JPH0234135B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、商用交流周波数より高い周波数にて
マグネトロンに高圧を供給するための高圧トラン
ス等を駆動するマグネトロン駆動回路に関する。

最近提案されているマグネトロン駆動回路で
は、マグネトロンに高電圧を供給する高圧トラン
ス等は商用交流周波数より高い周波数にて駆動さ
れており、これにより高圧トランス等を小型軽量
化できる。

処で、マグネトロン発振開始時においては、マ
グネトロンヒータは加熱されておらず、従つて高
圧トランスの２次側は開放状態にあり、この時高
圧トランス及びマグネトロン等には異常高電圧が
誘起する。この様な場合、高圧トランス及びマグ
ネトロン等の寿命が著しく低下してしまうと言う
欠点がある。

本発明は斯る点に鑑みてなされたもので、その
特徴とする処は、マグネトロン両端の電位差を検
知して、それが異常の場合は高圧トランス等の駆
動周波数を変えることにより、高圧トランス及び
マグネトロン等に供給される電圧を安定化するこ
とにある。以下本発明実施例を電子レンジについ
て図面を参照して詳述する。

第１図において、１は加熱室内の食品を加熱す
るためのマイクロ波を発振するマグネトロン、２
は該マグネトロンに高圧を供給する高圧電源回路
で、該回路において、３はフエライト磁心が用い
られ１次及び２次巻線３ａ，３ｂが密結合された
高周波高圧トランス、４は高圧コンデンサ５及び
高圧ダイオード６から成る半波倍電圧整流回路で
ある。

７は周波数60Hzの商用電源、８は該電源に接続
され10Vの直流低電圧を出力する直流低電圧電源
回路、９は第１、第２トランジスタ１０，１１及
び第１、第２時定数回路１２，１３から成り上記
低電圧電源回路８からの直流低電圧が供給される
無安定マルチバイブレータ（以下MVと称す）で
ある。更に上記第２時定数回路１３の抵抗部は互
いに並列的に接続された第１、第２抵抗１３ａ，
１３ｂからなつている。そして、上記MV９は上
記商用電源７の周波数より高い周波数のパルスを
第２トランジスタ１１のオフ期間中にそのコレク
タから出力する。１４はトランジスタ１５から成
り上記MV９の発振パルスを増幅するドライバー
回路である。

１６は直流電圧電源回路、即ちダイオードブリ
ツジで、該ブリツジは上記商用電源７に接続され
交流出力を両波整流して脈流を出力する。１７は
該ブリツジの出力側に接続された平滑コンデンサ
で、該コンデンサはインバータ（後述する）に発
生した高周波電流によるリツプルは充分に平滑す
るが、上記ブリツジ１６からの商用周波数に基づ
く脈流出力を平滑するには致らない容量値を有す
る。従つて、上記平滑コンデンサ１７から出力さ
れる電圧は脈流電圧となる。１８は斯る平滑コン
デンサ１７からの脈流電圧を入力して上記MV９
からのパルスに基づいて上記高圧トランス３の入
力周波数を上記商用電源７の周波数よりも高い周
波数とする周波数変換器、即ちインバータで、該
インバータの構成を説明するに、インダクタンス
が22μHの直列インダクタ１９、上記高圧トラン
ス３の１次巻線３ａ及び容量0.4μFの共振コンデ
ンサ２０が直列接続され、更に上記共振コンデン
サ２０には上記MV９の第２トランジスタ１１か
らのパルスに基づいてオンするスイツチングトラ
ンジスタ２１及び該トランジスタの逆方向電流を
バイパスするダンパダイオード２２が並列接続さ
れている。

２３は第１、第２抵抗２４，２５から成る分圧
回路で、該回路により上記ダイオードブリツジ１
６の出力側の電源電圧は分圧されて上記MV９の
第２時定数回路１３の第１抵抗１３ａに印加され
る。２６はアノード側が上記低電圧電源回路８に
接続されカソード側が上記分圧回路２３の分圧点
に接続されたダイオードである。

２７は上記MV９の第２時定回路１３の第２抵
抗１３ｂに直列接続されたフオトトランジスタ
で、該トランジスタは後述する発光ダイオードと
共にフオトカプラを形成する。２８は上記マグネ
トロン１両端の電位差を検知して上記MV９のパ
ルス発振周波数を変更せしめるための発振周波数
変更部で、該変更部の詳細を以下に説明する。２
９は約6KVのしきい値を有し該しきい値を越え
ると導通するバリスタで、該バリスタは抵抗３０
に直列接続されており且つ上記マグネトロン１に
並列接続されている。３１は上記抵抗３０に並列
接続された平滑コンデンサ、３２は抵抗３３を介
して上記コンデンサ３１に並列接続された発光ダ
イオードで、該発光ダイオードの発光時に上記フ
オトトランジスタ２７がオンする。

而して、上記電子レンジの動作を説明する。上
記MV９は、直流低電圧電源回路８からの直流低
電圧を入力して、今周波数25KHzの第２図ｅの実
線に示す如きパルスを第２トランジスタ１１のコ
レクタから出力しているものとする。斯るパルス
に基づいて上記インバータ１８の動作を説明する
に、時間t1からt2の間パルスが発生すると、この
間トランジスタ２１がオンする。すると、インバ
ータ１８において、直列インダクタ１９と高圧ト
ランス３の１次巻線３ａには１次電流ｉ１が第１
図の矢印方向に増加傾向を辿つて流れる。尚、こ
の電流ｉ１の波形は上記矢印方向を正方向として
第２図ａの実線の如く示されている。この時、高
圧トランス３の２次巻線３ｂと高圧コンデンサ５
との接続点の２次電圧ｖ２は第２図ｄの実線波形
に示す如く負極性となり高圧コンデンサ５に充電
された電圧（後述する）と共にマグネトロン１に
印加され、従つてマグネトロン１が導通する。斯
る場合、高圧トランス３の２次巻線３ｂに流れる
２次電流ｉ２は第１図の矢印方向を正方向とする
第２図Ｃの実線の波形に示す如く負の方向にマグ
ネトロン１及び高圧コンデンサ５を介して流れ
る。

そして、時間ｔ２において上記パルスの発生が
停止すると、トランジスタ２１はオフする。する
と、上記時間ｔ１からｔ２の間にて直列インダク
タ１９及び１次巻線３ａに蓄えられた電磁エネル
ギにより、直列インダクタ１９、１次巻線３ａ及
び共振コンデンサ２０の間にて共振状態が生じ、
上記１次電流ｉ１はほぼ余弦波となると共に、第
１図の１次巻線３ａと共振コンデンサ２０との接
続点には第２図ｂの実線の波形に示す如きほぼ正
弦波の共振電圧vcが発生する。この時、２次電
圧ｖ２は正側に反転しマグネトロン１の導通が遮
断される。斯る場合２次電流ｉ２は正方向に流
れ、高圧ダイオード６が導通するから高圧コンデ
ンサ５に充電される。ここに、上記共振電圧vc
は正側への発生が終了すると次には負側に発生し
ようとする。しかし乍ら、この場合上記共振電圧
vcが僅かに負側に発生した時点でダンパダイオ
ード２２が順方向にバイアスされてオンするか
ら、上記共振電圧vcは正弦波の正側への発生時
以外はほぼOVを維持する。

そして、時間ｔ３において第２図ｅに示す如く
再びパルスが発生することにより上記時間ｔ１か
らの繰返しが実行され、従つて上記MV９からの
周波数25KHzのパルスに基づいて高圧トランス３
の入力周波数は25KHzとなる。

従つて、マグネトロン１に高圧を供給する高圧
トランス３等の入力周波数が高周波となるから、
高圧トランス３等を小型軽量にできる。

ここで、上記MV９のパルスの発振期間を第２
図ｅの破線に示す如く長くしてその周波数を低く
すると、１次電流ｉ１は第２図ａの破線に示す如
く上記パルスの発生期間の増加に伴つて更に増加
し、それだけ直列インダクタ１９及び１次巻線３
ａに蓄えられる電磁エネルギが増大する。する
と、上記パルスの発生停止後において、直列イン
ダクタ１９、１次巻線３ａ及び共振コンデンサ２
０の共振状態では、１次電流ｉ１及び共振電圧
vcは勿論夫々第２図ａ及びｂの破線の如く増大
する。この時、２次電流ｉ２及び２次電圧ｖ２も
夫々第２図ｃ及びｄの破線に示す如く増大する。

即ち上記MV９からのパルスの発振周波数を低
くすると、インバータ１８の出力周波数も低くな
り、マグネトロン１に流れる電流が増大しマグネ
トロン１の発振出力が増大する。一方、このこと
から逆に、上記MV９からのパルスの発振周波数
を高くすると、インバータ１８の出力周波数も高
くなり、マグネトロン１に流れる電流が減少しマ
グネトロン１の発振出力が低下することは今や明
らかである。

さて、第３図の実線は上記ダイオードブリツジ
１６の出力側の電源電圧ｖと電源電流Ｉとの関係
をインバータ１８の出力周波数をパラメータとし
て表わしたものである。この図から分る通り、上
記インバータ１８の同一発振周波数の許では上記
電源電流Ｉは電源電圧ｖが変動すると急激に変動
する。ここに、上記電源電圧ｖは脈流であつて変
動（第４図ａに示す）するから、上記電源電流Ｉ
は通常第４図ｂの破線に示す如く電源電圧ｖの増
加に従つて急激に増加する。この場合、マグネト
ロン１には定格以上の電流が流れ、従つてマグネ
トロン１は異常発振し寿命が短くなるのである
が、上記回路では上記電源電圧ｖの変動にも拘わ
らずマグネトロン１に流れる電流をできる限り一
定値に保持せんとすべく上記分圧回路２３が設け
られている。

即ち、電源電圧ｖが上昇すると、上記分圧回路
２３の分圧電圧も上昇する。すると、上記MV９
の第２時定数回路１３において、第２トランジス
タ１１のベースに印加される電圧が第２トランジ
スタ１１をオンせしめる値に達するまでの時間が
短かくなるため、第２トランジスタ１１のオフ期
間が短くなり、従つてMV９からのパルスの発振
期間が短くなりその周波数が高くなる。

ここに、MV９からのパルスの発振周波数が高
くなると、上述のようにマグネトロン１に流れる
電流は減少する傾向となるから、例え電源電圧ｖ
の上昇によりマグネトロン１に流れる電流が増大
せんとしてもこれは抑制される。一方、このこと
から逆に電源電圧ｖが減少する場合は、上記パル
スの発振周波数が低くなり、従つてマグネトロン
１に流れる電流が減少せんとしてもこれが抑制さ
れるのは今や明らかである。よつて、マグネトロ
ン１の発振出力はほぼ一定に保持される。

尚、本実施例では、電源電圧ｖが70v以下で増
減する場合は、ダイオード２６を順方向バイアス
により導通せしめ、第２時定数回路１３に直流低
電圧電源回路８からの一定電圧10vが印加される
ようにして、上記パルスの発振周波数をほぼ20K
Hzで一定に保持するようにしており、従つてマグ
ネトロン１に流れる電流は電源電圧ｖの増減に伴
つて急激に増減する。しかし乍ら、斯る場合、マ
グネトロン１に流れる電流は小さいからマグネト
ロン１には負担とならない。

第５図の実線は斯る場合の電源電圧ｖとMV９
の発振周波数との関係を表わしている。更に、こ
の関係から電源電流Ｉを第３図に記すと破線に示
す如く電源電流Ｉは破線の如く殆ど一定で変動し
ない特性となる。又、斯る特性から電源電流Ｉを
第４図ｂに記すと実線の如くほぼ台形波となる。

処で、マグネトロン１発振開始時においては、
マグネトロンヒータは加熱されていないから、高
圧トランス３の２次側は開放状態にあり、従つて
マグネトロン１及び高圧トランス３等には異常高
電圧が誘起せんとする。しかるに、上記回路には
発振周波数変更部２８が設けられており、これに
よりマグネトロン１及び高圧トランス３等に異常
高電圧が誘起されることはない。

即ち、マグネトロン１発振開始時にマグネトロ
ン１に例えば10KV以上もの異常高電圧が誘起さ
れんとすると、バリスタ２９にそのしきい値以上
の電圧が印加され、従つてバリスタ２９が導通す
る。この時、抵抗３０の両端には10V程度の電位
差が生じる。ここに、上記バリスタ２９は高圧ダ
イオード６の非導通に基づいて周期的に導通し、
従つて抵抗３０両端にも周期的に10V程度の電位
差が生じる。斯る場合、コンデンサ３１からは平
滑電圧が出力され、これにより発光ダイオード３
２が発光する。すると、フオトトランジスタ２７
がオンし、これにより第２時定数回路１３におい
ては更に第２抵抗１３ｂが電気的に接続され、従
つて第２時定数回路１３の時定数は小さくなる。
斯る場合、第２トランジスタ１１のオフ期間が短
くなるから、MV９からのパルス発振規間が短く
なりパルス発振周波数が高くなる。すると、マグ
ネトロン１への印加電圧が低下するから、上述の
如き異常高電圧の誘起は抑制される。従つて、例
えばマグネトロン１両端の電位差は6KVに抑制
される。尚、斯る場合の電源電圧ｖと電源電流Ｉ
との関係、及び電源電圧ｖとMV９の発振周波数
との関係を夫々第３図及び第５図に記すと一点鎖
線に示す如き曲線となる。

そして、マグネトロンヒータが充分加熱される
と、マグネトロン１は定常発振状態となり、この
時マグネトロン１両端の電位差は約4KVとなる。
斯る場合、バリスタ２９は完全に非導通となり発
光ダイオード３２の発光は停止しており、第２時
定数回路１３の時定数は元の値に復帰している。

以上の説明から明らかな如く、本発明によれ
ば、高圧トランス等を高周波にて駆動するように
したから高圧トランス等を小型軽量にできると共
に、マグネトロン両端の電位差に基づいて発振器
のパルス発振周波数を変更して周波数変換器の出
力周波数を変更するようにしたからマグネトロン
及び高圧トランス等に異常高電圧が誘起するのを
抑制でき、従つてマグネトロン及び高圧トランス
等の寿命を極めて長くできる。

【図面の簡単な説明】

図は本発明実施例電子レンジを示し、第１図は
回路図、第２図は要部波形図、第３図はダイオー
ドブリツジの出力側の電源電圧Ｖ−電源電流Ｉ特
性図、第４図ａは上記電源電圧Ｖの波形図、第４
図ｂは上記電源電流Ｉの波形を一般的波形と比較
して示す図、第５図は上記電源電圧Ｖに対する無
安定マルチバイブレータの発振周波数の特性図で
ある。 １……マグネトロン、２……高圧電源回路、３
……高圧トランス、７……商用電源、９……無安
定マルチバイブレータ、１６……ダイオードブリ
ツジ、１８……インバータ、２８……発振周波数
変更部。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ マイクロ波を発振するマグネトロン、該マグ
   ネトロンに高電圧を供給するための高圧電源回路
   をなす高圧トランス、商用交流電圧を入力して直
   流電圧を出力する直流電圧電源回路、商用交流周
   波数より高い周波数のパルスを発振する発振器、
   上記直流電圧電源回路に接続され且つ上記高圧ト
   ランスの１次側を含み、上記発振器からのパルス
   に基づいて上記高圧トランスの入力周波数を上記
   商用交流周波数より高い周波数とする周波数変換
   器、上記マグネトロン両端の電位差を検知して上
   記発振器のパルス発振周波数を変更せしめる発振
   周波数変更部を備えたことを特徴とするマグネト
   ロン駆動回路。