JPH0690953B2 - 高周波加熱装置 - Google Patents
高周波加熱装置Info
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- JPH0690953B2 JPH0690953B2 JP62306583A JP30658387A JPH0690953B2 JP H0690953 B2 JPH0690953 B2 JP H0690953B2 JP 62306583 A JP62306583 A JP 62306583A JP 30658387 A JP30658387 A JP 30658387A JP H0690953 B2 JPH0690953 B2 JP H0690953B2
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- magnetron
- circuit
- transformer
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Description
【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） この発明は電子レンジ等のいわゆる誘電加熱を行う為の
高周波加熱装置の改良に関し、更に詳しく述べれば、そ
の電源装置にインバータ回路を用い、該インバータ回路
により高周波電力を発生しマグネトロン駆動用変圧器で
昇圧してマグネトロンを駆動するよう構成した高周波加
熱装置の改良に関するものである。
高周波加熱装置の改良に関し、更に詳しく述べれば、そ
の電源装置にインバータ回路を用い、該インバータ回路
により高周波電力を発生しマグネトロン駆動用変圧器で
昇圧してマグネトロンを駆動するよう構成した高周波加
熱装置の改良に関するものである。
（従来の技術） 従来、この種の高周波加熱装置においては、マグネトロ
ン出力を安定制御し同時に半導体スイッチング素子を保
護する為に、マグネトロン駆動用変圧器巻線を利用した
電圧帰還手段・電流帰還手段・過電圧検出回路が設けら
れており、それらのフィードバックによってインバータ
回路のオンパルス幅が制御されている。しかしその過電
圧検出回路のしきい値は一定値であった。
ン出力を安定制御し同時に半導体スイッチング素子を保
護する為に、マグネトロン駆動用変圧器巻線を利用した
電圧帰還手段・電流帰還手段・過電圧検出回路が設けら
れており、それらのフィードバックによってインバータ
回路のオンパルス幅が制御されている。しかしその過電
圧検出回路のしきい値は一定値であった。
（発明が解決しようとする問題点） 加熱開始時、マグネトロンにマグネトロン駆動用変圧器
から高周波電力が印加されると、まずフィラメント電流
が流れてフィラメントの温度が上昇する。そしてフィラ
メントの温度がマグネトロン安定動作領域に到達すると
アノード電流が流れ始め、フィラメントが十分に温まる
とマグネトロンは安定発振するようになる。フィラメン
トが温まるまではアノード電流が流れないから、電流帰
還手段からの入力によるブレーキがゼロで、インバータ
回路は広いオンパルス幅で動作する。するとマグネトロ
ン駆動用変圧器の出力に大きな電圧が発生して前記の過
電圧検出回路が作動してしまい、インバータ回路のオン
時間幅が狭く制御される。或いは、インバータ回路を一
旦停止させ再スタートを繰り返す。結果としてフィラメ
ントに与えられる高周波電力は小さくて、フィラメント
の温度上昇がゆっくりで、その分だけマグネトロンの不
安定動作状態が長く続く。従って、マグネトロンのモー
ディングや不連続発振を起こしやすいという欠点があっ
た。これは、過電圧検出回路のしきい値を、定常状態
（アノード電流が流れている時）におけるスイッチング
素子の許容電力定格と定格電流に基づいて決めているこ
とに起因するものである。この発明はこのような事情に
鑑みてなされたもので、加熱開始から所定時間は過電圧
検出回路のしきい値を定常時より高くして、速やかにマ
グネトロンを安定動作状態にするように構成した高周波
加熱装置を提供せんとするものである。
から高周波電力が印加されると、まずフィラメント電流
が流れてフィラメントの温度が上昇する。そしてフィラ
メントの温度がマグネトロン安定動作領域に到達すると
アノード電流が流れ始め、フィラメントが十分に温まる
とマグネトロンは安定発振するようになる。フィラメン
トが温まるまではアノード電流が流れないから、電流帰
還手段からの入力によるブレーキがゼロで、インバータ
回路は広いオンパルス幅で動作する。するとマグネトロ
ン駆動用変圧器の出力に大きな電圧が発生して前記の過
電圧検出回路が作動してしまい、インバータ回路のオン
時間幅が狭く制御される。或いは、インバータ回路を一
旦停止させ再スタートを繰り返す。結果としてフィラメ
ントに与えられる高周波電力は小さくて、フィラメント
の温度上昇がゆっくりで、その分だけマグネトロンの不
安定動作状態が長く続く。従って、マグネトロンのモー
ディングや不連続発振を起こしやすいという欠点があっ
た。これは、過電圧検出回路のしきい値を、定常状態
（アノード電流が流れている時）におけるスイッチング
素子の許容電力定格と定格電流に基づいて決めているこ
とに起因するものである。この発明はこのような事情に
鑑みてなされたもので、加熱開始から所定時間は過電圧
検出回路のしきい値を定常時より高くして、速やかにマ
グネトロンを安定動作状態にするように構成した高周波
加熱装置を提供せんとするものである。
（問題点を解決するための手段） この発明の構成を第１図に基づき説明する。101は商用
電源を整流・平滑して直流電源を作る整流・平滑回路、
102はインバータ回路で、マグネトロン駆動用変圧器104
と、それに並列もしくは直列（図では並列）接続された
共振コンデンサ103と、該変圧器104に直列に接続された
半導体スイッチング素子105より構成される。106は半導
体スイッチング素子105を駆動する駆動回路、108は制御
回路で、出力設定部107からの設定入力と、マグネトロ
ン駆動用変圧器104に接続された電圧帰還手段109からの
入力と、電流帰還手段111からの入力により与えるパル
ス幅を制御する。110は変圧器104のフライバック電圧が
しきい値より高いとき制御回路108へ過電圧信号を出力
する過電圧検出回路であり、しきい値が可変である。11
2はマグネトロン駆動回路、113はマグネトロンである。
そして、上記制御回路108内には加熱開始直後よりマグ
ネトロンのアノード電流が流れ始めマグネトロンの動作
が定常状態に安定するまでの所定時間だけ過電圧検出回
路のしきい値を定常時より高く設定するしきい値設定手
段である計時回路18が内蔵されている。
電源を整流・平滑して直流電源を作る整流・平滑回路、
102はインバータ回路で、マグネトロン駆動用変圧器104
と、それに並列もしくは直列（図では並列）接続された
共振コンデンサ103と、該変圧器104に直列に接続された
半導体スイッチング素子105より構成される。106は半導
体スイッチング素子105を駆動する駆動回路、108は制御
回路で、出力設定部107からの設定入力と、マグネトロ
ン駆動用変圧器104に接続された電圧帰還手段109からの
入力と、電流帰還手段111からの入力により与えるパル
ス幅を制御する。110は変圧器104のフライバック電圧が
しきい値より高いとき制御回路108へ過電圧信号を出力
する過電圧検出回路であり、しきい値が可変である。11
2はマグネトロン駆動回路、113はマグネトロンである。
そして、上記制御回路108内には加熱開始直後よりマグ
ネトロンのアノード電流が流れ始めマグネトロンの動作
が定常状態に安定するまでの所定時間だけ過電圧検出回
路のしきい値を定常時より高く設定するしきい値設定手
段である計時回路18が内蔵されている。
（作用） 制御回路108が出力するオン・オフパルス信号は駆動回
路106で増幅されて半導体スイッチング素子105に与えら
れる。半導体スイッチング素子105の動作状態を第２図
に示す。制御回路108がオン信号を出力すると、半導体
スイッチング素子105は導通して、第２図中の破線のコ
レクタ電流Icをマグネトロン駆動用変圧器104に供給す
る。そして制御回路108がオフ信号を出力すると半導体
スイッチング素子105は非導通になり、共振コンデンサ1
03とマグネトロン駆動用変圧器104とが共振回路を構成
し共振電圧が半導体スイッチング素子105のコレクタ電
圧Vceに現れる。インバータ回路102は20kHZ〜100kHZ程
度の周波数で動作しており、電源周期での半導体スイッ
チング素子105のコレクタ電圧波形は第３図のようにな
る。インバータ回路102で作られた高周波電力はマグネ
トロン駆動用変圧器104の２次側昇圧巻線によりマグネ
トロン駆動回路112に供給され、マグネトロン113の加熱
出力は、制御回路108が出力するオン・オフパルス信号
のオン時間幅に比例する。即ち、制御回路108は、出力
設定手段107の設定出力に応じたオン時間幅で、かつマ
グネトロン駆動用変圧器104の発振周波数と同期したオ
ン・オフパルス信号を駆動回路106に出力する。マグネ
トロン113に高周波電力が印加されると、まずフィラメ
ント電流が流れてフィラメント温度が上昇し、その後ア
ノード電流が流れ始め、電子レンジ庫内にマイクロ波が
放射される。アノード電流が未だ流れていない間は電流
帰還手段111からの入力に基づくブレーキはゼロであ
り、制御回路108は広いオンパルス幅のオン信号が駆動
回路106に出力する。するとマグネトロン駆動用変圧器1
04の出力には大きな電圧が発生し、電圧帰還手段109の
出力レベルが高くなる。そしてオフ信号期間には大きな
フライバック電圧が発生し、スイッチング素子105のVce
に現れる。
路106で増幅されて半導体スイッチング素子105に与えら
れる。半導体スイッチング素子105の動作状態を第２図
に示す。制御回路108がオン信号を出力すると、半導体
スイッチング素子105は導通して、第２図中の破線のコ
レクタ電流Icをマグネトロン駆動用変圧器104に供給す
る。そして制御回路108がオフ信号を出力すると半導体
スイッチング素子105は非導通になり、共振コンデンサ1
03とマグネトロン駆動用変圧器104とが共振回路を構成
し共振電圧が半導体スイッチング素子105のコレクタ電
圧Vceに現れる。インバータ回路102は20kHZ〜100kHZ程
度の周波数で動作しており、電源周期での半導体スイッ
チング素子105のコレクタ電圧波形は第３図のようにな
る。インバータ回路102で作られた高周波電力はマグネ
トロン駆動用変圧器104の２次側昇圧巻線によりマグネ
トロン駆動回路112に供給され、マグネトロン113の加熱
出力は、制御回路108が出力するオン・オフパルス信号
のオン時間幅に比例する。即ち、制御回路108は、出力
設定手段107の設定出力に応じたオン時間幅で、かつマ
グネトロン駆動用変圧器104の発振周波数と同期したオ
ン・オフパルス信号を駆動回路106に出力する。マグネ
トロン113に高周波電力が印加されると、まずフィラメ
ント電流が流れてフィラメント温度が上昇し、その後ア
ノード電流が流れ始め、電子レンジ庫内にマイクロ波が
放射される。アノード電流が未だ流れていない間は電流
帰還手段111からの入力に基づくブレーキはゼロであ
り、制御回路108は広いオンパルス幅のオン信号が駆動
回路106に出力する。するとマグネトロン駆動用変圧器1
04の出力には大きな電圧が発生し、電圧帰還手段109の
出力レベルが高くなる。そしてオフ信号期間には大きな
フライバック電圧が発生し、スイッチング素子105のVce
に現れる。
第４図は、スタート時点T1からのスイッチング素子105
のVce（peak）の変化を示すタイムチャートで、第５図
はコレクタ電流Ic（peak）の変化を示すタイムチャート
である。スタート直後、Vce（peak）は急激に増大しア
ノード電流が流れる直前T2で最大値Vce＝Ｃとなる。こ
の間コレクタには無負荷電流Ic＝Ｅが流れる。そしてア
ノード電流が流れ始めるとIc（peak）が増大すると共に
Vce（peak）が低下し、R3時点以後Ic（peak）＝F.Vce
（peak）＝Ｄで安定し、定電力制御期間に入る。第４図
において、Ｂは定常時の過電圧検出回路110のしきい値
レベルであり、Vce（peak）の最大値Ｃはこのレベルを
越えている。ところがスイッチング素子105の動作時の
破壊が電力熱破壊であることから、Ic（peak）がＦ以下
の期間では最大安全許容Vceのレベルは当然Ｂレベルよ
りも高い。そこで、Vce定格の大きなスイッチング素子1
05を使うと、そのレベルＡはＣよりも高く設定すること
ができる。アノード電流が流れ始めてから定常状態に安
定するまでの時間T3-T2は、制御系の応答性に依存する
から、それと併せてスイッチング素子105の安全定格を
考慮して、過電圧検出回路のしきい値をレベルＡからレ
ベルＢに変化させる所定時間（ｔ）を決めることができ
る。即ち第６図のカーブＸのように、スタート時点T1よ
り所定時間（ｔ）はレベルＡ、それ以後の定常期間はレ
ベルＢを過電圧検出回路110のしきい値とすることによ
り、スイッチング素子105を熱破壊から守りながら、速
やかにマグネトロンの発振を立ち上らせることができ
る。
のVce（peak）の変化を示すタイムチャートで、第５図
はコレクタ電流Ic（peak）の変化を示すタイムチャート
である。スタート直後、Vce（peak）は急激に増大しア
ノード電流が流れる直前T2で最大値Vce＝Ｃとなる。こ
の間コレクタには無負荷電流Ic＝Ｅが流れる。そしてア
ノード電流が流れ始めるとIc（peak）が増大すると共に
Vce（peak）が低下し、R3時点以後Ic（peak）＝F.Vce
（peak）＝Ｄで安定し、定電力制御期間に入る。第４図
において、Ｂは定常時の過電圧検出回路110のしきい値
レベルであり、Vce（peak）の最大値Ｃはこのレベルを
越えている。ところがスイッチング素子105の動作時の
破壊が電力熱破壊であることから、Ic（peak）がＦ以下
の期間では最大安全許容Vceのレベルは当然Ｂレベルよ
りも高い。そこで、Vce定格の大きなスイッチング素子1
05を使うと、そのレベルＡはＣよりも高く設定すること
ができる。アノード電流が流れ始めてから定常状態に安
定するまでの時間T3-T2は、制御系の応答性に依存する
から、それと併せてスイッチング素子105の安全定格を
考慮して、過電圧検出回路のしきい値をレベルＡからレ
ベルＢに変化させる所定時間（ｔ）を決めることができ
る。即ち第６図のカーブＸのように、スタート時点T1よ
り所定時間（ｔ）はレベルＡ、それ以後の定常期間はレ
ベルＢを過電圧検出回路110のしきい値とすることによ
り、スイッチング素子105を熱破壊から守りながら、速
やかにマグネトロンの発振を立ち上らせることができ
る。
（実施例） 以下、図面に示す実施例に基づいてこの発明を詳述す
る。尚、これによってこの発明が限定されるものではな
い。
る。尚、これによってこの発明が限定されるものではな
い。
第７図は加熱スタートから所定時間経過すると過電圧検
出回路のしきい値を低くし、また、過電圧を検出した場
合は一旦インバータ回路を停止させるように構成した実
施例の回路図である。
出回路のしきい値を低くし、また、過電圧を検出した場
合は一旦インバータ回路を停止させるように構成した実
施例の回路図である。
商用電源１にスイッチ２を介して整流平滑回路101が接
続されている。整流平滑回路101は整流ブリッジ３と、
その出力端子にチョークコイル４と平滑コンデンサ５を
接続して構成されている。整流平滑回路101の直流出力
端子には、マグネトロン駆動用変圧器104の１次巻線６
と共振コンデンサ103の並列共振回路が接続され、また
マグネトロン駆動用変圧器104とスイッチング素子105の
直列回路が接続され、ダンパーダイオード114がスイッ
チング素子105のコレクタ−エミッタ間に逆接続されて
いる。マグネトロン113を発振させるマグネトロン駆動
回路112はマグネトロン駆動用変圧器104を介して、マグ
ネトロンヒータ巻線７とマグネトロン入力巻線８を半波
整流する高圧ダイオード11と高圧コンデンサ10が接続さ
れている。制御回路108は電源トランス12と電源回路13
により直流電源（Vd＝−12V）を作り、スイッチング素
子105を高周波スイッチングさせるためのオン・オフパ
ルス信号をパルス発生回路14で発生させている。マグネ
トロン駆動用変圧器104のマグネトロン入力巻線８と相
似な電圧を出力する補巻線９から、マグネトロン113の
発振同期信号をタイミング回路17に入力して、三角波発
生回路16のタイミングを制御する。出力設定部107・電
圧帰還手段109・電流帰還手段111の出力電圧の合成電圧
と、三角波発生回路16の出力電圧とを比較回路15で比較
して、パルス発生信号のオン・オフ時間幅が決まる。制
御回路108の各部の電圧波形を第８図に示す。補巻線９
の出力電圧は、１次巻線６・マグネトロン入力巻線８の
両出力電圧と相似であるから、フライバック電圧（スイ
ッチング素子105がオフの位相の電圧）はダイオード23
で過電圧検出回路110に入力できる。その入力電圧（コ
ンパレータI36の反転入力）が、抵抗26.27.29で決まる
過電圧しきい値レベル（非反転入力）を越えると抵抗30
とコンデンサ31で決まる一定時間コンパレータI36の出
力はLOWになり、トランジスタ34.35がオンする。すると
比較回路15の出力設定部側の入力電圧をVDレベルまで引
き下げるので、パルス信号のオン時間幅がゼロになりス
イッチング素子105のスイッチング動作が一旦停止し
て、自動再スタートする。
続されている。整流平滑回路101は整流ブリッジ３と、
その出力端子にチョークコイル４と平滑コンデンサ５を
接続して構成されている。整流平滑回路101の直流出力
端子には、マグネトロン駆動用変圧器104の１次巻線６
と共振コンデンサ103の並列共振回路が接続され、また
マグネトロン駆動用変圧器104とスイッチング素子105の
直列回路が接続され、ダンパーダイオード114がスイッ
チング素子105のコレクタ−エミッタ間に逆接続されて
いる。マグネトロン113を発振させるマグネトロン駆動
回路112はマグネトロン駆動用変圧器104を介して、マグ
ネトロンヒータ巻線７とマグネトロン入力巻線８を半波
整流する高圧ダイオード11と高圧コンデンサ10が接続さ
れている。制御回路108は電源トランス12と電源回路13
により直流電源（Vd＝−12V）を作り、スイッチング素
子105を高周波スイッチングさせるためのオン・オフパ
ルス信号をパルス発生回路14で発生させている。マグネ
トロン駆動用変圧器104のマグネトロン入力巻線８と相
似な電圧を出力する補巻線９から、マグネトロン113の
発振同期信号をタイミング回路17に入力して、三角波発
生回路16のタイミングを制御する。出力設定部107・電
圧帰還手段109・電流帰還手段111の出力電圧の合成電圧
と、三角波発生回路16の出力電圧とを比較回路15で比較
して、パルス発生信号のオン・オフ時間幅が決まる。制
御回路108の各部の電圧波形を第８図に示す。補巻線９
の出力電圧は、１次巻線６・マグネトロン入力巻線８の
両出力電圧と相似であるから、フライバック電圧（スイ
ッチング素子105がオフの位相の電圧）はダイオード23
で過電圧検出回路110に入力できる。その入力電圧（コ
ンパレータI36の反転入力）が、抵抗26.27.29で決まる
過電圧しきい値レベル（非反転入力）を越えると抵抗30
とコンデンサ31で決まる一定時間コンパレータI36の出
力はLOWになり、トランジスタ34.35がオンする。すると
比較回路15の出力設定部側の入力電圧をVDレベルまで引
き下げるので、パルス信号のオン時間幅がゼロになりス
イッチング素子105のスイッチング動作が一旦停止し
て、自動再スタートする。
加熱スタート時には計時回路18が一定時間（ｔ）をカウ
ントし、その間トランジスタ25をオンにする。つまり抵
抗26と抵抗27が並列接続になり、過電圧しきい値レベル
を高く（第６図のＡレベル）する。そして所定時間
（ｔ）経過後はトランジスタ25がオフになるから、過電
圧しきい値レベルは低く（第６図のＢレベル）なる。
ントし、その間トランジスタ25をオンにする。つまり抵
抗26と抵抗27が並列接続になり、過電圧しきい値レベル
を高く（第６図のＡレベル）する。そして所定時間
（ｔ）経過後はトランジスタ25がオフになるから、過電
圧しきい値レベルは低く（第６図のＢレベル）なる。
電圧帰還手段109はスイッチング素子105のオン位相タイ
ミングで補巻線９の出力電圧をダイオード19でフィード
バックする。ツェナーダイオードのオフセット機能によ
り、検知電圧が一定以上になると、前記比較回路15の出
力設定部側の入力電圧を下げてオンパルス幅を狭くし
て、マグネトロンの出力を抑制する。電流帰還手段111
は、マグネトロン電流を抵抗37で電圧に変換してダイオ
ード38でコンパレータII46の反転入力に入力する。その
入力電圧が、抵抗41.42の分圧（非反転入力）を越える
と、コンパレータII46の出力はLOWになり、前記比較回
路15の出力設定部側の入力電圧を下げてオンパルス幅を
狭くして、マグネトロンの出力を抑制する。即ち電圧帰
還手段109は電圧を一定にすべく、電流帰還手段は電流
を一定にすべくブレーキ機能を持ち、合わせてマグネト
ロンの出力電力を一定にするように制御している。加熱
スタート時で未だアノード電流が流れ始めていない間は
（第）６図のT1−T2間）、電流帰還手段111の入力がゼ
ロで、コンパレータII46の出力はHIGHである。従って前
記比較回路15の出力設定部側の入力電圧は高く、パルス
信号のオン時間幅は広いので、発生するフライバック電
圧が大きい。ところが前記計時回路18がトランジスタ25
をオンして、過電圧しきい値レベルを引き上げているか
ら（第６図のレベルＡ）、過電圧検出回路110がはたら
いてインバータ回路を一旦停止させるようなことはな
い。そしてアノード電流が流れて電流帰還手段111のフ
ィードバックが始まると、マグネトロンの出力電圧が一
定になるようにオンパルス幅が制御され定常状態に入
る。前記所定時間（ｔ）をカウント終了した計時回路18
はトランジスタ25をオフにするから、過電圧しきい値レ
ベルはさがり（第６図のレベルＢ）、以後過電圧異常を
監視する。前記所定時間（ｔ）は第６図のT2時点とT3時
点の間に終了するように設定されるがアノード電流の立
ち上がり値とフライバック電圧の立ち下がり値との電力
積と、スイッチング素子105の定格値とから、設計的に
決めることができる。
ミングで補巻線９の出力電圧をダイオード19でフィード
バックする。ツェナーダイオードのオフセット機能によ
り、検知電圧が一定以上になると、前記比較回路15の出
力設定部側の入力電圧を下げてオンパルス幅を狭くし
て、マグネトロンの出力を抑制する。電流帰還手段111
は、マグネトロン電流を抵抗37で電圧に変換してダイオ
ード38でコンパレータII46の反転入力に入力する。その
入力電圧が、抵抗41.42の分圧（非反転入力）を越える
と、コンパレータII46の出力はLOWになり、前記比較回
路15の出力設定部側の入力電圧を下げてオンパルス幅を
狭くして、マグネトロンの出力を抑制する。即ち電圧帰
還手段109は電圧を一定にすべく、電流帰還手段は電流
を一定にすべくブレーキ機能を持ち、合わせてマグネト
ロンの出力電力を一定にするように制御している。加熱
スタート時で未だアノード電流が流れ始めていない間は
（第）６図のT1−T2間）、電流帰還手段111の入力がゼ
ロで、コンパレータII46の出力はHIGHである。従って前
記比較回路15の出力設定部側の入力電圧は高く、パルス
信号のオン時間幅は広いので、発生するフライバック電
圧が大きい。ところが前記計時回路18がトランジスタ25
をオンして、過電圧しきい値レベルを引き上げているか
ら（第６図のレベルＡ）、過電圧検出回路110がはたら
いてインバータ回路を一旦停止させるようなことはな
い。そしてアノード電流が流れて電流帰還手段111のフ
ィードバックが始まると、マグネトロンの出力電圧が一
定になるようにオンパルス幅が制御され定常状態に入
る。前記所定時間（ｔ）をカウント終了した計時回路18
はトランジスタ25をオフにするから、過電圧しきい値レ
ベルはさがり（第６図のレベルＢ）、以後過電圧異常を
監視する。前記所定時間（ｔ）は第６図のT2時点とT3時
点の間に終了するように設定されるがアノード電流の立
ち上がり値とフライバック電圧の立ち下がり値との電力
積と、スイッチング素子105の定格値とから、設計的に
決めることができる。
（発明の効果） この発明によれば、加熱開始時のマグネトロンのアノー
ド電流が流れ始める直前に発生する比較的大きなフライ
バック電圧に過電圧検出回路が誤動作し、インバータ回
路を一旦停止して再度加熱を開始する動作を繰り返し行
うことが無く、かつ、アノード電流が流れてからも、ス
イッチング素子を熱破壊から守るべく適正な検出しきい
値の過電圧検出回路を構成することができる。
ド電流が流れ始める直前に発生する比較的大きなフライ
バック電圧に過電圧検出回路が誤動作し、インバータ回
路を一旦停止して再度加熱を開始する動作を繰り返し行
うことが無く、かつ、アノード電流が流れてからも、ス
イッチング素子を熱破壊から守るべく適正な検出しきい
値の過電圧検出回路を構成することができる。
しかも、比較的大きなフライバック電圧が発生してもイ
ンバータ回路を停止することなく加熱開始直後から大き
な電力でマグネトロンを駆動することが可能となり、マ
グネトロンのフィラメント温度を短時間で上昇させ、短
時間でマグネトロンを定常状態で動作させることができ
るので、高周波加熱装置のように短い加熱時間で加熱物
の加熱を行うものにおいて、設定された加熱時間に対し
マグネトロンの立ち上がりに必要な時間のしめる割合が
非常に少なくてすみ、良好な加熱状態を得ることができ
る。
ンバータ回路を停止することなく加熱開始直後から大き
な電力でマグネトロンを駆動することが可能となり、マ
グネトロンのフィラメント温度を短時間で上昇させ、短
時間でマグネトロンを定常状態で動作させることができ
るので、高周波加熱装置のように短い加熱時間で加熱物
の加熱を行うものにおいて、設定された加熱時間に対し
マグネトロンの立ち上がりに必要な時間のしめる割合が
非常に少なくてすみ、良好な加熱状態を得ることができ
る。
第１図はこの発明の構成を示すブロック図、 第２図は制御回路の出力信号と、スイッチング素子のコ
レクタ電流・コレクタ電圧波形図、 第３図は電源周期のスイッチング素子のコレクタ電圧波
形図、 第４図はスイッチング素子のVceの時間的変化を示すタ
イムチャート、 第５図はスイッチング素子のIcの時間的変化を示すタイ
ムチャート、 第６図はスイッチング素子のVceと本発明の過電圧検出
回路のしきい値レベルとの関係を示すタイムチャートで
ある。 第７図は実施例の電気回路図、第８図は第７図の各部電
圧波形図である。 符号 101:整流・平滑回路、102:インバータ回路、106:駆動回
路、108:制御回路、110:過電圧検出回路、112:マグネト
ロン駆動回路、113:マグネトロン、18:計時回路。
レクタ電流・コレクタ電圧波形図、 第３図は電源周期のスイッチング素子のコレクタ電圧波
形図、 第４図はスイッチング素子のVceの時間的変化を示すタ
イムチャート、 第５図はスイッチング素子のIcの時間的変化を示すタイ
ムチャート、 第６図はスイッチング素子のVceと本発明の過電圧検出
回路のしきい値レベルとの関係を示すタイムチャートで
ある。 第７図は実施例の電気回路図、第８図は第７図の各部電
圧波形図である。 符号 101:整流・平滑回路、102:インバータ回路、106:駆動回
路、108:制御回路、110:過電圧検出回路、112:マグネト
ロン駆動回路、113:マグネトロン、18:計時回路。
Claims (1)
- 【請求項１】商用電源を整流・平滑して直流電源を作る
整流・平滑回路と、マグネトロン駆動用変圧器，該変圧
器と並列もしくは直列接続された共振コンデンサ，前記
変圧器と直列接続された半導体スイッチング素子にて構
成されたインバータ回路と、前記半導体スイッチング素
子を駆動する駆動回路と、前記変圧器の電圧を検出する
電圧帰還手段と、前記マグネトロンのアノード電流を検
出する電流帰還手段と、該電流帰還手段がアノード電流
が流れていないことを検出するとオンパルス幅の広いオ
ン信号を前記駆動回路に出力し比較的大きな出力でイン
バータ回路を駆動させる制御回路と、前記変圧器の過電
圧を検出する過電圧検出回路と、マグネトロン駆動回路
及びマグネトロンを備えて成る高周波加熱装置におい
て、加熱開始直後よりマグネトロンのアノード電流が流
れ始めマグネトロンの動作が定常状態に安定するまでの
所定時間だけ過電圧検出回路のしきい値を定常時より高
く設定するしきい値設定手段を備えたことを特徴とする
高周波加熱装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62306583A JPH0690953B2 (ja) | 1987-12-02 | 1987-12-02 | 高周波加熱装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62306583A JPH0690953B2 (ja) | 1987-12-02 | 1987-12-02 | 高周波加熱装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01146282A JPH01146282A (ja) | 1989-06-08 |
| JPH0690953B2 true JPH0690953B2 (ja) | 1994-11-14 |
Family
ID=17958810
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62306583A Expired - Fee Related JPH0690953B2 (ja) | 1987-12-02 | 1987-12-02 | 高周波加熱装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0690953B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP5452510B2 (ja) * | 2011-01-11 | 2014-03-26 | 日立アプライアンス株式会社 | 高周波加熱調理器 |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5738588A (en) * | 1980-08-19 | 1982-03-03 | Nippon Electric Co | High frequency power source |
| JPS62140390A (ja) * | 1985-12-13 | 1987-06-23 | 松下電器産業株式会社 | マグネトロン用インバ−タ電源制御方法 |
-
1987
- 1987-12-02 JP JP62306583A patent/JPH0690953B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH01146282A (ja) | 1989-06-08 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |