JPH0650673B2 - 高周波加熱装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 (イ)産業上の利用分野 この発明は電子レンジ等のいわゆる誘電加熱を行う為の
高周波加熱装置の改良に関し、更に詳しく述べれば、そ
の電源装置にインバータ回路を用い、該インバータ回路
により高周波電力を発生し、マグネトロン駆動用変圧器
にて昇圧してマグネトロンを駆動するよう構成した高周
波加熱装置の改良に関するものである。

(ロ)従来の技術 従来、この種の高周波加熱装置においては、マグネトロ
ン出力を安定制御し同時に半導体スイッチング素子を保
護する為に、マグネトロン駆動用変圧器巻線を利用した
電圧帰還手段・電流帰還手段・過電圧判定回路が設けら
れており、それらからのフィードバックによってインバ
ータ回路のオンパルス幅が制御されている。しかし通
常、電圧帰還手段の出力を、パルス幅を制御する制御回
路に入力すると同時に、そのまま過電圧判定回路にも入
力している。しかも、その過電圧判定回路の判定しきい
値レベルは、加熱スタート時も定常時も同じである。

(ハ)発明が解決しようとする問題点 加熱開始時、マグネトロンにマグネトロン駆動用変圧器
から高周波電力が印加されると、まずフィラメント電流
が流れてフィラメントの温度が上昇する。そしてフィラ
メントの温度がマグネトロン安定動作領域に到達すると
アノード電流が流れ始め、フィラメントが十分に温まる
とマグネトロンは安定発振するようになる。フィラメン
トが温まるまではアノード電流が流れないから、電流帰
還手段からの入力による制御ブレーキがゼロで、インバ
ータ回路は広いオンパルス幅で動作する。するとマグネ
トロン駆動用変圧器の出力に比較的大きな電圧が発生し
て、電圧帰還手段による制御ブレーキばかりでなく、前
記の過電圧判定回路が作動してしまい、インバータ回路
のオン時間幅が極端に狭く制御される。或は、インバー
ター回路を一旦停止させ再スタートを繰り返す。結果と
してフィラメントに与えられる高周波電力が小さくて、
フィラメントの温度上昇がゆっくりで、その分だけマグ
ネトロンの不安定動作状態が長く続く。従って、マグネ
トロンのモーディングや不連続発振を起こしやすいとい
う欠点がある。これは、過電圧判定回路の判定しきい値
レベルを、定常状態（安定にアノード電流が流れている
時）における半導体スイッチング素子の許容電力定格と
定格電流から決めていることに起因するものである。こ
の発明はこのような事情に鑑みてなされたもので、過電
圧判定回路に前記マグネトロン駆動用変圧器の電圧を伝
える電圧調節手段を設けて、加熱スタートから一定時間
は該電圧調節手段のフィードバック量を定常時よりも抑
制して、前記過電圧判定回路の判定しきい値レベルを相
対的に引き上げることにより、前記過電圧判定回路の誤
動作を防ぎ、速やかにマグネトロンを安定動作状態にす
るように構成した高周波加熱装置を提供するものであ
る。

(ニ)問題点を解決するための手段 この発明の構成を第１図に示す。１０１は商用電源を整
流・平滑して直流電源を作る整流・平滑回路、１０２は
インバータ回路であり、マグネトロン駆動用変圧器１０
４と、それに並列もしくは直列（図では並列）接続され
た共振コンデンサ１０３と、該マグネトロン駆動用変圧
器１０４に直列に接続された半導体スイッチング素子１
０５とから構成されている。１０６は半導体スイッチン
グ素子１０５を駆動する駆動回路、１０８は制御回路で
あり、出力設定部１０７からの設定入力と、マグネトロ
ン駆動用変圧器１０４に接続された電圧帰還手段１０９
からの入力と、電流帰還手段１１１からの入力とによ
り、駆動回路１０６に与えるＯＮパルス幅を制御する。
１１０は過電圧判定回路であり、電圧検出手段１１４か
ら入力されるマグネトロン駆動用変圧器１０４のフライ
バック電圧に相当する半位相の出力電圧を判定して、制
御回１０８へ過電圧判定信号を出力する。１１２はマグ
ネトロン駆動回路、１１３はマグネトロンである。１１
４は本発明における最主要構成要素の電圧調節手段であ
り、上記電圧検出手段で検出した上記半導体スイッチン
グ素子のＯＦＦ時の電圧を、加熱開始より一定時間降圧
して上記過電圧判定回路に入力するよう調節する。

(ホ)作用 制御回路１０８が出力するオン・オフパルス信号は駆動
回路１０６で増幅されて半導体スイッチング素子１０５
に与えられる。半導体スイッチング素子１０５の動作状
態を第２図に示す。制御回路１０８がオン信号を出力す
ると、半導体スイッチング素子１０５は導通して第２図
中の破線のコレクタ電流Ｉｃをマグネトロン駆動用変圧
器１０４に供給する。そして制御回路１０８がオフ信号
を出力すると半導体スイッチング素子１０５は非導通に
なり、共振コンデンサ１０３とマグネトロン駆動用変圧
器１０４とが共振回路を構成し、共振電圧が半導体スイ
ッチング素子１０５のコレクタ電圧Ｖｃｅに現れる。イ
ンバータ回路１０２は２０ｋHz〜１００ｋHz程度の周波
数で動作しており、電源周期での半導体スイッチング素
子１０５のコレクタ電圧波形は第３図のようになる。イ
ンバータ回路１０２で作られた高周波電力はマグネトロ
ン駆動用変圧器１０４の２次側昇圧巻線によりマグネト
ロン駆動回路１１２に供給される。そしてマグネトロン
１１３の出力加熱電力は、制御回路１０８が出力するオ
ン・オフパルス信号のオン時間幅に比例する。即ち、制
御回路１０８は、出力設定手段１０７の設定出力に応じ
たオン時間幅で、かつマグネトロン駆動用変圧器１０４
の発振周波数と同期したオン・オフパルス信号を駆動回
路１０６に出力する。

マグネトロン１１３に高周波電力が印加されると、まず
フィラメント電流が流れてフィラメント温度が上昇し、
その後アノード電流が流れ始め、電子レンジ庫内にマイ
クロ波が放射される。アノード電流が未だ流れていない
間は、電流帰還手段１１１からの入力に基づく制御ブレ
ーキはゼロであり、制御回路１０８は広いオンパルス幅
のオン信号を駆動回路１０６に出力する。するとマグネ
トロン駆動用変圧器１０４の出力には比較的大きな電圧
が発生し、電圧帰還手段１０９の出力電圧レベルが高く
なる。そしてオフ信号期間には比較的大きなフライバッ
ク電圧が発生し、電圧調節手段１１４の入力電圧レベル
と半導体スイッチング素子１０５のＶｃｅが高くなる。

第４図は、スタート時点（Ｔ１）からの半導体スイッチ
ング素子１０５のＶｃｅ(peak)の変化を、第５図はコレ
クタ電流Ｉｃ(peak)の変化を示している。スタート直
後、Ｖｃｅ(peak)は急激に増大しアノード電流が流れる
直前（Ｔ２）で最大値（Ｖｃｅ(peak)＝Ｃ）となる。こ
の間コレクタには無負荷電流（Ｉｃ(peak)＝Ｅ）が流れ
る。そしてアノード電流が流れ始めるとＩｃ(peak)は増
大しＶｃｅ(peak)は低下し、Ｔ３時点以後Ｉｃ(peak)＝
Ｆ，Ｖｃｅ(peak)＝Ｄでほぼ安定し、定電力制御期間に
入る。

第４図において、レベルＢは定常時における過電圧判定
回路１１０の判定しきい値レベルに相当するコレクタ電
圧であり、Ｖｃｅ(peak)の最大値Ｃはこのレベルを越え
ている。ところが半導体スイッチング素子１０５の動作
時の破壊が電力熱破壊であることから、Ｉｃ(peak)がＦ
以下の期間では最大安全許容Ｖｃｅ(peak)のレベル（レ
ベル（レベルＡ）は当然レベルＢよりも高い。即ち、比
較的Ｖｃｅ定格の大きな半導体スイッチング素子１０５
を使うと、そのレベルＡはＣよりも高く設定することが
できる。

そこで、本発明では過電圧判定回路１１０の判定しきい
値レベルをＣからＡに変更する代りに、電圧調節手段１
１４によって過電圧判定回路１１０への入力電圧を電圧
レベルＡがＣになるように電圧調節している。

アノード電流が流れ始めてから定常状態に安定するまで
の時間Ｔ_３−Ｔ_２は制御系の応答性に依存するから、そ
れと併せて半導体スイッチング素子１０５の安全最大定
格を考慮して、過電圧判定回路１１０の判定しきい値レ
ベルに相当するコレクタ電圧を、レベルＡからレベルＢ
に変化させる時間(t)を適当に決めることができる。第
６図に過電圧判定回路１１０のコンパレータＩＣ３６の
入力電圧のタイムチャートを示す。

第６図のＫはフィードバック量を降圧により抑制しない
場合の、第４図のＶｃｅ(peak)の最大値Ｃに相当する入
力電圧であり、レベルＧはレベルＢに相当するところの
過電圧判定回路１１０の判定しきい値レベルである。Ｈ
は定常時のＶｃｅ(peak)＝Ｄに相当する入力電圧であ
る。時間ｔの間、電圧調節手段１１４によって過電圧判
定回路１１０への入力電圧を降圧により抑制することに
よって、カーブＸをカーブＹに変えている。即ち、Ｖｃ
ｅ(peak)の最大値をＪまで降圧により抑制し、時間ｔ以
後はその降圧による抑制を解除することにより、過電圧
判定回路１１０の判定しきい値レベルは一定でありなが
ら、時間ｔで判定しきい値レベルを第４図のレベルＡか
らレベルＢへ変化させたのと同じ効果を持たせることが
できる。そして、半導体スイッチング素子１０５を熱破
壊から守りながら、速やかにマグネトロンの発振を立ち
上がらせるインバータ制御系を構成できている。

(ヘ)実施例 以下、図面に示す実施例に基づいてこの発明を詳述す
る。尚、これによってこの発明が限定されるものではな
い。

第７図は、加熱スタートから一定時間内は電圧調節手段
１１４の出力を抑制して、過電圧判定回路１１０の判定
しきい値レベルに相当する半導体スイッチング素子１０
５のコレクタ電圧を高くし、また、過電圧と判定した場
合は一旦インバータ回路を停止させるように構成した実
施例の回路図である。なお第１図と同じ機能部品につい
ては、同じ番号を付して説明する。

商用電源１にスイッチ２を介して整流・平滑回路１０１
が接続されている。整流平滑回路１０１は整流ブリッジ
３と、その出力端子にチョークコイル４と平滑コンデン
サ５とを接続して構成されている。整流・平滑回路１０
１の直流出力端子には、マグネトロン駆動用変圧器１０
４の１次巻線６と共振コンデンサ１０３との並列共振回
路に半導体スイッチング素子１０５を直列接続すると共
にダンパーダイオード１１５が半導体スイッチング素子
１０５のコレクタ−エミッタ間に逆接続されてなるイン
バータ回路１０２が接続されている。マグネトロン１１
３を発振させるマグネトロン駆動回路１１２はマグネト
ロン駆動用変圧器１０４を介して、２次側昇圧巻線８を
半波整流するダイオード１１とコンデンサ１０が接続さ
れている。制御回路１０８は電源トランス１２と電源回
路１３により直流電源（Ｖｄ＝−１２Ｖ）を作り、半導
体スイッチング素子１０５を高周波スイッチングさせる
ためのオン・オフパルス信号をパルス発生回路１４で発
生させている。マグネトロン駆動用変圧器１０４の、１
次巻線６・２次側昇圧巻線８と相似な電圧を出力する検
知補巻線９から、上記インバータ回路１０２の発振同期
信号をタイミング回路１７に入力して、三角波発生回路
１６のタイミングを制御する。出力設定部１０７・電圧
帰還手段１０９・電流帰還手段１１１の出力電圧の合成
電圧と、三角波発生回路１６の出力電圧とを比較回路１
５で比較して、パルス発生信号のオン・オフ時間幅が決
まる。

制御回路１０８各部の電圧波形を第８図に示す。検知補
巻線９の出力電圧は、１次巻線６・２次側昇圧巻線８の
両出力電圧と相似であるから、フライバツク電圧（半導
体スイッチング素子１０５がオフの位相の電圧）はダイ
オード２３で電圧調節回路１１４ａに入力できる。そし
て抵抗２４・抵抗２６・抵抗２８の分圧にして過電圧判
定回路１１０に出力する。その電圧（コンパレータＩＣ
３６の反転入力電圧）が、抵抗２７・抵抗２９で決まる
過電圧判定しきい値レベル（非反転入力電圧）を越える
と、抵抗３０とコンデンサ３１で決まる一定時間コンパ
レータＩＣ３６の出力はLOWになり、トランジスタ３４
・トランジスタ３５がオンする。すると比較回路１５の
出力設定部側の入力電圧をＶｄレベルまで引き下げるの
で、パルス信号のオン時間幅がゼロになり半導体スイッ
チング素子１０５のスイッチング動作が一旦停止して、
一定時間後に自動再スタートする。

加熱スタート時には計時回路１８が一定時間(t)をカウ
ントし、その間トランジスタ２５をオンにする。つまり
電圧調節手段１１４の抵抗２８が短絡になり、過電圧判
定回路１１０への入力電圧（コンパレータＩＣ３６の反
転入力電圧）を降圧して低く抑制する（第６図のカーブ
Ｙ）。その結果、過電圧判定回路１１０が過電圧判定す
る、マグネトロン駆動用変圧器１０４の出力電圧レベル
（半導体スイッチング素子１０５のＶｃｅ(peak)値）は
高くなる（第４図のレベルＡに相当する）。そして一定
時間(t)経過後はトランジスタ２５がオフになるから、
電圧調節手段１１４の出力電圧の降圧による抑制は無く
なり、過電圧判定回路１１０が過電圧判定するマグネト
ロン駆動用変圧器１０４の出力電圧レベルは低くなる
（第４図のレベルＢに相当する）。電圧帰還手段１０９
は、半導体スイッチング素子１０５のオン位相タイミン
グで検知補巻線９の出力電圧をダイオード１９でフィー
ドバックする。ツェナーダイオード２０のオフセット機
能により、検知電圧（マイナス電位）が一定値以上低く
なると、前記比較回路１５の出力設定部側の入力電圧を
引き下げてオンパルス幅を狭くして、マグネトロンの出
力を抑制する。電流帰還手段１１１は、マグネトロン電
流を抵抗３７で電圧に変換してダイオード３８でコンパ
レータＩＣ４６の反転入力に入力する。その入力電圧
が、抵抗４１抵抗４２の分圧（非反転入力電圧）を越え
ると、コンパレータＩＣ４６の出力はＬＯＷになり、前
記比較回路１５の出力設定部側の入力電圧を下げてオン
パルス幅を狭くして、マグネトロンの出力を抑制する。
即ち電圧帰還手段１０９はマグネトロン駆動用変圧器１
０４の出力電圧を一定にすべく、電流帰還手段１１１は
マグネトロンのアノード電流を一定にすべくブレーキ制
御機能を持ち、合わせてマグネトロンの出力電力を一定
にするように制御している。

加熱スタート時で未だアノード電流が流れ始めていない
間は（第６図のＴ１−Ｔ２間）、電流帰還手段１１１の
入力がゼロで、コンパレータＩＣ４６の出力はＨＩＧＨ
である。従って前記比較回路１５の出力設定部１０７側
からの入力電圧は高く、パルス信号のオン時間幅は広い
ので発生するフライバック電圧が比較的大きい。ところ
が前記計時回路１８がトランジスタ２５をオンして、電
圧調節手段１１４の出力を降圧により抑制して、過電圧
判定回路１１０の入力レベルを下げて（第６図のカーブ
Ｙ）、過電圧判定しきい値レベルを相対的に引き上げて
るから（第４図のレベルＡ）、過電圧判定回路１１０が
誤動作してインバータ回路１０２を一旦停止させるよう
なことはない。そしてアノード電流が流れて電流帰還手
段１１１のフィードバックが始まると、オンパルス幅は
電力一定制御されるべく定常状態に入る。前記一定時間
(t)をカウント終了した計時回路１８はトランジスタ２
５をオフにするから、過電圧判定しきい値レベルは相対
的に下がり（第４図のレベルＢ）、以後過電圧異常を監
視する。

計時回路１８による一定時間(t)は第６図のＴ２時点と
Ｔ３時点の間に終了するように設定されるが、アノード
電流の立ち上がり勾配とフライバック電圧の立ち下がり
勾配との電力積と、半導体スイッチング素子１０５の許
容定格値とから、設計的に決めることができる。

尚、上記実施例では電圧調節手段１１４を電圧調節回路
１１４ａと制御回路内蔵の計時回路１８とで構成してい
るが電圧調節回路１１４ａに計時回路１８を内蔵させて
構成してもよい。

(ト)発明の効果 この発明によれば、加熱スタート時のアノード電流が流
れ始める直前に発生する比較的大きなフライバック電圧
に対して、過電圧判定回路が誤動作してしまうこと無
く、かつ、アノード電流が流れてからも、半導体スイッ
チング素子を熱破壊から守るべく適正な判定しきい値レ
ベルの過電圧判定回路を構成することができ、信頼性の
高い高周波加熱装置を実現することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の構成を示すブロック図、第２図は制
御回路の出力信号と、半導体スイッチング素子のコレク
タ電流・コレクタ電圧波形図、第３図は電源同期の半導
体スイッチング素子のコレクタ電圧波形図、第４図は半
導体スイッチング素子のＶｃｅ(peak)の時間的変化を示
すタイムチャート、第５図は半導体スイッチング素子の
Ｉｃ(peak)の時間的変化を示すタイムチャート、第６図
は電圧検出手段の出力電圧の抑制状態を示すタイムチャ
ート、第７図は本発明の実施例を示す回路図、第８図は
制御回路の各部の電圧波形図である。 符号 １０１：整流・平滑回路、１０２：インバータ回路、１
０７：出力設定部、１０８：制御回路、１０９：電圧帰
還手段、１１０：過電圧判定回路、１１１：電流帰還手
段、１１２：マグネトロン駆動回路、１１３：マグネト
ロン、１１４：電圧調節手段。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】商用電源を整流・平滑して直流電源を作る
   整流・平滑回路と、マグネトロン駆動用変圧器，該変圧
   器と並列もしくは直列接続された共振コンデンサ，前記
   変圧器と直列接続された半導体スイッチング素子にて構
   成されたインバータ回路と、前記半導体スイッチング素
   子を駆動する駆動回路と、該駆動回路を制御する制御回
   路と、前記変圧器の電圧を検出する電圧検出手段と、該
   電圧検出手段で検出した上記半導体スイッチング素子の
   ＯＦＦ時の電圧が当該半導体スイッチング素子の最大安
   全許容電圧以下に設定された過電圧値であることを判定
   すると共に上記制御回路に駆動停止信号を出力する過電
   圧判定回路とを備えて成る高周波加熱装置において、 上記電圧検出手段で検出した上記半導体スイッチング素
   子のＯＦＦ時の電圧を、加熱開始より一定時間降圧して
   上記過電圧判定回路に入力するよう調節する電圧調節手
   段を設けたことを特徴とする高周波加熱装置。