JPS62100173A

JPS62100173A - インバ−タ装置

Info

Publication number: JPS62100173A
Application number: JP60237839A
Authority: JP
Inventors: Toshio Kakizawa; 俊夫柿澤; Takamitsu Noda; 臣光野田
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1985-10-24
Filing date: 1985-10-24
Publication date: 1987-05-09
Anticipated expiration: 2010-11-01
Also published as: JPH07101992B2

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〔発明の技術分野〕この発明は、電磁調理器や電子レンジなどに用いるイン
バータ装置に関する。

〔発明の技術的背景〕

一般に、電磁調理器にあっては、商用交流電源電圧を所
定周波数の交流電力に変換して出力するインバータ装置
を備え、このインバータ装置から加熱コイルに高周波電
流を供給し、その加熱コイルから発せられる島周波磁界
によって調理鋼を誘導加熱するようにしている。そして
、インバータ装置の出力周波数を変化させることにより
出力の連続的な制御を可能としている。

また、電子レンジにおいても、インバータ装置からマグ
ネトロンの駆動電力を得、そのインバータ装置の出力周
波数を変化させることにより、出力の連続的な糾御を司
能とするものがある。

ところで、これら！Ｍｉｌｌ理器や電子レンジに用いる
インバータ装置においては、商用交流’ｒｓｍ電圧を一
旦整流する整流回路を備えており、その整流回路の出力
をスイッチング素子のオン、オフによって所定周波数の
交流電力に変換するようにしている。そして、上記整流
回路には平滑コンデンサを設け、この平滑コンデンサと
しては力率が悪くならないように容量の小さいものを採
用している。

〔背景技術の問題点〕

しかしながら、平滑コンデンサの容量が小さいと整流出
力電圧に大きなリップルが生じ、次のような問題を生じ
る。

たとえば１２００Ｗの出力を得ようとすると、スイッチ
ング素子にかかる電圧のピーク値が約６００ｖと非常に
高くなり、このため耐圧の高いスイッチング素子を採用
しなければならず、コスト上昇の大きな要因となってい
る。

また、電子レンジにおいては、商用交流Ｎ課電圧に瞬時
変動（上昇）が生じると、マグネトロンのアノードに流
れる１！流のピーク値が大きくなり、いわゆるモーディ
ング現象（異常発振）が生じてマグネトロンの寿命に悪
影響を与えてしまう。

〔発明の目的〕

この発明は上記のような事情に鑑みてなされたもので、
その目的とするところは、スイッチング素子にかかる電
圧のピーク値を抑えることができ、これにより耐圧の小
さいスイッチング素子の採用を可能とし、しかも電子レ
ンジの場合にはマグネトロンのモーディング現象を防い
でその寿命向上をも可能とするすぐれたインバータ装置
を提供することにある。

〔発明の概要〕

この発明は、整流回路の出力電圧または交流電源電圧の
レベルに応じて変換周波数を制御する制御手段を設けた
ものである。

〔発明の実施例〕

以下、この発明の一実施例について図面を参照して説明
する。

第１図において、１は商用交流電源で、この電源１には
ヒユーズ２および電源スイッチ３ａ、　３ｂを介してダ
イオードブリッジ４．ノイズ除去用のチョークコイル５
．平滑コンデンサ６からなる整流回路が接続される。こ
の整流回路の出力端には、スイッチング素子たとえばＮ
ＰＮ型トランジスタ７のコレクタ・エミッタ間を介して
リアクタンス素子であるところの加熱コイル８が接続さ
れる。

そして、トランジスタ７には、加熱コイル８と共に直列
共振回路を形成するキャパシタンス素子であるところの
共振用コンデンサ９、およびフライホイールダイオード
１０がそれぞれ並列に接続される。なお、加熱コイル８
の近傍には調理鋼１１が適宜にセットされる。

また、電源１にはヒユーズ２および電源スイッチ３ａ、
　３ｂを介してトランス１２の一次コイル１２ａが接続
され、二次コイル１２ｂには直流定電圧電源であるとこ
ろの直流電源回路１３が接続される。直流電源回路１３
の出力端には帰還回路２０９発撮回路４０゜パルス幅変
調回路（ＰＷＭ）５０．ベースドライブ回路６０がそれ
ぞれ接続される。帰還回路２０は、上記整流回路の出力
電圧（平滑コンデンサ６の電圧）Ｖｄｃとトランジスタ
１゛のコレクタ電圧Ｖｃとを比較し、その比較結果に応
じたトリガ信号ｖ２を発振回路４０へ供給するものであ
る。発振回路４０は、帰還回路２０によってトリガされ
ることにより“のこぎり”波信＠Ｖ３を出力する無安定
マルチバイブレータ回路である。パルス幅変調回路５０
は、発振回路４０からの“のこぎり″波信号ｖ３とパル
ス幅制御回路８０から供給される出力設定信号Ｖ７との
比較によって所定幅のパルス信号を出力するものである
。ベースドライブ回路６０は、パルス幅変調回路５０か
らのパルス信号Ｖ４に応じてトランジスタ７をオン、オ
フ駆動するものである。

さらに、トランジスタ７のコレクタ電圧ＶＣは高周波成
分除去用のローパスフィルタ（ＬＰＦ）７０を介してパ
ルス幅制御回路８０に供給される。このパルス幅制御回
路８０は、ローパスフィルタ７０の出力ｖ５および出力
設定部９０の設定値出力Ｖ６に応じた所定レベルの出力
設定信号ｖ７を上記パルス幅変調口ｒ！ｉ５０に供給す
るものである。

ここで、帰還回路２０の具体例を第２図に示す。

帰還回路２０は、比較部２０ａおよびトリガ部２０ｂか
らなっている。

比較部２０ａは、抵抗２１．２２の直列回路にトランジ
スタ１のコレクタ電圧ＶＣを印加し、その抵抗２２をダ
イオード２３を介して直流定電圧ＶＣＣラインに接続す
るとともに、抵抗２４．２５の直列回路に整流出力電圧
ＶｄＣを印加し、かつ抵抗２２．２５にそれぞれ生じる
電圧を比較器２６で比較するようにしている。

トリガ部２０ｂは、直流定電圧Ｖｃｃを抵抗２７．２８
の直列回路に印加し、かつ直流定電圧ＶｃｃをＰＮＰ型
トランジスタ２９のエミッタ・コレクタ間を介して抵抗
３０．３１の直列回路に印加するとともに、直流定電圧
Ｖｃｃラインとトランジスタ２９のベースとの間に抵抗
３２を接続し、トランジスタ２９のベースと上記比較器
２６の出力端との間にコンデンサ３３と抵抗３４との直
列回路を接続し、さらに抵抗３２、コンデンサ３３．抵
抗３４の直列回路に抵抗３５を並列に接続し、上記抵抗
２７．２８の相互接続点に生じる電圧と抵抗３０．３１
の相互接続点に生じる電圧とを比較器３６で比較するよ
うにしている。そして、比較器３６の出力■２を発振回
路４０に対するトリが信号としている。

発振回路４０は、第３図に示すように、抵抗４１゜４２
およびコンデンサ４３の直列回路に直流定電圧ｖＣＣを
印加し、かつ抵抗４４．４５の直列回路に直流定電圧Ｖ
ｃｃを印加するとともに、コンデンサ４３の電圧ｖ３と
抵抗４４．４５の相互接続点に生じる電圧Ｖ　ｒｅｆｔ
とを比較する比較器４Ｇを設け、この比較器４６の出力
端と上記抵抗４１．４２の相互接続点との間にダイオー
ド４７を接続し、比較器４６の出力端と抵抗４４．４５
の相互接続点との間に抵抗４８を接続し、さらに比較器
４６の出力端を上記トリガ部２０ｂにおける比較器３Ｇ
の出力端に接続してなる無安定マルチバイブレータ回路
である。そして、コンデンサ４３の電圧ｖ３を出力とし
ている。

パルス幅変調回路５０は、第３図に示すように、発振回
路４０の出力Ｖ３とパルス幅制御回路８０からの出力設
定信号■７とを比較する比較器５１を有している。

ローパスフィルタ７０は、第４図に示すように、抵抗７
１．７２．７３．７４、コンデンサ７５．７６、および
演算増幅器７７からなり、トランジスタ１のコレクタ電
圧Ｖｃの高周波成分を除去するものである。

パルス幅制御回路８０は、抵抗８１と出力設定用可変抵
抗９０ｒとの直列回路、入力抵抗８２、演算増幅器８３
、および帰還抵抗８４からなる減算回路で、抵抗８１お
よび出力設定用可変抵抗９０ｒの相互接続点に生じる電
圧■６と抵抗８２を介して取込まれる上記ローパスフィ
ルタ７０の出力（演陣増幅器７７の出力）Ｖ５との差に
対応するレベルの電圧ｖ７を出力設定信号として出力す
るものである。

つぎに、上記のような構成において動作を説明する。

まず、発振回路４０の動作について第５図により説明す
る。

直流定電圧ＶＣＣが発生したとき、トリガ信号ｖ２が論
理“１′′であれば、抵抗４４．４５の分圧比によって
定まる電圧Ｖ　ｒｅＮが比較器４６の正相入力端（＋）
に供給される。このとき、コンデンサ４３が充電される
が、その電圧Ｖ３つまり比較器４Ｇの逆相入力端（−）
への入力電圧は電圧Ｖ　ｒｅｆｌよりもまだ低く、よっ
て比較３４６の出力は論理ＩＩ　Ｉ　１１を維持する。

コンデンサ４３の電圧Ｖ３が徐々に上昇して電圧Ｖ　ｒ
ｅＮを超えると、比較器４６の出力は論理“０′′に反
転する。比較器４６の出力が論理１１０　Ｉ＋に反転す
ると、コンデンサ４３の電荷がダイオード４７を通して
放電されるとともに、抵抗４４と抵抗４５．４８の並列
回路との分圧比によって定まる電圧Ｖ　ｒｅｆ２が比較
器４６の正相入力端（＋）に供給される。放電によって
電圧ｖ３が電圧Ｖ　ｒｅｆ２よりも低くなると、比較器
４６の出力は再び論理ＬＬ　１　ＪＪとなる。こうして
、コンデンサ４３の充・放電が繰返され、電圧■３が“
のこぎり”波状に変化する。

さて、全体的な動作について第６図を参照しながら説明
する。

電源スイッチ３ａ、　３ｂをオンすると、整流出力電圧
ＶｄＣが生じるとともに、直流電源回路１３から直流定
電圧ＶＣＣが生じる。

いま、トランジスタ７がオンすると、そのトランジスタ
７にコレクタ電ｔａｌｃが流れ、それに伴って加熱コイ
ル８にエネルギが蓄えられる。トランジスタ７がオフす
ると、加熱コイル８に蓄えられたエネルギによって共振
用コンデンサ９が充電され、その後に共振用コンデンサ
９の電荷が加熱コイル８を通して放電する。つまり、加
熱コイル８と共振用コンデンサ９とで共振が起こり、加
熱コイル８に高周波電流が流れる。このとき、トランジ
スタ７のコレクタには略サイン波状の電圧ＶＣが生じる
。

加熱コイル８に高周波電流が流れると、その加熱コイル
８から高周波磁界が発せられ、鍋１１が誘導加熱される
。

ところで、整流出力電圧Ｖｄｃとトランジスタ７のコレ
クタ電圧Ｖｃとの比較が比較部２０ａでなされており、
コレクタ電圧ＶＣが整流出力電圧ＶｄＣよりも高いとき
は比較器２６の出力ｖ１が論理“１″となるが、コレク
タ電圧ＶＣが整流出力電圧Ｖｄｃよりも低くなると比較
器２６の出力■１は論理″０”となる。しかして、比較
器２６の出力Ｖ！が論理“１″のとき、トリガ部２０ｂ
においてコンデンサ３３の電荷が抵抗３５を通して放電
し、トランジスタ２９はオフ状態を維持する。比較器２
６の出力が論理“１″から“Ｏ″に反転すると、トリガ
部２０ｂにおけるコンデンサ３３が充電され、微小時間
だけトランジスタ２９がオンする。トランジスタ２９が
オンすると、そのオン期間だけ比較器３６の出力ｖ２が
論理″０″に反転する。こうして、トリガ信号ｖ４が論
理“０”になるごとに発振回路４０が強制的にトリガ（
コンデンサ４３の電荷が放電）され。

その発振回路４０から“のこぎり″波信号Ｖ３が出力さ
れる。

また、トランジスタ７のコレクタ電圧Ｖｃ１．ｔ。

−バスフィルタ７０で高周波成分が除去され、低周波信
号ｖ５としてパルス幅！（Ｊｉｍ回路８０に供給される
。パルス幅制御回路８０は、出力設定用可変抵抗９０ｒ
の操作に基づく電圧ｖ６からローパスフィルタ７０の出
力Ｖ５を減算し、所定レベルの出力設定信号ｖ７を出力
する。この出力設定信号ｖ７はパルス幅変調回路５０に
供給され、そこで発振回路４０からの“のこぎり”波付
＠ｖ３と比較される。こうして、“のこぎり”波信号ｖ
３が出力設定信号ｖ７よりも低レベルとなる期間だけパ
ルス信号ｖ４が論理゛１”となり、そのパルス信号ｖ４
に応じてベースドライブ回路６０がトランジスタ７をオ
ン、オフ駆動する。

この場合、出力設定用可変抵抗９０ｒを操作して電圧Ｖ
６を高めれば、出力設定信号Ｖ７のレベルが上昇し、パ
ルス信号ｖ４の論理″゛１”期間が長（なる。論理“１
′°期間が長くなると、トランジスタ１のオン期間が長
くなり、加熱コイル８に蓄えられるエネルギが増大する
。したがって、トランジスタ７のオフに際しての共振時
、加熱コイル８に流れる電流が増大し、加熱コイル８に
生じる電力が増大する。つまり、出力が増大する。なお
、加熱コイル８に生じる電力の周波数は低くなる。

また、出力設定用可変抵抗９０ｒを操作して電圧ｖ６を
低めると、出力設定信号ｖ７のレベルが低下し、パルス
信号ｖ４の論理“１″期間が短くなる。論理“１″期間
が短くなると、トランジスタ１のオン期間が短くな“す
、加熱コイル８に蓄えられるエネルギが少なくなる。し
たがって、トランジスタ７のオフに際しての共振時、加
熱コイル８に流れる電流が減少し、加熱コイル８に生じ
る電力が減少する。つまり、出力が減少する。なお、加
熱コイル８に生じる電力の周波数は高くなる。

ところで、第６図の信号波形は２０に重板上の高い周波
数を観測するレベルの時間幅で見たものであり、よって
整流出力電圧Ｖｄｃは平坦となっている。一方、第７図
は商用電源周波数（５０Ｈｚまたは６０Ｈｚ　）を１２
ｍするレベルの時間幅で見た場合の信号波形である。

すなわち、力率を良くするべく平滑コンデンサ６の容量
を小さくしであるため、整流出力電圧Ｖｄｃには商用交
流電源電圧Ｖａｃの振幅に対応するリップルが存在する
。このことから、出力設定信号ｖ７が出力設定用可変抵
抗９０ｒの操作に基づく電圧ｖ６そのままであるとすれ
ば、加熱コイル８に生じる電力は整流出力電圧Ｖｄｃの
山部分において高くなり、それに伴ってトランジスタ７
のコレクタ電圧ＶＣのピーク値の包絡線も高くなること
が判かる。これは、背景技術でも述べたように、耐圧の
高いトランジスタ７を必要とするものであり、コスト上
昇の大きな要因となるものであった。

そこで、この実施例では、トランジスタ７のコレクタ電
圧ＶＣをローパスフィルタ７０に通すことにより、その
コレクタ電圧ＶＣから高周波成分を除去した形の信号Ｖ
ｓ　　（整流出力電圧■ｄｃのレベルに対応）を得、こ
の信号Ｖｓを出力設定用可変抵抗９０ｒの操作に基づく
電圧ｖ６から減算し、第７図に示すように整流出力電圧
■ｄＣの山部分でレベルが低く且つ整流出力電圧Ｖｄｃ
の谷部分でレベルの高い出力設定信＠Ｖ７を得ている。

このような出力設定信号Ｖ７を得れば、整流出力電圧Ｖ
ｄＣの山部分において、パルス信号ｖ４のオン期間が短
くなり（周波数は高くなるン、上述したように加熱コイ
ル８に蓄えられるエネルギが少なくなる。よって、トラ
ンジスタ７のオフに際しての共振時、加熱コイル８に流
れる電流は減少し、トランジスタ７のコレクタ電圧ＶＣ
のピーク値は低くなる。一方、゛整流出力電圧Ｖｄｃの
谷部分においては、パルス信号Ｖ４のオン期間が長くな
り（周波数は低くなる）、加熱コイル８に蓄えられるエ
ネルギが多くなる。よって、トランジスタ７のオフに際
しての共振時、加熱コイル８に流れる電流は増大し、ト
ランジスタ７のコレクタ電圧Ｖｃのピーク値は高くなる
。すなわち、トランジスタ７のコレクタ電圧ＶＣのピー
ク値の包絡線は台形状となる。

このように、整流−出力電圧Ｖｄｃの山部分においてコ
レクタ電圧ＶＣのピーク値を低くすることができるので
、トランジスタ１としては耐圧の小さいものを採用する
ことができ、コストの低減が図れる。この場合、整流出
力電圧ＶｄＯの山部分において出力が低減することにな
るが、整流出力電圧ＶｄＣの谷部分での出力が増大する
ため、全体としての出力は変わらない。なお、インバー
タ装置としては、特公昭５７−２３９９３号に見られる
ように、平滑コンデンサの電圧つまり整流出力電圧のレ
ベルに応じてスイッチング素子の動作を制御するものが
あるが、その場合の制御は整流出力電圧が低レベルのと
きにスイッチング素子をオフ状態に維持するものであり
、この発明のようにスイッチング素子のオン期間の長さ
を制−するものとは異なる。

なお、上記実施例では、電磁調理器への適用について述
べたが、電子レンジへの適用も可能である。第８図はそ
の一例である。すなわち、加熱コイル８に代わって高圧
トランス１５の重数コイル１５ａを接続する。そして、
高圧トランス１５の二次コイル１５ｂに高圧コンデンサ
１６および高圧ダイオード１７からなる半波倍電圧整流
回路を介してマグネトロン１８のアノード・カソード間
を接続する。

さらに、マグネトロン１８のヒータ（カソード）を高圧
トランス１５の二次コイル１５Ｃに接続する。

したがって、この場合、耐圧の小ざいトランジスタ７を
採用できることは勿論、商用交流電源電圧ＶａＣに瞬時
変動（上昇）が生じてもマグネ１〜ロン１８のアノード
電流のピーク値を抑えることができくピーク値の包絡線
はトランジスタ７のコレクタ電圧ＶＣと同様に台形状と
なる）、よってマグネトロン１８のモーディ°ング現象
（異常発振）を防ぐことができ、マグネトロン１８の寿
命向上が図れる。

また、上記各実施例では、トランジスタ７のコレクタ電
圧ＶＣをローパスフィルタ７０に通すことによって整流
出力電圧■ｄＣのレベルに対応する信号ｖ５を得、それ
をパルス幅制御回路８０に取込むようにしたが、整流出
力電圧■ｄＣの変化をたとえばフォトカプラによって直
接的に検知したり、あるいは商用交流ＮＩＩＩ′Ｒ圧Ｖ
ａｃの変化をトランスを介して直接的に検知し、その検
ｆｆｄ信号をパルス幅制御回路８０に取込むようにして
もよい。第９図は整流出力電圧■ｄＣの変化をフォトカ
プラによって直接的に検知する場合を示したものである
。すなわち、整流出力電圧■ｄＣを抵抗１０１を介して
フォトカプラ１０２の発光ダイオード１０２ａに印加し
、そのフォトカブラ１０２の光アクティブトランジスタ
１０２ｂのコレクタに得られる信号ｖ８をパルス幅制御
回路８０に取込むようにしている。

さらに、スイッチング素子としてＮＰＮ型トランジスタ
７を用いたが、サイリスタなどを用いてもよい。また、
共振用コンデンサ９をトランジスタ７に対して並列に接
続したが、加熱コイル８あるいは重数コイル１５ａに並
列に接続してもよい。

その他、この発明は上記実施例に限定されるものではな
く、要旨を変えない範囲で種々変形賃施可能である。

〔発明の効果）以上述べたようにこの発明によれば、整流回路の出力電
圧または交流型［ｌ電圧のレベルに応じて変換周波数を
制御するようにしたので、スイッチング素子にかかる電
圧のピーク値を抑えることができ、これにより耐圧の小
さいスイッチング素子の採用を可能とし、しかも電子レ
ンジの場合にはマグネトロンのモーディング坦象を防い
でその寿命向上をも可能とするすぐれたインバータ装置
を提供できる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例の構成を示す図、第２図は
同実施例における帰還回路の具体的な構成を示す図、第
３図は°同実施例における発振回路およびパルス幅変調
回路の具体的な構成を示す図、第４図は同実施例におけ
るローパスフィルタおよびパルス幅制御回路の具体的な
構成を示す図、第５図は同実施例における発振回路の動
作を説明するためのタイムチャート、第６図および第７
図はそれぞれ同実施例の全体的な動作を説明するための
タイムチャート、第８図はこの発明の他の実施例の構成
を示す図、第９図はこの発明のざらに他の実施例におけ
る要部の構成を示す図である。１・・・商用交流電源、６・・・平滑コンデンサ、７・
・・ＮＰＮ型トランジスタ（スイッチング素子）、８・
・・加熱コイル（リアクタンス素子）、９・・・共振用
コンデンサ（キャパシタンス素子）　、２０ａ・・・比
較部、２０ｂ・・・トリガ部、４０・・・発振回路、５
０・・・パルス幅変調回路、６０・・・ベースドライブ
回路、７０・・・ローパスフィルタ、８０・・・パルス
幅変調回路、９０・・・出力設定回路。出願人代理人　弁理士　鈴江武彦第２図第５図第６図

Claims

【特許請求の範囲】

（１）交流電源電圧を整流する整流回路と、この整流回
路の出力端にスイッチング素子を介して接続されたリア
クタンス素子と、このリアクタンス素子と共に共振回路
を形成するキャパシタンス素子とを具備し、前記スイッ
チング素子のオン，オフにより前記交流電源電圧を所定
周波数の交流電力に変換し前記リアクタンス素子に生じ
せしめるインバータ装置において、前記整流回路の出力
電圧または交流電源電圧のレベルに応じて変換周波数を
制御する制御手段を設けたことを特徴とするインバータ
装置。
（２）制御手段は、スイッチング素子にかかる電圧をロ
ーパスフィルタを通すことにより整流回路の出力電圧ま
たは交流電源電圧のレベルに対応する信号を得、その信
号に応じて変換周波数を制御することを特徴とする特許
請求の範囲第１項記載のインバータ装置。
（３）制御手段は、整流回路の出力電圧または交流電源
電圧のレベルが高いとき変換周波数を高めることを特徴
とする特許請求の範囲第１項または第２項記載のインバ
ータ装置。
（４）制御手段は、スイッチング素子のオン期間を変化
させることにより変換周波数を制御することを特徴とす
る特許請求の範囲第１項，第２項，または第３項記載の
インバータ装置。