Inventors: 直芳前原; 治雄末永; 孝丹羽; 和穂坂本; 孝広松本; 大介別荘
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1988-01-28
Filing date: 1988-01-28
Publication date: 1996-08-14
Anticipated expiration: 2011-08-14
Also published as: JPH01194286A

Description

【発明の詳細な説明】産業上の利用分野本発明は、電子レンジ等のいわゆる誘電加熱により食
品や液体などを加熱するための高周波加熱装置の改良に
関し、さらに詳しく言えば、トランジスタ等の半導体ス
イッチを用いたインバータにより高周波電力を発生し、
マグネトロンに高圧電力およびヒータ電力を供給するよ
う構成した高周波加熱装置の改良に関するものである。

従来の技術このような方式の高周波加熱装置は、その電源トラン
スの小型・軽量・低コスト化の為に様々な構成のものが
提案されている。

第10図は従来の高周波加熱装置の回路図である。

図に於て、商用電源1,ダイオードブリッジ2,コンデン
サ３によりインバータ４の電源部５が構成され、インバ
ータ４は、リセットインダクタ6,サイリスタ7,ダイオー
ド8,共振コンデンサ９などより構成されている。サイリ
スタ７は、インバータ制御回路10により定められた周波
数_ｏでトリガされ、その結果昇圧トランス11の１次巻
線12と共振コンデンサ９との直列共振回路とリセットイ
ンダクタ６とで構成された弛張発振型インバータが動作
周波数_ｏで動作し、昇圧トランス11の高圧２次巻線13
とヒータ巻線14とにはそれぞれ高圧電力P_Oおよびヒータ
電力P_Hが発生する。高圧２次巻線13に生じる高圧電力P_O
は、高圧ダイオード15,16、コンデンサ17,18により整流
されてマグネトロン19に供給される。また、ヒータ巻線
14はコンデンサ20と共振回路を構成しており、マグネト
ロン19のカソードヒータにこの共振回路を介いてヒータ
電力P_Hが供給されるように構成されている。21は起動制
御回路であり、インバータの起動時、一定の時間インバ
ータ制御回路10を制御してそのトリガ周波数f_oを低下さ
せるよう構成されている。これは起動時にマグネトロン
19のカソードがヒートアップするまでの間に高圧２次巻
線13に生じる無負荷電圧を低く押えるためである。

第11図は、このインバータ４の動作周波数_ｏに対す
る高圧電力P_O,ヒータ電力P_H,無負荷時のマグネトロン19
のアノード電圧V_AKOの変化を示す図である。_ｏが定め
られた定常時の周波数_o1のとき、P_OおよびP_Hはそれぞ
れ定格値の1KWおよび40Wとなるよう構成されている。起
動時において、この_o1でインバータ４を起動すると、
無負荷時アノード電圧V_AKOは、20KV以上にも達し、絶縁
耐圧処理が技術的にも、また製造コスト面で難しいもの
になる。そのため、起動時の一定の時間_ｏを_osまで
低下させるよう起動制御回路21でインバータ制御回路10
を制御する構成となっている。_ｏ＝_osのとき、V_AKO
は10KV以下の低い値とすることができ、一方、ヒータ回
路に設けられたコンデンサ20の共振作用によりP_Hは、あ
まり低下せず約30Wとなる。したがって、P_H＝40Wの定格
時に比べてカソード加熱完了までの時間が長くなるけれ
ども、異常に高いV_AKOを発生することなく、高周波加熱
装置を起動することができるものである。

第12図（ａ），（ｂ），（ｃ）は、この高周波加熱装
置の動作周波数_o,マグネトロンのアノード電圧V_AK,ア
ノード電流I_Aが、起動時にどのように変化するかを示す
図である。

同図（ａ）に示すように時刻ｔ＝Ｏからｔ＝t₁までの
間は、_ｏ＝_osに制御され、その後、ｔ＝t₂で、_ｏ
＝_o1となるよう起動制御回路21はインバータ制御回路
10を制御する。このため、同図（ｂ）のようにV_AKはV
_AKOmax＜10KVに制御され、同図（ｃ）のようにt₁＜ｔ＜
t₂の間にアノード電流I_Aが立ち上がりI_A1に達し定格高
圧出力P_O＝1KWが得られる。すなわち、領域Ａのプレヒ
ート期間を経て領域Ｂの遷移期間を経た後、領域Ｃの定
常状態に達するよう構成されているのである。

このように_ｏを起動時に_osに低下させること、お
よび、ヒータ回路に設けたコンデンサ20の共振作用とを
両立させることにより、初めて起動時の異常高圧発生を
防止し、安定な起動を可能とする高周波加熱装置を実現
することができるものであった。

発明が解決しようとする課題しかしながらこのような従来の高周波加熱装置には、
次のような欠点があった。

ヒータ電力P_Hは、高圧電力P_Oを出力する高圧２次巻線
13と同一のコアに施されたヒータ巻線14より供給される
構成となっている。このため、第２図に示すようにP_Hを
_ｏに対して一定に保つことは困難であり、共振コンデ
ンサ20を設けてもP_Oに比例してP_Hが変化するのを防止で
きる程度であり、同図に破線で示すような曲線の特性に
することができる程度であった。すなわち、_ｏ＝_os
まで_ｏを下げた時、P_H＝30Wにすることができる程度
であった。

第13図は、ヒータ電力P_Hと、P_Hが供給されてからカソ
ードが十分加熱されマグネトロンが発振開始するまでの
時間、すなわち発振開始時間t_sとの関係の一例を示す図
である。このように従来の技術では、異常高圧の発生は
防止できるが、起動時に十分なヒータ電力P_Hを供給する
ことが困難であるので発振開始時間t_sが大きくなり、定
格のP_H（＝40W）を供給する場合に比べて、数倍の時間
になってしまうという欠点があった。

すなわち、第12図（ｃ）に示した領域Ａが長くなって
しまうという結果となり、特に電子レンジなどの秒速調
理がその特徴である高周波加熱装置にこの技術を適用す
る場合、重大な機能低下を余儀なくされるというもので
あった。

また、第14図（ａ）において、ｔ＝t₁からｔ＝t₂まで
の間は、ヒータ電力P_Hが徐々に増加していく期間である
と同時にマグネトロンへの高圧電力P_O（すなわちアノー
ド電流I_A）も同図（ｃ）のように増加していく期間であ
る。

第14図（ａ），（ｂ），（ｃ）は、この_ｏが_osか
ら_o1に立ち上がる時に、ヒータ電力P_H,カソード温度T
_c,高圧電力P_Oがどのような関係で立ち上がるかを示す図
である。同図より明らかなように、P_Hの増加に対してカ
ソードの温度T_cそのものは一定の熱時定数を持っている
のでτだけ遅れて立ち上がりｔ＝t₃で定格の温度にな
る。一方、P_OはP_Hと同時に増加していくのでこの間、す
なわち、領域Ｂを中心としたｔ＝t₁からｔ＝t₃までの期
間は、カソードのエミッション不足又はそれに近い状態
に陥りやすい期間である。そして、このような領域が長
く存在することは、マグネトロンのカソードの寿命を著
しく低下させる結果となるという極めて重大な欠点があ
った。

また、マグネトロン19のヒータ回路にコンデンサ20を
設けて共振回路を構成すること自体も、カソードインピ
ーダンスが小さいこと、高電位であることなどから極め
て面倒であった。

課題を解決するための手段本発明は、このような従来の課題を解決するためにな
されたものであり、以下に述べる構成からなる高周波加
熱装置である。

すなわち、商用電源などから得られる電源部と、１つ
あるいはそれ以上の半導体スイッチと共振コンデンサを
有するインバータと、この共振コンデンサと共振回路を
形成し、マグネトロンに高圧およびヒータ電力を供給す
る昇圧トランスと、前記マグネトロンのカソードに直列
に接続されたインダクタンス要素と、前記半導体スイッ
チの導通時間などを制御するインバータ制御部と、前記
インバータの起動時に前記インバータ制御部に変調指令
を与える起動制御部とを備え、この変調指令により前記
半導体スイッチの導通時間を定常時より小さくし、か
つ、その非導通時間を定常時より大きくかつ、実質的に
前記共振回路の共振周期の整数倍に等しく制御して実質
上インバータの動作周期を定常時とほぼ同等かもしくは
それより長い周期に制御するよう前記インバータ制御部
を構成したものである。

作用本発明は以上に述べた構成により以下に述べる作用を
有するものである。

すなわち、インバータの起動時において、起動制御部
の変調指令信号がインバータ制御部に送られ、このイン
バータ制御部が、半導体スイッチの導通時間を定常時の
導通時間より小さくし、同時に、半導体スイッチの非導
通時間を定常時の非導通時間より大きく、しかも共振回
路の共振周期の整数倍に近くなるように制御してインバ
ータの動作周期を定常時と同等かもしくはそれより長い
周期となるよう制御するものである。

半導体スイッチの導通時間が小さくなるので昇圧トラ
ンスの出力電圧は低く押さえられ、高圧出力電圧および
ヒータ出力電圧は共に低く制御されるが、非導通時間が
大きくなって動作周期が短くなるのを防止し、定常時と
同等かそれより長い周期で制御されるので、実質的に動
作周波数が高くなるのを防止できしたがってマグネトロ
ンのカソードに直列に設けられたインダクタンス要素の
インピーダンスが大きくなることを防止することができ
るので、カソードに流れる電流は、定常時の値と実質的
に同等もしくはそれ以上の適切な値に制御されるもので
ある。

さらに、非導通時間が略々、共振回路の共振周期の整
数倍に制御されるので、半導体スイッチが導通する時の
端子間電圧が略最小値となる。このため半導体スイッチ
のスイッチング損失を大幅に低減しつつ前述した起動時
の変調制御を実現するものである。従って、半導体スイ
ッチの損失を低減し、かつ、起動時の異常高圧を防止す
ると同時にヒータ電力を定常時の値と同等又はそれ以上
の適切な値に制御することができる。

実施例以下、本発明の一実施例について、図面と共に説明す
る。

第１図は、本発明の一実施例を示す高周波加熱装置の
ブロック図である。同図において、電源部31は商用電源
あるいはバッテリーなどより得られる直流または脈流電
圧の単方向電源であり、トランジスタ等の半導体スイッ
チ32を１つ又は複数個備えた共振コンデンサを含むイン
バータ33に電力を供給する。インバータ制御部34は、半
導体スイッチ32を定められた導通時間と共振コンデンサ
と昇圧トランス35との共振周期に略々等しい非導通時間
とで動作させ、昇圧トランス35の１次巻線36に高周波電
力を供給する。従って昇圧トランス35の高圧２次巻線37
とヒータ巻線38には高圧電力P_Oとヒータ電力P_Hが発生
し、それぞれマグネトロン39のアノードカソード間およ
びカソードヒータ40に供給されるよう構成されている。

カソードヒータ40（すなわちカソード）には直列にイ
ンダクタンス要素41が設けられ、ヒータ巻線38の負荷は
インダクタンス要素41とカソードヒータ40の直列回路と
なっている。

起動制御部42は、インバータ33の起動時に変調指令を
インバータ制御部34に与えるものであり、この変調指令
によりインバータ制御部34は起動時に半導体スイッチ32
の導通時間を定常時より小さく制御し、同時に非導通時
間を定常時より大きくかつ、共振周期の整数倍に実質的
に等しい時間に制御することにより半導体スイッチの端
子間電圧が最小の時に半導体スイッチを導通させるよう
にし、半導体スイッチのスイッチング損失を低減しつつ
インバータ33の出力電圧を低下させ、同時に動作周期を
定常時とほぼ同等かそれより長い周期に制御し、インダ
クタンス要素41のインピーダンスが大きくなるのを防止
して実質的にカソードヒータ40に流れる電流を定常時の
電流と同等またはそれ以上の適切な値の電流にせしめる
ものである。

この構成により、高圧２次巻線37に発生する電圧は異
常な高電圧とならず、かつ、カソードヒータ40には、安
定で良好な動作を保証することができるヒータ電流（す
なわちヒータ電力P_H）を供給することができ、しかも、
半導体スイッチの損失を小さく押さえることができる。
したがって、ヒータ回路に面倒な共振回路を構成するこ
となく、マグネトロン39の発振開始時間を十分小さくし
てスピーディーな誘電加熱開始を可能とすると共に、カ
ソードのエミッション不足が生じやすい状態の発生を防
止して寿命が長く、極めて高い信頼性を保証することが
でき、同時に、半導体スイッチの損失が小さいため、そ
の高信頼性と低価格化を実現できる高周波加熱装置を提
供することができる。

第２図は、第１図に示した本発明の一実施例を示す高
周波加熱装置のさらに詳しい一実施例を示す回路図であ
り、第１図と同符号のものは相当する構成要素であり説
明を省略する。

第２図に於て、商用電源51は運転スイッチ52を介して
ダイオードブリッジ53に接続されると共にインバータ制
御部34に接続される。従って、運転スイッチ52が投入さ
れるとインダクタ54,コンデンサ55を介し単方向電力が
インバータ33に供給され、同時にインバータ制御部34お
よび起動制御部42が作動する。

インバータ33は共振コンデンサ56と、バイポーラ型MO
SFET（以下、MBTという）58,ダイオード59より成る複合
半導体スイッチ32とにより構成され、インバータ制御部
34の同期発振器61にてその導通時間と非導通時間を制御
される。

起動制御部42は運転スイッチ52が投入された時、一定
の時間の間インバータ制御部34の同期発振器61の動作に
変調指令を与えるものである。

ここで、第２図の実施例の動作について、第３図を参
照して説明する。

第３図（ａ），（ｂ），（ｃ），（ｄ）および（ｅ）
は、複合半導体スイッチに流れる電流Ｉ_c/d、それにか
かる端子電圧V_CE、MBT58のゲートに加えられる制御電圧
V_G、マグネトロン39のアノードカソード間電圧V_AK、ア
ノード電流I_Aの波形図である。

同期発振器61は、同図（ｂ）に示す点Ｐ、すなわち、
コンデンサ55の電圧V_ccとV_CEがクロスした点を検出し、
その後一定時間T_dだけ遅れてMBT58にV_Gを与えるよう構
成され、共振コンデンサ56と昇圧トランス35の１次巻線
36との共振により発生する電圧V_CEが零になるタイミン
グと同期してMBT58をオンにする（同期制御）ものであ
り、共振電圧がほぼ零でオンになるのでスイッチングロ
スを大幅に低減することができるものである。以上に述
べたMBT58を制御するための制御タイミングの具体的な
説明は、第11図を用いて後に詳しく説明するので、ここ
では省略する。

インバータ33の出力は、このMBT58の導通時間T_onと非
導通時間T_offの比を制御することにより調整することが
できる。実際には、前述の同期制御によりT_offは、前記
共振回路の回路定数によって決定される（すなわち共振
回路の共振周期に近い時間となる）ので、T_onを制御す
ることで、インバータ33の出力を調整することができ
る。

また、コンデンサ55の電圧は、脈流電圧であるので、
第３図（ａ），（ｂ）のＩ_c/d,V_CKは、同図（ｆ），
（ｇ）に点線で示すような包絡線を持った波形となって
いる。

このように定常時は、同期制御により、インバータ33
は同期発振動作を行う。しかしながら、同期発振器61
は、インバータ33の起動時の一定時間（例えば１〜２
秒）、起動制御部42の変調指令により次のような変調動
作を行う。

第４図（ａ），（ｂ），（ｃ）はこの変調動作時に於
るＩ_c/d,V_CE,V_Gの波形を示すものであり、第８図
（ａ），（ｂ），（ｃ）のように、共振回路の共振動作
の１倍の周期に同期した同期制御は行なわれていない。
すなわち、第３図（ｂ）においては、V_CEの波形として
現れる共振動作波形は、共振回路の共振周期の１倍に近
い波形であり、これに同期してMBT58のオンオフが制御
されているが、第４図（ｂ）に示すように変調動作時に
おいては、共振回路の共振周期T_rの２倍の整数倍の非導
通時間T_off′となっている（同図においては、T_off′は
約T_rの２倍となっている）。

このように、完全な１倍の同期発振制御を行わなくて
も、第４図に示すように、T_off′をT_rの整数倍に略々等
しくなるよう制御することによってV_CEの小さいところ
でMBT58をオンにし、MBT58のスイッチング時のピーク電
流I_CSを比較的小さく押さえることができるのでスイッ
チングロスを低減することができる。

ところが、第４図（ｄ），（ｅ），（ｆ）に示すよう
にT_off′がT_rの整数倍に近い値からはずれると、V_CEが
大きい値の時にMBT58がオンすることになり、I_CEは同図
（ｄ）のように同図（ａ）に比べて極めて大きな値とな
る。従って、MBT58のスイッチング損失が著しく大きく
なり、MBTの信頼性の低下を余儀なくされるばかりでな
く、放熱のために大きな冷却フィンを必要とするなど、
高価格化をひき起こすという不都合を生じてしまうので
ある。第４図（ｄ），（ｅ），（ｆ）の場合、T_off′は
T_rの約1.5倍となっているので、V_CEが最大の時点でMBT
がオンしている。

このように、MBT58の導通時間T_on′を定常時のT_onよ
り小さく制御すると同時に、非導通時間T_off′を定常時
のT_offより大きく、かつ、共振回路の共振周期T_rの１倍
もしくはそれ以上の整数倍に略々等しく制御して、結果
として繰り返し周期T_o′を定常時のT_oと略同等かもしく
はそれより大きく制御するのである。

この結果、MBT58は、その端子電圧V_CEが最小の時オン
になるのでそのスイッチング損失を小さく押さえつつ、
インバータの起動時にT_oをそれと略同等かそれより長い
T_o′に制御することができ、昇圧トランス35の２次巻線
37に発生する高電圧を抑制し、かつ、マグネトロン39の
カソードにヒータ巻線38から供給されるヒータ電流を定
常時と同等かそれ以上の値に制御することができる。

これらT_on′,T_on,T_off′,T_off,T_o,T_o′は、マグネト
ロン39のヒータ回路に設けられたインダクタンス要素41
a、および41bのインピーダンスとカソードヒータのイン
ピーダンスとの比、昇圧トランス35の３つの巻線の自己
インダクタンスと相互インダクタンスおよび共振コンデ
ンサ56の値とをどの程度に選ぶかによって適切に設計す
ることができる。

例えば、一例を示すと次のようになる。今、第２図に
示すように、ヒータ回路のインダクタンス要素41a,41b
は、マグネトロンのTVノイズ抑制用のフィルタを構成す
るチョークコイルと兼用するよう構成されている。従っ
てそのインダクタンスは、それぞれ1.8μＨ程度に選ば
れている。また、カソードヒータのインピーダンスは、
0.3Ω程度でよく実用に供されている。

このような条件のマグネトロンと適当な定数の昇圧ト
ランスと共振コンデンサとを用いた発明者らの実験によ
れば、同期発振器61を起動制御部42により次のように変
調させることにより、起動時のアノードカソード間電圧
V_AKOを10KV以下に維持したうえで、起動時のヒータ電流
I_H′を、定常時のI_Hより大きくすることが可能であっ
た。

すなわち、T_o＝40μS,T_on＝29μS,T_off＝11μＳに対
して、T_o′＝63μS,T_on′＝８μS,T_off′＝55μＳに変
調させることにより、I_H＝10.5AでI_H′＝12Aを実現し、
極めて安定な起動を実現することができ、かつ、変調時
のMBT58の平均損失を50W程度以下にすることができ、例
えば共振周期T_rの1.5倍にした場合の平均損失約80Wに比
べて約60％程度とすることができる。

したがって、起動時のヒータ電力P_H′は、定常時のP_H
に比べて、P_H′/P_H＝（12A/10.5A）^２≒1.3となり、極
めてすみやかなヒータの加熱を実現でき、しかも、MBT
の過大損失の発生を防止し、大きな放熱フィンを用いる
ことなく高信頼性を保証できるのである。

第５図は、上述の起動時の状態を示す図であり、同図
（ａ）〜（ｆ）は、それぞれインバータの動作周波数
_ｏ（＝1/T_o）,T_on,T_off,I_H,V_AK,I_Aが、起動時から定常
時にかけてどのように変化するかを示したものである。

起動制御部42によりT_on,T_offがT_on′,T_off′に制御さ
れている時間t_s＝1.5秒の間は、インバータ出力が低く
おさえられて、V_AKO＝8KVに制限されるにもかかわら
ず、I_H′は定常時のI_H＝10.5Aより大きい12Aに制御され
ている。

以上のように制御することにより、高電位になるヒー
タ回路に面倒な共振回路を構成することなく、異常高電
圧の発生を防止したうえでスピーディーなマグネトロン
の発振開始を実現することができ、しかも、カソードの
エミッション不足が生じることを防止して、極めて高い
信頼性を実現した高周波加熱装置を実現することが可能
である。そして、この時生じやすいMBT58の損失増大を
小さく抑制し、過大な冷却装置を用いることなくその高
い信頼性を保証することができる。

第６図は第２図のインバータ制御部34,起動制御部42
のさらに詳しい一実施例を示す回路図であり、第２図と
同符号のものは相当する機能の構成要素であり詳しい説
明を省略する。同図は、インバータ制御部34の同期発振
器61と、起動制御部42の具体的構成例を示すものであ
り、第３図（ｂ）に示した同期信号を得るために、コン
デンサ55の電圧V_ccとMBT58のコレクタ電圧とが、それぞ
れ抵抗器100,101および102,103による分割電圧としてコ
ンパレータ104で検出される。コンパレータ104の立ち上
り出力は、遅延回路105,微分回路106とでパルス信号と
なり、オア回路107を介してRS−FF108をリセットする。
RS−FFの出力はMBT58のゲートを駆動し、同時にT_onを
決定するオン時間タイマを起動する。オン時間タイマは
抵抗器109〜111,コンデンサ112,ダイオード113,コンパ
レータ114,基準電圧源115より構成されている。116はイ
ンバータバッファでありコンパレータ114の出力はこれ
を介してRS−FFのＳ入力に加えられる。従って、出力
がHiになってから基準電圧源115で決まる時間T_onが経過
するとがLoになるようにFFがセットされる。

FFの出力Ｑは、抵抗器117〜119,コンデンサ120,ダイ
オード121,コンパレータ122より成るオフ時間タイマを
起動するよう構成され、T_offの最大値を決定する。すな
わち、コンパレータ122の出力は、インバータバッファ1
23,微分回路124を介してオア回路107に供給されてお
り、ＱがHi（すなわちがLoでMOSFET58がオフ）になっ
てから一定時間が経過しても同期信号がコンパレータ10
4にて検出されなかった場合、RS−FFを強制的にリセッ
トしをHiにするものである。このオフ時間タイマによ
り決定されるT_offを、共振回路の共振周期の整数倍に近
い値に設定しておけば、第４図（ｂ）に示したように、
V_CEが比較的小さい値の時、MBT58をオンにすることがで
きるのである。なお、125はスタート回路で、インバー
タの起動時、１パルスだけオア回路107にパルスを与
え、RS−FFをリセットし、この回路を起動させるもので
ある。

インバータ33の定常動作時は、コンパレータ104より
同期パルスがRS−FFに与えられ、前述した同期発振を行
いインバータの各動作波形は第３図のようになる。

インバータの起動時は、抵抗器125〜123,コンデンサ1
29,コンパレータ130,インバータバッファ131,ダイオー
ド132,133,抵抗器134より成る起動制御部42により、こ
の同期発振状態が阻止されて非同期発振状態に制御され
ると同時に、T_onは定常動作時より小さい値に制御され
る。

すなわち、インバータの起動時は、一定の時間t_s（1.
5秒）の間、コンパレータの出力はHiであるので、抵抗
器103は実質上短絡されてしまい、コンパレータ104は同
期信号を検出することができなくなる。このためインバ
ータは非同期状態となり、MBT58の非導通時間T_offは、
コンパレータ122などより成るオフ時間タイマで決定さ
れる。このオフ時間を例えば55μＳとしておけば、第５
図（ｃ）のような状態を実現できるわけである。

また、コンパレータ130の出力は同時に、抵抗器134に
より基準電圧源115の電圧を抵抗器110とで分割してコン
パレータ114に与えるよう動作する。したがって、t_sの
間のT_onは、このオン時間タイマの設定時間が小さくな
るので、定常時より小さくなり、例えば、このオン時間
タイマの設定を８μＳとすることで、第５図（ｂ）の状
態を実現できるわけである。

このように、非導通時間を制限するタイマを有する周
期発振型のインバータ制御部を構成し、インバータの起
動時に一定時間t_sの間、同期信号を遮断し、同時にT_on
を定常時のT_onより小さく制御すると共に、非導通時間
を、共振回路の共振周期の整数倍に略々一致させること
により、半導体スイッチ素子の損失を小さく押さえ、過
大な冷却構成を必要とすることなく高い信頼性を保証し
た上で従来の不都合を解消し、面倒な共振回路をヒータ
回路に設けることなく、マグネトロンのスピーディーな
立ち上がりとその高信頼性を保証することができる高周
波加熱装置を実現することができる。

第７図は本発明の他の実施例を示す高周波加熱装置の
回路図であり、第２図の実施例の高圧２次側回路の回路
構成を他の回路構成としたものである。同図において、
昇圧トランス35の高圧２次巻線37には、高圧コンデンサ
150とダイオード151が接続され、倍電圧整流回路が構成
されている。

このような構成とし、昇圧トランス35の１次巻線36,
高圧２次巻線37,ヒータ巻線38の自己インダクタンスお
よび相互インダクタンスの値、ならびに共振コンデンサ
56の値を適当な値に設計することにより、前述した実施
例とほぼ同様の作用効果を以下のように得ることができ
る。

第８図は第７図の回路を用いた時の定常時および起動
時のI_c/dおよびV_CE波形図である。同図（ａ），（ｂ）
は定常時のI_c/d,V_CEであり、それらのT_o,T_on,T_offは例
えば、それぞれ約45μS,30μS,15μＳである。このよう
な定常時の動作を行う条件下において、起動時、MBT58
の導通時間を同図（ｃ）のようにT_onに制御することに
より、I_c/dおよびV_CEは第８図（ｃ），（ｄ）に示すよ
うな波形となり、T_o′,T_on′T_off′の時間間隔でくり返
し動作を行うようになる。この時のT_o′,T_on′,T_off′
はそれぞれ約42μS,20μS,22μＳとなる。

この時のマグネトロン39に供給されるヒータ電流I_Hを
測定するとV_AKOを7KVに抑制した上で定常時において10
A,起動時に12Aとすることが可能であった。

すなわち、昇圧トランス35と共振コンデンサ56の定数
値を適当に選ぶことにより起動時（すなわちマグネトロ
ンの非発振時）におけるV_CEの共振波形を定常時に比べ
て低周波共振波形とすることができるので起動時におい
て第13図（ｄ）に示すように、非導通時間T_off′を共振
回路の共振周期T_rの約１倍に等しい値に制御し、かつ導
通時間T_on′を定常時のT_onより小さくし、くり返し周期
T_o′をT_oに略々等しい周期とすることができる。この結
果起動時に過度に高い電圧V_AKOを発生することなく、定
常時より大きいヒータ電流I_Hをマグネトロンに供給する
ことができる。したがって、面倒な共振回路をヒーター
回路に設けることなく、マグネトロンのスピーディーな
立ち上がりとその高信頼性を保証した高周波加熱装置を
提供することができる。

この場合、第６図に示したコンパレータ122を中心と
するオフ時間タイマのタイマ時間を第13図（ｄ）に示し
た起動時の共振周期T_rに略々等しい時間T_off′とするよ
うに構成してもよいし、ダイオード132を除去して、コ
ンパレータ104による同期発振制御を行なってもよい。

また、第６図に示した起動制御部42は、単なるタイマ
回路であり、起動時の変調時間は一義的に時間（例えば
1.5秒）で決定されている。しかしながら、この起動制
御部は、マグネトロン39のカソードが十分加熱され、発
振開始したことを検知する構成とすることもでき、より
高性能化を図ることができる。例えば、マグネトロン39
のアノードカソード間電圧V_AKが非発振時のV_AKO＝７〜8
KVから発振時のV_AK＝4KVに変化するのを検出してもよい
し、アノード電流I_Aが第５図（ｆ）に示すようにわずか
に流れはじめるのを検出してもよい。

すなわち、第９図に示すような起動制御部42を構成す
るこにより、前述したマグネトロン39の発振開始を、V
_AKの低下（7KVから4KVに低下）の検出により検知するこ
とができる。

第９図において、昇圧トランス35には、V_AKの大きさ
を検出する出力電圧検知巻線160が設けられ、この出力
信号は、ダイオード161,コンデンサ162,抵抗器163、お
よび164により直流電圧に変換されてコンデンサ130に供
給される。マグネトロン39が発振してV_AKが低下し、抵
抗器164の端子電圧が、抵抗器126,127および128で定め
られた基準電圧より低くなるとコンパレータ30の出力は
Highとなる。この結果、第６図におけるコンパレータ11
4の正入力電圧は大きくなり、基準電圧115に等しくなる
ので、MBT58の導通時間が長くなり、通常の導通時間と
なる。

このように起動制御部42に、マグネトロン39やインバ
ータ33、あるいは、昇圧トランス35などの状態変化を何
らかの形で検出する検出手段を設け、これによりMBT58
の導通時間をきりかえる構成とすることで、マグネトロ
ン39のカソード温度の温度上昇スピードに応じた起動変
調制御を行うことが可能となる。したがって、常に、最
も短い時間でマグネトロン39を最大出力で作動させるこ
とができる。

発明の効果以上に述べたように、本発明は、インバータの出力を
昇圧トランスを介してマグネトロンのアノードカソード
間とカソードヒータとに供給する構成とし、カソードヒ
ータに直列にインダクタンス要素を設けると共に、イン
バータの起動時に変調指令を与える起動制御部を設け、
この変調指令によりインバータ制御部が半導体スイッチ
の導通時間を定常時より小さくし、かつ、実質的に非導
通時間を共振回路の共振周期の１倍もしくはそれ以上の
整数倍にすることにより実質上インバータの動作周期を
定常時と略同等か、もしくはそれより長い周期となるよ
う構成したので、高電位になるヒータ回路に面倒な共振
回路を設けることなく、しかも、半導体スイッチの損失
を小さく押さえた上で起動時の異常高電圧の発生を防止
し、しかもスピーディーなマグネトロンの発振開始を実
現することができる。さらに、起動時に十分なカソード
のプレヒートができるのでカソードのエミッション不足
現象の発生を防止し、カソードの劣化を防ぐことができ
るので、高い信頼性を保証した高周波加熱装置を実現す
ることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示す高周波加熱装置のブロ
ック図、第２図は同装置の回路図、第３図（ａ）〜
（ｇ）は同回路の各部動作波形図、第４図（ａ）〜
（ｆ）は同回路の起動時における各部動作波形図、第５
図（ａ）〜（ｆ）は同回路の各動作パラメータの起動時
の変化を示す波形図、第６図は同回路のインバータ制御
部および起動制御部の回路図、第７図は本発明の他の実
施例を示す高周波加熱装置の部分的な回路図、第８図
（ａ），（ｂ），（ｃ）および（ｄ）は同回路の動作を
説明する電圧電流波形図、第９図は起動制御部の他の実
施例を示す回路図、第10図は従来例の回路図、第11図は
同特性図、第12図は同各部動作波形図、第13図は同マグ
ネトロンの特性図、第14図（ａ）〜（ｃ）は同マグネト
ロンの特性を示す波形図である。 31……電源部、32……半導体スイッチ、33……インバー
タ、34……インバータ制御部、35……昇圧トランス、39
……マグネトロン、40……カソードヒータ、41……イン
ダクタンス要素、42……起動制御部、56……共振コンデ
ンサ。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者坂本和穂大阪府門真市大字門真1006番地松下電器産業株式会社内 (72)発明者松本孝広大阪府門真市大字門真1006番地松下電器産業株式会社内 (72)発明者別荘大介大阪府門真市大字門真1006番地松下電器産業株式会社内 (56)参考文献特開昭62−66595（ＪＰ，Ａ) 特開昭62−140390（ＪＰ，Ａ) 特開昭63−66892（ＪＰ，Ａ) 特開昭61−211987（ＪＰ，Ａ)

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】電源部と、少なくとも１つの半導体スイッ
チと共振コンデンサを有するインバータと、前記共振コ
ンデンサと共振回路を形成し、マグネトロンに高圧電力
およびヒータ電力を供給する昇圧トランスと、前記マグ
ネトロンのカソードに直列に接続されたインダクタンス
要素と、前記半導体スイッチの導通時間などを制御する
インバータ制御部と、前記インバータの起動時に前記イ
ンバータ制御部に変調指令を与える起動制御部とを備
え、この変調指令により前記半導体スイッチの導通時間
を定常時より小さくし、その非導通時間を定常時より大
きくかつ実質的に前記共振回路の共振周期の１倍もしく
はそれ以上の整数倍に等しくすることにより前記インバ
ータの動作周期を定常時と略同等かもしくはそれより長
い周期に制御するよう前記インバータ制御部を構成した
高周波加熱装置。
【請求項２】インダクタンス要素を前記マグネトロンの
カソードに直列に設けたノイズフィルタ用チョークコイ
ルと兼用する構成とした請求項１記載の高周波加熱装
置。
【請求項３】インバータの定常動作時にインダクタンス
要素がマグネトロンのカソードのインピーダンスと同等
もしくはそれ以上となる構成とした請求項１または２記
載の高周波加熱装置。
【請求項４】電源部と、少なくとも１つの半導体スイッ
チと共振コンデンサを有するインバータと、前記共振コ
ンデンサと共振回路を形成し、マグネトロンに高圧電力
およびヒータ電力を供給する昇圧トランスと、前記マグ
ネトロンのカソードに直列に接続されたインダクタンス
要素と、前記半導体スイッチの導通時間などを制御する
インバータ制御部と、マグネトロンの発振開始を検知す
る手段の検知信号に基づきマグネトロンが発振開始する
までの間前記インバータの起動時に前記インバータ制御
部に変調指令を与える起動制御部とを備え、この変調指
令により前記半導体スイッチの導通時間を定常時より小
さくし、その非導通時間を定常時より大きくかつ実質的
に前記共振回路の共振周期の１倍もしくはそれ以上の整
数倍に等しくすることにより前記インバータの動作周期
を定常時と略同等かもしくはそれより長い周期に制御す
るよう前記インバータ制御部を構成した高周波加熱装
置。