WO2006043513A2 - 高周波加熱電源装置 - Google Patents

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WO2006043513A2
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frequency
magnetron
heating power
frequency heating
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Inventor
Hideaki Moriya
Haruo Suenaga
Shinichi Sakai
Nobuo Shirokawa
Manabu Kinoshita
Original Assignee
Matsushita Electric Industrial Co., Ltd.
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    • H05B6/00—Heating by electric, magnetic or electromagnetic fields
    • H05B6/64—Heating using microwaves
    • H05B6/66—Circuits
    • H05B6/68—Circuits for monitoring or control
    • H05B6/681—Circuits comprising an inverter, a boost transformer and a magnetron
    • H05B6/682—Circuits comprising an inverter, a boost transformer and a magnetron wherein the switching control is based on measurements of electrical values of the circuit
    • H05B6/685—Circuits comprising an inverter, a boost transformer and a magnetron wherein the switching control is based on measurements of electrical values of the circuit the measurements being made at the low voltage side of the circuit
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B40/00—Technologies aiming at improving the efficiency of home appliances, e.g. induction cooking or efficient technologies for refrigerators, freezers or dish washers

Definitions

  • the present invention relates to control for suppressing generation of harmonic currents in the field of a high-frequency heating power supply apparatus that performs dielectric heating by driving a magnetron like a microwave oven.
  • FIG. 9 shows an example of a high-frequency heating power supply device (inverter power supply) for driving a magnetron.
  • DC power supply 1 leakage transformer 2, first semiconductor switching element 3, first capacitor 5 (snapper capacitor), second capacitor 6 (resonance capacitor), third capacitor 7 (smoothing capacitor), second The semiconductor switching element 4, the drive unit 13, the full-wave voltage doubler rectifier circuit 11, and the magnetron 12.
  • the DC power supply 1 applies full-wave rectification to the commercial power supply and applies the DC voltage VDC to the series circuit of the second capacitor 6 and the primary winding 8 of the leakage transformer 2.
  • the first semiconductor switching element 3 and the second semiconductor switching element 4 are connected in series, and the series circuit of the primary winding 8 and the second capacitor 6 of the leakage transformer 2 is connected to the second semiconductor switching element 4. Connected in parallel.
  • the first capacitor 5 is connected in parallel to the second semiconductor switching element 4, and has a snubber role for suppressing inrush current (voltage) generated during switching. Leakage
  • the AC high voltage output generated in the secondary winding 9 of the lance 2 is converted into a DC high voltage by the full-wave voltage doubler rectifier circuit 11 and applied between the anode swords of the magnetron 12.
  • the tertiary winding 10 of the leakage transformer 2 supplies current to the power sword of the magnetron 12.
  • the first semiconductor switching element 3 and the second semiconductor switching element 4 are composed of an IGBT and a flywheel diode connected in parallel thereto. Needless to say, the first and second semiconductor switching elements 3 and 4 are not limited to this type, and thyristors, GTO switching elements, and the like may be used.
  • the drive unit 13 has an oscillation unit for generating drive signals for the first semiconductor switching element 3 and the second semiconductor switching element 4 therein, and a rectangular wave having a predetermined frequency is generated in the oscillation unit. Then, the DRIVE signal is given to the first semiconductor switching element 3 and the second semiconductor switching element 4. Immediately after one of the first semiconductor switching element 3 or the second semiconductor switching element 4 is turned off, the voltage at both ends of the other semiconductor switching element is high. Loss and noise occur. However, by providing a dead time, the turn-off is delayed until the voltage at both ends is reduced to about 0 V, so that the unnecessary loss and noise generation can be prevented. Of course, it works in the same way when switching in reverse.
  • FIG. 10 shows the resonance characteristics of this type of inverter power supply circuit (a resonance circuit is composed of inductance L and capacitance C).
  • Figure 10 is a diagram showing the current frequency characteristics when a constant voltage is applied.
  • the frequency fO is the resonance frequency.
  • the current frequency curve characteristic 11 (solid line) in the frequency range fl to f 3 higher than this frequency fO is used. That is, at the resonance frequency fO, the current II is maximum, and the current II decreases as the frequency range increases from fl to f3. This is because the current that flows to the secondary side of the leakage transformer increases as the frequency decreases between fl and f3, so the current that flows to the secondary side of the leakage transformer increases.
  • a desired output is obtained by changing the frequency of an inverter power source that drives a magnetron that is a non-linear load. For example, a linear continuous output that is impossible with an LC power source can be obtained, such as near f3 when using 200 W output, near f2 when using 600 W output, and near fl when using 1200 W output.
  • the inverter operating frequency is used in this section to match the characteristics of a magnetron that does not oscillate at high frequency unless a high voltage is applied near 0 ° and 180 ° of the power phase. Set near fl where the resonance current increases. This increases the step-up ratio of the magnetron applied voltage to the commercial power supply voltage and widens the conduction angle for emitting radio waves. As a result, by changing the inverter operating frequency for each power supply phase, it is possible to realize a current waveform with more fundamental components and fewer harmonic components.
  • FIG. 11 shows a characteristic diagram including the applied voltage necessary for the magnetron to irradiate the microwave, that is, the oscillation threshold and the temperature change of the value ebm.
  • the horizontal axis represents the anode current la flowing after the magnetron oscillates, and the vertical axis represents the applied voltage between the magnetron anode and the force sword.
  • the magnetron is energized with a negative voltage, and oscillates with an applied voltage of about -4 KV, the anode current begins to flow, and the antenna force microwave is irradiated.
  • the magnetron oscillation threshold ebm is temperature dependent and tends to decrease as the temperature increases.
  • Patent Document 1 Japanese Patent Application Laid-Open No. 2004-6384
  • Patent Document 2 Japanese Patent Laid-Open No. 2000-58252
  • the power supply harmonic measurement measures the specified time several times in consideration of actual use, so it corresponds to changes in the oscillation threshold ebm due to magnetron temperature changes. There is a need to. However, there was a problem of deviating from the standard value at the end of the power harmonic measurement if the constant feedback control of the input current that followed the change of the oscillation threshold ebm was not performed.
  • the present invention integrates the amount of change in the input current due to the change in the magnetron oscillation threshold value ebm as stored information! By changing the bias, it is possible to easily and optimally follow the ebm change.
  • the present invention controls the input current to be constant with respect to the change in the oscillation threshold value ebm caused by the temperature change of the magnetron, and at the end of the harmonic in the power supply harmonic measurement. While suppressing the expansion of components, an improvement in margin to the standard value can be expected.
  • the high frequency heating power supply device of the present invention it is possible to realize feedback control that performs frequency modulation control that optimally tracks the change in the oscillation threshold value ebm caused by the temperature change of the magnetron. It can be expected to improve the power supply harmonic specification margin while suppressing the wave component. Furthermore, by setting an upper limit and a lower limit for the noise value, it is possible to operate safely even when the voltage fluctuates abnormally to the + side or the one side with respect to the rating.
  • FIG. 1 is a circuit configuration diagram of a high-frequency heating power supply apparatus according to Embodiments 1 to 4 of the present invention.
  • ⁇ 2 ebm tracking bias circuit diagram in embodiment 1 of the present invention
  • ⁇ 3 Accumulated information of input current correction in embodiment 1 of the present invention POW-bias value characteristics graph
  • FIG.11 Characteristic diagram showing the relationship between magnetron oscillation threshold ebm and la with respect to temperature change
  • a first invention is a high-frequency heating power supply apparatus that drives a magnetron by performing a high-frequency switching operation with a semiconductor switching element using a commercial power supply.
  • the oscillation threshold value ebm is reduced due to a temperature change of the magnetron.
  • the input current constant control with respect to is characterized in that the amount of change in the input current is accumulated as accumulated information, and feedback control is performed based on that information.
  • the second invention is characterized in that, in particular, in the first invention, the feedback control is performed by applying a bias to an input voltage information waveform that is a basis of a frequency modulation waveform shape.
  • the third invention is characterized in that, in particular, in the second invention, an upper limit is provided for the bias.
  • the fourth invention is characterized in that, in particular, the bias is provided with a lower limit in the second invention.
  • the fifth invention is characterized in that, in particular, in the second invention, the bias is provided with an upper limit and a lower limit.
  • FIG. 1 shows an inverter circuit for driving a magnetron according to the first embodiment of the present invention.
  • the frequency modulation generation circuit 15 first forms a frequency modulation waveform using a waveform obtained by resistance division based on the commercial power supply voltage.
  • the frequency modulation generating circuit 15 performs feedback control in response to a signal from the input constant control circuit 19 that performs constant control so as to obtain a desired input (2 OOW or 600 W).
  • a desired input (2 OOW or 600 W).
  • the actual operating frequency is finally determined by the oscillation circuit 16 based on the signal obtained from the frequency modulation generation circuit 15, and the dead time generation circuit 17
  • the dead time is determined, and a rectangular wave generated by the switching element drive circuit 18 is applied to the gates of the first semiconductor switching element 3 and the second semiconductor switching element 4.
  • FIG. 2 is a detailed circuit of the ebm tracking bias circuit 20.
  • the oscillation level obtained from the input constant control circuit 19 is determined by weighting the input current correction accumulated information (POW) and the power supply voltage information according to the change of the value ebm by a resistance network, and the follow-up level is determined.
  • the stored information POW has an initial value that changes depending on the input, for example, 5.5V at 2000W input and 7.5V at 600W input, and the initial value force by changing the oscillation threshold ebm due to the temperature change of the magnetron. Rise gradually. This is because the amount corrected by the input current constant circuit is accumulated (claim 1).
  • FIG. 3 shows the degree of change in the bias value BIAS applied to the frequency modulation generating circuit 15 with respect to the change in the stored information POW of the input current correction by the setting of the resistor network.
  • it means the amount of change in the bias with respect to the change in the oscillation threshold ebm
  • the slope of the characteristic diagram shown in Fig. 3 represents the degree of follow-up of the ebm change.
  • the ebm tracking degree can be easily adjusted by setting the resistance network 201 to 204, and the frequency modulation waveform shape changes according to the obtained bias value, that is, the operating frequency of the part to which the bias is applied is controlled to increase. Is done.
  • Figure 4 shows the detailed change in the frequency modulation waveform of this control.
  • Thick solid line indicates frequency modulated wave when magnetron is cold (initial)
  • the thick dotted line is the frequency modulation waveform when the magnetron is warm.
  • a bias is applied to the rectified power supply voltage information waveform in order to increase the inverter operating frequency in order to keep the input current constant due to a decrease in the oscillation threshold ebm due to the temperature change of the magnetron.
  • Fine adjustment of the current waveform shape is performed by increasing the operating frequency of the selected part. As a result, the harmonic component expansion due to the change in the input current waveform due to the decrease in the oscillation threshold ebm can be suppressed as much as possible, and the power supply harmonic performance can be satisfied (claim 2).
  • the quality stability design method (QSD), which is our unique scientific solution that improves the Taguchi method, is used. It is also added that the resistance network can be weighted more quickly and can be weighted more quickly, and the oscillation frequency and the degree of follow-up to changes in the value ebm can be easily determined.
  • an upper limit is set for the bias value applied to the frequency modulation waveform.
  • the frequency modulation waveform rises due to the applied bias value.
  • the bias value that keeps the input current constant will rise without limit. End up.
  • the inverter operating frequency tends to be higher and there is a limit to the switching speed.
  • a lower limit is set for the bias value applied to the frequency modulation waveform. If the frequency modulation waveform shown in Fig. 4 is lowered, the overall inverter operating frequency is lowered and high output is obtained. In this case, the inverter operating frequency must be further reduced in order to obtain high output if the rated voltage is reduced. Actually, the inverter operating frequency has a human audible range, and 18KHz is considered as the lower limit. A separate lower limit is given to the frequency modulation waveform as the minimum frequency limit.
  • FIG. 7 shows a method that combines both Example 2 and Example 3 above, and concerns when the power supply voltage abnormally fluctuates to the + side or the side of the rating by setting an upper limit and a lower limit for the bias value.
  • FIG. 8 is a graph showing the characteristics of the POW bias value in Example 4. Even if the power supply voltage fluctuates abnormally to the + side and the POW setting changes, the bias value can only change between the upper and lower limits, which is safe.
  • the high-frequency heating power supply device of the present invention can realize feedback control that performs frequency modulation control that optimally follows the change in the oscillation threshold value ebm caused by the temperature change of the magnetron.
  • it can be expected to improve the standard margin of power supply harmonics while suppressing harmonic components, so it can be applied to various inverter circuits.

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Description

明 細 書
高周波加熱電源装置
技術分野
[0001] 本発明は、電子レンジのようにマグネトロンを駆動して誘電加熱を行う高周波加熱 電源装置の分野で、高調波電流発生を抑制する制御に関するものである。
背景技術
[0002] 一般家庭で使用される電子レンジ等の高周波加熱調理機器に用いられる電源とし てはその性質上 (持ち運びが容易で且つ調理室を大きくするために電源が内蔵され る機械室スペースは小さいものが望まれる）、小型で軽いものが望まれてきた。そのた め、電源のスイッチングィ匕による小型軽量化、低コスト化が進められ、その結果スイツ チングにより発生する高調波成分を多く含む電流波形となっていた。その上、電子レ ンジでは調理時間の短縮から 2000W近 、消費電力となり、そのため電流の絶対値 も大きくなることから電源高調波性能を満足することが困難になりつつある。そのため 高調波電流抑制のための制御方式 (改善策）が提案されている（例えば、特許文献 1 参照)。
[0003] 図 9はマグネトロン駆動用の高周波加熱電源装置 (インバータ電源）の一例を示し ている。直流電源 1、リーケージトランス 2、第一の半導体スイッチング素子 3、第一の コンデンサ 5 (スナパコンデンサ）、第二のコンデンサ 6 (共振コンデンサ）、第三のコン デンサ 7 (平滑コンデンサ）、第二の半導体スイッチング素子 4、駆動部 13、全波倍電 圧整流回路 11、およびマグネトロン 12とから構成されている。
[0004] 直流電源 1は商用電源を全波整流して直流電圧 VDCを、第二のコンデンサ 6とリ 一ケージトランス 2の一次卷線 8との直列回路に印加する。第一の半導体スィッチン グ素子 3と第二の半導体スイッチング素子 4とは直列に接続され、リーケージトランス 2 の一次卷線 8と第二のコンデンサ 6との直列回路は第二の半導体スイッチング素子 4 に並列に接続されている。
[0005] 第一のコンデンサ 5は第二の半導体スイッチング素子 4に並列に接続され、スィッチ ングの際に発生する突入電流 (電圧)を抑えるスナバ的な役割を有する。リーケージト ランス 2の二次卷線 9で発生した交流高電圧出力は全波倍電圧整流回路 11で直流 の高電圧に変換されてマグネトロン 12のアノード一力ソード間に印加されている。リー ケージトランス 2の三次卷線 10はマグネトロン 12の力ソードに電流を供給している。
[0006] 第一の半導体スイッチング素子 3および第二の半導体スイッチング素子 4は IGBTと 、それに並列に接続されるフライホイールダイオードとから構成されている。当然であ るが前記第一、第二の半導体スイッチング素子 3、 4はこの種類に限定されるもので はなくサイリスタ、 GTOスイッチング素子等を用いることもできる。
[0007] 駆動部 13はその内部に第一の半導体スイッチング素子 3と第二の半導体スィッチ ング素子 4の駆動信号を作るための発振部を有し、この発振部で所定周波数の矩形 波が発生され、第一の半導体スイッチング素子 3および第二の半導体スイッチング素 子 4に DRIVE信号が与えられる。第一の半導体スイッチング素子 3、あるいは第二の 半導体スイッチング素子 4の一方がターンオフした直後は他方の半導体スイッチング 素子の両端電圧が高いため、この時点でターンオフさせるとスノイク状の過大電流が 流れ、不要な損失、ノイズが発生する。しかし、デッドタイムを設けることにより、この両 端電圧が約 0Vに減少するまでターンオフを遅らせるため前記不要な損失、ノイズ発 生が防止できる。当然、逆の切り替わり時も同様の働きをする。
[0008] 駆動部 13より与えられる DRIVE信号による各モードの詳細な動作については割愛 させて頂く（特許文献 2参照）が図 9の回路構成の特徴としては一般家庭向け電源で 最も高い電圧となる欧州 240Vにおいても第一の半導体スイッチング素子 3、第二の 半導体スイッチング素子 4への発生電圧は直流電源電圧 VDCと同等となり、すなわ ち 240 2 = 339Vとなる。よって雷サージ、瞬時電圧低下等の異常時を想定したと しても第一の半導体スイッチング素子 3と第二の半導体スイッチング素子 4は安価な 6 00V程度の耐圧品で問題なく使用できる (例えば、特許文献 2参照)。
[0009] 次に、この種のインバータ電源回路（インダクタンス Lとキャパシタンス Cで共振回路 を構成）における共振特性を図 10に示す。図 10は一定電圧を印加した場合の電流 使用周波数特性を示す線図であり、周波数 fOが共振周波数である。実際のインバ ータ動作においてはこの周波数 fOより高い周波数範囲 fl〜f 3の電流 周波数曲線 特性 11 (実線部）を使用している。 [0010] すなわち、共振周波数 fOの時が電流 IIは最大で周波数範囲が fl〜f3へと高くなる にしたがって電流 IIは減少する。なぜなら fl〜f3の間で低周波になるほど共振周波 数に近づくためリーケージトランスの二次側に流れる電流が大きくなり、逆に高周波 になると共振周波数力 遠ざ力るためリーケージトランスの二次側電流が小さくなるか らである。非線形負荷であるマグネトロンを駆動するインバータ電源にぉ 、てはこの 周波数を変えることにより所望の出力を得ている。例えば 200W出力で使用する場合 は f3近傍に、 600W出力の場合は f2近傍、 1200W出力の場合は fl近傍という具合 に LC電源では不可能なリニアな連続出力を得ることができる。
[0011] また、交流の商用電源を使用しているため電源位相の 0° 、 180° 付近では高電 圧を印加しないと高周波発振しないマグネトロンの特性に合わせて、この区間ではィ ンバータ動作周波数として共振電流が大きくなる fl近傍に設定する。これにより商用 電源電圧に対するマグネトロン印加電圧の昇圧比を高め、電波を発する導通角が広 げられる。その結果、電源位相ごとのインバータ動作周波数を変えることで、より基本 波成分の多 、、高調波成分の少な!、電流波形を実現できる。
[0012] 続いて図 11はマグネトロンがマイクロ波を照射するのに必要な印加電圧、すなわち 発振しき 、値 ebmの温度変化も含んだ特性図を示して 、る。横軸はマグネトロンが発 振した後に流れるアノード電流 laを表し、縦軸はマグネトロンのアノードと力ソード間 の印加電圧を表している。マグネトロンは負の電圧で付勢され、約— 4KV印加で発 振してアノード電流が流れ始めてアンテナ力 マイクロ波が照射される。マグネトロン の発振しきい値 ebmは温度依存性があり、高温になるほど低下する傾向にある。これ は電子の螺旋運動に磁石を用いているためであり、力ソード部では発振の際に電子 の衝突により 1900K〜2100Kの高温となるがゆえに磁力が低下することから生じる 現象である。この現象を回避するため極力温度変化を少なくするためにマグネトロン を水冷式にするという手段が考えられるが一般家庭向け電子レンジでは設置条件、 コスト面で難易度が高ぐ多くのものは冷却ファンによる強制空冷である。そのため連 続動作で温度が上昇して 、くと発振しき 、値 ebmは― 3KVまで低下する。同図の実 線が室温状態であり、破線が温度上昇した場合の特性を示している。このことから分 力る通り、マグネトロンの温度変化による発振しきい値 ebm変化に追従したフィードバ ック制御が重要であり、その最中でも高調波成分の発生を抑制した初期の室温状態 の周波数変調波形形状をうまく適応変化させることが電源高調波性能を左右する。 特許文献 1：特開 2004— 6384号公報
特許文献 2：特開 2000— 58252号公報
発明の開示
発明が解決しょうとする課題
[0013] し力しながら、前記従来の構成では、電源高調波測定は実使用を考慮して数回規 定時間の測定を行うため、マグネトロンの温度変化による発振しきい値 ebmの変化に 対応する必要がある。だが、発振しきい値 ebmの変化にうまく追従した入力電流一定 フィードバック制御がなされていなければ電源高調波測定の終盤で規格値を逸脱す るという問題があった。
課題を解決するための手段
[0014] 本発明は上記課題を解決するために、マグネトロン発振しきい値 ebm変化による入 力電流の変化量を蓄積情報として積算して!/、き、この情報を基に周波数変調波形の ノ ィァスを変化させて 、くことで容易に最適に ebm変化に追従できる構成とした。
[0015] 上記のような構成において本発明は、マグネトロンの温度変化により生じる発振しき い値 ebmの変化に対しても入力電流を一定に制御すると共に電源高調波測定にお ける終盤での高調波成分拡大を抑制しながら、その規格値に対する余裕度の向上も 期待できる。
発明の効果
[0016] 本発明の高周波加熱電源装置によれば、マグネトロンの温度変化に起因する発振 しきい値 ebmの変化に対しても最適に追従した周波数変調制御を施すフィードバッ ク制御が実現でき、高調波成分を抑えながら電源高調波の規格余裕度の向上が期 待できる。さらに、ノィァス値に上限、下限を設けることで定格に対して +側、一側に 異常に電圧が変動した場合にも安全に動作することが可能である。
図面の簡単な説明
[0017] [図 1]本発明の実施の形態 1〜4における高周波加熱電源装置の回路構成図 圆 2]本発明の実施の形態 1における ebm追従バイアス回路図 圆 3]本発明の実施の形態 1における入力電流補正の蓄積情報 POW—バイアス値 特性グラフ
圆 4]本発明の実施の形態 1における周波数変調波形の変化を示すグラフ 圆 5]本発明の実施の形態 2における ebm追従バイアス回路図
圆 6]本発明の実施の形態 3における ebm追従バイアス回路図
圆 7]本発明の実施の形態 4における ebm追従バイアス回路図
圆 8]本発明の実施の形態 4における入力電流補正の蓄積情報 POW—バイアス値 特性グラフ
圆 9]従来の高周波加熱電源装置の回路構成図
圆 10]インバータ共振回路に一定電圧を印力！]した場合の電流-使用周波数特性グ ラフ
[図 11]温度変化に対するマグネトロンの発振しきい値 ebmと laの関係を示す特性図 符号の説明
1 直流電源
2 リーケージトランス
3 第一の半導体スイッチング素子
4 第二の半導体スイッチング素子
5 第一のコンデンサ
6 第二のコンデンサ
7 第三のコンデンサ
11 全波倍電圧整流回路
12 マグネトロン
14 駆動用制御 IC部
15 周波数変調作成回路
16 発振回路
17 デッドタイム作成回路
18 スイッチング素子駆動回路 19 入力一定制御回路
20 ebm追従バイアス回路
発明を実施するための最良の形態
[0019] 第 1の発明は商用電源を用いて半導体スイッチング素子にて高周波スイッチング動 作をさせることによりマグネトロンを駆動する高周波加熱電源装置において、前記マ グネトロンの温度変化による発振しきい値 ebmの低下に対する入力電流一定制御は その入力電流変化量を蓄積情報として積算して 、き、その情報を基にフィードバック 制御されることを特徴する。
[0020] 第 2の発明は、特に第 1の発明において前記フィードバック制御は周波数変調波形 形状の基となる入力電圧情報波形にバイアスを与えることで行うことを特徴とする。
[0021] 第 3の発明は、特に第 2の発明において前記バイアスには上限が設けられているこ とを特徴とする。
[0022] 第 4の発明は、特に第 2の発明において前記バイアスには下限が設けられているこ とを特徴とする。
[0023] 第 5の発明は、特に第 2の発明において前記バイアスには上限と下限が設けられて いることを特徴とする。
[0024] 上記の構成により、マグネトロンの温度変化による発振しきい値 ebmの変化が生じ た際にも、その変化に追従してインバータ動作における周波数変調を行い入力電流 波形の安定、すなわち高調波成分の少ない電流波形を維持でき、数回繰り返して行 われる電源高調波測定においても規格を満足し，且つ規格値に対する余裕度の向 上が期待できる。
[0025] 以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実 施の形態によって本発明が限定されるものではない。
[0026] (実施の形態 1)
図 1は本発明に係わる第 1の実施の形態のマグネトロン駆動用のインバータ回路を 示している。直流電源 1、リーケージトランス 2、第一の半導体スイッチング素子 3、第 二の半導体スイッチング素子 4、第一のコンデンサ 5、第二のコンデンサ 6、第三のコ ンデンサ 7、駆動用制御 IC14、全波倍電圧整流回路 11およびマグネトロン 12とで主 回路が構成されている。主回路の構成は図 9と同じであるので、重複説明は省略する
[0027] 半導体スイッチング素子 3、 4を駆動するための駆動用制御 IC部 14ではまず商用 電源電圧を基に抵抗分割した波形を用いて周波数変調作成回路 15で周波数変調 波形を形成する。また周波数変調作成回路 15では先に述べたように所望の入力（2 OOWとか 600W)になるように一定制御する入力一定制御回路 19からの信号も受け てフィードバック制御が行われている。この際 ebm追従バイアス回路 20を経由して電 源電圧情報を加味しながら周波数変調波形にバイアスを与えることで入力電流一定 と ebm低下に対する追従を実現しょうとしている。半導体スイッチング素子 3、 4の駆 動に関して言えば最終的には周波数変調作成回路 15より得た信号をもとに発振回 路 16にて実際の動作周波数が決定されデッドタイム作成回路 17にて所望のデッドタ ィムが決定され、スイッチング素子駆動回路 18にて作成される矩形波が第一の半導 体スイッチング素子 3および第二の半導体スイッチング素子 4のゲートに与えられる。
[0028] 図 2は ebm追従バイアス回路 20の詳細な回路である。入力一定制御回路 19より得 られる発振しき 、値 ebmの変化に応じた入力電流補正の蓄積情報 (POW)と電源電 圧情報とを抵抗ネットワークにて重み付けして追従レベルが決定されて 、る。ここで 蓄積情報 POWは入力により初期値が変化して例えば 2000W入力で 5. 5V、 600W 入力で 7. 5Vという特性を有し、マグネトロンの温度変化による発振しきい値 ebm変 化により初期値力 比べて除々に上昇する。なぜなら入力電流一定回路にて補正さ れる量を蓄積して 、くためである（請求項 1)。
[0029] さらに図 3では前記抵抗ネットワークの設定による入力電流補正の蓄積情報 POW の変化量に対する周波数変調作成回路 15へ与えるバイアス値 BIASの変化量の度 合いを示している。すなわち、発振しきい値 ebmの変化に対するバイアスの変化量を 意味しており、図 3に示す特性図の傾きが ebm変化の追従度合いを表している。抵 抗ネットワーク 201〜204の設定により容易に ebm追従度合いを調節でき、得られる バイアス値にて周波数変調波形形状が変化して行き、すなわちバイアスを加えられ た部位の動作周波数が高くなる方向に制御される。図 4はこの制御の周波数変調波 形の詳細な変化を示して 、る。太線実線がマグネトロン冷時 (初期）の周波数変調波 形であり、太線点線がマグネトロン暖時の周波数変調波形である。すなわち、マグネ トロンの温度変化による発振しきい値 ebmの低下により入力電流を一定に保つべくィ ンバータ動作周波数を上げるために整流後の電源電圧情報波形にバイアスが与え られることになり、バイアスが与えられた部位の動作周波数の上昇により電流波形形 状の微調整が行われる。これにより、発振しきい値 ebmの低下に伴う入力電流波形 変化に起因する高調波成分拡大も極力抑えることができ、電源高調波性能も満足で きる（請求項 2)。
[0030] また、図 2に示すように抵抗ネットワークが多い、すなわち制御因子パラメータが多 い際には田口メソッドを改良した弊社独自の科学的解決手法である品質安定ィ匕設計 手法 (QSD)にて組み合わせ最適解として捉えて、よりスピーディーに電源高調波を 抑制する各抵抗ネットワークの重み付けができ、発振しき 、値 ebmの変化に対する 追従度合 、を容易に決定できたことも補足しておく。
[0031] (実施の形態 2)
図 5は上記実施例 1にて示した方式に加えて周波数変調波形に与えるバイアス値 に上限を設けている。図 4で示したように与えられるバイアス値により周波数変調波形 は上昇する。この際、定格 +側の + 20%、 + 30%といった異常電圧で且つ低出力（ 例えば 600W入力）でマグネトロン温度が上昇した時を想定すると入力電流を一定に すべぐバイアス値も際限なく上昇してしまう。この場合、インバータ動作周波数として は高くなる方向でありスイッチングスピードに対する限界もあるため、最悪の場合スィ ツチング誤りによる破壊も懸念される。これを回避するためにノ ィァス値に対して上限 を設けることにより、定格 +側の異常電圧時のインバータ動作周波数を制限でき、ス イッチング誤りによる破壊を改善した (請求項 3)。
[0032] (実施の形態 3)
図 6は上記実施例 1にて示した方式に加えて周波数変調波形に与えるバイアス値 に下限を設けて ヽる。図 4で示した周波数変調波形を下げれば全体的なインバータ 動作周波数が下がり高出力が得られる。この際、定格 側の減電圧になれば高出力 を得るためにはインバータ動作周波数をさらに下げなければならない。実際にはイン バータ動作周波数には人間の可聴領域もあり 18KHzが下限として考えられており、 最低周波数制限として別途周波数変調波形に下限が与えられている。しかし、バイ ァス自体に下限がなければ減電圧時、最終的にはインバータ動作周波数は一定に なり、商用電源の SIN波に応じた周波数変調が得られず高調波成分を多く含んだ入 力電流となる恐れがある。また、インバータ部品の冷却面から見ると定格の一 20%、 30%という異常電圧時の冷却性能というのは低下してきており逆に高出力時には 熱破壊の懸念もある。これらを回避するためにバイアス値に対して下限を設け、定格 側の異常電圧時の入力電流増大を防ぎ、高調波成分拡大と熱破壊を改善した（ 請求項 4)。
[0033] (実施の形態 4)
図 7は上記実施例 2と実施例 3の両方を兼ね備えた方式を示しており、バイアス値 に上限と下限を設けることで電源電圧が定格より +側、 側に異常に変動した際の 懸念事項を全て解決できる（請求項 5)。図 8は実施例 4における POW バイアス値 の特性を示すグラフである。電源電圧が +側、 側に異常に変動して POWの設定 が変化してもバイアス値は上限、下限の間しか推移できず安全である。
[0034] 本発明を詳細にまた特定の実施態様を参照して説明したが、本発明の精神と範囲 を逸脱することなく様々な変更や修正を加えることができることは当業者にとって明ら かである。
本出願は、 2004年 10月 19日出願の日本特許出願、出願番号 2004-304095に基づ くものであり、その内容はここに参照として取り込まれる。
産業上の利用可能性
[0035] 以上のように本発明の高周波加熱電源装置は、マグネトロンの温度変化に起因す る発振しきい値 ebmの変化に対しても最適に追従した周波数変調制御を施すフィー ドバック制御が実現でき、高調波成分を抑えながら電源高調波の規格余裕度の向上 が期待できるので種々のインバータ回路に適用できる。

Claims

請求の範囲
[1] 商用電源を用いて半導体スイッチング素子にて高周波スイッチング動作をさせること によりマグネトロンを駆動する高周波加熱電源装置において、前記マグネトロンの温 度変化による発振しき 、値 ebmの低下に対する入力電流一定制御はその入力電流 変化量を蓄積情報として積算して 、き、その情報を基にフィードバック制御されること を特徴とした高周波加熱電源装置。
[2] フィードバック制御は周波数変調波形形状の基となる入力電圧情報波形にバイアス を与えることで行うことを特徴とした請求項 1記載の高周波加熱電源装置。
[3] ノ^ァスには上限が設けられていることを特徴とした請求項 2記載の高周波加熱電源 装置。
[4] ノ ィァスには下限が設けられていることを特徴とした請求項 2記載の高周波加熱電源 装置。
[5] ノ ィァスには上限と下限が設けられていることを特徴とした請求項 2記載の高周波加 熱電源装置。
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8273782B2 (en) 2007-02-07 2012-09-25 Glaxosmithkline Llc Inhibitors of Akt activity

Families Citing this family (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20100294751A1 (en) * 2009-05-22 2010-11-25 Innovative Engineering & Product Development, Inc. Variable frequency heating controller
US8882759B2 (en) 2009-12-18 2014-11-11 Covidien Lp Microwave ablation system with dielectric temperature probe
US8568404B2 (en) 2010-02-19 2013-10-29 Covidien Lp Bipolar electrode probe for ablation monitoring
GB201011789D0 (en) * 2010-07-13 2010-08-25 Ceravision Ltd Magnetron power supply
CN103108423B (zh) * 2012-11-14 2016-04-13 明达实业(厦门)有限公司 一种单管电磁场发生器
CN111726894B (zh) * 2020-06-18 2023-04-18 蔡秀珍 一种高频电波加热系统及控制方法

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2000058252A (ja) 1998-08-06 2000-02-25 Matsushita Electric Ind Co Ltd 高周波加熱装置
JP2004006384A (ja) 2003-07-17 2004-01-08 Matsushita Electric Ind Co Ltd 高周波加熱装置
US20040074900A1 (en) 2002-06-21 2004-04-22 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Method and apparatus for controlling electric power for high-frequency induction heating

Family Cites Families (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH0357194A (ja) * 1989-07-25 1991-03-12 Matsushita Electric Ind Co Ltd 高周波加熱装置
GB2335746B (en) * 1998-03-24 2000-10-11 Samsung Electronics Co Ltd Microwave oven with food quantity detection

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2000058252A (ja) 1998-08-06 2000-02-25 Matsushita Electric Ind Co Ltd 高周波加熱装置
US20040074900A1 (en) 2002-06-21 2004-04-22 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Method and apparatus for controlling electric power for high-frequency induction heating
JP2004006384A (ja) 2003-07-17 2004-01-08 Matsushita Electric Ind Co Ltd 高周波加熱装置

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
See also references of EP1811813A4

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8273782B2 (en) 2007-02-07 2012-09-25 Glaxosmithkline Llc Inhibitors of Akt activity

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