JP3204518B2 - 誘導加熱調理器 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明はインバータ構成及びその
制御手段に特徴を有する発振周波数一定制御の誘導加熱
調理器に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】従来の誘導加熱調理器は発振周波数可変
制御により入力制御を行うのが一般的であった。しかし
ながら多バーナの誘導加熱調理器で発振周波数可変制御
を行うと発振周波数の違いによって負荷の干渉音が発生
するという問題を有していた。そこで、この問題を解決
するために発振周波数一定で入力制御する方法が検討さ
れ、特開平１−260785号に示すような構成ものが用いら
れている。以下、その誘導加熱調理器の構成について図
15ないし図17を参照しながら説明する。図15は誘導加熱
調理合の回路構成図であり、図15において、１は直流電
源、２は直流を高周波電流に変換するインバータ回路
で、逆電流阻止形の第１のスイッチング素子３、逆電流
導通形の第２のスイッチング素子４、加熱コイル５、共
振コンデンサ６等で構成されている。７はインバータ回
路２を制御する制御回路であり、前記第１のスイッチン
グ素子３と第２のスイッチング素子４を、同一周波数で
オン時間比を変えて交互に駆動する駆動部７a等により
構成されている。

【０００３】図16、図17は以上のように構成された従来
の誘導加熱調理器の動作を説明する波形図で、図16は第
１のスイッチング素子３および第２のスイッチング素子
４の両端電圧(Ｖ_CE)，電流(Ｉ_C)の各波形、図17は第１
のスイッチング素子３のオン時間Ｔ₂と周期Ｔ₁との比Ｔ
₂／Ｔ₁（以下これを導通比と呼ぶ)と、入力Ｐ_inの関係
を示しており、当然のことながら第２のスイッチング素
子４のオン時間Ｔ₃はＴ₁−Ｔ₂となる。

【０００４】図16において、同図(a)には導通比Ｔ₂／Ｔ
₁＜0.5のとき(つまり入力が小さいとき)の動作波形を、
同図(b)には導通比Ｔ₂／Ｔ₁≒0.5のとき(つまり半分程
度のとき)の動作波形を、同図(c)にはターンオン(Ｖ_CE
＞０でスイッチング素子をオンさせること)、およびタ
ーンオフ(Ｉ_C＞０でスイッチング素子をオフさせるこ
と)の時の動作の拡大波形を示している。

【０００５】図16および図17に示すように、駆動部７a
が第１のスイッチング素子３と第２のスイッチング素子
４を交互に駆動し、その導通比Ｔ₂／Ｔ₁を変えることに
よって入力(Ｐ_in)を制御している。

【０００６】以上のように従来のインバータ構成および
制御方式では、発振周波数一定のままで入力制御を行え
るものであった。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来のインバータ構成および制御方式では、図16の動作波
形からわかるように、スイッチング動作にターンオンお
よびターンオフが現れるモードがあるため、スイッチン
グ素子に高速半導体を用いたとしてもターンオンおよび
ターンオフ時のスイッチング損失(スイッチング素子の
両端電圧Ｖ_CE×電流Ｉ_C)が大きくなって、スイッチング
素子の冷却コストが高く小型化が難しいという課題を有
している。また、スイッチング素子の両端電圧の変化
(ｄＶ_CE／ｄｔ)が非常に急峻であるために、ノイズが大
きくテレビの画像等に悪影響を及ぼすと言う課題を有し
ていた。

【０００８】本発明はこのような点に鑑み、第１の目的
はスイッチング素子の損失およびノイズを低減する誘導
加熱調理器を提供すること、第２の目的は上記に加えて
スイッチング素子の損失を軽減、及び過電流保護を行う
こと、第３の目的は上記第１の目的に加えて低コスト回
路でスイッチング素子の損失を低減すること、また、第
４の目的は上記第３の目的に加えてさらに、スイッチン
グ素子の過電圧保護も行う誘導加熱調理器を提供するこ
とにある。

【０００９】また、さらに第５の目的は上記第１の目的
に加えて、ナイフ、アルミ鍋等の不適性負荷を検知し、
加熱を停止する機能を加えること、さらに第６の目的は
上記第１の目的に加えて、スイッチング素子およびダイ
オードの損失を低減でき、非磁性負荷でも高出力とする
こと、第７の目的は第６の目的に加えてさらに、低コス
トの信頼性の高い回路でスイッチング素子およびダイオ
ードの損失を低減でき非磁性負荷でも高出力可能な誘導
加熱調理器を提供することにある。

【００１０】

【課題を解決するための手段】本発明は、加熱コイル
と、それに直列接続した第１の共振コンデンサと、該第
１の共振コンデンサに並列接続したダイオードと、逆電
流阻止形の第１のスイッチング素子と逆電流導通形の第
２のスイッチング素子と、該第２のスイッチング素子に
並列に接続した第２の共振コンデンサを有し、前記第１
のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子を直
列に接続し、前記加熱コイルと前記第１の共振コンデン
サの直列回路を前記第１スイッチング素子または第２の
スイッチング素子に並列に接続し、前記第１のスイッチ
ング素子と前記第２のスイッチング素子の直列回路を直
流電源に接続してなるインバータ回路と、一定の周波数
で前記第１、第２のスイッチング素子を交互に導通さ
せ、かつ、その導通比を可変可能な駆動部を有する制御
回路とにより構成し、前記第１の共振コンデンサの容量
を前記第２の共振コンデンサの容量より大きく設定し、
前記第２の共振コンデンサと加熱コイルの共振周波数を
前記一定の周波数以上に設定したことを特徴とする。さ
らに上記の構成に、(a）第１の共振コンデンサに並列接
続したダイオードの電流検知部を設け、(b）第１の共振
コンデンサの電圧検知部を設け、(c）第２の共振コンデ
ンサの電圧検知部を設け、（d）第２の共振コンデンサ
の電圧検知部と入力を検知する入力検知部及び不適性負
荷判定部を設け、(e）第１の共振コンデンサの容量を切
り換えて変化させる構成とし、(f）ダイオードに流れる
電流の電流検知部と第１の共振コンデンサの容量を切り
換える構成としたものである。

【００１１】

【作用】本発明によれば、第１には、第１および第２の
スイッチング素子３、４のスイッチング動作において、
ターンオンモードが現れないようにできるとともにター
ンオフ時の電圧変化(ｄＶ／ｄｔ)が小さくなって、スイ
ッチング損失およびノイズを大幅に低減できる。

【００１２】第２には、ダイオード電流検知部を設けダ
イオード電流を制限してスイッチング素子に流れる電流
を抑制でき、スイッチング素子が過電流から保護され、
同時にスイッチング素子のオン状態での損失(オン損失)
をさらに低減できるものである。

【００１３】また、第３には、第１の共振コンデンサの
電圧検知部を設け第１の共振コンデンサの電圧を制限し
たので安価な回路で間接的にスイッチング素子に流れる
電流が抑制でき、スイッチング素子のオン損失を低減で
きるものである。

【００１４】第４には、第２の共振のコンデンサの電圧
検知部を設けて第２の共振コンデンサの電圧を制限する
ことによって安価な回路で間接的にスイッチング素子に
流れる電流が抑制でき、スイッチング素子のオン損失が
低減されるとともに、スイッチング素子が過電圧から保
護される。

【００１５】第５には、第２の共振コンデンサの電圧検
知部と入力検知部を設けて第２の共振コンデンサの電圧
と入力を比較することによって不適性負荷を検知でき
る。

【００１６】また、第６には、第１の共振コンデンサの
容量を切り換え可能としたのでスイッチング素子、およ
びダイオードの損失が低減でき、非磁性負荷に対しても
高出力誘導加熱が可能になる。

【００１７】第７には、ダイオード電流検知部を設けダ
イオード電流を検知して負荷の種類を判別するので、低
コストの信頼性の高い回路によりスイッチング素子およ
びダイオードの損失を低減でき、非磁性負荷でも高出力
誘導が可能になる。

【００１８】

【実施例】以下、本発明の第１の手段の一実施例につい
て図１ないし図２を参照しながら説明する。

【００１９】図１は誘導加熱調理器の回路構成図を示
し、図１において、８は第２の共振コンデンサ、９はダ
イオードであり、その他は図15と同じ、または同一機能
のものを示している。なお、説明の便宜上、３を逆電流
阻止形の第１スイッチング素子、４を逆電流導通形の第
２スイッチング素子、６を第１の共振コンデンサとい
う。

【００２０】図２は第１，第２のスイッチング素子３お
よび４の両端電圧(Ｖ_CE),電流(Ｉ_C)等の動作波形を、図
３は第１のスイッチング素子３のオン時間Ｔ₂と周期Ｔ₁
との導通比Ｔ₂／Ｔ₁と入力Ｐ_inの関係を示し、両端電
圧、電流の添字１，２は両第１、第２のスイッチング素
子に対応している。

【００２１】図２(a)は導通比Ｔ₂／Ｔ₁＜0.5のとき、図
２(b)は導通比Ｔ₂／Ｔ₁≒0.5のときの動作波形であり、
また、図２(c)はターンオフ時の拡大波形図である。

【００２２】図２および図３に示すように、駆動部７ａ
が第１のスイッチング素子３と第２のスイッチング素子
４を交互に駆動し、その導通比Ｔ₂／Ｔ₁を変えることに
よって入力Ｐ_inを制御している。本実施例のインバータ
回路２は加熱コイル５と第１の共振コンデンサ６との共
振モードと、加熱コイル５と第２の共振コンデンサ８と
の共振モードとの２つの共振モードを有している。

【００２３】第１のスイッチング素子３あるいは第２の
スイッチング素子４に電流が流れているときに、加熱コ
イル５と第１の共振コンデンサ６との共振モードとなり
(但し、ダイオード９が導通している期間はダイオード
９−加熱コイル５−第２のスイッチング素子４−ダイオ
ード９の循環電流となる。)、第１のスイッチング素子
３あるいは第２のスイッチング素子４がターンオフして
から他方のスイッチング素子に電流が流れはじめるまで
が加熱コイル５と第２の共振コンデンサ８との共振モー
ドとなる。

【００２４】この動作は、動作波形(特に図２(c))から
わかるように第２のスイッチング素子４と並列に第２の
共振コンデンサ８を設けたことによって、ターンオフ時
の電圧変化(ｄＶ_CE／ｄｔ)を小さくし、ターンオフ時の
損失、つまり電圧電流積(Ｖ_CE×Ｉ_c)を大幅に小さくし
ている。

【００２５】また、第１のスイッチング素子３はＶ_CE1
＜０Ｖの間に、第２のスイッチング素子４はＶ_CE1＝０
Ｖの間(第２のスイッチング素子４の逆導通ダイオード
９に電流が流れている間)にオン状態としているためタ
ーンオンは現れない。ダイオード９の働きおよび効果
は、Ｉ_C2に必ずターンオフを発生させる→加熱コイル５
と第２の共振コンデンサ８が共振する→Ｖ_CE2が上昇
し、Ｖ_CE1＝Ｅ−Ｖ_CE2が負になる状態ができる→Ｉ_C1に
ターンオフが発生しない、というものである。

【００２６】このように本実施例によれば第１および第
２の共振コンデンサ６，８を有し、ダイオード９を第１
の共振コンデンサ６に並列に接続することによって、第
１および第２のスイッチング素子３，４にターンオフは
発生せず、かつ、ターンオフ時のスイッチング損失も大
幅に低減することができる。また、第１および第２のス
イッチング素子３，４の両端電圧変化(ｄＶ_CE／ｄｔ)が
緩やかになるため、ノイズも大幅に低減することができ
る。なお、以上の説明から、第１の共振コンデンサの容
量は第２の共振コンデンサの容量より大きく設定し、第
２の共振コンデンサと加熱コイルとの共振周波数をイン
バータの動作周波数以上に設定する必要があることは明
らかである。

【００２７】なお、第１の共振コンデンサ６および第２
の共振コンデンサ８は図４(a)のように直流電源１の高
電位側に接続しても、図４(b)のように高電位側、低電
位側共に接続しても、また、それらの組合せでも動作は
同じである。ただし、図４(b)のように接続すれば、雷
サージ等の電流異常時で直流電源１の電圧が急峻に増加
したときに直流電源１の電圧をコンデンサ６，８に分割
でき、第１のスイッチング素子３および第２のスイッチ
ング素子４に偏って電圧が印加されず、過電圧保護が行
えるという効果がある。

【００２８】次に、本発明の第２の手段の回路構成図を
図５に示す。

【００２９】図５において第１の手段と異なるところは
制御回路７にダイオード９の電流を検知するダイオード
(以下、Ｄと略す)電流検知部７ｂを有している点であ
る。以下その動作を説明する。インバータ回路２は第１
の手段と同じであるからその動作は同じで、第２のスイ
ッチング素子４と並列に第２の共振コンデンサ８を設け
たことによってターンオフ時の電圧変化(ｄＶ_CE／ｄｔ)
を小さくし、ターンオフ時の損失つまり電圧電流積(Ｖ
_CE×Ｉ_C)を大幅に小さくしているため、２個のスイッチ
ング素子３，４の損失はほとんどオン損失(オン状態で
のオン電圧Ｖ_CE×電流Ｉ_C)のみといえる。従って、２個
のスイッチング素子３，４に流れる電流を低減すればさ
らにスイッチング素子３，４の損失を低減することがで
きる。

【００３０】大電流カレントトランスを用いて直接２個
のスイッチング素子３，４に流れる電流を検知して制限
をかければ良いが、大電流カレントトランスのコストが
高いため、本実施例では第２のスイッチング素子４に流
れる電流のピーク値とダイオード９に流れる電流のピー
ク値がほとんど等しいことに着目して、ダイオード９に
流れる電流をＤ電流検知部７ｂで検知して、その電流ピ
ーク値に制限をかけることで２個のスイッチング素子
３，４に流れる電流を制限している。

【００３１】ダイオード９に流れる電流の実効値の方が
第２のスイッチング素子４に流れる電流の実効値よりも
はるかに小さいため、低コストのカレントトランスで検
知できる(カレントトランスのコストは電流の実効値で
決まる)。第１のスイッチング素子３に流れる電流を直
接制限をすることにはならないが、当然のことながら第
１のスイッチング素子３に流れる電流と、第２のスイッ
チング素子に流れる電流に相関があるため、間接的に第
１のスイッチング素子３にも電流制限をすることにな
る。

【００３２】このように、本実施例によればダイオード
９に流れる電流を検知して電流制限をすることで、第１
の手段に加えてさらに２個のスイッチング素子３，４の
損失が低減できるとともに、２個のスイッチング素子
３，４の過電流保護が同時に行える。

【００３３】図６は本発明の第３の手段の回路構成図を
示し、図６において第１の手段と異なるところは制御回
路７に第１の共振コンデンサ６の電圧を検知する第１の
共振コンデンサ(以下、Ｃ₁と略す)の電圧検知部７ｃを
有している点にある。以下、その動作を説明する。

【００３４】インバータ回路２は第１の手段と同じであ
るからその動作は同じで、第２のスイッチング素子４に
並列に第２の共振コンデンサ８を設けたことによってタ
ーンオフ時の電圧変化(ｄＶ_CE／ｄｔ)を小さくし、ター
ンオフ時の損失、つまり電圧電流積(Ｖ_CE×Ｉ_C)を大幅
に小さくしているため、２個のスイッチング素子３，４
の損失はほとんどオン損失(オン状態でのオン電圧Ｖ_CE
×電流Ｉ_C)のみになる。従って、第２の手段と同様に２
個のスイッチング素子３，４に流れる電流を低減すれ
ば、さらに損失を低減することができる。インバータ回
路２の動作は２個のスイッチング素子３，４に電流を流
し、加熱コイル５を介して第１の共振コンデンサ６に充
放電を繰り返しているからダイオード９に電流が流れて
いる期間を除いて次式が成り立つ。

【００３５】

【数１】Ｉ_L＝Ｃ₁×（ｄＶ_C1／ｄｔ) ここでＩ_Lは加熱コイル５に流れる電流、つまり２個の
スイッチング素子３，４に流れる電流で、Ｃ₁は第１の
共振コンデンサ６の容量であり、(ｄＶ_C1／ｄｔ)は単位
時間当りの第１の共振コンデンサ６の電圧変化である。
このように第１の共振コンデンサ６の電圧は、充放電し
た電流分だけ変化することになる。よって第１の共振コ
ンデンサ６の振幅を検知すれば、２個のスイッチング素
子３，４に流れる電流の概略を検知することができる。

【００３６】図６においてＣ₁電圧検知部７ｃで第１の
共振コンデンサ６の電圧振幅を検知し、その電圧振幅値
を制限することで間接的に２個のスイッチング素子３，
４に流れる電流が制限され、その損失が低減される。電
圧検知は抵抗等で行えるためＣ₁電圧検知部７ｃは非常
に安価に構成できる。

【００３７】すなわち、第３の手段は第１の共振コンデ
ンサ６の電圧振幅を検知することで、安価な回路で第１
の手段に加えて２個のスイッチング素子３，４の損失
を、さらに低減できる。

【００３８】次に、本発明の第４の手段の回路構成図を
図７に示し、図７において第１の手段と異なるところは
制御回路７に第２の共振コンデンサ８のピーク電圧を検
知するＣ₂電圧検知部７ｄを有する点である。

【００３９】インバータ回路２は第１の手段と同じであ
るからその動作は同じで、第２のスイッチング素子４と
並列に第２の共振コンデンサ８を設けたことによって、
ターンオフ時の電圧変化（ｄＶ_C1／ｄｔ）を小さくし、
ターンオフ時の損失つまり電圧電流積（Ｖ_CE×Ｉ_C）を
大幅に小さくしているため、２個のスイッチング素子
３，４の損失はほとんどオン損失（オン状態でのオン電
圧Ｖ_CE×電流Ｉ_C）のみとなる。従って、第２の手段と
同様に２個のスイッチング素子３，４に流れる電流を低
減することによりさらに損失が低減される。鍋等の負荷
へのエネルギーを無視すればエネルギー保存の法則によ
り第２のスイッチング素子４のターンオフ電流Ｉ_C2TFと
ピーク電圧Ｖ_CE2Pには次式が成り立つ。

【００４０】

【数２】Ｌ×（Ｉ_C2TF)²＝Ｃ₂×（Ｖ_CE2P)² ただし、Ｌは加熱コイル５および鍋等の等価インダクタ
ンス、Ｃ₂は第２の共振コンデンサ８の容量である。

【００４１】また、第２のスイッチング素子４に流れる
電流のほぼピークからダイオード９に電流が流れ出し、
ダイオード９→加熱コイル５→第２のスイッチング素子
４の循環電流が始まるので、この循環電流の減衰は次式
のようになる。

【００４２】

【数３】

【００４３】ただし、Ｒは加熱コイル５および鍋等の等
価抵抗値である。また、Ｉ_C2(ｔ)は第２のスイッチング
素子４に流れる電流のピーク時からｔ時間後の電流値、
Ｉ_C2Pは第２のスイッチング素子４に流れるピーク値で
ある。従ってＶ_CE2Pを検知し、電流のピーク時からの時
間ｔで補正すれば、第２のスイッチング素子４に流れる
電流を概略検知することができ、第２の手段の場合と同
様に第１のスイッチング素子３に流れる電流も概略検知
することができる。

【００４４】本実施例では第２のスイッチング素子４の
ピーク時からターンオフまでの時間を検知する代わりに
導通比を用いて、この導通比Ｔ₂／Ｔ₁に対する第２の共
振コンデンサ８のピーク電圧Ｖ_CE2Pとの関係を示した図
８のように、導通比で補正したＶ_CE2Pに制限をかけてい
る。なぜならピーク時からターンオフまでの時間は、ほ
ぼ導通比で決まるからである。なお、磁性、非磁性等の
負荷の種類によって変わってはくるが、導通比が大きく
なれば必ずピーク時からターンオフまでの時間は短くな
ることは明らかである。

【００４５】以上のように本実施例によれば、第２の共
振コンデンサ８のピーク電圧を検知し、導通比により補
正することで、第３の手段に加えてさらに２個のスイッ
チング素子３，４の過電圧保護も行えることになる。

【００４６】次に、本発明の第５の手段の回路構成図を
図９に示し、図９において第１の手段と異なるところは
制御回路７に第２の共振コンデンサ８のピーク電圧を検
知するＣ₂電圧検知部７ｄと、入力を検知する入力検知
部７ｅと、Ｃ₂電圧検知部７ｄと入力検知部７ｅとの出
力を比較して、不適正負荷の加熱を停止させる信号を駆
動部７ａに出力する不適正負荷判定部７ｆとを有してい
る点にある。以下にその動作を説明する。

【００４７】インバータ回路２は第１の手段と同じであ
るからその動作は同じである。第４の手段の実施例で説
明したように鍋等の負荷へのエネルギーを無視すればエ
ネルギー保存の法則により第２のスイッチング素子４の
ターンオフ電流Ｉ_C2TFとピーク電圧Ｖ_CE2Pには次式が成
り立つ。

【００４８】

【数４】Ｌ×（Ｉ_C2TF)²＝Ｃ₂×（Ｖ_CE2P)² ただし、Ｌは加熱コイル５および鍋等の等価インダクタ
ンスである。

【００４９】ここで負荷へのエネルギーＰ_R1を考慮する
と上式は以下のようになる。

【００５０】

【数５】Ｌ×（Ｉ_C2TF)²＝Ｃ₂×（Ｖ_CE2P)²＋Ｐ_R1 従って、同じターンオフ電流Ｉ_C2TFでも負荷の等価抵抗
値が小さければエネルギーＰ_R1が小さくなって、ピーク
電圧Ｖ_CE2Pが大きくなることになる。

【００５１】また、第２のスイッチング素子４に流れる
電流のほぼピークからダイオード９に電流が流れ出し、
ダイオード９−加熱コイル５−第２のスイッチング素子
４の循環電流が始まるから、この循環電流の減衰は次式
のようになる。

【００５２】

【数６】

【００５３】ただし、Ｒは加熱コイル５および鍋等の等
価抵抗値である。また、Ｉ_C2(ｔ)は第２のスイッチング
素子４に流れる電流のピーク時からｔ時間後の電流値
で、Ｉ_C2Pは第２のスイッチング素子４に流れる電流の
ピーク値である。

【００５４】従って、負荷の等価抵抗値Ｒが小さけれ
ば、当然ながら循環電流の減衰量

【００５５】

【外１】

【００５６】負荷の等価抵抗値Ｒが小さければＩ_C2(ｔ)
は大きくなることになる。よって負荷の等価抵抗値Ｒが
小さければＶ_CE2Pが大きくなる。

【００５７】次に、入力と加熱コイル５に流れる電流Ｉ
_tの関係は、インバータ回路２等の損失を無視すれば、
入力Ｐ_inと負荷に供給したエネルギーＰ_Rとが等しくな
るから、次式が成り立つ。

【００５８】

【数７】Ｐ_in＝Ｐ_R＝Ｒ×Ｉ_L(ｔ)²の積分値 従って、同じ入力であれば負荷の等価抵抗値Ｒが小さい
ほど加熱コイル５に流れる電流Ｉ_t、つまりＩ_C2Pは大き
くなる。

【００５９】以上の特性から入力Ｐ_inと第２の共振コン
デンサ電圧(ピーク電圧)Ｖ_CE2Pの関係は図10のようにな
る。つまり、同じ入力Ｐ_inでもナイフやアルミ鍋等の等
価抵抗値の小さい不適正負荷では、第２の共振コンデン
サ電圧(ピーク電圧)Ｖ_CE2Pが大きく、ホーロー鍋等の等
価抵抗値の大きい負荷では第２の共振コンデンサ電圧
(ピーク電圧)Ｖ_CE2Pが小さくなる。そこで不適正負荷判
定部７ｆで、図10に示す破線よりも上側であれば不適正
負荷と、下側であれば適正負荷であると検知し、不適正
負荷の場合は加熱を停止させる信号を駆動部７ａに出力
する。

【００６０】このように本実施例によれば第２の共振コ
ンデンサ８のピーク電圧と入力とを検知し、不適正負荷
検知部７ｆで図10の破線レベルと比較することによって
不適正負荷を検知し、加熱停止を行えるものである。

【００６１】次に、本発明の第６の手段の回路構成図を
図11に示し、図11において第１の手段と異なるところは
インバータ回路２に容量切り換え可能な第１の共振コン
デンサ６およびコンデンサ６ａを有し、制御回路７にマ
グネットスイッチ等を用いて負荷の磁性・非磁性を検知
する負荷検知部７ｇと第１の共振コンデンサ６および６
ａを切り換えるＣ₁切り換え部７ｈとを有している点に
ある。以下その動作を説明する。

【００６２】インバータ回路２の動作は、第１の共振コ
ンデンサ６および６ａが切り換えられる以外は第１の手
段と同じである。本実施例では第１の共振コンデンサは
負荷が磁性の場合に一方の共振コンデンサ６を、非磁性
の場合には双方の共振コンデンサ６＋６ａを用いてい
る。図12は等価抵抗値のほぼ等しい非磁性負荷および磁
性負荷の動作波形を(a)，(b)のそれぞれに示している。
(a)は、一方の第１の共振コンデンサ６が動作のとき
を、(b)は双方の共振コンデンサ６＋６ａが動作のとき
の場合である。入力に対する加熱コイル５に流れる電流
Ｉ_Lの関係は、第５の手段の実施例で説明したように、
インバータ回路２等の損失を無視すれば、入力Ｐ_inと負
荷に供給したエネルギーＰ_Rとが等しくなるから、次式
が成り立つ。

【００６３】

【数８】Ｐ_in＝Ｐ_R＝Ｒ×Ｉ_L(ｔ)²の積分値 従って、負荷の等価抵抗値Ｒが等しければ、加熱コイル
５に流れる電流Ｉ_L(ｔ)²の積分値、つまりＩ_C2(ｔ)²の
積分値が等しいときに入力も等しくなる。

【００６４】図12(a)はＩ_C2(ｔ)²の積分値がほぼ等しい
ときの波形である。しかしながら、非磁性負荷と磁性負
荷では加熱コイル５を含む等価インダクタンスＬが異な
るため、第１の共振コンデンサ６との共振周期が異な
り、動作波形も異なってくる。動作の特徴としては、非
磁性負荷では第２のスイッチング素子４のほとんどトラ
ンジスタのみに電流が流れ、磁性負荷では第２のスイッ
チング素子４のトランジスタおよび逆導通ダイオードと
もに電流が流れる。

【００６５】ここで問題となるのがオン電圧である。ト
ランジスタのオン電圧は逆導通ダイオードのオン電圧に
比べて大きいため、Ｉ_C2(ｔ)²の積分値がほぼ等しいに
もかかわらず、非磁性負荷では磁性負荷に比べて第２の
スイッチング素子４のオン損失が大きくなってしまう。
従って、スイッチング素子４の損失を抑制しようとする
と非磁性負荷への出力を抑制しなければならない。

【００６６】そこで非磁性負荷の動作モードも図12(a)
の磁性負荷の動作モードと同様にし、スイッチング素子
の損失を抑制するため、負荷検知部７ｇで負荷の種類
(磁性・非磁性)を検知し、非磁性負荷である場合にはＣ
₁切り換え部７ｈに信号を送り第１の共振コンデンサを
６＋６ａとし、第２のスイッチング素子４のトランジス
タの電流を低減させて、逆導通ダイオードの電流を増加
させる動作モードにすることによって、第２のスイッチ
ング素子４のオン損失を低減し、かつ、ダイオード９に
流れる電流も低減してそのオン損失も低減している。

【００６７】第１の共振コンデンサが６＋６ａで、磁性
負荷を動作させた場合には、等価インダクタンスＬと第
１の共振コンデンサ６＋６ａの共振周期から大きくずれ
てしまうため、第１のスイッチング素子３と第２のスイ
ッチング素子４の導通比Ｔ₂／Ｔ₁を0.5に近づけても(つ
まり入力最大にしても)所望の入力を得られない状態と
なる。従って、非磁性負荷のみ第１の共振コンデンサの
容量を切り換え、大きくする必要がある。

【００６８】このように本実施例によれば第１の共振コ
ンデンサの容量を切り換え可能とし、負荷の種類(磁性
・非磁性)によって切り換えることで、第２のスイッチ
ング素子４およびダイオード９のオン損失を低減できる
動作モードにすることができ、非磁性負荷でも高出力を
可能とするものである。

【００６９】次に、本発明の第７の手段の回路構成図を
図13に示し、図13において第６の手段と異なるところ
は、制御回路７にダイオード９の平均電流を検知するＤ
電流検知部７ｉを有しているところであって、以下その
動作を説明する。上述第６の手段の実施例では、負荷の
種類(磁性・非磁性)を検知する手段としてマグネットス
イッチ等を用いた負荷検知部７ｇを用いたが、第７の手
段では検知回路の低コスト化および高信頼性化のため、
電子回路で負荷の種類(磁性・非磁性)を検知するところ
に特徴を有しいてる。

【００７０】第６の手段の実施例で説明したように、加
熱コイル５および負荷の等価インダクタンスＬと第１の
共振コンデンサの共振周期の違いによって、非磁性負荷
と磁性負荷の動作波形は図12のように異なってくる。

【００７１】図14は、入力Ｐ_inとダイオード９の平均電
流の関係図である。Ｄ電流検知部７ｉでは、ダイオード
９に流れる電流の平均値を検知して入力Ｐ_inで補正し、
図14に示す破線の上側であれば非磁性負荷、下側であれ
ば磁性負荷と判断して、非磁性負荷の場合にはＣ₁切り
換え部７ｈに信号を送り、第１の共振コンデンサを６＋
６ａとし、第２のスイッチング素子４のトランジスタの
電流を低減させて、逆導通ダイオードの電流を増加させ
る動作モードにすることによって、第２のスイッチング
素子４のオン損失を低減させ、かつ、ダイオード９に流
れる電流も低減して、そのオン損失を低減させている。

【００７２】このように本実施例によればダイオード９
に流れる電流の平均値をＤ電流検知部７ｉで測定し、入
力で補正して判定レベル(図14の破線)と比較することに
よって、第１の共振コンデンサを切り換え可能として、
第２のスイッチング素子４およびダイオード９のオン損
失を低減できる動作モードとするものである。

【００７３】

【発明の効果】以上、説明したように本発明の第１の誘
導加熱調理器は、加熱コイルと、それに直列接続した第
１の共振コンデンサと、そのコンデンサに並列接続した
ダイオードと、逆電流阻止形の第１のスイッチング素子
と逆電流導通形の第２のスイッチング素子と、及び前記
スイッチング素子に並列に接続した第２のコンデンサに
より構成したインバータ回路を、前記第１、第２のスイ
ッチング素子を交互に一定の周波数で導通させ、かつ、
その導通比を可変にすることが可能な駆動部を設けた制
御回路によって制御するから、スイッチング素子にはタ
ーンオン動作が現われないとともに、ターンオフする場
合の電圧が小さくなってスイッチング素子のスイッチン
グ損失、及びノイズが大幅に軽減される。また、第１の
共振コンデンサと加熱コイルの共振によってスイッチン
グ素子の導通期間内に電流が反転して不安定になること
なく、かつ、広範囲の電力可変においても、第２の共振
コンデンサと加熱コイルの共振周期がスイッチング素子
の導通期間内に完了するので、零電圧スイッチングを維
持することができる。その結果、高効率化と同時に安価
なパワー素子を適用することが可能になる。

【００７４】また、第２の誘導加熱調理器はダイオード
電流検知部を設けて、ダイオード電流を制限するから、
スイッチング素子に流れる電流が抑制され、スイッチン
グ素子が過電流から保護され、スイッチング素子のオン
状態での損失も軽減される。

【００７５】さらに、第３の誘導加熱調理器は、電圧検
知部を設けて第１の共振コンデンサの電圧を制限する安
価な回路で間接的にスイッチング素子の電流を抑制で
き、そのオン損失を低減できる。

【００７６】また、第４の誘導加熱調理器は、電圧検知
部を設けて第２の共振コンデンサの電圧を制限する安価
な回路で間接的にスイッチング素子の電流を抑制でき、
そのオン損失を低減できるとともに過電圧から保護され
る。

【００７７】また、第５の誘導加熱調理器は第２の共振
コンデンサの電圧検知部と入力検知部とを設けて、第２
の共振コンデンサ電圧と入力を比較するから、誘導加熱
に不適な負荷を検知できる。

【００７８】また、第６の誘導加熱調理器は第１の共振
コンデンサの容量を切り換え可能としたからスイッチン
グ素子及びダイオードの損失が低減され、非磁性体の負
荷でも高出力で加熱が可能である。

【００７９】さらに第７の誘導加熱調理器によれば、ダ
イオード電流を検知して負荷の種類を判別し、低コスト
で信頼性の高い回路でスイッチング素子及びダイオード
の損失が低減でき、非磁性体の負荷でも高出力の加熱が
可能である。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の手段による誘導加熱調理器の回
路構成図である。

【図２】図１の動作を説明する波形図である。

【図３】図１の導通比と入力との関係を示す。

【図４】図１の第１の手段による誘導加熱調理器の他の
回路構成図である。

【図５】本発明の第２手段による誘導加熱調理器の回路
構成図である。

【図６】本発明の第３手段による誘導加熱調理器の回路
構成図である。

【図７】本発明の第４手段による誘導加熱調理器の回路
構成図である。

【図８】図７の導通比と第２共振コンデンサ電圧(ピー
ク電圧)との関係を示す特性図である。

【図９】本発明の第５手段による誘導加熱調理器の回路
構成図である。

【図１０】図９の入力に対する第２の共振コンデンサ電
圧(ピーク電圧)との関係を示す特性図である。

【図１１】本発明の第６手段による誘導加熱調理器の回
路構成図である。

【図１２】図１１の動作を説明する波形図である。

【図１３】本発明の第７手段による誘導加熱調理器の回
路構成図である。

【図１４】図１３の入力に対するダイオード電流(平均
値)の関係を示す特性図である。

【図１５】従来の誘導加熱調理器の回路構成図である。

【図１６】図１５の動作を説明する波形図である。

【図１７】図１５の導通比と入力との関係を示す特性図
である。

【符号の説明】 ２…インバータ回路、 ３…逆電流阻止形の第１のスイ
ッチング素子、 ４…逆電流導通形の第２のスイッチン
グ素子、 ５…加熱コイル、 ６，６ａ…第１の共振コ
ンデンサ、 ７…制御回路、 ８…第２の共振コンデン
サ、 ９…ダイオード、 ７ａ…駆動部、 ７ｂ…Ｄ電
流検知部、 ７ｃ…Ｃ₁電圧検知部、７ｄ…Ｃ₂電圧検知
部、 ７ｅ…入力検知部、 ７ｆ…不適性負荷判定部、
７ｇ…負荷検知部、 ７ｈ…Ｃ₁切り換え部、 ７ｉ…
Ｄ電流検知部。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平３−122991（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−114191（ＪＰ，Ａ) 特開 昭61−128491（ＪＰ，Ａ) 特開 昭58−78386（ＪＰ，Ａ) 実開 昭57−168993（ＪＰ，Ｕ) 特公 昭63−10548（ＪＰ，Ｂ２) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H05B 6/12

Claims (7)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 加熱コイルと、それに直列接続した第１
   の共振コンデンサと、該第１の共振コンデンサに並列接
   続したダイオードと、逆電流阻止形の第１のスイッチン
   グ素子と逆電流導通形の第２のスイッチング素子と、該
   第２のスイッチング素子に並列に接続した第２の共振コ
   ンデンサを有し、前記第１のスイッチング素子と前記第
   ２のスイッチング素子を直列に接続し、前記加熱コイル
   と前記第１の共振コンデンサの直列回路を前記第１スイ
   ッチング素子または第２のスイッチング素子に並列に接
   続し、前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッ
   チング素子の直列回路を直流電源に接続してなるインバ
   ータ回路と、一定の周波数で前記第１、第２のスイッチ
   ング素子を交互に導通させ、かつ、その導通比を可変可
   能な駆動部を有する制御回路とにより構成し、前記第１
   の共振コンデンサの容量を前記第２の共振コンデンサの
   容量より大きく設定し、前記第２の共振コンデンサと加
   熱コイルの共振周波数を前記一定の周波数以上に設定し
   たことを特徴とする誘導加熱調理器。
2. 【請求項２】 第１の共振コンデンサに並列接続したダ
   イオードに流れる電流を検知する、ダイオード電流検知
   部を設けたことを特徴とする請求項１記載の誘導加熱調
   理器。
3. 【請求項３】 第１の共振コンデンサの電圧を検知す
   る、第１の共振コンデンサ電圧検知部を設けたことを特
   徴とする請求項１記載の誘導加熱調理器。
4. 【請求項４】 第２の共振コンデンサの電圧を検知する
   第２の共振コンデンサの電圧検知部を設けたことを特徴
   とする請求項１記載の誘導加熱調理器。
5. 【請求項５】 第２の共振コンデンサの電圧を検知する
   第２の共振コンデンサ電圧検知部と、入力を検知する入
   力検知部と、これら両検知部からの入力から不適性負荷
   を判定する判定部とを設けたことを特徴とする請求項１
   記載の誘導加熱調理器。
6. 【請求項６】 第１の共振コンデンサの容量を切り換え
   可能に構成したことを特徴とする請求項１記載の誘導加
   熱調理器。
7. 【請求項７】 ダイオードに流れる電流を検知するダイ
   オード電流検知部を設け、該ダイオード電流検知部から
   の検知出力にもとづき第１の共振コンデンサの容量切り
   換えを行なう切り換え部を設けたことを特徴とする請求
   項１記載の誘導加熱調理器。