JP3314483B2 - 誘導加熱調理器 - Google Patents
誘導加熱調理器Info
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Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はインバータ構成及びその
制御手段に特徴を有する発振周波数一定制御の誘導加熱
調理器に関するものである。
制御手段に特徴を有する発振周波数一定制御の誘導加熱
調理器に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来の誘導加熱調理器は発振周波数可変
制御により出力制御を行うのが一般的であった。しかし
ながら多バーナの誘導加熱調理器で発振周波数可変制御
を行うと発振周波数の違いによって負荷の干渉音が発生
するという問題を有していた。
制御により出力制御を行うのが一般的であった。しかし
ながら多バーナの誘導加熱調理器で発振周波数可変制御
を行うと発振周波数の違いによって負荷の干渉音が発生
するという問題を有していた。
【０００３】そこで、この問題を解決するために発振周
波数一定で出力制御する方法を検討し、特開平１−２６
０７８５号公報に示すような構成を用いていた。以下、
その構成について図７を参照しながら説明する。
波数一定で出力制御する方法を検討し、特開平１−２６
０７８５号公報に示すような構成を用いていた。以下、
その構成について図７を参照しながら説明する。
【０００４】図に示すように、直流電源１をインバータ
回路２に接続し、インバータ回路２により直流電流を高
周波電流に変換する。インバータ回路２は、逆導通形の
第１のスイッチング素子３、第２のスイッチング素子
４、加熱コイル５、共振コンデンサ６等で構成されてい
る。制御回路７はインバータ回路２を制御するもので、
第１のスイッチング素子３と第２のスイッチング素子４
を同一周波数で駆動時間比を変えて交互に駆動する駆動
部７ａ等で構成されている。
回路２に接続し、インバータ回路２により直流電流を高
周波電流に変換する。インバータ回路２は、逆導通形の
第１のスイッチング素子３、第２のスイッチング素子
４、加熱コイル５、共振コンデンサ６等で構成されてい
る。制御回路７はインバータ回路２を制御するもので、
第１のスイッチング素子３と第２のスイッチング素子４
を同一周波数で駆動時間比を変えて交互に駆動する駆動
部７ａ等で構成されている。
【０００５】上記構成において図８および図９を参照し
ながら動作を説明すると、制御回路７内の駆動部７ａが
一定周期Ｔ1で第１のスイッチング素子３と第２のスイ
ッチング素子４を交互に駆動し、第１のスイッチング素
子３の駆動時間Ｔ2と第２のスイッチング素子４の駆動
時間Ｔ3の時間比率を変化させることで入力Ｐinを変化
させていた。当然のことながらＴ1＝Ｔ2＋Ｔ3となる。
図８に第１のスイッチング素子３および第２のスイッチ
ング素子４の両端電圧（ＶCE），電流（ＩC）波形を、
図９に第１のスイッチング素子３の駆動時間Ｔ2と周期
Ｔ1との比Ｔ2／Ｔ1（以下これを駆動時間比という）と
入力Ｐinの関係を示す。図８（ａ）は一出力における２
周期（２×Ｔ1）分の動作波形で、図８（ｂ）はＶCE＞
０でスイッチング素子をオンさせるモード（以下このモ
ードをターンオンモードという）およびＩC＞０でスイ
ッチング素子をオフさせるモード（以下このモードをタ
ーンオフモードという）の時の動作の拡大波形である。
ながら動作を説明すると、制御回路７内の駆動部７ａが
一定周期Ｔ1で第１のスイッチング素子３と第２のスイ
ッチング素子４を交互に駆動し、第１のスイッチング素
子３の駆動時間Ｔ2と第２のスイッチング素子４の駆動
時間Ｔ3の時間比率を変化させることで入力Ｐinを変化
させていた。当然のことながらＴ1＝Ｔ2＋Ｔ3となる。
図８に第１のスイッチング素子３および第２のスイッチ
ング素子４の両端電圧（ＶCE），電流（ＩC）波形を、
図９に第１のスイッチング素子３の駆動時間Ｔ2と周期
Ｔ1との比Ｔ2／Ｔ1（以下これを駆動時間比という）と
入力Ｐinの関係を示す。図８（ａ）は一出力における２
周期（２×Ｔ1）分の動作波形で、図８（ｂ）はＶCE＞
０でスイッチング素子をオンさせるモード（以下このモ
ードをターンオンモードという）およびＩC＞０でスイ
ッチング素子をオフさせるモード（以下このモードをタ
ーンオフモードという）の時の動作の拡大波形である。
【０００６】以上のように従来のインバータ構成および
制御方式では、発振周波数一定（Ｔ1一定）のままで入
力（Ｐin）制御を行えるものであった。
制御方式では、発振周波数一定（Ｔ1一定）のままで入
力（Ｐin）制御を行えるものであった。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来のインバータ構成および制御方式では、図８の動作波
形からわかるようにスイッチング動作にターンオンモー
ドおよびターンオフモードが現れるため、スイッチング
素子に高速半導体を用いたとしてもターンオンモードお
よびターンオフモードのスイッチング損失（スイッチン
グ素子の両端電圧ＶCE×電流ＩC）が大きくなってスイ
ッチング素子の冷却コストが高く小型化が難しいという
課題を有していた。また、スイッチング素子の両端電圧
の変化（ｄＶCE／ｄｔ）が非常に急峻であるためにノイ
ズが大きくテレビの画像等に悪影響を及ぼすと言う課題
を有していた。
来のインバータ構成および制御方式では、図８の動作波
形からわかるようにスイッチング動作にターンオンモー
ドおよびターンオフモードが現れるため、スイッチング
素子に高速半導体を用いたとしてもターンオンモードお
よびターンオフモードのスイッチング損失（スイッチン
グ素子の両端電圧ＶCE×電流ＩC）が大きくなってスイ
ッチング素子の冷却コストが高く小型化が難しいという
課題を有していた。また、スイッチング素子の両端電圧
の変化（ｄＶCE／ｄｔ）が非常に急峻であるためにノイ
ズが大きくテレビの画像等に悪影響を及ぼすと言う課題
を有していた。
【０００８】本発明は周波数を一定として、誘導加熱出
力を連続可変制御するとともに、負荷検知動作時の不適
正負荷の発熱を抑制し、制御を安定にし、さらにはアル
ミなどの低抵抗の負荷の検知を、機器の故障に至らない
ように行うことを目的としている。
力を連続可変制御するとともに、負荷検知動作時の不適
正負荷の発熱を抑制し、制御を安定にし、さらにはアル
ミなどの低抵抗の負荷の検知を、機器の故障に至らない
ように行うことを目的としている。
【０００９】
【課題を解決するための手段】本発明は上記目的を達成
するために、直流電流を高周波電流に変換する加熱コイ
ルを含むインバータ回路と、前記インバータ回路等の動
作を制御する制御回路とを有し、前記インバータ回路
は、第１のスイッチング素子と、第２のスイッチング素
子を備え、前記制御回路は前記第１のスイッチング素子
と前記第２のスイッチング素子を一定周波数で交互に駆
動して、加熱コイルに流れる共振電流の共振ループを変
えるとともにその駆動時間比を変更する駆動時間比制御
手段と、駆動時間比を増減させるかどうかの信号を出力
するとともに入力検知手段の検知した入力、あるいは電
圧検知手段で検知したスイッチング素子の印加電圧が、
所定の値に到達したことを示す信号を入力したときに前
記駆動時間比制御手段に駆動時間比の増加をさせない信
号を出力する増減信号制御手段と、前記入力検知回路 で
検知した入力と前記電圧検知回路で検知した電圧とが不
適正負荷検知ラインを越えれば不適正負荷を検知する不
適性負荷検知回路とを有し、前記駆動時間比制御手段
は、前記不適正負荷検知回路から不適正負荷の信号を入
力すると前記インバータ回路の駆動を停止し、一定の休
止期間後に再び駆動するとともに、前記増減信号制御手
段の出力信号に基づき、駆動時間比の変動量を制御し、
前記インバータ回路の起動時、駆動時間比を最小値から
所定の増加量で増加させ、所定の駆動時間比に達した後
に、前記駆動時間比の増加量を前記所定の増加量より大
きくし、かつ起動後前記増減信号制御手段から初めて駆
動時間比を増加させない信号が入力されるとその後の前
記駆動時間比の増加量を、前記駆動時間比を増加させな
い信号が入力される前より小さくすることを課題解決手
段としている。
するために、直流電流を高周波電流に変換する加熱コイ
ルを含むインバータ回路と、前記インバータ回路等の動
作を制御する制御回路とを有し、前記インバータ回路
は、第１のスイッチング素子と、第２のスイッチング素
子を備え、前記制御回路は前記第１のスイッチング素子
と前記第２のスイッチング素子を一定周波数で交互に駆
動して、加熱コイルに流れる共振電流の共振ループを変
えるとともにその駆動時間比を変更する駆動時間比制御
手段と、駆動時間比を増減させるかどうかの信号を出力
するとともに入力検知手段の検知した入力、あるいは電
圧検知手段で検知したスイッチング素子の印加電圧が、
所定の値に到達したことを示す信号を入力したときに前
記駆動時間比制御手段に駆動時間比の増加をさせない信
号を出力する増減信号制御手段と、前記入力検知回路 で
検知した入力と前記電圧検知回路で検知した電圧とが不
適正負荷検知ラインを越えれば不適正負荷を検知する不
適性負荷検知回路とを有し、前記駆動時間比制御手段
は、前記不適正負荷検知回路から不適正負荷の信号を入
力すると前記インバータ回路の駆動を停止し、一定の休
止期間後に再び駆動するとともに、前記増減信号制御手
段の出力信号に基づき、駆動時間比の変動量を制御し、
前記インバータ回路の起動時、駆動時間比を最小値から
所定の増加量で増加させ、所定の駆動時間比に達した後
に、前記駆動時間比の増加量を前記所定の増加量より大
きくし、かつ起動後前記増減信号制御手段から初めて駆
動時間比を増加させない信号が入力されるとその後の前
記駆動時間比の増加量を、前記駆動時間比を増加させな
い信号が入力される前より小さくすることを課題解決手
段としている。
【００１０】
【作用】本発明は上記した課題解決手段により、第１の
スイッチング素子と第２のスイッチング素子を一定周波
数で交互に駆動して、加熱コイルに流れる共振電流の共
振ループを変更するとともにその駆動時間比を変更する
駆動時間比制御手段を有する制御回路を備えているの
で、一定周波数で負荷鍋を誘導加熱し、出力を連続可変
制御することができる。
スイッチング素子と第２のスイッチング素子を一定周波
数で交互に駆動して、加熱コイルに流れる共振電流の共
振ループを変更するとともにその駆動時間比を変更する
駆動時間比制御手段を有する制御回路を備えているの
で、一定周波数で負荷鍋を誘導加熱し、出力を連続可変
制御することができる。
【００１１】さらに、駆動時間比を増減させるかどうか
の信号を出力する増減信号制御手段と、不適正負荷を検
知する不適性負荷検知回路とを有し、駆動時間比制御手
段は、増減信号制御手段の出力信号に基づき、駆動時間
比の変動量を制御し、インバータ回路の起動時、駆動時
間比を最小値から出力が制御安定値に到達するまで増加
させ、前記不適正負荷への入力を抑制すべく前記制御安
定値に到達するまでの期間において、制御安定値に到達
以降よりも、変動量を大きくする期間を設けたので、制
御安定値に短期間に到達させて、ナイフや包丁などの不
適正負荷検知を短い時間で行うことで、これらの負荷の
発熱を抑制するとともに、制御安定値に到達してからは
駆動時間比の増加量を小さくしているので、安定したリ
ミッタ制御を行える誘導加熱調理器を提供することがで
きる。
の信号を出力する増減信号制御手段と、不適正負荷を検
知する不適性負荷検知回路とを有し、駆動時間比制御手
段は、増減信号制御手段の出力信号に基づき、駆動時間
比の変動量を制御し、インバータ回路の起動時、駆動時
間比を最小値から出力が制御安定値に到達するまで増加
させ、前記不適正負荷への入力を抑制すべく前記制御安
定値に到達するまでの期間において、制御安定値に到達
以降よりも、変動量を大きくする期間を設けたので、制
御安定値に短期間に到達させて、ナイフや包丁などの不
適正負荷検知を短い時間で行うことで、これらの負荷の
発熱を抑制するとともに、制御安定値に到達してからは
駆動時間比の増加量を小さくしているので、安定したリ
ミッタ制御を行える誘導加熱調理器を提供することがで
きる。
【００１２】さらに、インバータ回路の起動時、駆動時
間比を最小値から所定の増加量で増加させ、所定の駆動
時間比に達した後に、前記駆動時間比の増加量を前記所
定の増加量より大きくする期間を設けたので、アルミ等
の低抵抗で非磁性の不適正鍋を駆動時間比の増加量の小
さい期間に検知して、検知してから停止するまでの間に
駆動時間比が過大に増加してスイッチング素子などの部
品に過大な電圧が印加して破壊する恐れのないようにす
るとともに、制御安定値に短期間に到達させて、ナイフ
包丁などの不適正負荷検知については短い時間で行うよ
うにして、短い時間で検知動作を終了して、それらで消
費される電力を少なくしてこれらの負荷の発熱を抑制す
ることができる誘導加熱調理器を提供することができ
る。
間比を最小値から所定の増加量で増加させ、所定の駆動
時間比に達した後に、前記駆動時間比の増加量を前記所
定の増加量より大きくする期間を設けたので、アルミ等
の低抵抗で非磁性の不適正鍋を駆動時間比の増加量の小
さい期間に検知して、検知してから停止するまでの間に
駆動時間比が過大に増加してスイッチング素子などの部
品に過大な電圧が印加して破壊する恐れのないようにす
るとともに、制御安定値に短期間に到達させて、ナイフ
包丁などの不適正負荷検知については短い時間で行うよ
うにして、短い時間で検知動作を終了して、それらで消
費される電力を少なくしてこれらの負荷の発熱を抑制す
ることができる誘導加熱調理器を提供することができ
る。
【００１３】
【実施例】（実施例１） 以下、本発明の第１の実施例を図１を参照しながら説明
する。
する。
【００１４】図に示すように、商用電源１１をダイオー
ドブリッジ１２、チョークコイル１３、平滑コンデンサ
１４で直流に整流している。インバータ回路１５は、第
１のスイッチング手段１６と、逆電流素子手段１７と、
第２のスイッチング手段１８と、第１のバイパス手段１
９と、第２の共振コンデンサ２０と、加熱コイル２１
と、第２のバイパス手段２２と、第１の共振コンデンサ
２３とで構成している。制御回路２４は、第１及び第２
のスイッチング手段を一定周波数で交互に駆動するとと
もにその駆動時間比を変化させる駆動時間比制御手段２
５と、駆動時間比の増減を指示する信号を出力する増減
信号制御手段２６と、入力を検知する入力検知手段２７
と、入力検知手段２７で検知した入力が所定の入力以下
となるように制御する入力制御手段２８と、第２のスイ
ッチング手段１８の両端電圧CE2を検知する電圧検知手
段２９と、電圧検知手段２９で検知した電圧が所定の電
圧以下となるように制御する電圧制御手段３０と、入力
検知手段２７で検知した入力と電圧検知手段３０で検知
した電圧とによって不適正負荷を検知する不適正負荷検
知手段３１とで構成している。
ドブリッジ１２、チョークコイル１３、平滑コンデンサ
１４で直流に整流している。インバータ回路１５は、第
１のスイッチング手段１６と、逆電流素子手段１７と、
第２のスイッチング手段１８と、第１のバイパス手段１
９と、第２の共振コンデンサ２０と、加熱コイル２１
と、第２のバイパス手段２２と、第１の共振コンデンサ
２３とで構成している。制御回路２４は、第１及び第２
のスイッチング手段を一定周波数で交互に駆動するとと
もにその駆動時間比を変化させる駆動時間比制御手段２
５と、駆動時間比の増減を指示する信号を出力する増減
信号制御手段２６と、入力を検知する入力検知手段２７
と、入力検知手段２７で検知した入力が所定の入力以下
となるように制御する入力制御手段２８と、第２のスイ
ッチング手段１８の両端電圧CE2を検知する電圧検知手
段２９と、電圧検知手段２９で検知した電圧が所定の電
圧以下となるように制御する電圧制御手段３０と、入力
検知手段２７で検知した入力と電圧検知手段３０で検知
した電圧とによって不適正負荷を検知する不適正負荷検
知手段３１とで構成している。
【００１５】上記構成において、図２〜図４を参照しな
がら動作を説明する。図２には第１のスイッチング手段
１６と逆電流素子手段１７との直列体および第２のスイ
ッチング手段１８と第１のバイパス手段１９との並列体
の両端電圧（ＶCE），電流（ＩC）等の動作波形を、図
３には入力と第２のスイッチング素子１８の両端電圧Ｖ
CE2との特性図を、図４には不適正負荷時の動作波形を
示す。
がら動作を説明する。図２には第１のスイッチング手段
１６と逆電流素子手段１７との直列体および第２のスイ
ッチング手段１８と第１のバイパス手段１９との並列体
の両端電圧（ＶCE），電流（ＩC）等の動作波形を、図
３には入力と第２のスイッチング素子１８の両端電圧Ｖ
CE2との特性図を、図４には不適正負荷時の動作波形を
示す。
【００１６】以上のように構成された誘導加熱調理器に
ついて、以下その動作について説明する。
ついて、以下その動作について説明する。
【００１７】第１のスイッチング手段１６を駆動すると
（図２のＡ信号）第２のスイッチング手段１８はオフし
ている（図２のＢ信号）ので、第１のスイッチング手段
および逆電流阻止手段１７を介して、加熱コイル２１と
第１の共振コンデンサ２３の共振回路に、商用電源１１
から平滑コンデンサ１４に充電された直流の電圧Ｅが印
加され共振電流（図２のＩC1）が流れる。
（図２のＡ信号）第２のスイッチング手段１８はオフし
ている（図２のＢ信号）ので、第１のスイッチング手段
および逆電流阻止手段１７を介して、加熱コイル２１と
第１の共振コンデンサ２３の共振回路に、商用電源１１
から平滑コンデンサ１４に充電された直流の電圧Ｅが印
加され共振電流（図２のＩC1）が流れる。
【００１８】次に、第１のスイッチング手段１６がオフ
すると、加熱コイル２１と第２の共振コンデンサ２０と
第１の共振コンデンサ２３の共振動作となる（図２のＴ
4期間）。そして、第２のスイッチング手段１８の両端
電圧ＶCE2が下降していき、０Ｖ以下になろうとしたと
きに第１のバイパス手段１９に共振電流（図２のＩC2の
負の電流）が流れ始める。本実施例ではこの共振電流が
第１のバイパス手段１９に流れ出すタイミングつまり第
２のスイッチング手段１８の両端電圧ＶCE2が０Ｖとな
るタイミングで、第２のスイッチング手段１９を駆動し
ている（図２のＢ信号）。その後、共振電流の流れる方
向が変わると、第１のバイパス手段１９はその電流を阻
止するので、共振電流はスムーズに第２のスイッチング
手段１８に流れ込む（すなわちＩC2の極性がスムーズに
負から正に変わる）。
すると、加熱コイル２１と第２の共振コンデンサ２０と
第１の共振コンデンサ２３の共振動作となる（図２のＴ
4期間）。そして、第２のスイッチング手段１８の両端
電圧ＶCE2が下降していき、０Ｖ以下になろうとしたと
きに第１のバイパス手段１９に共振電流（図２のＩC2の
負の電流）が流れ始める。本実施例ではこの共振電流が
第１のバイパス手段１９に流れ出すタイミングつまり第
２のスイッチング手段１８の両端電圧ＶCE2が０Ｖとな
るタイミングで、第２のスイッチング手段１９を駆動し
ている（図２のＢ信号）。その後、共振電流の流れる方
向が変わると、第１のバイパス手段１９はその電流を阻
止するので、共振電流はスムーズに第２のスイッチング
手段１８に流れ込む（すなわちＩC2の極性がスムーズに
負から正に変わる）。
【００１９】第２のスイッチング手段１８に共振電流が
流れ始めてから加熱コイル２１と負荷との合成インピー
ダンスと第１の共振コンデンサ２３の容量で決まる共振
周期の略４分の１で第２のスイッチング手段１８に流れ
る電流ＩC2が極大値となる。この直後、加熱コイル２１
と第１の共振コンデンサ２３の接続点の電圧が０Ｖにな
ると第２のバイパス手段２２に電流が流れ出し、加熱コ
イル２１に蓄積されたエネルギーによって、加熱コイル
２１と第２のスイッチング手段１８と第２のバイパス手
段２２で構成される閉回路に一定方向の循環電流が流れ
る。
流れ始めてから加熱コイル２１と負荷との合成インピー
ダンスと第１の共振コンデンサ２３の容量で決まる共振
周期の略４分の１で第２のスイッチング手段１８に流れ
る電流ＩC2が極大値となる。この直後、加熱コイル２１
と第１の共振コンデンサ２３の接続点の電圧が０Ｖにな
ると第２のバイパス手段２２に電流が流れ出し、加熱コ
イル２１に蓄積されたエネルギーによって、加熱コイル
２１と第２のスイッチング手段１８と第２のバイパス手
段２２で構成される閉回路に一定方向の循環電流が流れ
る。
【００２０】次に、第２のスイッチング手段１８が所定
時間後にオフすると、循環電流の流れていた動作から、
加熱コイル２１と第２の共振コンデンサ２０と第１の共
振コンデンサ２３の共振動作となる。そして、第２のス
イッチング手段１８への印加電圧ＶCE2が上昇し（図２
のＴ3期間）、直流電圧Ｅを越えるが、逆電流阻止手段
１７が設けられているので、印加電圧ＶCE2はそのまま
上昇しピーク電圧に達した後、再度直流電圧Ｅに戻る。
本実施例では第２のスイッチング手段１８の印加電圧Ｖ
CE2が直流電圧Ｅを越えたタイミングで、第１のスイッ
チング素子を駆動している（図２のＡ信号）。
時間後にオフすると、循環電流の流れていた動作から、
加熱コイル２１と第２の共振コンデンサ２０と第１の共
振コンデンサ２３の共振動作となる。そして、第２のス
イッチング手段１８への印加電圧ＶCE2が上昇し（図２
のＴ3期間）、直流電圧Ｅを越えるが、逆電流阻止手段
１７が設けられているので、印加電圧ＶCE2はそのまま
上昇しピーク電圧に達した後、再度直流電圧Ｅに戻る。
本実施例では第２のスイッチング手段１８の印加電圧Ｖ
CE2が直流電圧Ｅを越えたタイミングで、第１のスイッ
チング素子を駆動している（図２のＡ信号）。
【００２１】第２のバイパス手段２２がない場合には図
２のＩC2に示す破線の電流波形となって第２のスイッチ
ング手段１８にターンオフが発生せず、第２のスイッチ
ング手段１８への印加電圧ＶCE2が上昇せず、第１のス
イッチング手段１６にターンオンが発生してしまうが、
本発明では第２のバイパス手段２２によって、必ず第２
のスイッチング手段１８にターンオフが発生し、第２の
スイッチング手段１８への印加電圧ＶCE2を上昇させる
ことができる。従って、第１のスイッチング手段１６に
ターンオンが発生することを防止でき、第１のスイッチ
ング手段１６のターンオン損失（第１のスイッチング手
段１６に順方向の電圧が印加した状態でターンオンし第
２の共振コンデンサ２０を充電するスパイク状の電流と
印加電圧との積による損失）が発生せずまた、ターンオ
ン時の高周波雑音の発生を防止することができる。
２のＩC2に示す破線の電流波形となって第２のスイッチ
ング手段１８にターンオフが発生せず、第２のスイッチ
ング手段１８への印加電圧ＶCE2が上昇せず、第１のス
イッチング手段１６にターンオンが発生してしまうが、
本発明では第２のバイパス手段２２によって、必ず第２
のスイッチング手段１８にターンオフが発生し、第２の
スイッチング手段１８への印加電圧ＶCE2を上昇させる
ことができる。従って、第１のスイッチング手段１６に
ターンオンが発生することを防止でき、第１のスイッチ
ング手段１６のターンオン損失（第１のスイッチング手
段１６に順方向の電圧が印加した状態でターンオンし第
２の共振コンデンサ２０を充電するスパイク状の電流と
印加電圧との積による損失）が発生せずまた、ターンオ
ン時の高周波雑音の発生を防止することができる。
【００２２】また、上記のように第１および第２のスイ
ッチング手段１６、１８がターンオフする時の素子への
印加電圧は、共振電圧となるので電圧の上昇率ｄＶCE／
ｄｔは比較的小さく、ターンオフ時のスイッチング損失
（以下ターンオフ損失と呼ぶ）となる印加電流と印加電
圧の積を抑制することが可能で、当然のことながらｄＶ
CE／ｄｔの抑制効果による高周波雑音の低減も可能とな
る。
ッチング手段１６、１８がターンオフする時の素子への
印加電圧は、共振電圧となるので電圧の上昇率ｄＶCE／
ｄｔは比較的小さく、ターンオフ時のスイッチング損失
（以下ターンオフ損失と呼ぶ）となる印加電流と印加電
圧の積を抑制することが可能で、当然のことながらｄＶ
CE／ｄｔの抑制効果による高周波雑音の低減も可能とな
る。
【００２３】さらに、制御回路２４は、第１のスイッチ
ング手段１６の駆動時間Ｔ1と、第２のスイッチング手
段１８の駆動時間Ｔ2と、第１のスイッチング手段１６
と第２のスイッチング手段１８を共に駆動していない時
間Ｔ3、Ｔ4との和Ｔ0が一定値になるようにしながら第
１のスイッチング素子１６の駆動時間Ｔ1と第２のスイ
ッチング素子１８の駆動時間Ｔ2を可変する、言い替え
れば、一定の繰り返し周期で駆動時間比Ｔ1／Ｔ2を可変
する駆動時間比制御手段２５を設けているので、一定の
発振周期で加熱コイル電流の大きさを変えることが可能
で、負荷に対する誘導加熱出力（つまり誘導加熱調理器
への入力）を連続可変制御することができる。また、駆
動時間比制御手段２５では、インバータ回路１５を駆動
していない停止状態から駆動を開始する起動時には最小
の駆動時間比でインバータ回路１５を駆動し、増減信号
制御手段２６から駆動時間比の増加を停止する信号が入
力されるまで所定の増加量３Ｄで駆動時間比を増加して
いる。増減信号制御手段２６では、入力検知手段２７で
検知した入力あるいは電圧検知手段２９で検知した電圧
ＶCE2が所定の値に到達した信号を入力制御手段２８あ
るいは電圧制御手段３０から入力したときに駆動時間比
制御手段２５に駆動時間比の増加を停止する信号を出力
して、入力あるいは電圧ＶCE2が所定の値で安定するよ
うに制御している。その後、入力あるいは電圧ＶCE2が
所定の値よりも大きくなれば、所定の減少量Ｄで、入力
あるいは電圧ＶCE2が所定の値よりも小さくなれば、所
定の増加量Ｄで駆動時間比を増減させて入力あるいは電
圧ＶCE2を安定させる制御を行っている。ここで、起動
時から初めて駆動時間比の増加を停止するまでの間の増
加量は、初めて駆動時間比の増加を停止した後（入力あ
るいは電圧ＶCE2が所定の値に到達した後）の３倍の増
加量である３Ｄとしている。
ング手段１６の駆動時間Ｔ1と、第２のスイッチング手
段１８の駆動時間Ｔ2と、第１のスイッチング手段１６
と第２のスイッチング手段１８を共に駆動していない時
間Ｔ3、Ｔ4との和Ｔ0が一定値になるようにしながら第
１のスイッチング素子１６の駆動時間Ｔ1と第２のスイ
ッチング素子１８の駆動時間Ｔ2を可変する、言い替え
れば、一定の繰り返し周期で駆動時間比Ｔ1／Ｔ2を可変
する駆動時間比制御手段２５を設けているので、一定の
発振周期で加熱コイル電流の大きさを変えることが可能
で、負荷に対する誘導加熱出力（つまり誘導加熱調理器
への入力）を連続可変制御することができる。また、駆
動時間比制御手段２５では、インバータ回路１５を駆動
していない停止状態から駆動を開始する起動時には最小
の駆動時間比でインバータ回路１５を駆動し、増減信号
制御手段２６から駆動時間比の増加を停止する信号が入
力されるまで所定の増加量３Ｄで駆動時間比を増加して
いる。増減信号制御手段２６では、入力検知手段２７で
検知した入力あるいは電圧検知手段２９で検知した電圧
ＶCE2が所定の値に到達した信号を入力制御手段２８あ
るいは電圧制御手段３０から入力したときに駆動時間比
制御手段２５に駆動時間比の増加を停止する信号を出力
して、入力あるいは電圧ＶCE2が所定の値で安定するよ
うに制御している。その後、入力あるいは電圧ＶCE2が
所定の値よりも大きくなれば、所定の減少量Ｄで、入力
あるいは電圧ＶCE2が所定の値よりも小さくなれば、所
定の増加量Ｄで駆動時間比を増減させて入力あるいは電
圧ＶCE2を安定させる制御を行っている。ここで、起動
時から初めて駆動時間比の増加を停止するまでの間の増
加量は、初めて駆動時間比の増加を停止した後（入力あ
るいは電圧ＶCE2が所定の値に到達した後）の３倍の増
加量である３Ｄとしている。
【００２４】また、図３に示すように、不適正負荷検知
手段３１では、入力検知回路２７で検知した入力と電圧
検知回路２９で検知した電圧ＶCE2とによって不適正負
荷検知ラインを越えれば、負荷が不適正であると判断し
て駆動時間比制御手段２５に信号を出力している。図４
に示すように、駆動時間比制御手段２５では、不適正負
荷検知手段３１から不適正負荷の信号が入力されるとイ
ンバータ回路１５の駆動を停止し、一定の休止期間後に
再び駆動を始めている。図４には、起動時からの駆動時
間比の増加量を入力あるいは電圧ＶCE2が所定の値に到
達した後と同じ増加量であるＤとした場合の動作波形を
破線で、起動時からの駆動時間比の増加量を入力あるい
は電圧ＶCE2が所定の値に到達した後の３倍の増加量で
ある３Ｄとした場合の動作波形を実線で示す。横軸は時
間ｔで、実線で示す３Ｄの増加量の場合は破線で示すＤ
に比べて３倍の増加量で駆動時間比を増加しているの
で、当然３倍の増加量で入力も増加し、起動から不適正
負荷を検知するまでの時間が３分の１に短縮でき、平均
入力は２分の１とすることができる。
手段３１では、入力検知回路２７で検知した入力と電圧
検知回路２９で検知した電圧ＶCE2とによって不適正負
荷検知ラインを越えれば、負荷が不適正であると判断し
て駆動時間比制御手段２５に信号を出力している。図４
に示すように、駆動時間比制御手段２５では、不適正負
荷検知手段３１から不適正負荷の信号が入力されるとイ
ンバータ回路１５の駆動を停止し、一定の休止期間後に
再び駆動を始めている。図４には、起動時からの駆動時
間比の増加量を入力あるいは電圧ＶCE2が所定の値に到
達した後と同じ増加量であるＤとした場合の動作波形を
破線で、起動時からの駆動時間比の増加量を入力あるい
は電圧ＶCE2が所定の値に到達した後の３倍の増加量で
ある３Ｄとした場合の動作波形を実線で示す。横軸は時
間ｔで、実線で示す３Ｄの増加量の場合は破線で示すＤ
に比べて３倍の増加量で駆動時間比を増加しているの
で、当然３倍の増加量で入力も増加し、起動から不適正
負荷を検知するまでの時間が３分の１に短縮でき、平均
入力は２分の１とすることができる。
【００２５】次に、図５、６を用いて、起動後、駆動時
間比の増加量を所定の駆動時間比Ｄ０に達するまではそ
れ以降よりも小さくした場合の動作を説明する。図５に
は起動直後の動作波形を、図６には駆動時間比と第２の
スイッチング素子１８の両端電圧ＶCE2との特性図を示
す。
間比の増加量を所定の駆動時間比Ｄ０に達するまではそ
れ以降よりも小さくした場合の動作を説明する。図５に
は起動直後の動作波形を、図６には駆動時間比と第２の
スイッチング素子１８の両端電圧ＶCE2との特性図を示
す。
【００２６】本発明のインバータ回路１５では、図６に
示すように、アルミ等の抵抗値が小さく非磁性の負荷で
は、ホーロー等の抵抗値が大きく磁性の負荷に比べて、
駆動時間比の増加量に対する第２のスイッチング素子１
８の両端電圧ＶCE2の増加量が極端に大きい特性があ
る。従って、駆動時間比がほぼ最小値の状態でアルミ等
の負荷は不適正負荷と検知してインバータ回路１５の駆
動を停止し、第２のスイッチング素子１８等に過大な電
圧が印加されるのを防ぐ必要がある。そこで、図５に示
すように、駆動時間比制御手段２５では、起動後駆動時
間比の増加量を所定の駆動時間比Ｄ０に達するまではそ
れ以降よりも小さくしているので、一定期間ほぼ最小の
駆動時間比でインバータ回路１５を駆動することがで
き、アルミ等の負荷を加熱した場合にも第２のスイッチ
ング素子の両端電圧ＶCE2は急激に上昇せず、過大な電
圧が印加される前に不適正負荷と検知することがでぎ
る。
示すように、アルミ等の抵抗値が小さく非磁性の負荷で
は、ホーロー等の抵抗値が大きく磁性の負荷に比べて、
駆動時間比の増加量に対する第２のスイッチング素子１
８の両端電圧ＶCE2の増加量が極端に大きい特性があ
る。従って、駆動時間比がほぼ最小値の状態でアルミ等
の負荷は不適正負荷と検知してインバータ回路１５の駆
動を停止し、第２のスイッチング素子１８等に過大な電
圧が印加されるのを防ぐ必要がある。そこで、図５に示
すように、駆動時間比制御手段２５では、起動後駆動時
間比の増加量を所定の駆動時間比Ｄ０に達するまではそ
れ以降よりも小さくしているので、一定期間ほぼ最小の
駆動時間比でインバータ回路１５を駆動することがで
き、アルミ等の負荷を加熱した場合にも第２のスイッチ
ング素子の両端電圧ＶCE2は急激に上昇せず、過大な電
圧が印加される前に不適正負荷と検知することがでぎ
る。
【００２７】このように本実施例によれば、第２のスイ
ッチング手段１８と並列に第２の共振コンデンサ２０を
設けたことによって、第１および第２のスイッチング手
段１６、１８のターンオフ時の電圧変化（ｄＶCE／ｄ
ｔ）を小さくでき、ターンオフ時の損失つまり電圧電流
積（ＶCE×ＩC）とノイズを大幅に低減することができ
る。また、第２のバイパス手段２２を第１の共振コンデ
ンサと並列に接続したことで循環電流を発生でき、第２
のスイッチング手段１８のオフ時に電圧を印加でき、第
１のスイッチング手段１６のオン時にターンオンが発生
せず、大幅な損失低減が図れている（ターンオン損失＝
０Ｗ）。また、駆動時間比制御手段２５を備えたこと
で、一定の発振周期で入力を可変できるとともに、入力
制御手段２８と電圧制御手段３１と増減信号制御手段２
６と不適正負荷検知手段３１とを備え、起動時からの駆
動時間比の増加量を入力あるいは電圧ＶCE2が所定の値
に到達した後の増加量の３倍としたことで、ナイフ等の
不適正負荷への入力を低減して温度上昇を大幅に低減で
き、火傷の恐れを解消することができる。また、入力あ
るいは電圧ＶCE2が所定の値に到達した後には、駆動時
間比の増加量を小さくしているので安定した入力あるい
は電圧ＶCE2のリミッタ動作を行うことができる。
ッチング手段１８と並列に第２の共振コンデンサ２０を
設けたことによって、第１および第２のスイッチング手
段１６、１８のターンオフ時の電圧変化（ｄＶCE／ｄ
ｔ）を小さくでき、ターンオフ時の損失つまり電圧電流
積（ＶCE×ＩC）とノイズを大幅に低減することができ
る。また、第２のバイパス手段２２を第１の共振コンデ
ンサと並列に接続したことで循環電流を発生でき、第２
のスイッチング手段１８のオフ時に電圧を印加でき、第
１のスイッチング手段１６のオン時にターンオンが発生
せず、大幅な損失低減が図れている（ターンオン損失＝
０Ｗ）。また、駆動時間比制御手段２５を備えたこと
で、一定の発振周期で入力を可変できるとともに、入力
制御手段２８と電圧制御手段３１と増減信号制御手段２
６と不適正負荷検知手段３１とを備え、起動時からの駆
動時間比の増加量を入力あるいは電圧ＶCE2が所定の値
に到達した後の増加量の３倍としたことで、ナイフ等の
不適正負荷への入力を低減して温度上昇を大幅に低減で
き、火傷の恐れを解消することができる。また、入力あ
るいは電圧ＶCE2が所定の値に到達した後には、駆動時
間比の増加量を小さくしているので安定した入力あるい
は電圧ＶCE2のリミッタ動作を行うことができる。
【００２８】さらには、起動後駆動時間比の増加量を所
定の駆動時間比Ｄ０に達するまではそれ以降よりも小さ
くしているので、アルミ等の負荷を加熱した場合にも第
２のスイッチング素子の両端電圧ＶCE2は急激に上昇せ
ず、過大な電圧が印加される前に不適正負荷と検知する
ことができる。
定の駆動時間比Ｄ０に達するまではそれ以降よりも小さ
くしているので、アルミ等の負荷を加熱した場合にも第
２のスイッチング素子の両端電圧ＶCE2は急激に上昇せ
ず、過大な電圧が印加される前に不適正負荷と検知する
ことができる。
【００２９】尚、インバータ回路１５の各構成要素の接
続は本実施例に限らず、例えば、第１及び第２の共振コ
ンデンサ２３、２０は直流の高電位側に、あるいは第２
の共振コンデンサ２０は加熱コイル２１と並列に接続す
る等、高周波的に同等の動作を行なう接続であれば同様
の効果が得られることは言うまでもない。また、当然な
がら第１のスイッチング手段１６と逆電流素子手段１７
との直列体あるいは第１の共振コンデンサ２３と第２の
バイパス手段２２との並列体と加熱コイル２１との直列
体の構成要素を逆に接続しても、同様の動作を行なう。
続は本実施例に限らず、例えば、第１及び第２の共振コ
ンデンサ２３、２０は直流の高電位側に、あるいは第２
の共振コンデンサ２０は加熱コイル２１と並列に接続す
る等、高周波的に同等の動作を行なう接続であれば同様
の効果が得られることは言うまでもない。また、当然な
がら第１のスイッチング手段１６と逆電流素子手段１７
との直列体あるいは第１の共振コンデンサ２３と第２の
バイパス手段２２との並列体と加熱コイル２１との直列
体の構成要素を逆に接続しても、同様の動作を行なう。
【００３０】
【発明の効果】以上の実施例から明らかなように本発明
によれば、一定周波数で負荷鍋を誘導加熱し、出力を連
続可変制御することができるとともに、制御安定値に短
期間に到達させて、ナイフ包丁などの不適正負荷検知を
短い時間で行い、これらの負荷の発熱を抑制するととも
に、制御安定値に到達してからは駆動時間比の増加量を
小さくしているので、安定したリミッタ制御を行え、信
頼性・安全性の高い誘導加熱調理器を提供することがで
きる。
によれば、一定周波数で負荷鍋を誘導加熱し、出力を連
続可変制御することができるとともに、制御安定値に短
期間に到達させて、ナイフ包丁などの不適正負荷検知を
短い時間で行い、これらの負荷の発熱を抑制するととも
に、制御安定値に到達してからは駆動時間比の増加量を
小さくしているので、安定したリミッタ制御を行え、信
頼性・安全性の高い誘導加熱調理器を提供することがで
きる。
【００３１】さらには、アルミ等の非磁性で低抵抗の負
荷を加熱した場合にも、スイッチング素子などインバー
タの各部品に過大な電圧・電流が印加されない安全動作
領域で不適正負荷を検知することができるとともに、制
御安定値に短期間に到達させて、ナイフ包丁などの不適
正負荷検知を短い時間で行い、これらの負荷の発熱を抑
制する信頼性・安全性の高い誘導加熱調理器を提供する
ことができる。
荷を加熱した場合にも、スイッチング素子などインバー
タの各部品に過大な電圧・電流が印加されない安全動作
領域で不適正負荷を検知することができるとともに、制
御安定値に短期間に到達させて、ナイフ包丁などの不適
正負荷検知を短い時間で行い、これらの負荷の発熱を抑
制する信頼性・安全性の高い誘導加熱調理器を提供する
ことができる。
【図１】本発明の第１の実施例における誘導加熱調理器
の回路ブロック図
の回路ブロック図
【図２】同誘導加熱調理器の動作波形図
【図３】同誘導加熱調理器の特性図
【図４】同誘導加熱調理器の動作波形図
【図５】同誘導加熱調理器の動作波形図
【図６】同誘導加熱調理器の特性図
【図７】従来例の誘導加熱調理器の回路図
【図８】同誘導加熱調理器の動作波形図
【図９】同誘導加熱調理器の特性図
１５ インバータ回路 １６ 第１のスイッチング手段 １７ 逆電流阻止手段 １８ 第２のスイッチング手段 １９ 第１のバイパス手段 ２０ 第２の共振コンデンサ ２１ 加熱コイル ２２ 第２のバイパス手段 ２３ 第１の共振コンデンサ ２４ 制御回路
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭54−83143（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−258847（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−166579（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H05B 6/12
Claims (1)
- 【請求項１】 直流電流を高周波電流に変換する加熱コ
イルを含むインバータ回路と、前記インバータ回路等の
動作を制御する制御回路とを有し、前記インバータ回路
は、第１のスイッチング素子と、第２のスイッチング素
子を備え、前記制御回路は前記第１のスイッチング素子
と前記第２のスイッチング素子を一定周波数で交互に駆
動して、加熱コイルに流れる共振電流の共振ループを変
えるとともにその駆動時間比を変更する駆動時間比制御
手段と、駆動時間比を増減させるかどうかの信号を出力
するとともに入力検知手段の検知した入力、あるいは電
圧検知手段で検知したスイッチング素子の印加電圧が、
所定の値に到達したことを示す信号を入力したときに前
記駆動時間比制御手段に駆動時間比の増加をさせない信
号を出力する増減信号制御手段と、前記入力検知回路で
検知した入力と前記電圧検知回路で検知した電圧とが不
適正負荷検知ラインを越えれば不適正負荷を検知する不
適性負荷検知回路とを有し、前記駆動時間比制御手段
は、前記不適正負荷検知回路から不適正負荷の信号を入
力すると前記インバータ回路の駆動を停止し、一定の休
止期間後に再び駆動するとともに、前記増減信号制御手
段の出力信号に基づき、駆動時間比の変動量を制御し、
前記インバータ回路の起動時、駆動時間比を最小値から
所定の増加量で増加させ、所定の駆動時間比に達した後
に、前記駆動時間比の増加量を前記所定の増加量より大
きくし、かつ起動後前記増減信号制御手段から初めて駆
動時間比を増加させない信号が入力されるとその後の前
記駆動時間比の増加量を、前記駆動時間比を増加させな
い信号が入力される前より小さくする誘導加熱調理器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP25973193A JP3314483B2 (ja) | 1993-10-18 | 1993-10-18 | 誘導加熱調理器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP25973193A JP3314483B2 (ja) | 1993-10-18 | 1993-10-18 | 誘導加熱調理器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07114980A JPH07114980A (ja) | 1995-05-02 |
| JP3314483B2 true JP3314483B2 (ja) | 2002-08-12 |
Family
ID=17338165
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP25973193A Expired - Lifetime JP3314483B2 (ja) | 1993-10-18 | 1993-10-18 | 誘導加熱調理器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3314483B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4909817B2 (ja) * | 2007-06-19 | 2012-04-04 | 日立アプライアンス株式会社 | 誘導加熱調理器 |
-
1993
- 1993-10-18 JP JP25973193A patent/JP3314483B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH07114980A (ja) | 1995-05-02 |
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