JP2924509B2 - 誘導加熱調理器 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明はインバータ構成及びその
制御手段に特徴を有する発振周波数一定制御の誘導加熱
調理器に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】従来の誘導加熱調理器は発振周波数可変
制御により出力制御を行うのが一般的であった。しかし
ながら多バーナの誘導加熱調理器で発振周波数可変制御
を行うと発振周波数の違いによって負荷の干渉音が発生
するという問題を有していた。

【０００３】そこで、この問題を解決するために発振周
波数一定で出力制御する方法を検討し、特開平１−２６
０７８５号公報に示すような構成を用いていた。以下、
その構成について図１０を参照しながら説明する。

【０００４】図に示すように、直流電源１をインバータ
回路２に接続し、インバータ回路２により直流電流を高
周波電流に変換する。インバータ回路２は、逆導通形の
第１のスイッチング素子３、第２のスイッチング素子
４、加熱コイル５、共振コンデンサ６等で構成されてい
る。制御回路７はインバータ回路２を制御するもので、
第１のスイッチング素子３と第２のスイッチング素子４
を同一周波数で駆動時間比を変えて交互に駆動する駆動
部７ａ等で構成されている。

【０００５】上記構成において図１１および図１２を参
照しながら動作を説明すると、制御回路７内の駆動部７
ａが一定周期Ｔ1で第１のスイッチング素子３と第２の
スイッチング素子４を交互に駆動し、第１のスイッチン
グ素子３の駆動時間Ｔ2と第２のスイッチング素子４の
駆動時間Ｔ3の時間比率を変化させることで入力Ｐinを
変化させていた。当然のことながらＴ1＝Ｔ2＋Ｔ3とな
る。図１１に第１のスイッチング素子３および第２のス
イッチング素子４の両端電圧（ＶCE），電流（ＩC）波
形を、図１２に第１のスイッチング素子３の駆動時間Ｔ
2と周期Ｔ1との比Ｔ2／Ｔ1（以下これを駆動時間比とい
う）と入力Ｐinの関係を示す。図１１（ａ）は一出力に
おける２周期（２×Ｔ1）分の動作波形で、図１１
（ｂ）はＶCE＞０でスイッチング素子をオンさせるモー
ド（以下このモードをターンオンモードという）および
ＩC＞０でスイッチング素子をオフさせるモード（以下
このモードをターンオフモードという）の時の動作の拡
大波形である。

【０００６】以上のように従来のインバータ構成および
制御方式では、発振周波数一定（Ｔ1一定）のままで入
力（Ｐin）制御を行えるものであった。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来のインバータ構成および制御方式では、図１１の動作
波形からわかるようにスイッチング動作にターンオンモ
ードおよびターンオフモードが現れるため、スイッチン
グ素子に高速半導体を用いたとしてもターンオンモード
およびターンオフモードのスイッチング損失（スイッチ
ング素子の両端電圧ＶCE×電流ＩC）が大きくなってス
イッチング素子の冷却コストが高く小型化が難しいとい
う課題を有していた。また、スイッチング素子の両端電
圧の変化（ｄＶCE／ｄｔ）が非常に急峻であるためにノ
イズが大きくテレビの画像等に悪影響を及ぼすと言う課
題を有していた。

【０００８】本発明は上記課題を解決するもので、スイ
ッチング素子の損失およびノイズを低減することを目的
としている。

【０００９】

【課題を解決するための手段】本発明は上記目的を達成
するために、直流電源間に直列的に接続され前記直流電
源の正極側に接続される第１のスイッチング手段と負極
側に接続される第２のスイッチング手段と、前記第２の
スイッチング手段に流れ込もうとする逆電流をバイパス
する第１のバイパス手段と、前記第１、第２のスイッチ
ング手段のオンオフにより共振回路ループを変えて共振
する加熱コイルと第１の共振コンデンサからなる共振回
路と、前記第１の共振コンデンサに所定の電圧が印加す
ると前記第１の共振コンデンサに流れ込もうとする電流
をバイパスする第２のバイパス手段と、前記第２のスイ
ッチング手段のオフ時に、前記加熱コイルと共振して前
記第２のスイッチング手段に共振電圧を印加する第２の
共振コンデンサと、前記第１、第２のスイッチング手段
を一定周波数で交互に駆動するとともにその駆動時間比
を変化させる駆動時間比制御手段と、第２のスイッチン
グ素子の両端電圧を検知する電圧検知手段とを備え、前
記駆動時間比制御手段は、前記第１、第２のスイッチン
グ素子の駆動時間比に対する前記電圧検知手段の出力特
性に応じて、その駆動時間比の上限を抑制してなるもの
である。

【００１０】

【作用】本発明は上記構成により、直流の高電位側の第
１のスイッチング手段が導通すると第２のスイッチング
手段はオフしているので、第１のスイッチング手段を介
して加熱コイルと第１の共振コンデンサの共振回路に共
振電流が流れる。

【００１１】次に、第１のスイッチング手段がオフする
と、加熱コイルと第２の共振コンデンサと第１の共振コ
ンデンサ（接続方法によっては加熱コイルと第２の共振
コンデンサ）の共振動作となる。そして、第２のスイッ
チング手段の両端電圧が下降していき、０Ｖ以下になろ
うとしたときに第１のバイパス手段に共振電流が流れ始
める。この共振電流が第１のバイパス手段に流れている
間に、第２のスイッチング手段が前もって駆動されてお
り共振電流の流れる方向が変わると、第２のバイパス手
段はその電流を阻止するので、共振電流はスムーズに第
２のスイッチング手段に流れ込む。

【００１２】第２のスイッチング手段に共振電流が流れ
始めてから加熱コイルと負荷との合成インピーダンスと
第１の共振コンデンサの容量（接続方法によって第１の
共振コンデンサと第２の共振コンデンサの合成容量）の
共振周期の略４分の１で第２のスイッチング手段に流れ
る電流が極大値となる。この後、第１の共振コンデンサ
の接続点の両端電圧が０Ｖ（接続方法によっては直流電
圧）になると第２のバイパス手段に電流が流れ出し、加
熱コイルに蓄積されたエネルギーによって、加熱コイル
と第２のスイッチング手段と第２のバイパス手段で構成
される閉回路に一定方向の循環電流が流れる。

【００１３】したがって、第２のスイッチング手段が所
定時間後にオフすると、循環電流の流れていた動作か
ら、加熱コイルと第２の共振コンデンサと第１の共振コ
ンデンサ（接続方法によっては加熱コイルと第２の共振
コンデンサ）の共振動作となる。そして、第２のスイッ
チング手段の印加電圧が上昇し、直流電源電圧を越える
が、第１のスイッチング手段の逆電流阻止手段が設けら
れているので、印加電圧はそのまま上昇しピーク電圧に
達した後、再度直流電圧に戻る。したがって第２のスイ
ッチング手段の印加電圧が直流電源電圧を越えてから再
度その電圧まで戻るまでに所定の時間を設けることが可
能となる。この時間の間に、第１のスイッチング素子を
駆動すれば、第１のスイッチング手段ターンオン損失
（第１のスイッチング手段に順方向の電圧が印加した状
態でターンオンし第２の共振コンデンサを充電あるいは
放電するスパイク状の電流と印加電圧との積による損
失）が発生せずまた、ターンオン時の高周波雑音の発生
を防止することができる。

【００１４】また、上記のように第２のスイッチング手
段がオフする際、この素子への印加電圧は、共振電圧と
なるので電圧の上昇率ｄｖ／ｄｔは比較的小さく、オフ
時のスイッチング損失となる印加電流と印加電圧の積を
抑制することが可能で、当然のことながらｄｖ／ｄｔの
抑制効果による高周波雑音の低減も可能となる。

【００１５】さらに、第１のスイッチング手段の駆動時
間と、第２のスイッチング手段の駆動時間と、第１のス
イッチング手段と第２のスイッチング手段を共に駆動し
ていない時間との和が一定値になるようにしながら第１
のスイッチング素子の駆動時間と第２のスイッチング素
子の駆動期間を可変する、言い換えれば、一定の繰り返
し周波数で第１のスイッチング手段の駆動時間と第２の
スイッチング手段の駆動時間の比（以下駆動時間比と呼
ぶ）を可変する駆動時間比制御手段を設けているので、
一定の発振周波数で加熱コイル電流の大きさを変えるこ
とが可能で、負荷鍋に対する誘導加熱出力を連続可変制
御することができる。

【００１６】また、第２のスイッチング手段の両端電圧
を検知する電圧検知手段と、駆動時間比制御手段によっ
て設定した駆動時間比に応じた電圧制限値以下に第２の
スイッチング素子の両端電圧を制御する電圧制御手段と
を備えているので、駆動時間比が小さい時つまり第２の
スイッチング手段の駆動時間が長いときに第２のスイッ
チング素子の両端の電圧制限値を小さくすることができ
る。第２のスイッチング素子の両端の電圧制限値を小さ
くすれば、第２のスイッチング手段のターンオフ時の電
流値を抑制でき第２のスイッチング手段のターンオフ損
失を抑制できるとともに、第２のスイッチング手段に流
れる電流値も抑制でき第２のスイッチング手段のオン損
失も抑制できる。すなわち、駆動時間比が小さくても第
２のスイッチング素子の両端電圧が大きくなる負荷（つ
まり第２のスイッチング手段の駆動時間が長くかつター
ンオフ時の電流値が大きくなる負荷）に対して電圧制限
値（つまり第２のスイッチング手段のターンオフ時の電
流値）を小さくすることができ、第２のスイッチング手
段のターンオフ損失およびオン損失を抑制することがで
きるものである。

【００１７】

【実施例】（実施例１） 以下、本発明の第１の実施例を図１を参照しながら説明
する。

【００１８】図に示すように、商用電源１１をダイオー
ドブリッジ１２、チョークコイル１３、平滑コンデンサ
１４で直流に整流している。インバータ回路１５は、第
１のスイッチング手段１６と、逆電流素子手段１７と、
第２のスイッチング手段１８と、第１のバイパス手段１
９と、第２の共振コンデンサ２０と、加熱コイル２１
と、第２のバイパス手段２２と、第１の共振コンデンサ
２３とで構成している。制御回路２４は、第１及び第２
のスイッチング手段１６，１８を一定周波数で交互に駆
動するとともにその駆動時間比を変化させる駆動時間比
制御手段２５と、入力検知手段２６と、駆動時間比に応
じた入力制限値以下に入力を制御する入力制御手段２７
とで構成している。

【００１９】上記構成において、図２〜図４を参照しな
がら動作を説明する。図２には第１のスイッチング手段
１６と逆電流素子手段１７との直列体および第２のスイ
ッチング手段１８と第１のバイパス手段１９との並列体
の両端電圧（ＶCE），電流（ＩC）等の動作波形を、図
３には駆動時間比に対する入力の特性図を、図４には入
力制御手段２７で入力を制御しているときの動作波形を
示す。

【００２０】以上のように構成された誘導加熱調理器に
ついて、以下その動作について説明する。

【００２１】第１のスイッチング手段１６を駆動すると
（図２のＡ信号）第２のスイッチング手段１８はオフし
ている（図２のＢ信号）ので、第１のスイッチング手段
および逆電流阻止手段１７を介して、加熱コイル２１と
第１の共振コンデンサ２３の共振回路に、商用電源１１
から平滑コンデンサ１４に充電された直流の電圧Ｅが印
加され共振電流（図２のＩC1）が流れる。

【００２２】次に、第１のスイッチング手段１６がオフ
すると、加熱コイル２１と第２の共振コンデンサ２０と
第１の共振コンデンサ２３の共振動作となる（図２のＴ
4期間）。そして、第２のスイッチング手段１８の両端
電圧ＶCE2が下降していき、０Ｖ以下になろうとしたと
きに第１のバイパス手段１９に共振電流（図２のＩC2の
負の電流）が流れ始める。本実施例ではこの共振電流が
第１のバイパス手段１９に流れ出すタイミングつまり第
２のスイッチング手段１８の両端電圧ＶCE2が０Ｖとな
るタイミングで、第２のスイッチング手段１９を駆動し
ている（図２のＢ信号）。その後、共振電流の流れる方
向が変わると、第１のバイパス手段１９はその電流を阻
止するので、共振電流はスムーズに第２のスイッチング
手段１８に流れ込む（すなわちＩC2の極性がスムーズに
負から正に変わる）。

【００２３】第２のスイッチング手段１８に共振電流が
流れ始めてから加熱コイル２１と負荷との合成インピー
ダンスと第１の共振コンデンサ２３の容量で決まる共振
周期の略４分の１で第２のスイッチング手段１８に流れ
る電流ＩC2が極大値となる。この直後、加熱コイル２１
と第１の共振コンデンサ２３の接続点の電圧が０Ｖにな
ると第２のバイパス手段２２に電流が流れ出し、加熱コ
イル２１に蓄積されたエネルギーによって、加熱コイル
２１と第２のスイッチング手段１８と第２のバイパス手
段２２で構成される閉回路に一定方向の循環電流が流れ
る。従って、共振周期の短い負荷ほど第２のスイッチン
グ手段１８に流れる電流ＩC2が極大値となるタイミング
が早くなり、循環電流の流れている期間が長くなる。

【００２４】次に、第２のスイッチング手段１８が所定
時間後にオフすると、循環電流の流れていた動作から、
加熱コイル２１と第２の共振コンデンサ２０と第１の共
振コンデンサ２３の共振動作となる。そして、第２のス
イッチング手段１８への印加電圧ＶCE2が上昇し（図２
のＴ3期間）、直流電圧Ｅを越えるが、逆電流阻止手段
１７が設けられているので、印加電圧ＶCE2はそのまま
上昇しピーク電圧に達した後、再度直流電圧Ｅに戻る。
本実施例では第２のスイッチング手段１８の印加電圧Ｖ
CE2が直流電圧Ｅを越えたタイミングで、第１のスイッ
チング素子を駆動している（図２のＡ信号）。

【００２５】第２のバイパス手段２２がない場合には図
２のＩC2に示す破線の電流波形となって第２のスイッチ
ング手段１８にターンオフが発生せず、第２のスイッチ
ング手段１８への印加電圧ＶCE2が上昇せず、第１のス
イッチング手段１６にターンオンが発生してしまうが、
本発明では第２のバイパス手段２２によって、必ず第２
のスイッチング手段１８にターンオフが発生し、第２の
スイッチング手段１８への印加電圧ＶCE2を上昇させる
ことができる。従って、第１のスイッチング手段１６に
ターンオンが発生することを防止でき、第１のスイッチ
ング手段１６のターンオン損失（第１のスイッチング手
段１６に順方向の電圧が印加した状態でターンオンし第
２の共振コンデンサ２０を充電するスパイク状の電流と
印加電圧との積による損失）が発生せずまた、ターンオ
ン時の高周波雑音の発生を防止することができる。

【００２６】また、上記のように第１および第２のスイ
ッチング手段１６、１８がターンオフする時の素子への
印加電圧は、共振電圧となるので電圧の上昇率ｄＶCE／
ｄｔは比較的小さく、ターンオフ時のスイッチング損失
（以下ターンオフ損失と呼ぶ）となる印加電流と印加電
圧の積を抑制することが可能で、当然のことながらｄＶ
CE／ｄｔの抑制効果による高周波雑音の低減も可能とな
る。

【００２７】さらに、制御回路２４は、第１のスイッチ
ング手段１６の駆動時間Ｔ1と、第２のスイッチング手
段１８の駆動時間Ｔ2と、第１のスイッチング手段１６
と第２のスイッチング手段１８を共に駆動していない時
間Ｔ3、Ｔ4との和Ｔ0が一定値になるようにしながら第
１のスイッチング素子１６の駆動時間Ｔ1と第２のスイ
ッチング素子１８の駆動時間Ｔ2を可変する、言い換え
れば、一定の繰り返し周期で駆動時間比Ｔ1／Ｔ2を可変
する駆動時間比制御手段２５を設けているので、一定の
発振周期で加熱コイル電流の大きさを変えることが可能
で、負荷に対する誘導加熱出力（つまり誘導加熱調理器
への入力）を連続可変制御することができる。

【００２８】また、図３に示すように、入力制御手段２
７では、駆動時間比制御手段２５で設定している駆動時
間比に応じた入力制限値に入力が到達した場合に、駆動
時間比の増加を停止する信号を駆動時間比制御手段２５
に出力し、入力値を制限している。つまり、図３におい
て、駆動時間比が大きい場合に入力が大きくなる負荷Ａ
のような特性の負荷（つまり加熱コイル２１と負荷との
合成インピーダンスと第１の共振コンデンサ２３の容量
で決まる共振周期が長い負荷）はＡ点で入力制限し、駆
動時間比が小さくても入力が大きくなる負荷Ｂのような
特性の負荷（つまり加熱コイル２１と負荷との合成イン
ピーダンスと第１の共振コンデンサ２３の容量で決まる
共振周期が短い負荷）はＢ点で入力制限している。この
とき動作波形は図４のようになって、駆動時間比に応じ
て入力制限値を変化させなかった場合には、負荷ＢはＢ
２点で動作して第２のスイッチング手段１８の導通時間
が長くかつ第２のスイッチング手段１８に流れる電流Ｉ
C2のピーク値が大きいためにオン損失が増大してしまう
が、入力制御手段２７で駆動時間比に応じた入力制限値
に入力を制限しているので、負荷Ｂは第２のスイッチン
グ手段１８の導通時間は長いが電流ＩC2のピーク値が小
さいＢ１点で、負荷Ａは電流ＩC2のピークは大きいが導
通時間が短いＡ点で動作させることができ、負荷Ａ、Ｂ
ともにオン損失は小さくなる。

【００２９】このように本実施例によれば、第２のスイ
ッチング手段１８と並列に第２の共振コンデンサ２０を
設けたことによって、第１および第２のスイッチング手
段１６、１８のターンオフ時の電圧変化（ｄＶCE／ｄ
ｔ）を小さくでき、ターンオフ時の損失つまり電圧電流
積（ＶCE×ＩC）とノイズを大幅に低減することができ
る。また、第２のバイパス手段２２を第１の共振コンデ
ンサと並列に接続したことで循環電流を発生でき、第２
のスイッチング手段１８のオフ時に電圧を印加でき、第
１のスイッチング手段１６のオン時にターンオンが発生
せず、大幅な損失低減が図れている（ターンオン損失＝
０Ｗ）。さらには、駆動時間比制御手段２５と入力検知
手段２６と入力制御手段２７を備えたことで、駆動時間
比に応じた入力制限値で入力を制限することができ、駆
動時間比が小さくても入力が大きくなる負荷（つまりは
第２のスイッチング手段１８の導通時間が長くてかつ電
流値が大きい負荷）に対しても第２のスイッチング手段
１８のオン損失を抑制することができる。

【００３０】（実施例２） 次に、本発明の第２の実施例について図５を参照しなが
ら説明する。なお、上記実施例と同じ構成のものは同一
符号を付して説明を省略する。

【００３１】図５において、制御回路２４は、第１及び
第２のスイッチング手段１６、１８を一定周波数で交互
に駆動するとともにその駆動時間比を変化させる駆動時
間比制御手段２５と、第２のスイッチング手段１８の両
端電圧ＶCE2を検知する電圧検知手段２８と、駆動時間
比に応じた電圧制限値以下に第２のスイッチング手段１
８の両端電圧を制御する電圧制御手段２９とで構成して
いる。

【００３２】上記構成において、図６〜図７を参照しな
がら動作を説明する。図６には駆動時間比に対する第２
のスイッチング手段１８の両端電圧ＶCE2の特性図を、
図７には電圧制御手段２９で第２のスイッチング手段１
８の両端電圧ＶCE2を制御しているときの動作波形を示
す。

【００３３】以上のように構成された誘導加熱調理器に
ついて、以下その動作について説明する。

【００３４】図２に示す第１の実施例と同様に駆動時間
比制御手段２５では、第１のスイッチング手段１６の駆
動時間Ｔ1と、第２のスイッチング手段１８の駆動時間
Ｔ2と、第１のスイッチング手段１６と第２のスイッチ
ング手段１８を共に駆動していない時間Ｔ3、Ｔ4との和
Ｔ0が一定値になるようにしながら第１のスイッチング
素子１６の駆動時間Ｔ1と第２のスイッチング素子１８
の駆動時間Ｔ2を可変し、一定の発振周期で加熱コイル
電流の大きさを変えて、負荷に対する誘導加熱出力（つ
まり誘導加熱調理器への入力）を連続可変制御してい
る。

【００３５】また、図６に示すように、電圧制御手段２
９では、駆動時間比制御手段２５で設定している駆動時
間比に応じた電圧制限値に第２のスイッチング手段１８
の両端電圧ＶCE2が到達した場合に、駆動時間比の増加
を停止する信号を駆動時間比制御手段２５に出力し、第
２のスイッチング手段１８の両端電圧ＶCE2を制限して
いる。つまり、図６において、駆動時間比が大きい場合
に第２のスイッチング手段１８の両端電圧ＶCE2が大き
くなる負荷Ｃのような特性の負荷（つまり加熱コイル２
１と負荷との合成抵抗が大きく、循環電流が流れている
ときの第２のスイッチング手段１８に流れる電流ＩC2の
減衰が大きくターンオフ時の電流ＩOFF2が小さい負荷）
はＣ点で電圧制限し、駆動時間比が小さくても第２のス
イッチング手段１８の両端電圧ＶCE2が大きくなる負荷
Ｄのような特性の負荷（つまり加熱コイル２１と負荷と
の合成抵抗が小さく、循環電流が流れているときの第２
のスイッチング手段１８に流れる電流ＩC2の減衰が小さ
くターンオフ時の電流ＩOFF2が大きい負荷）はＤ１点で
電圧制限している。ターンオフ時の電流ＩOFF2と第２の
スイッチング手段の両端電圧ＶCE2の関係は、第２のス
イッチング手段１８のターンオフ時の電流ＩOFF2のエネ
ルギーによって、第２のスイッチング手段１８に共振電
圧ＶCE2を印加させているので、電圧ＶCE2が大きいとい
うことはターンオフ時の電流ＩOFF2が大きいということ
と等価である。このとき動作波形は図７のようになっ
て、駆動時間比に応じて電圧制限値を変化させなかった
場合には、負荷ＤはＤ２点で動作して第２のスイッチン
グ手段１８の導通時間が長くかつ第２のスイッチング手
段１８のターンオフ時の電流ＩOFF2が大きくまた第２の
スイッチング手段に流れる電流ＩC2のピーク値が大きい
ためにターンオフ損失およびオン損失が増大してしまう
が、電圧制御手段２９で駆動時間比に応じた電圧制限値
に第２のスイッチング手段１８の両端電圧ＶCE2を制限
しているので、負荷Ｄは第２のスイッチング手段１８の
導通時間は長いが電流ＩC2のピーク値およびターンオフ
時の電流ＩOFF2が小さいＤ１点で、負荷Ｃは電流ＩC2の
ピーク値およびターンオフ時の電流ＩOFF2は大きいが導
通時間が短いＣ点で動作させることができ、負荷Ｄでは
ターンオフ損失およびオン損失が、負荷Ｃではオン損失
が小さくなる。

【００３６】このように本実施例によれば、駆動時間比
制御手段２５と電圧検知手段２８と電圧制御手段２９を
備えたことで、駆動時間比に応じた電圧制限値で第２の
スイッチング手段１８の両端電圧ＶCE2を制限すること
ができ、駆動時間比が小さくても第２のスイッチング手
段の両端電圧ＶCE2が大きくなる負荷（つまりは加熱コ
イル２１と負荷との合成抵抗が小さく、循環電流が流れ
ているときの第２のスイッチング手段１８に流れる電流
ＩC2の減衰が小さくターンオフ時の電流ＩOFF2が大きい
負荷）に対しても第２のスイッチング手段１８のターン
オフ損失およびオン損失を抑制することができる。

【００３７】（実施例３） 次に、本発明の第３の実施例について図８を参照しなが
ら説明する。なお、第１および第２の実施例と同じ構成
のものは同一符号を付して説明を省略する。

【００３８】図８において、制御回路２４は、第１及び
第２のスイッチング手段１６、１８を一定周波数で交互
に駆動するとともにその駆動時間比を変化させる駆動時
間比制御手段２５と、入力を検知する入力検知手段２６
と、第２のスイッチング手段１８の両端電圧ＶCE2を検
知する電圧検知手段２８と、駆動時間比と入力と第２の
スイッチング手段の両端電圧ＶCE2とに応じて入力制限
値および電圧制限値を設定する制限値設定手段３０と、
制限値設定手段３０で設定した入力制限値および電圧制
限値値以下に入力および第２のスイッチング手段１８の
両端電圧を制御する入力制御手段３１および電圧制御手
段３２とで構成している。

【００３９】上記構成において、図９を参照しながら動
作を説明する。図９には駆動時間比に対する入力と第２
のスイッチング手段１８の両端電圧ＶCE2の特性図を示
す。

【００４０】以上のように構成された誘導加熱調理器に
ついて、以下その動作について説明する。

【００４１】図２に示す第１の実施例と同様に駆動時間
比制御手段２５では、第１のスイッチング手段１６の駆
動時間Ｔ1と、第２のスイッチング手段１８の駆動時間
Ｔ2と、第１のスイッチング手段１６と第２のスイッチ
ング手段１８を共に駆動していない時間Ｔ3、Ｔ4との和
Ｔ0が一定値になるようにしながら第１のスイッチング
素子１６の駆動時間Ｔ1と第２のスイッチング素子１８
の駆動時間Ｔ2を可変し、一定の発振周期で加熱コイル
電流の大きさを変えて、負荷に対する誘導加熱出力（つ
まり誘導加熱調理器への入力）を連続可変制御してい
る。

【００４２】また、制限値設定手段３０では、駆動時間
比設定手段２５で設定している駆動時間比と入力検知手
段２６で検知した入力と電圧検知手段２８で検知した第
２のスイッチング手段１８の両端電圧ＶCE2とに応じ
て、図９に示す曲面で入力制限値および電圧制限値を設
定している。例えば、駆動時間比がＸ点の場合に、Ｅ点
で動作する負荷（つまり駆動時間比が小さいときに第２
のスイッチング手段の両端電圧ＶCE2が小さい負荷）の
ときには制限値設定手段３０で入力制限値を大きめに電
圧制限値を小さめに設定し、Ｆ点で動作する負荷（つま
り駆動時間比が小さいときに第２のスイッチング手段の
両端電圧ＶCE2が大きい負荷）のときには、制限値設定
手段３０で入力制限値を小さめに電圧制限値を大きめに
設定している。そして、入力制御手段３１では、入力検
知手段２６で検知した入力が制限値設定手段３０で設定
した入力制限値に到達した場合に、駆動時間比の増加を
停止する信号を駆動時間比制御手段２５に送信し入力を
制御している。また、電圧制御手段３２では、電圧検知
手段２８で検知した第２のスイッチング手段１８の両端
電圧ＶCE2が制限値設定手段３０で設定した電圧制限値
に到達した場合に、駆動時間比の増加を停止する信号を
駆動時間比制御手段２５に送信し第２のスイッチング手
段１８の両端電圧ＶCE2を制御している。

【００４３】従って、駆動時間比が小さいときに入力が
大きくなる負荷（つまり加熱コイル２１と負荷との合成
インピーダンスと第１の共振コンデンサ２３の容量で決
まる共振周期が短い負荷）であっても、第２のスイッチ
ング手段１８の両端電圧ＶCE2が小さければ第２のスイ
ッチング手段１８のターンオフ損失およびオン損失は大
きくないため、入力制限値を大きく設定して所望の入力
を得ることができている。また、駆動時間比が小さいと
きに入力が大きくかつ第２のスイッチング手段１８の両
端電圧ＶCE2が大きくなる負荷であれば、第２のスイッ
チング手段１８のターンオン損失およびオン損失は大き
くなるため、入力制限値および電圧制限値を小さくして
第２のスイッチング手段１８の損失を抑制している。

【００４４】このように本実施例によれば、駆動時間比
制御手段２５と入力検知手段２６と電圧検知手段２８と
制限値設定手段３０と入力制御手段３１と電圧制御手段
３２とを備えたことで、駆動時間比と入力と第２のスイ
ッチング手段１８の両端電圧ＶCE2に応じた入力制限値
および電圧制限値で入力および第２のスイッチング手段
１８の両端電圧ＶCE2を制限することができ、駆動時間
比が小さいときに入力が大きくなる負荷であっても第２
のスイッチング手段１８の両端電圧ＶCE2が小さければ
入力制限値を大きくして所望の入力を得られ、駆動時間
比が小さいときに入力が大きくかつ第２のスイッチング
手段１８の両端電圧ＶCE2も大きい負荷であれば入力制
限値を小さくして第２のスイッチング手段１８の損失を
抑制することができる。

【００４５】尚、インバータ回路１５の各構成要素の接
続は本実施例に限らず、例えば、第１及び第２の共振コ
ンデンサ２３、２０は直流の高電位側に、あるいは第２
の共振コンデンサ２０は加熱コイル２１と並列に接続す
る等、高周波的に同等の動作を行なう接続であれば同様
の効果が得られることは言うまでもない。また、当然な
がら第１のスイッチング手段１６と逆電流素子手段１７
との直列体あるいは第１の共振コンデンサ２３と第２の
バイパス手段２２との並列体と加熱コイル２１との直列
体の構成要素を逆に接続しても、同様の動作を行なう。

【００４６】

【発明の効果】以上のように、本発明によれば、電圧検
知手段と電圧制御手段を備えたことで、駆動時間比に応
じた電圧制限値以下に第２のスイッチング手段の両端電
圧を制限することができ、駆動時間比が小さくても第２
のスイッチング手段の両端電圧が大きくなる負荷に対し
ても第２のスイッチング手段のターンオフ損失およびオ
ン損失を抑制することができるものである。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施例における誘導加熱調理器
の回路ブロック図

【図２】同誘導加熱調理器の動作波形図

【図３】同誘導加熱調理器の特性図

【図４】同誘導加熱調理器の動作波形図

【図５】本発明の第２の実施例における誘導加熱調理器
の回路ブロック図

【図６】同誘導加熱調理器の特性図

【図７】同誘導加熱調理器の動作波形図

【図８】本発明の第３の実施例における誘導加熱調理器
の回路ブロック図

【図９】同誘導加熱調理器の特性図

【図１０】従来例の誘導加熱調理器の回路図

【図１１】同誘導加熱調理器の動作波形図

【図１２】同誘導加熱調理器の特性図

【符号の説明】

１５ インバータ回路 １６ 第１のスイッチング手段 １７ 逆電流阻止手段 １８ 第２のスイッチング手段 １９ 第１のバイパス手段 ２０ 第２の共振コンデンサ ２１ 加熱コイル ２２ 第２のバイパス手段 ２３ 第１の共振コンデンサ ２４ 制御回路

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 藤井 裕二 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電 器産業株式会社内 (56)参考文献 特開 平４−282595（ＪＰ，Ａ) 特開 平４−282596（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁶，ＤＢ名) H05B 6/12

Claims (1)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 直流電源間に直列的に接続され前記直流
   電源の正極側に接続される第１のスイッチング手段と負
   極側に接続される第２のスイッチング手段と、前記第２
   のスイッチング手段に流れ込もうとする逆電流をバイパ
   スする第１のバイパス手段と、前記第１、第２のスイッ
   チング手段のオンオフにより共振回路ループを変えて共
   振する加熱コイルと第１の共振コンデンサからなる共振
   回路と、前記第１の共振コンデンサに所定の電圧が印加
   すると前記第１の共振コンデンサに流れ込もうとする電
   流をバイパスする第２のバイパス手段と、前記第２のス
   イッチング手段のオフ時に、前記加熱コイルと共振して
   前記第２のスイッチング手段に共振電圧を印加する第２
   の共振コンデンサと、前記第１、第２のスイッチング手
   段を一定周波数で交互に駆動するとともにその駆動時間
   比を変化させる駆動時間比制御手段と、第２のスイッチ
   ング素子の両端電圧を検知する電圧検知手段とを備え、
   前記駆動時間比制御手段は、前記第１、第２のスイッチ
   ング素子の駆動時間比に対する前記電圧検知手段の出力
   特性に応じて、その駆動時間比の上限を抑制してなる誘
   導加熱調理器。