JP2572038B2 - マグネトロン用電源装置 - Google Patents
マグネトロン用電源装置Info
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- JP2572038B2 JP2572038B2 JP61049658A JP4965886A JP2572038B2 JP 2572038 B2 JP2572038 B2 JP 2572038B2 JP 61049658 A JP61049658 A JP 61049658A JP 4965886 A JP4965886 A JP 4965886A JP 2572038 B2 JP2572038 B2 JP 2572038B2
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- Japan
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- magnetron
- power supply
- transformer
- pulse width
- voltage
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- Control Of High-Frequency Heating Circuits (AREA)
- Microwave Tubes (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明はマグネトロンを駆動するための電源装置に
関するものである。
関するものである。
第３図は特公昭60−189889号公報に示された従来のマ
グネトロン用電源装置を示し、１はマグネトロン、２は
マグネトロン１に高電圧を印加するための昇圧トラン
ス、３は昇圧トランス２の２次側に接続したダイオード
で、ダイオード３は高圧コンデンサ４と共に倍電圧整流
回路を構成し、マグネトロン１に昇圧トランス２の高圧
電力を単一方向化して供給している。５は商用電源ライ
ン間に設けられた整流器で、コンデンサ6,7と共に単一
方向電源を構成している。コンデンサ6,7は整流器５の
出力側に直列に接続され、夫々の両端で単一方向電源を
形成している。8,9は制御素子としてのパワートランジ
スタで、夫々コンデンサ6,7の両端に形成されている単
一方向電源に、昇圧トランス２の１次側の負荷回路と直
列に接続される。10,11はパワートランジスタ8,9の制御
用トランジスタである。パワートランジスタ8,9は交互
に動作する。又、12はパワートランジスタ8,9を交互に
動作させるための制御回路、13は商用周波数より高い周
波数の矩形波を発振する矩形波発振回路である。
グネトロン用電源装置を示し、１はマグネトロン、２は
マグネトロン１に高電圧を印加するための昇圧トラン
ス、３は昇圧トランス２の２次側に接続したダイオード
で、ダイオード３は高圧コンデンサ４と共に倍電圧整流
回路を構成し、マグネトロン１に昇圧トランス２の高圧
電力を単一方向化して供給している。５は商用電源ライ
ン間に設けられた整流器で、コンデンサ6,7と共に単一
方向電源を構成している。コンデンサ6,7は整流器５の
出力側に直列に接続され、夫々の両端で単一方向電源を
形成している。8,9は制御素子としてのパワートランジ
スタで、夫々コンデンサ6,7の両端に形成されている単
一方向電源に、昇圧トランス２の１次側の負荷回路と直
列に接続される。10,11はパワートランジスタ8,9の制御
用トランジスタである。パワートランジスタ8,9は交互
に動作する。又、12はパワートランジスタ8,9を交互に
動作させるための制御回路、13は商用周波数より高い周
波数の矩形波を発振する矩形波発振回路である。
次に、動作について説明する。矩形波発振回路13は回
路内の抵抗とコンデンサにより定められた周波数の矩形
波を発振し、この矩形波信号は制御回路12に与えられ、
制御回路12はパワートランジスタ8,9に交互に制御電流
を流し、パワートランジスタ8,9は交互に開閉を繰り返
し、負荷に対し矩形波交流電圧を印加する。
路内の抵抗とコンデンサにより定められた周波数の矩形
波を発振し、この矩形波信号は制御回路12に与えられ、
制御回路12はパワートランジスタ8,9に交互に制御電流
を流し、パワートランジスタ8,9は交互に開閉を繰り返
し、負荷に対し矩形波交流電圧を印加する。
従来のマグネトロン用電源装置は上記のようであり、
マグネトロン負荷が非線形であることから電源電圧変動
時に出力電力、出力電流、インバータ電流などが不安定
であり、またその結果として過大電流が流れてパワート
ランジスタ8,9などを破壊に至らすなどの問題点があつ
た。
マグネトロン負荷が非線形であることから電源電圧変動
時に出力電力、出力電流、インバータ電流などが不安定
であり、またその結果として過大電流が流れてパワート
ランジスタ8,9などを破壊に至らすなどの問題点があつ
た。
この発明は上記のような問題点を解決するために成さ
れたものであり、電源電圧変動時に出力電力、出力電
流、インバータ電流などを安定にできるとともに出力電
力を制御可能なマグネトロン用電源装置を得ることを目
的とする。
れたものであり、電源電圧変動時に出力電力、出力電
流、インバータ電流などを安定にできるとともに出力電
力を制御可能なマグネトロン用電源装置を得ることを目
的とする。
この発明に係るマグネトロン用電源装置は、昇圧トラ
ンスに直列にリアクトルを設け、インバータから出力さ
れる矩形波電圧のパルス幅を制御できるようにしたもの
である。
ンスに直列にリアクトルを設け、インバータから出力さ
れる矩形波電圧のパルス幅を制御できるようにしたもの
である。
この発明においては、昇圧トランスに直列に接続され
たリアクトルにより、昇圧トランスに流す電流がパルス
幅にほぼ比例するようになり、その結果パルス幅によつ
て出力電流や出力電力が制御可能となる。
たリアクトルにより、昇圧トランスに流す電流がパルス
幅にほぼ比例するようになり、その結果パルス幅によつ
て出力電流や出力電力が制御可能となる。
以下、この発明の実施例を図面とともに説明する。第
１図において、15は昇圧トランス２に流れる電流を抑制
するリアクトルで、昇圧トランス２の１次側に直列に接
続されている。16a〜16dはインバータを構成するMOSFET
群、17a〜17dは回生用ダイオード群、18はAC電源、19は
PWM制御回路、20は昇圧トランス２の２次電流を検出す
る電流検出器、21,22は整流器５の出力である直流平滑
電圧E0を検出する分圧抵抗である。
１図において、15は昇圧トランス２に流れる電流を抑制
するリアクトルで、昇圧トランス２の１次側に直列に接
続されている。16a〜16dはインバータを構成するMOSFET
群、17a〜17dは回生用ダイオード群、18はAC電源、19は
PWM制御回路、20は昇圧トランス２の２次電流を検出す
る電流検出器、21,22は整流器５の出力である直流平滑
電圧E0を検出する分圧抵抗である。
又、第２図はPWM制御回路19の詳細を示し、23はPWM目
標値の設定電圧vRを設定する可変抵抗器、30は検出され
た昇圧トランス２の２次電流に対応した電圧vfを整流す
る整流回路、29は平滑フイルタ、24は電圧vfを整流平滑
した電圧vf′とvRとの差ｖεを検出する誤差検出器、25
はｖεを増幅する増幅器Ａ、31は直流平滑電圧E0をフイ
ードフオワードした信号vinを増幅する増幅器Ｂ、26は
ｖεの増幅値ｖε′から増幅器Ｂの出力vBを引く引算
器、27は引算器26の出力vPを入力されるPWM変調器、28
はPWM変調器27の出力vWを入力されるドライバである。
なお、V1はインバータの出力電圧、ｎは昇圧比、i1はイ
ンバータ電流、V2はマグネトロン電圧、iMgはマグネト
ロン電流である。
標値の設定電圧vRを設定する可変抵抗器、30は検出され
た昇圧トランス２の２次電流に対応した電圧vfを整流す
る整流回路、29は平滑フイルタ、24は電圧vfを整流平滑
した電圧vf′とvRとの差ｖεを検出する誤差検出器、25
はｖεを増幅する増幅器Ａ、31は直流平滑電圧E0をフイ
ードフオワードした信号vinを増幅する増幅器Ｂ、26は
ｖεの増幅値ｖε′から増幅器Ｂの出力vBを引く引算
器、27は引算器26の出力vPを入力されるPWM変調器、28
はPWM変調器27の出力vWを入力されるドライバである。
なお、V1はインバータの出力電圧、ｎは昇圧比、i1はイ
ンバータ電流、V2はマグネトロン電圧、iMgはマグネト
ロン電流である。
次に、動作について説明する。第４図はこの実施例に
おける定常動作時の各部の波形を示す。PWM制御回路19
から与えられる信号を受けてMOS FET16a〜16dから成る
インバータは第４図（ａ）に示すような矩形波電圧V1を
出力する。このとき、昇圧トランス２の１次側に流れる
電流i1はリアクトル15の作用により第４図（ｂ）に示す
ように遅れ気味になる。又、第２図に示すPWM制御回路
において、昇圧トランス２の２次電流を検出した信号vf
は整流器30と平滑フイルタ29により整流平均化される。
その電圧vf′とvRとの誤差ｖεは増幅器A25で増幅さ
れ、増幅値ｖε′からVinの増幅値vBを差し引いた後、P
WM変調器27に入力される。このため、vRとvf′との誤差
ｖεが大きければ矩形波電圧V1のパルス幅は広くなり、
誤差ｖεが小さければパルス幅は狭くなる。一般に、マ
グネトロン１の電気特性は第９図で表わされ、横軸はマ
グネトロン電流iMg、縦軸はマグネトロン電圧V2を示
す。電流が流れ始めるときの電圧（以下カツトオフ電圧
と呼ぶ。）をVZとし、マグネトロン１の等価直列抵抗Δ
VZ/iRをrMgと仮定する。通常、マグネトロン１を定格内
で動作させるとき、第９図中の電圧の上昇分ΔVZはVZに
対して十分小さいから、電源が定常動作をしているとき
の出力電力POUTは第４図（ｄ）のマグネトロン電流iMg
の平均値とマグネトロン電圧V2との積で与えられる。
おける定常動作時の各部の波形を示す。PWM制御回路19
から与えられる信号を受けてMOS FET16a〜16dから成る
インバータは第４図（ａ）に示すような矩形波電圧V1を
出力する。このとき、昇圧トランス２の１次側に流れる
電流i1はリアクトル15の作用により第４図（ｂ）に示す
ように遅れ気味になる。又、第２図に示すPWM制御回路
において、昇圧トランス２の２次電流を検出した信号vf
は整流器30と平滑フイルタ29により整流平均化される。
その電圧vf′とvRとの誤差ｖεは増幅器A25で増幅さ
れ、増幅値ｖε′からVinの増幅値vBを差し引いた後、P
WM変調器27に入力される。このため、vRとvf′との誤差
ｖεが大きければ矩形波電圧V1のパルス幅は広くなり、
誤差ｖεが小さければパルス幅は狭くなる。一般に、マ
グネトロン１の電気特性は第９図で表わされ、横軸はマ
グネトロン電流iMg、縦軸はマグネトロン電圧V2を示
す。電流が流れ始めるときの電圧（以下カツトオフ電圧
と呼ぶ。）をVZとし、マグネトロン１の等価直列抵抗Δ
VZ/iRをrMgと仮定する。通常、マグネトロン１を定格内
で動作させるとき、第９図中の電圧の上昇分ΔVZはVZに
対して十分小さいから、電源が定常動作をしているとき
の出力電力POUTは第４図（ｄ）のマグネトロン電流iMg
の平均値とマグネトロン電圧V2との積で与えられる。
ここで、ｆは繰り返し周波数、 ωは R0は電源内部抵抗、ｎは昇圧比、Ｌは抑制リアクトル15
のインダクタンス値、Ｃは高圧コンデンサ４の容量値を
一次側に換算したものである。又、TONはMOS FET16a〜1
6dのON時間で第４図中に示してあり、また で与えられる。このとき、 をＹと置き、TONとの特性を示せば第５図のようにな
り、TONが大きくなるとＹが大きくなり、結局出力電力P
OUTも大きくなる。即ち、第２図に示すように、昇圧ト
ランス２の２次電流を検出した信号vfを整流して平均化
した信号vf′は出力電力POUTに比例するから、POUTが小
さくなるとvf′が小さくなり、その結果ｖεが大きくな
つてパルス幅TONが広がり、Ｙが大きくなつてPOUTが大
きくなるように働く。逆に、POUTが大きくなればvf′が
大きくなり、その結果ｖεが小さくなつてパルス幅TON
が小さくなり、POUTも小さくなる。上記のように、出力
電力POUTが一定に制御され、かつ可変抵抗器23を変える
ことにより出力電力を所望の値に制御することができ
る。
のインダクタンス値、Ｃは高圧コンデンサ４の容量値を
一次側に換算したものである。又、TONはMOS FET16a〜1
6dのON時間で第４図中に示してあり、また で与えられる。このとき、 をＹと置き、TONとの特性を示せば第５図のようにな
り、TONが大きくなるとＹが大きくなり、結局出力電力P
OUTも大きくなる。即ち、第２図に示すように、昇圧ト
ランス２の２次電流を検出した信号vfを整流して平均化
した信号vf′は出力電力POUTに比例するから、POUTが小
さくなるとvf′が小さくなり、その結果ｖεが大きくな
つてパルス幅TONが広がり、Ｙが大きくなつてPOUTが大
きくなるように働く。逆に、POUTが大きくなればvf′が
大きくなり、その結果ｖεが小さくなつてパルス幅TON
が小さくなり、POUTも小さくなる。上記のように、出力
電力POUTが一定に制御され、かつ可変抵抗器23を変える
ことにより出力電力を所望の値に制御することができ
る。
又、マグネトロン１に流れるピーク電流は、電源の定
常動作時において、 ωTON＞Ｚのとき、 ωTON≦Ｚのとき、 で表わされ、 としてＸとTONとの関係を示せば第６図のようになる。
即ち、第６図において、TONとＸは抑制リアクトル15の
インダクタンス値Ｌが大きくなれば比例する関係にあ
り、よつてIMg maxもＬが大きくなればTONに比例するよ
うになる。例えば、パルス幅の制限を４〜５μ sec程度
にする（周波数100KHz前後で動作させる）とき、Ｌの値
を比較的ＸとTONが比例する８μＨ程度に選べば、マグ
ネトロン１の最大電流IMg maxは IMg max≒Ｋ（2E0−Vz/n）TON （１） （Ｋは第６図中のＸとTONとの比例定数） で表わせる。直流平滑電圧E0はAC電源18の変動により変
動を生じ、E0を純直流分EDCと変動分ΔE0で表わせば E0＝EDC＋ΔE0 （２） となる。（１）式において、IMg maxが直流平滑電圧E0
の変動の影響を受けないようにするには、 （K0は比例定数）を満足する必要がある。（２）式を
（３）式に代入し、テーラー展開して２次以上の微小項
を無視すれば、 TON＝K2−K3E0 （４） （K2,K3はEDC,VZ,Kによつて決まる定数） となり、TONが（４）式を満足すればIMg maxは電源電圧
の影響を受けなくなる。第２図において、パルス幅TON
に比例する電圧vPは vP＝ｖε′−vinB となり、定常状態ではｖε′は一定でvinはE0に比例す
るから、 TON＝K4−K5E0 （５） （K4はｖε′により決まる定数、K5はvinとＢにより決
まる定数） となり、K4,K5を（４）式のK2,K3に一致させることで、
マグネトロン１の最大電流IMg maxは直流平滑電圧E0の
変動の影響を受けなくなる。このようにすれば、電源電
圧が変動してもマグネトロン１の最大電流をほぼ一定に
でき、言い換えればインバータ電流が安定となるから、
インバータを構成するMOS FET16a〜16dの破壊の恐れが
なくなる。
常動作時において、 ωTON＞Ｚのとき、 ωTON≦Ｚのとき、 で表わされ、 としてＸとTONとの関係を示せば第６図のようになる。
即ち、第６図において、TONとＸは抑制リアクトル15の
インダクタンス値Ｌが大きくなれば比例する関係にあ
り、よつてIMg maxもＬが大きくなればTONに比例するよ
うになる。例えば、パルス幅の制限を４〜５μ sec程度
にする（周波数100KHz前後で動作させる）とき、Ｌの値
を比較的ＸとTONが比例する８μＨ程度に選べば、マグ
ネトロン１の最大電流IMg maxは IMg max≒Ｋ（2E0−Vz/n）TON （１） （Ｋは第６図中のＸとTONとの比例定数） で表わせる。直流平滑電圧E0はAC電源18の変動により変
動を生じ、E0を純直流分EDCと変動分ΔE0で表わせば E0＝EDC＋ΔE0 （２） となる。（１）式において、IMg maxが直流平滑電圧E0
の変動の影響を受けないようにするには、 （K0は比例定数）を満足する必要がある。（２）式を
（３）式に代入し、テーラー展開して２次以上の微小項
を無視すれば、 TON＝K2−K3E0 （４） （K2,K3はEDC,VZ,Kによつて決まる定数） となり、TONが（４）式を満足すればIMg maxは電源電圧
の影響を受けなくなる。第２図において、パルス幅TON
に比例する電圧vPは vP＝ｖε′−vinB となり、定常状態ではｖε′は一定でvinはE0に比例す
るから、 TON＝K4−K5E0 （５） （K4はｖε′により決まる定数、K5はvinとＢにより決
まる定数） となり、K4,K5を（４）式のK2,K3に一致させることで、
マグネトロン１の最大電流IMg maxは直流平滑電圧E0の
変動の影響を受けなくなる。このようにすれば、電源電
圧が変動してもマグネトロン１の最大電流をほぼ一定に
でき、言い換えればインバータ電流が安定となるから、
インバータを構成するMOS FET16a〜16dの破壊の恐れが
なくなる。
第７図および第８図は夫々この発明の第２および第３
の実施例を示し、昇圧トランス２の一次側を中間タツプ
形としたものである。このような中間タツプ形の場合に
は、リアクトル15を昇圧トランス２の１次側に挿入する
と回路の平衡をとり難いので、第７図に示すように２次
側に挿入し、また第８図の場合にはリアクトル15を結合
形にして１次側に挿入しており、MOS FET16a,16bの一方
をオフにした場合にリアクトル15のエネルギーを電源に
還元できるようにしてMOS FET16a,16bの保護を行つてい
る。全体的な作用、効果は第１の実施例と同様である。
の実施例を示し、昇圧トランス２の一次側を中間タツプ
形としたものである。このような中間タツプ形の場合に
は、リアクトル15を昇圧トランス２の１次側に挿入する
と回路の平衡をとり難いので、第７図に示すように２次
側に挿入し、また第８図の場合にはリアクトル15を結合
形にして１次側に挿入しており、MOS FET16a,16bの一方
をオフにした場合にリアクトル15のエネルギーを電源に
還元できるようにしてMOS FET16a,16bの保護を行つてい
る。全体的な作用、効果は第１の実施例と同様である。
尚、上記各実施例ではインバータをMOS FET16a〜16d
で構成したが、パワートランジスタ、SIT、GTO、SIサイ
リスタ、磁気増幅器などで構成しても良い。又、リアク
トル15は昇圧トランス２の漏れインダクタンスにより形
成しても良い。
で構成したが、パワートランジスタ、SIT、GTO、SIサイ
リスタ、磁気増幅器などで構成しても良い。又、リアク
トル15は昇圧トランス２の漏れインダクタンスにより形
成しても良い。
以上のようにこの発明によれば、直流を高周波交流に
変換するインバータと、この高周波交流を昇圧する昇圧
トランスと、この昇圧トランスの出力を整流してマグネ
トロンに印加する整流回路と、前記昇圧トランスと直列
に接続されたリアクトルと、前記昇圧トランスの２次電
流を整流平滑した値とPWM目標値との誤差を検出し、こ
の誤差に応じてPWM変調を行うPWM制御回路とを有するマ
グネトロン用電源装置において、上記マグネトロンに流
れる最大電流と上記インバータ装置のパルス幅との関係
を表す係数が、上記パルス幅と略比例関係になるように
上記リアクトルの値を設定し、上記直流に応じて上記パ
ルス幅を制御するように構成したので、電源電圧が変動
してもマグネトロンの最大電流をほぼ一定にでき、イン
バータ電流が安定になるから、インバータを構成する回
路素子の破壊を防止できるという効果がある。
変換するインバータと、この高周波交流を昇圧する昇圧
トランスと、この昇圧トランスの出力を整流してマグネ
トロンに印加する整流回路と、前記昇圧トランスと直列
に接続されたリアクトルと、前記昇圧トランスの２次電
流を整流平滑した値とPWM目標値との誤差を検出し、こ
の誤差に応じてPWM変調を行うPWM制御回路とを有するマ
グネトロン用電源装置において、上記マグネトロンに流
れる最大電流と上記インバータ装置のパルス幅との関係
を表す係数が、上記パルス幅と略比例関係になるように
上記リアクトルの値を設定し、上記直流に応じて上記パ
ルス幅を制御するように構成したので、電源電圧が変動
してもマグネトロンの最大電流をほぼ一定にでき、イン
バータ電流が安定になるから、インバータを構成する回
路素子の破壊を防止できるという効果がある。
第１図はこの発明に係るマグネトロン用電源装置の回路
図、第２図はこの発明に係るPWM制御回路の構成図、第
３図は従来のマグネトロン用電源装置の回路図、第４図
はこの発明に係る装置の動作波形図、第５図はこの発明
に係るインバータパルス幅と出力電力との関係図、第６
図はこの発明に係るインバータパルス幅とマグネトロン
最大電流との関係図、第７図および第８図は夫々この発
明の第２および第３の実施例に係るマグネトロン用電源
装置の回路図、第９図はマグネトロンの電気特性図であ
る。 １……マグネトロン、２……昇圧トランス、３……ダイ
オード、4,6……コンデンサ、５……整流器、15……リ
アクトル、16a〜16d……MOS FET、18……AC電源、19…
…PWM制御回路、20……電流検出器、21,22……抵抗、23
……可変抵抗器、24……誤差検出器、27……PWM変調
器、29……平滑フイルタ、30……整流回路。 尚、図中同一符号は同一又は相当部分を示す。
図、第２図はこの発明に係るPWM制御回路の構成図、第
３図は従来のマグネトロン用電源装置の回路図、第４図
はこの発明に係る装置の動作波形図、第５図はこの発明
に係るインバータパルス幅と出力電力との関係図、第６
図はこの発明に係るインバータパルス幅とマグネトロン
最大電流との関係図、第７図および第８図は夫々この発
明の第２および第３の実施例に係るマグネトロン用電源
装置の回路図、第９図はマグネトロンの電気特性図であ
る。 １……マグネトロン、２……昇圧トランス、３……ダイ
オード、4,6……コンデンサ、５……整流器、15……リ
アクトル、16a〜16d……MOS FET、18……AC電源、19…
…PWM制御回路、20……電流検出器、21,22……抵抗、23
……可変抵抗器、24……誤差検出器、27……PWM変調
器、29……平滑フイルタ、30……整流回路。 尚、図中同一符号は同一又は相当部分を示す。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 正田 勲 鎌倉市大船５丁目１番１号 三菱電機株 式会社大船製作所内 (56)参考文献 特開 昭57−163949（ＪＰ，Ａ) 特公 昭47−1645（ＪＰ，Ｂ１) 特公 昭51−28325（ＪＰ，Ｂ１) 特公 昭60−16836（ＪＰ，Ｂ２)
Claims (1)
- 【請求項１】交流から直流に変換された直流電源と、ス
イッチング素子群からなり、前記直流を高周波交流に変
換するインバータと、この高周波交流を昇圧する昇圧ト
ランスと、この昇圧トランスの出力を整流してマグネト
ロンに印加する整流回路と、前記昇圧トランスに直列に
接続されたリアクトルと、前記インバータをPWM制御す
るPWM制御回路を備え、上記PWM制御回路は昇圧トランス
の２次電流を整流平滑した値とPWM目標値との誤差を検
出し、この誤差に応じてPWM変調を行うマグネトロン用
電源装置において、上記マグネトロンに流れる最大電流
と上記インバータ装置のパルス幅との関係を表す係数
が、上記パルス幅と略比例関係になるように上記リアク
トルの値を設定し、上記直流に応じて上記パルス幅を制
御することを特徴とするマグネトロン用電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61049658A JP2572038B2 (ja) | 1986-03-07 | 1986-03-07 | マグネトロン用電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61049658A JP2572038B2 (ja) | 1986-03-07 | 1986-03-07 | マグネトロン用電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62208528A JPS62208528A (ja) | 1987-09-12 |
| JP2572038B2 true JP2572038B2 (ja) | 1997-01-16 |
Family
ID=12837282
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61049658A Expired - Lifetime JP2572038B2 (ja) | 1986-03-07 | 1986-03-07 | マグネトロン用電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2572038B2 (ja) |
Families Citing this family (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS62248743A (ja) * | 1987-04-15 | 1987-10-29 | 林 平八 | 波形鋼板合成柱 |
| JPS63199495U (ja) * | 1987-06-15 | 1988-12-22 | ||
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-
1986
- 1986-03-07 JP JP61049658A patent/JP2572038B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS62208528A (ja) | 1987-09-12 |
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