KR0140227B1 - 전자제어회로, 전자식 정류모터 시스템, 스위칭조정식 전원공급장치 및 그 제어방법 - Google Patents

전자제어회로, 전자식 정류모터 시스템, 스위칭조정식 전원공급장치 및 그 제어방법

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KR0140227B1
KR0140227B1 KR1019890702121A KR890702121A KR0140227B1 KR 0140227 B1 KR0140227 B1 KR 0140227B1 KR 1019890702121 A KR1019890702121 A KR 1019890702121A KR 890702121 A KR890702121 A KR 890702121A KR 0140227 B1 KR0140227 B1 KR 0140227B1
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로이 아처 윌리암
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아더 엠. 킹
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Abstract

내용 없음

Description

[발명의 명칭]
전자 제어 회로, 전자식 정류 모터 시스템, 스위칭 조정식 전원 공급 장치 및 그 제어 방법
[발명의 상세한 설명]
[발명의 분야]
본 발명은 전자 제어 회로, 전자식 정류 모터 시스템, 스위칭 조정식 전원 공급 장치 및 그 제어 방법에 관한 것으로서, 구체적으로는 전자 제어 회로, 전자식 정류 모터 시스템, 스위칭 조정식 전원 공급 장치와, 비교적 높은 전압에서 동작하는 데에 있어 중요한 고려의 대상이 되고 있는 고유 커패시턴스(고유 용량성) 및 인덕턴스(고유 유도성)를 갖는 신호 변성기의 신뢰성 있는 스위칭 동작을 구현하기 위한 그 제어 방법에 관한 것이다. 상대적으로 높은 전압에서 스위칭하는 데 따른 몇가지 특징적인 일예는 1987년 8월 11일자로 본 발명의 발명자에 의해 공동 양도된 미국 특허 번호 제4,68,436호에 기재되어 있으며, 본 명세서에서는 이를 참조로 한다.
[발명의 배경]
전기 부하에 전원을 공급하는 장치의 여러 형태는 부하 접속 단자, 전원 공급 접속 단자 및 공통 접속 단자를 포함함과 동시에, 전기 부하에 대한 전원 공급 접속 단자를 스위칭(점호)하기 위한 전자 회로를 갖는다. 본 발명은, 본 발명의 기술적 사상을 벗어나지 않는 범위 내에서의 스위칭 조정식 전원 공급 장치 및 본 발명의 잇점 및 특징을 반영할 수 있는 모든 다른 응용 장치를 포함하는 것이며, 한편, 본 발명의 기술적 배경에서는 전자식 정류 모터에 전원을 공급하는 특정 실시예에 관하여 기술한다.
일반적으로, 종래의 브러시 정류형 DC 모터는 동작 속도 및 회전 방향을 편리하게 변경할 수 있는 다수의 유리한 특성이 있다. 하지만, 브러시 마멸, 전기 잡음 및 브러시와 분리된 정류자 사이에서 발생하는 불꽃(sparking)에 의해 초래되는 무선 주파수 간섭과 같은 불리한 점도 가지고 있으므로, 가정용 기구류와 같은 몇몇 분야에서 이러한 브러시 정류형 DC 모터를 응용할 가능성이 크게 제한되고 있다. 현재 개발되고 있는 무브러시 DC 모터 및 전자 정류식 영구 자석 모터와 같은 전자식 정류 모터는, 종래의 브러시 정류형 DC 모터의 단점을 개선하고, 그 유리한 특성을 가짐과 동시에 이와 다른 중요한 특성을 갖는다. 이러한 전자식 정류 모터는 에르드만(Erdman)에게 허여된 미국 특허 번호 제4,015,182호, 제4,005,347호, 제4,169,990호, 제4,449,079호, 제4,459,519호, 제4,513,230호, 제4,556,827호 및 제4,654,566호와, 에르드만에 의해 1987년 2월 17일자로 제출된 미국 특허 번호 제015,409호와, 에르드만 등에게 허여된 미국 특허 번호 제4,390,826호 및 제4,532,459호와, 라이트(Wright)에게 허여된 미국 특허 번호 제4,162,436호와, 보이드(Boyd)에게 허여된 미국 특허 번호 제4,528,485호와, 보이드 등에게 허여된 미국 특허 제4,540,921호, 제4,636,936호 및 제4,642,536호와, 얼레이(Alley)에게 허여된 미국 특허 번호 제4,250,544호와, 비팅(Bitting)등에게 허여된 미국 특허 번호 제4,500,821호 및 영(Young)에게 허여된 미국 특허 번호 제4,642,537호에 상세히 기재되어 있으며, 전술한 모든 미국 특허들은 본 명세서에서 고려의 대상이 된다. 한편, 전술한 모든 특허 및 특허 출원은 여러 가지의 명백한 특징을 갖고 있지만, 일반적으로 전자식 정류 모터 및 스위칭 조정식 전원 공급 장치와 같은 다른 응용 장치에 대한 제어 회로에 추가의 개선이 요구되며, 또한 그 제어 방법도 추가의 개선이 요구된다.
예컨대, 얼레이에게 허여된 미국 특허 번호 제4,250,544호에는 전자식 정류모터를 제어하는 장치가 개시되어 있다. 전자식 정류 모터의 권선 단자에 대한 단자의 스위칭 동작은 전계효과 트랜지스터에 의해 수행된다. 한편, 이러한 회로는, 전자식 정류 모터의 경우와 같은 몇몇의 응용 장치에 적용되는 것이 바람직하며, 또는 약 100[V]에서부터 약 400[V] 이상의 상대적으로 높은 전압을 권선단으로 향하게 스위칭하는 전원 장치에 적용될때에 더욱 효과적이며 만족스럽게 동작한다. 하지만, 공통 접속 단자 또는 전기 부하에, 전원을 공급하는 장치에서의 접지 단자 전압에 비하여 상대적으로 높은 순간 전압(이를 본 명세서에서는 임시적으로 폭주 전압이라 칭한다)이 인가된다. 이러한 전압은 중요한 고려의 대상이 되고 있는, 스위칭 동작을 제어하기 위한 제어 회로에, 고유 또는 공전 커패시턴스 및 인덕턴스를 야기시킨다. 이와 같이, 전기 부하에 대하여 고 전압이 사용될 때와, 이에 의해 고유 커패시턴스 또는 인덕턴스가 발생되는 경우에는, 잘못된 트리거링의 가능성이 증가되며, 그 신뢰성 및 포지티브 스위칭의 결핍 및 발진이 증가될 수 있는 문제점이 있다.
저 입력 임피던스 특성을 갖는 전력 트랜지스터의 베이스를 구동하기 위해, 다수의 권선으로 이루어진 변성기를 갖는 회로망은 맨틀러(metler)에게 허여된 미국 특허 번호 제4,302,807호 및 제4,308,577호에 기재되어 있다. 또, 저 입력 임피던스 특성을 갖는 전력 트랜지스터의 입력단을 구동하기 위해, 3개의 변성기로 이루어진 회로망은 유쥬리하라(Yuzurihara)에게 허여된 미국 특허 번호 제4,605,865호에 기재되어 있다.
한편, 전계 효과 트랜지스터(FET) 및 절연 게이트 트랜지스터(IGT)는 극히 높은 입력 임피던스를 가지며, 종종 고려되는 입력 커패시턴스를 갖는 전압 제어형 소자이다. 변성기를 구동시켜, 고 전압을 부하로 스위칭할때, 이러한 형태의 트랜지스터를 제어하는데 따른 문제점은 본 분야의 기술적인 면에서 계속적으로 중요시되고 있으므로, 상기한 문제점을 극복하는 새로운 방법이 절실히 요구되고 있다.
[발명의 요약]
따라서, 상기한 문제점을 해소하기 위한 본 발명의 목적은 본 기술 분야에서 중요한 고려의 대상이 되고 있으며, 고유 커패시턴스 및 인덕턴스를 갖는 신호 변성기를 구비하며, 개선된 제어 동작 및 그 방법을 가짐과 동시에 상대적으로 높은 전압에서 신뢰성 있게 동작되는 개선된 전자 제어 회로, 개선된 전자식 정류 모터 시스템, 개선된 스위칭 조정식 전원 공급 장치를 제공함에 있다.
본 발명의 다른 목적은 쇼트, 과도 전류 및 이와 다른 바람직하지 못한 조건으로부터 보호하기 위하여, 신호 변성기가 구비되는 개선된 전자 제어 회로, 개선된 전자식 정류 모터 시스템, 개선된 스위칭 조정식 전원 공급 장치를 제공함에 있다.
본 발명의 또 다른 목적은 높은 유도성 부하의 존재시에 이들에 대한 신뢰성 있는 스위칭 동작을 행하게 하는 개선된 전자 제어 회로, 개선된 전자식 정류 모터 시스템, 개선된 스위칭 조정식 전원 공급 자치를 제공함에 있다.
본 발명의 또 다른 목적은 고 임피던스 입력단을 갖는 반도체 전력 스위칭 소자를 신뢰성 있게 스위칭 동작을 행하게 하는 개선된 전자 제어 회로, 개선된 전자식 정류 모터 시스템, 개선된 스위칭 조정식 전원 공급장치를 제공함에 있다.
본 발명의 또 다른 목적은 반도체 전력 스위칭 소자의 스위칭 동작을 고속으로 행하게 하는 개선된 전자 제어 회로, 개선된 전자식 정류 모터 시스템, 개선된 스위칭 조정식 전원 공급 장치를 제공함에 있다.
본 발명의 또 다른 목적은 임의의 장단 기간을 갖는 스위칭 파형을 반도체 스위칭 소자에 대해 커플링하게 하는 개선된 전자 제어 회로, 개선된 전자식 정류 모터 시스템, 개선된 스위칭 조정식 전원 공급 장치를 제공함에 있다.
본 발명의 또 다른 목적은 제작 또는 실시가 상대적으로 간단한 방법으로 제공하게 하는 개선된 전자 제어 회로, 개선된 전자식 정류 모터 시스템, 개선된 스위칭 조정식 전원 공급 장치를 제공함에 있다.
일반적인 본 발명의 제1형태에 있어서, 전자 제어 회로는 부하 접속 단자, 높은 전원 공급 접속 단자 및 공통 접속 단자를 갖는 전기 부하에 전원을 공급하는 장치와, 높은 전원 공급 접속 단자를 부하 접속 단자로 스위칭하는 전자 수단에 사용하기 위해 제공된다. 전자 수단은 입력단을 가지고 있으며, 입력단과 부하 접속 단자 사이의 전압차에 응답한다. 부하 접속 단자는 스위칭 동작에 의해, 공통 접속 단자 전압에 상대적으로 높은 전압이 인가된다. 전자 제어 회로는 2차 권선으로부터 적어도 하나의 펄스 출력을 제공하도록 1차 권선 및 2차 권선을 가진 변성기를 포함한다. 이 변성기는 1차 권선과 2차 권선 사이에 고유 상호 권선식 커패시턴스를 갖는다. 또, 펄스 출력이 존재할때에, 2차 권선으로부터의 펄스 출력을 전자 수단의 입력단과 부하 접속 단자 사이로 커플링하기 위한 2차 권선에 접속된 회로를 포함한다. 그리고, 펄스 출력이 존재할 때에, 부하 접속 단자에서는 높은 전압 레벨로서 고유 상호 권선식 커패시턴스를 충전시키는 급격히 상승된 폭주 전압이 발생한다. 추가로, 전자 제어 회로에는, 펄스 출력 및 각 고전압 인가가 중단되었을 때에, 변성기의 고유 상호 권선식 커패시턴스에 대한 고전압 레벨을 부하 접속 단자로 바이패싱 하기 위한 수단과, 입력단 및 제1 및 제2제어 리드선과, 동작 제어 수단의 입력단과 전자 수단의 입력단 사이에 인덕턴스가 없는 저항성 경로를 제공하는 수단을 갖는 동작 제어 수단을 포함한다. 동작 제어 수단이 제1 및 제2제어 리드선을 통하여 전자 수단의 입력단으로부터의 전류를 부하 접속 단자로 바이패싱함으로 인하여, 폭주 전압이 중단될 때에, 고 전압 레벨로 전자 수단이 작동하는 것을 방지하는 역할을 한다.
일반적인 본 발명의 제2형태에 있어서, 전자 제어 회로는 부하 접속 단자, 고전원 공급 접속 단자 및 공통 접속 단자를 갖는 전기 부하 전원 공급 장치용으로 제공된다. 전자 제어 회로는 고 전원 공급 접속 단자와 부하 접속 단자 사이에 접속된 고 임피던스 입력단 및 제어 단자를 갖는 반도체 전력 스위칭 소자를 포함한다. 고 임피던스 입력단은 고유 입력 커패시턴스를 가지며, 부하 접속 단자는 스위칭으로 인하여, 공통 접속 단자 전압보다 높은 폭주 전압에 영향을 받는다. 또, 1차 권선 및 2차 권선과 그 사이에 있는 고유 상호 권선식 커패시턴스를 갖는 변성기 수단을 포함한다. 동작 제어 수단은 입력단과 제1 및 제2제어 리드선, 그리고, 2차 권선에 의하여 여기될 때, 출력 펄스를 제공하기 위해, 2차 권선에 접속된 다이오드 회로망과, 스위칭 동작을 위한 전자 수단의 고 입력 임피던스 입력단 사이에 접속된 저항성 회로망을 갖는다. 동작 제어 수단은 다이오드 회로망 및 저항성 회로망 양자에 접속된 입력단을 갖는다. 동작 제어 수단의 제1제어 리드선은 부하 접속 단자 및 다이오드 회로망 양자에 공통 접속되며, 제2제어 리드선은 저항성 회로망에 접속되어 있으므로, 다이오드 회로망으로부터의 하나의 출력 펄스가 중단될 때에, 저항성 회로망은 반도체 전력 스위칭 소자의 고 임피던스 입력단으로부터 동작 제어 수단까지 지연 없는 직접적인 경로를 제공하고, 고유 입력 커패시턴스는 동작 제어 수단을 통하여 방출된다. 추가로, 각각의 폭주 전압이 중단되었을때, 상호 권선식 커패시턴스는 동작 제어 수단을 통하여 바이패싱됨으로써 반도체 스위칭 소자의 고 임피던스 입력이 바이패싱된다.
일반적인 본 발명의 제3형태에 있어서, 부하 접속 단자, 고 전원 공급 접속 단자 및 공통 접속 단자를 갖는 전기 부하 전원 공급 장치용 전자 제어 회로는, 고유 입력 커패시턴스와 고 입력 임피던스를 갖는 스위칭 소자를 포함한다. 이 스위칭 소자는 고 전원 공급 접속 단자와 부하 접속 단자 사이에 접속된 제어 단자를 포함한다. 또한, 1차 권선 및 2차 권선과 그 사이의 고유 상호 권선식 커패시턴스를 갖는 변성기 수단을 포함한다. 2차 권선은 1차 권선이 여기될때, 출력 펄스를 발생한다. 스위칭 소자는 2차 권선의 출력에 따라 스위치 온되므로, 부하 접속 단자는 스위칭 소자가 스위치 온될때에, 공통 접속 단자 전압 보다 높은 폭주 전압에 영향을 받는다. 추가로, 커플링부에 접속되는 제1 및 제2수단을 포함하는데, 이것은 직렬로 도통된다. 제1수단은 부하 접속 단자에 접속되고, 제2수단은 2차 권선에 접속되어 폭주 전압이 부하 접속 단자에서 발생될 때에, 고유 상호 권선식 커패시턴스를 충전시킨다. 추가로, 전자 제어 회로는 부하 접속 단자에 접속된 제1제어 리드선, 단 방향 도통을 위해 제1 및 제2수단의 커플링부에 접속된 제2제어 리드선, 스위칭 소자의 고 임피던스 입력단에 접속된 제3제어 리드선을 갖는 동작 제어 수단과; 스위칭 소자의 고 임피던스 입력으로부터 제2제어 리드선에 접속된 동작 제어 수단까지 지연 없는 경로를 제공하는 수단을 포함함으로써, 2차 권선으로부터이 출력이 중단되었을때, 스위칭 소자의 고유 입력 커패시턴스는 동작 제어 수단의 적어도 2개의 제어 리드선을 통하여 방출되어 스위칭 소자를 턴 오프하고, 높은 레벨의 폭주 전압이 중단되었을때, 고유 상호 권선식 커패시턴스는 동작 제어 수단을 통하여 바이패싱된다.
일반적인 본 발명의 제4형태에 있어서, 전자 제어 회로는 부하 접속 단자, 고 전원 공급 접속 단자 및 공통 접속 단자를 갖는 전기 부하 전원 공급 장치용으로 제공되며, 고 전원 공급 접속 단자를 부하 접속 단자로 스위칭하는 전자 수단과, 입력단을 가지며, 그 입력단과 부하 접속 단자 사이의 전압차에 응답하는 전자 수단을 포함한다. 부하 접속 단자는, 스위칭 동작에 의해, 공통 접속 단자 전압 보다 높은 폭주 전압에 영향을 받는다. 또한, 전자 제어 회로는 2차 권선으로부터의 적어도 하나의 펄스 출력을 제공하기 위한 1차 권선 및 2차 권선을 갖는 변성기 수단을 포함하는데, 그 변성기 수단은 1차 권선과 2차 권선 사이에 고유 상호 권선식 커패시턴스를 가지며, 펄스 출력이 존재할때에, 2차 권선으로부터 펄스 출력을 전자 수단의 입력단과 부하 접속 단자 사이에 커플링하기 위해 2차 권선에 접속된 수단을 포함한다. 또한, 펄스 출력이 존재할 때에는 부하 접속 단자의 폭주 전압으로 인하여, 고 전압 레벨로 고유 상호 권선식 커패시턴스가 충전된다. 게다가, 펄스 출력 및 폭주 전압이 중단될 때에, 전자 수단이 고 전압 레벨로 작동하지 못하도록, 변성기 수단의 고유 상호 권선식 커패시턴스에 걸리는 고 전압은, 부하 접속 단자로 바이패싱하는 수단을 포함하는데, 이 바이패싱 수단은 2차 권선에 용량적으로 접속된 입력단을 가진다. 또한, 고유 상호 권선식 커패시터로부터의 전류 방전 방향에 대향하는 방향으로 단 방향 도통되게 하는 바이패싱 수단의 입력단으로부터 2차 권선의 임의의 곳에 접속된 수단을 포함하는 커플링 수단을 추가로 포함한다.
일반적인 본 발명의 제5실시 형태에 있어서, 전자 제어 회로는 부하 접속 단자, 고 전원 공급 접속 단자 및 공통 접속 단자를 갖는 전기 부하 전원 공급 장치용으로서 제공되며, 고 전원 공급 접속 단자를 부하 접속 단자로 스위칭하는 전자 수단을 포함하는데, 입력단을 갖는 전자 수단은 입력과 부하 접속 단자 사이의 전압차에 응답하며, 부하 접속 단자는 스위칭 동작에 의해, 공통 접속 단자 전압 보다 높은 폭주 전압에 영향을 받는다. 이 전자 제어 회로는 상기 2차 권선으로부터 적어도 하나의 펄스 출력을 제공받도록 1차 권선과 2차 권선을 갖는 변성기 수단이 제공되는데, 이 변성기 수단은 1차 권선과 2차 권선 사이에 고유 상호 권선식 커패시턴스와, 제1, 제2, 제3접속 단자를 갖는 저항성 회로망과, 상기 2차 권선 양단에 접속된 전파 브리지 정류 수단을 포함한다. 이 전파 브리지 정류 수단은 저항성 회로망의 제1접속 단자에 대한 출력 접속 단자를 갖는다. 저항성 회로망의 제2접속 단자는 출력 펄스가 존재할 때에, 전압차를 제공하도록 펄스 출력을 전자 수단의 이력단에 커플링하는 역할을 한다. 부하 접속 단자에 걸리는 폭주 전압은, 펄스 출력이 존재할 때에, 전파 브리지 정류 수단을 통하여 고유 상호 권선식 커패시턴스에 고 전압 레벨로 충전한다. 추가로, 펄스 출력 및 각 폭주 전압이 중단될 때에, 스위칭 동작 동안 전자 수단이 고 전압 레벨로 작동하지 않도록, 변성기 수단의 고유 상호 권선식 커패시턴스에 걸리는 고 전압 레벨을 부하 접속 단자로 바이패싱하는 수단을 포함한다. 바이패싱 수단은 전파 브리지 정류 수단에 직접 접속되는 입력단을 가지며, 저항성 회로망의 제3접속 단자에 대한 제1제어 리드선과 부하 접속 단자에 직접 접속된 제2제어 리드선을 추가로 구비하므로 인하여, 전자 수단의 입력은 각 폭주 전압이 중단될때 저항성 회로망을 통하여 부하 접속 단자로 바이패싱된다.
일반적인 본 발명의 제6형태에 있어서, 전자 제어 회로는 부하 접속 단자, 고 전원 공급 접속 단자 및 공통 접속 단자를 갖는 전기 부하 전원 공급 장치용으로서 제공된다. 전자 제어 회로는, 고 입력 임피던스 및 고 전원 공급 접속 단자와 부하 접속 단자 사이에 접속된 제어 단자를 갖는 반도체 전력 스위칭 소자와; 2차 권선으로부터 적어도 하나의 펄스 출력을 제공받도록 1차 권선 및 2차 권선을 갖는 변성기를 구비한다. 이 변성기는 1차 권선과 2차 권선 사이에 고유 상호 권선식 커패시턴스를 갖는다. 또, 펄스 출력이 존재할 때에, 반도체 전력 스위칭 소자와 부하 접속 단자 사이에 2차 권선으로부터의 펄스 출력을 커플링하기 위한 2차 권선에 접속된 수단을 포함한다. 펄스 출력이 존재할 때에는, 부하 접속 단자에 걸리는 폭주 전압으로 인하여, 고유 상호 권선식 커패시턴스에 고 전압 레벨이 충전된다. 추가로, 펄스 출력 및 각 폭주 전압이 중단될 때에는, 변성기의 고유 상호 권선식 커패시턴스에 걸리는 고 전압 레벨을 부하 접속 단자로 바이패싱하는 수단과, 동작 제어 수단의 입력단과 반도체 전력 스위칭 소자의 고 임피던스 입력단 사이에 인덕턴스가 없는 저항성 경로를 제공하기 위한 제1, 제2수단을 갖는 동작 제어 수단을 포함한다. 동작 제어 수단은 제1 및 제2제어 리드선을 통하여 반도체 전력 스위칭 소자의 고 임피던스 입력단으로부터의 전류를 부하 접속 단자로 바이패싱하는 역할을 한다. 따라서, 각 폭주 전압이 중단될 때에, 반도체 전력 스위칭 소자는 고 전압 레벨에 의한 작동이 방지된다.
일반적인 본 발명의 제어 형태에 있어서, 전자식 정류 모터 시스템은, 고 전원 공급 접속 단자 및 공통 접속 단자를 갖는 전기 부하 전원 공급 장치용으로 제공된다. 이 전자식 정류 모터 시스템은, 선택적으로 정류되는 복수의 권선단을 갖는 고정 조립체를 구비한 전자식 정류 모터와, 권선단과 관련하여 선택적인 자기 커플링하도록 고정 조립체에 커플링된 회전 수단과, 펄스 명령에 따라 권선단의 각 단자에서 권선단을 고 전압 접속되도록 선택적으로 스위칭하여 권선단을 정류하는 수단을 포함한다. 이 정류 수단은 반도체 전력 스위칭 소자를 포함하는데, 각 스위칭 소자는 고 전원 공급 접속 단자와 각 권선단의 각 단자 사이에 접속된 고 임피던스 입력단 및 제어 단자를 가지며, 반도체 전력 스위칭 소자 각각에 대응하는 변성기를 추가로 구비한다. 각 변성기는 각각의 펄스 명령에 따라 2차 권선으로부터의 출력을 제공하기 위한 1차 및 2차 권선을 가지며, 또한 그 사이에 고유 상호 권선식 커패시턴스를 갖는다. 또한, 정류 수단은 각 반도체 전력 스위칭 소자의 고 임피던스 입력단과 스위칭 소자가 접속되는 권선단의 단자 사이에 각 2차 권선으로부터의 출력을 커플링하기 위한 각 2차 권선에 접속된 수단을 포함하며, 출력이 존재할때에, 대응 변성기의 고유 상호 권선식 커패시턴스를 고 전압 레벨로 충전하는 임의 권선단의 단자에 걸리는 폭주 전압을 포함한다. 또, 정류 수단은 동작 제어 수단을 포함하는데, 각 동작 제어 수단은 입력 및 제1, 제2제어 리드선을 가지며, 또한 각 동작 제어 수단의 입력단과 각 반도체 전력 스위칭 소자의 고 임피던스 입력단 사이에 인덕턴스가 없는 저항성 경로를 제공하는 수단을 포함한다. 동작 제어 수단은 각 고유 상호 권선식 커패시터에 걸리는 고 전압 레벨을 바이패싱하여 충전하도록 커플링되며, 그에 따라, 대응 반도체 전력 스위칭 소자의 고 임피던스 입력단으로부터의 고 전압 레벨을 각 폭주 전압이 중단되었을때, 제1 및 제2제어 리드선을 통하여 대응 권선단의 단자로도 바이패싱한다. 고 전압 레벨은 각 폭주 전압이 중단되었을때에, 임의의 반도체 전력 스위칭 장치의 작동을 중단시킨다.
일반적인 본 발명의 제8형태에 있어서, 스위칭 조정식 전력 공급 장치는, 고 전원 공급 접속 단자 및 공통 접속 단자를 갖는 전기 부하 전원 공급 장치로 사용되도록 제공된다. 스위칭 조정식 전원 공급 장치는, 1차 권선 및 2차 권선을 갖는 전력 변성기와, 고 전원 공급 접속 단자와 전력 변성기의 1차 권선 사이에 접속된 고 임피던스 입력단 및 제어 단자를 갖는 반도체 전력 스위칭 소자를 포함한다. 고 임피던스 입력단은 고유 입력 커패시턴스를 갖는다. 1차 권선은 스위칭으로 인하여, 공통 접속 단자 전압보다 높은 폭주 전압에 영향을 받는다. 또, 2차 권선으로부터 적어도 하나의 펄스 출력을 제공하기 위한 1차 및 2차 권선을 갖는 신호 변성기를 포함한다. 신호 변성기는 1차 권선과 2차 권선 사이에 고유 상호 권선식 커패시턴스를 가지며, 펄스 출력이 존재할때, 반도체 전력 스위칭 소자와 전력 변성기의 1차 권선 사이에, 2차 권선으로부터의 펄스 출력을 커플링하기 위한 2차 권선에 접속된 수단을 포함한다. 1차 권선에 걸리는 폭주 전압은 펄스 출력이 존재할때, 고 전압 레벨로 고유 상호 권선식 커패시턴스를 충전한다. 추가로, 펄스 출력 및 각 폭주 전압이 중단될때, 신호 변성기의 고유 상호 권선식 커패시턴스에 걸리는 고 전압 레벨을 전력 변성기의 1차 권선으로 바이패싱하기 위한 수단을 포함하며, 동작 제어 수단의 입력단과 반도체 전력 스위칭 소자의 고 임피던스 입력단 사이에 인덕턴스가 없는 저항성 경로를 제공하는 수단 및 입력단과 제1, 제2제어 리드선을 갖는 동작 제어 수단을 포함한다. 따라서, 동작 제어 수단은 제1 및 제2제어 리드선을 통하여 반도체 전력 스위칭 소자의 고 임피던스 입력단으로부터 전류를 1차 권선으로 바이패싱하며, 고 전압 레벨로 인하여, 각 폭주 전압이 중단될때, 반도체 전력 스위칭 소자의 작동은 중단된다. 추가로, 스위칭 조정식 전원 공급 장치는, 그것의 출력 전압을 발생하기 위해, 전력 변성기의 출력 권선에 접속된 수단과, 출력 전압과 그것이 조정되는 소정값과 전압차를 검출하는 수단과, 출력 전압과 그것이 조정되는 소정값과의 전압차를 검출하는 수단과, 상기 검출된 전압차의 함수에 따라 검출된 전압차를 감소하도록 신호 변성기의 1차 권선을 여자하기 위한 펄스폭 변조된 직렬 펄스를 발생하는 발생 수단을 포함한다.
일반적인 본 발명의 방법은, 1차 및 2차 권선과, 그 사이에 고유 상호 권선식 커패시턴스를 갖는 변성기의 2차 권선으로부터 적어도 하나의 펄스 출력을 발생하는 단계와; 펄스 출력이 존재할때, 전자 수단과 부하 접속 수단간에 2차 권선으로부터의 펄스 출력을 커플링하는 단계를 포함한다. 부하 접속 단자에 걸리는 폭주 전압으로 고유 상호 권선식 커패시터에는 고 전압 레벨로 충전된다. 추가로, 동작 제어 수단이 전자 수단의 입력단으로부터의 전류를 부하 접속 단자로 바이패싱하고, 각 폭주 전압이 중단되었을때, 전자 수단이 고 전압으로 작동하지 않도록 전자 수단의 입력단으로부터 동작 제어 수단까지 유도성 지연이 없는 전기 신호를 제공하는 단계를 추가로 제공한다.
일반적인 본 발명의 다른 방법에 있어서, 제어 방법은 1차 및 2차 권선과 그 사이에 고유 상호 권선식 커패시턴스를 가진 변성기로부터 바이폴라 펄스 출력을 발생하는 단계와; 전기 제어 신호를 발생하도록 다이오드 회로망을 통하여 바이폴라 펄스 출력을 처리하는 단계와; 다이오드 회로망으로부터 전기 제어 신호를 스위칭하는 동안 전자 수단의 고 임피던스 입력단에 저항성을 커플링하여, 그 고유 입력 커패시턴스를 충전하고 스위치 온하는 단계를 포함한다. 부하 접속 단자에 걸리는 폭주 전압으로 인하여, 변성기의 고유 상호 권선식 커패시턴스에는 고 전압 레벨이 충전된다. 또한, 변성기로부터의 바이폴라 펄스 출력이 중단될때, 유도성 지연이 없는 고유 입력 커패시턴스를 방전하는 단계와, 각 폭주 전압이 중단될때 전자 수단의 고 입력 임피던스 이력이 바이패싱되도록 고유 상호 권선식 커패시턴스에 걸리는 고 전압 레벨을 부하 접속 단자로 바이패싱하는 단계를 추가로 포함한다.
일반적인 본 발명의 또 다른 방법에 있어서, 전자식 정류모터를 동작시키기 위해서는, 권선단의 각 단자에서 권선단을 펄스에 따라 고 임피던스 입력단을 갖는 반도체 스위칭 소자에 의해, 고 전압 접속 단자로 선택적으로 스위칭하여 권선단을 정류하는 단계와; 1차 및 2차 권선단과 그 사이에 고유 상호 권선식 커패시턴스를 가진 변성기로부터 정류된 펄스를 발생하는 단계를 포함한다. 스위칭 동작에 의한, 폭주 전압으로 임의의 권선단의 단자에서 대응 변성기의 고유 상호 권선식 커패시턴스가 고 전압 레벨로 충전된다. 또한, 정류된 각 펄스가 중단될때, 유도성 지연이 없는 각 고유 입력 커패시턴스를 방전하는 단계와; 각 폭주 전압이 중단될때, 각 대응 반도체 전력 스위칭 소자의 고 임피던스 입력단의 작동을 막도록 충전된 각 상호 권선식 커패시턴스 대응 권선단의 단자로 바이패싱하는 단계를 추가로 포함한다.
본 발명의 또 다른 목적 및 특징은 이후에 명시될 각 부분에서 명백히 드러날 것이다.
[도면의 간단한 설명]
제1도는 블록 형태로 도시된 본 발명의 제2전자 제어 회로를 포함하여 본 발명의 방법에 의해, 고 전압[HV] 직류를 부하로 스위칭하기 위한 본 발명의 전자 제어 회로에 대한 개략도이다.
제2a, 제2b도, 제2c도 및 제2d도는 본 발명에 따른 제1도의 전자 제어 회로의 동작을 나타내는 전압 대 시간 관계를 그래프로 도시한 도면이다.
제3도는 본 발명의 회로망 및 방법에 의한 과도한 전류 바이패싱의 예를 나타내는 간단한 개략도이다.
제4도는 본 발명의 회로망 및 방법에 의해 고유 상호 권선식 커패시턴스 CW를 충전하는 상태의 일예를 나타내는 제1도의 다른 간단한 개략도이다.
제5도는 본 발명의 회로망 및 방법에 의해 고유 상호 권선식 커패시턴스 CW를 충전하는 다른 상태의 일예를 나타내는 제1도의 또 다른 간단한 개략도이다.
제6도는 본 발명의 회로망 및 방법에 의해 오동작이 방지되는 신호 변성기를 갖는 반도체 전력 스위칭 장치의 오동작의 예를 나타내는 제1도 및 제6도와는 다른 회로의 간단한 개략도이다.
제7도는 고 전압[HV]직류를 전자식 정류 모터로 스위칭하는 본 발명의 방법에 따라 작동하는 본 발명의 전자 에러 회로 또는 구동기와 함께 열전달 시스템에서의 전자식 정류 모터 시스템을 블록도로 간단하게 나타낸 도면이다.
제8도는 본 발명의 방법에 따라 동작하는 본 발명의 전자 제어 회로 및 반도체 스위칭 소자를 포함하는 본 발명의 스위칭 조정식 전원 공급 장치를 블록도로 간단하게 나타낸 도면이다.
제9도는 본 발명에 따른 전자 제어 회로의 제1형태를 나타낸 개략도이다.
제10도는 본 발명에 따른 전자 제어 회로의 제2형태의 개략도이다.
제11도는 본 발명에 따른 전자 제어 회로의 제3형태의 개략도이다.
제12도는 본 발명의 방법에 다른 방법을 단계적으로 나타낸 흐름도이다.
한편, 동일한 찹조 부호는 도면 전체를 통하여 동일한 부분을 나타낸다.
본 명세서에 제시된 실시예는 본 발명의 바람직한 실시예를 하나의 형태로 나타낸 것이며, 그 실시예는 어떤 방식으로 본 발명의 범위를 한정하는 것으로서 간주되어서는 안된다.
[바람직한 실시예에 대한 본 발명의 상세한 설명]
제1다이오드를 중심으로 하여 실시예를 설명하면, 부하 접속 단자 OA로 전원 단자의 전원 V+와 V-의 스위칭을 제어하기 위한 시스템(11)은, 전원 단자 V+와 부하 접속 단자 OA 사이에 접속된 고상 전력 스위칭 소자(13)를 구비한다. 이 스위칭 소자(13)는, 예를 들어 게이트로 표시할 수 있는 고 임피던스 입력단(15)을 가지며, 또한 V+단자와 부하 접속 단자 OA 사이에 각각 접속된 단자(17,19)를 갖고 있다. 이러한 전력 스위칭 소자(13)는, 게이트, 콜렉터 및 에미터를 구비한 도시와 같은 절연 게이트 트랜지스터이거나, 게이트, 소오스 및 드레인을 구비한 전계 효과 트랜지스터(FET)일 수 있다. 프리휠링 다이오드(21)는 단자 V+에 접속된 캐소드와 단자(19)에 접속된 애노드를 갖는다. 정전위가 스위칭 소자(13)의 단자(15)와 단자(19)사이에 인가되는 경우, 그 소자(13)는 도통 상태가 되어, 부하 접속 단자 OA에 단자 V+를 효과적으로 접속시킨다.
구동 회로(25)는, 스위칭 파형 AT를 공급받아, 입력 단자(15)와 부하 접속 단자 OA 사이에 전기 제어 신호를 공급한다.
상기 스위칭 파형 AT는, 각각의 회로로부터 공급받는 것으로, 예를 들면, 조정 전원의 부하 또는 무부러쉬 모터 또는 이와 다른 미리 설정된 부하의 구동을 제어하기 위한 펄스폭 변조 신호(PWM signal)가 될 수 있다. 스위칭 파형 AT는 공통 접속 단자에 공급되지만, 구동 회로(25)의 출력은 단자(15)와 단자(19)사이의 전압으로서 제공되는데, 그 전압은 거의 100V 이상이거나 350V∼400V 및 그 이상으로 상승된 고 전압이다. 스위칭 파형 AT는 각각의 저 전압 집적 회로로부터 적절히 공급되는데, 회로(27)에는 스위칭 파형 AT가 공급되지 않는다. 그 회로는 급격히 상승된 폭주 전압(high voltoge excursion)에 의해 손상을 받게 된다.
회로(25)와 동일한 전기적 구성을 갖는 다른 동작 구동 회로(27)는 다른 저전압 저 주파수 PWM 파형 AB을 공급받으며, 그 회로의 출력은 전력 스위칭 소자(31)에 접속되고, 그 소자는 고 임피던스 입력 단자(33)와 스위칭 단자(35,37)를 구비한다. 스위칭 단자(35)는 부하 접속 단자 OA에 접속되며, 단자(37)는 공통 접속 단자와 전원 단자 V-에 동시 접속된다. 구동 회로(27)는 소자(31)의 단자(33,37)에 제어 전압을 인가한다. 프리휠링 다이오드(39)는 부하 접속 단자 OA에 접속되는 캐소드와 소자(31)의 단자(37)에 접속되는 애노드를 갖는다. 간섭 억제용 커패시터(41)는 단자 V+와 단자 V- 사이에 접속되며, 커패시터(43)는 단자 V-와 샤시, 즉 접지 사이에 접속되는데, 이는 하나씩 사용되는 경우에 적용된다.
스위칭 소자(31)와 동작 구동 회로(27)는 제2고상 전력 스우칭 소자를 사용하는 특정 실시예로서, 그 스위치 소자는 부하 접속 단자와 공통 접속 단자 사이에 접속된 입력단 및 제어 단자를 가지며, 동작 즉, 도통 수단이 그 입력단에 접속된다.
제1도의 바람직한 실시예는, 반 브리지 또는 전 브리지 전력 IGT/FET 스위칭 제어 회로내의 상부 소자(13)를 특히 제어하도록, IGT와 FET 게이트 구동용으로서, 저가이며 고성능의 DC 결합, 절연 변성기 구동 회로가 제공된다.
소위 토템폴(totem pole) 또는 반 브리지 전력 변환기 및 인버터를 회로에 채택하는 경우, 전력 스위칭 소자(13)에 AT 등의 저 레벨 제어 신호를 고 전압 레벨로 변환시키는 레벨 변성기가 제공된 것이 바람직하다. 몇몇의 고 전압(HV) 시스템에 있어서, 전력 스위치 게이트 소스 단자에는 절연적으로 접지 전압으로부터 예를 들면 350-400V까지로의 급속히 상승되는 폭주 전압에 영향을 받게 된다.
이러한 것은 상부에 있는 전력 스위치(13)를 온/오프로 스위칭하는 것 뿐만 아니라, 하부 소자(31)를 온/오프로 스위칭 하는 것에 의해 발생하게 되는 것이다. 환언하면, 소자(13) 또는 소자(31)를 도통시키는 동작, 작동 또는 이와 다른 과정이나, 소자(13) 또는 소자(31)를 비도통시키는 비동작, 비작동 또는 이와 다른 과정에 의해, 전술한 폭주 전압, 레벨 변환 또는 과도 현상이 일어나게 된다.
본 명세서에 기재된 실시예의 회로 및 그 실시 방법에 의해, 상기 폭주 전압 현상을 바람직하게 설명할 수 있으며, 입력 스위칭 파형(즉, AT)으로 하여금, 과도현상의 발생없이, 스위칭 소자(즉, 13)의 상태를 제어하게 할 수 있다. 소자와 성분들이 갖는 본질적인 비-이상적인 특성은 입력 접속 단자 AT, AL에 제공되는 저주파 제어 파형에 의해 제어되며, 정확하게 응답하게 하는 확실한 방식으로, 부하 접속 단자 OA에 스위칭 기능을 제공하도록 고려하여야만 한다. 한편, 전술한 비-이상적 특성중 하나는, 단자(15)와 단자(19)사이에 존재하는 전력 스위칭 소자(13)의 입력 커패시턴스 Cgs를 들 수 있다. 이 커패시턴스는 15-20V 게이트 구동 전압으로 거의 50 내지 100A를 스위치시킬 수 있는 통상의 IGT에 대해 약 400pF 내지 1800pF의 범위에 있게 된다. 현재, 활용 가능한 FET 전력 스위칭 소자를 턴온시키는데는 5-10V의 게이트 구동 전압만으로도 충분하다.
제2A도에 도시한 바와 같이, 스위칭 파형 AT는 도시상으로는 20μs이지만, 거의 10-10μs의 펄스 길이를 갖는 약 20KHz의 장방형일 수 있다. 제2A도에 있어서, 저 주파 제어 파형 AT의 단일 펄스는 20KHz 동안 하이의 논리 레벨을 가지며, 그 하이의 논리 레벨이 나중에 다시 시작되기 까지 로우의 논리 레벨을 갖는다. 상기 파형 AT는 캐리어 베이스 스위칭 회로(41)에 가해지는데, 이 회로는 두개의 NAND형 CMOS 논리게이트(43,48)를 가지며, 1차 권선(53)의 대향 단부에서 한개의 신호 변성기(signal transformer)(51)에 직접 접속된 출력 단자를 갖는다. 각각의 NAND 게이트(43,45)로부터의 입력 단자는 스위칭 파형 AT를 수신하도록 접속된다.
NAND 게이트의 다른 입력 단자는 1-5HNz의 구형파 클럭 신호 f를 제공하는 클럭 공급원에 접속된다. 제2NAND게이트(45)는
Figure kpo00001
로 지정된 클럭 파형의 논리 보상을 수신하기 위해 다른 입력 단자를 갖는다. 각 NAND 게이트(43,45)는 저전압 논리 레벨 전원 +B을 공급받으며, 도시하지는 않았지만, 통상의 설계로된 클럭 회로로부터의 클럭 펄스에 의해 인에이블된다.
클럭 신호 f는, 예를 들면 1MHz 내지 5MHz 범위로된 적당한 고 주파 반송파이다. 상기 NAND 게이트(43,45)는 한쌍의 게이트 인버터를 구성한다. 즉, 파형 AT가 하이일때 NAND 게이트(43)의 출력은 f의 보상인
Figure kpo00002
이고, NAND 게이트(45)의 출력은 클럭신호 f와 사실상 동일하다. 이것은 구형파로서, 1차 전압 Vp에 가해지는데, 그 전압 Vp는 제2b도에 도시한 바와 같이, 평균 레벨이 0인(DL 레벨=0) 2극성 구형파 신호로서(실제 타임 스케일에 비해 확장된 펄스임) CMOS 논리 레벨과 높이가 동일한 양(+)펄스와, 크기 즉 깊이가 동일한 음(-)펄스를 갖는다. 제2b도의 펄스 피크 대 피크값은 CMOS 논리 레벨의 두배 정도가 되며 변성기(51)를 효과적으로 구동시킨다.
제2b도에 있어서, 2극 전압 파형 Vp는 20μs동안 지속되는데, 제2a도에 도시된 하이 펄스 파형 AT의 길이를 나타낸다. 동일한 도면에서, 2극 파형은 제2a도의 파형이 하이논리 레벨을 갖기까지 지속된다.
스위칭 파옇 AT가 로우인 경우에, NAND 게이트(43,45)의 출력은 하이로 되어, 1차 권선(53)에 가해지는 신호는 없게 되는데, 1차 권선(53) 양단의 전압 Vp가 0이 되기 때문이다. 파형 AT가 하이인 경우, 변성기(51)는 제2b도의 2극 펄스에 따라 1MHz 속도로 구동된다.
변성기(51)는 그의 1차 권선(53)과 2차 권선(55)사이에 DC 절연을 제공한다. 각각의 권선(53,55)은 거의 400V 이상의 고 전압을 용이하게 견디면서, 충분한 절연으로 자화될 수 있는 철심으로 알맞게 권선 처리된 것이다. 상기 변성기(51)는 비-이상적 변압기로서, 파선으로 도시한 바와 같이 1차 권선(53)과 2차 권선(55)사이에 있는 상호 권선식 커패시턴스 Cw를 갖는다. 상호 권선식 커패시턴스 Cw는 1차 권선과 2차 권선 전체에 걸쳐 분포된 커패시턴스로서, 도시의 편의를 위해서, 제1도에서는 파선 표시로 나타내었다.
변성기(51)는 1차 권선에 15회, 2차 권선에 15회로 1:1권선비를 갖는 것을 사용하고, 상호 권선식 커패시턴스 Cw는 대략 5pF의 것을 사용하였다. 한편, 권선의 와이어 사이즈는 상관하지 않는다. 제2차 권선으로부터 1차 권선을 DC 절연시키기 위해서는 충분한 절연이 되어야 하기 때문에, 1차 권선과 2차 권선 사이의 자기 커플링은 완전하지 않으며, 1차 권선은 1MHz에서 거의 1mH의 자기 인덕턴스를 갖는다. 이것에 의해 1차 권선은 거의 7.5mA의 피크전류를 갖는데, 이것은 NAND 게이트(43,45)에 대한 통상의 용량의 CMOS 소자에서 바람직하다는 것을 의미한다.
자기 인덕턴스전률는 다음 방정식
Figure kpo00003
에 따라 피크와 트러프 사이에서 변화하는 삼각파이다.
제1도를 참조하면, 변성기(51)의 2차 권선(55)에 걸린 전압은 제2b도에 도시한 바와 같이 거의 1차 전압과 동일하다. 그러나, 전체에 대한 공통 단자로서, 제2차 권선(55)의 전압 레벨은 부하 접속 단자 OA에서의 급격한 전압 상승에 따른 갑작스런 변화(폭주 전압)에 영향을 받게 되며, 이러한 급격한 전압 상승, 즉 폭주 전압은 전자 스위칭 소자(13,31)에 의한 스위치 동작에 의해, OV(공통단자)과 고 전압 레벨 사이에 있는 2차 권선(55)상의 전압을 점프시킨다.
예를들면, 상부의 전력 스위칭 소자(31)가 오프되고, 하부의 전력 스위칭이 소자(13)가 턴온되는 경우, 부하 접속 단자 OA의 전압은 0에서 400V까지 점프된다. 이와 거의 동시에, 2차 권선(55)의 전압 레벨은 고유 상호 권선식 커패시턴스 Cw의 차아징 특성에 이해, 대략 400V의 고 전압 레벨 Vcw까지 갑작스럽게 상승하는 반면, 1차 권선(53)의 DC 레벨은 상대적으로 거의 공통 전압 레벨 가까이 지속된다. 상호 권선식 커패시턴스 Cw는, 부하 접속 단자 OA로부터 한쌍의 직렬 접속 다이오드(61,63)를 통해 강제적으로 고 전압에 의해 충전된다. 다이오드(61)의 캐소드는 다이오드(63)의 애노드에 접속되며, 다이오드(61)의 애노드는 부하 접속 단자(63)의 애노드에 접속된다. 다이오드(63)의 캐소드는 2차 권선의 일단부(65)에 접속되는데, 이런식으로 다이오드(61,63)는 부하 접속부와 변성기 사이에서 전류를 단 방향성으로 도통시키는 수단의 일예로서 작용하여, 급격한 전압 상승인 폭주 전압이 발생할 때, 변성기의 상호 권선식 커패시턴스를 충전시키는 역할을 한다.
또한, 모드(61,63)는 직렬 접속으로 구성되어 이를 통해 전류를 단방향으로 도통하게 하는 제1 및 제2수단으로서, 제1수단은 부하 접속 단자에 접속되고, 제2수단은 2차 권선에 접속되는데, 이는 부하 접속 단자에서의 급격한 전압 상승인 폭주 전압이 발생할때, 상호 권선식 커패시턴스를 충전시키기 위한 것이다.
또한, 다이오드(63)는 2차 권선으로부터 동작 제어 수단의 입력단에 접속되는 수단의 일예이다. 다이오드(63)는 고유 상호식 권선 커패시턴스 Cw의 방전 전류 방향에 반대인 단 방향성 도통을 위한 극성을 갖는다.
또한, 다른 한쌍의 다이오드(67,69)는 변성기(51)의 2차 권선(55) 양단에 접속된다. 다이오드(67,69)는 2차 권선(55)에 대하여 동일한 극성을 가지며, 그 서로는 대향극성이어서 그들의 캐소드는 접합부(71)에서 공통 접속되며 애노드는 제2권선의 대향 단자의 단부에 각각 접속된다.
NPN 제어 트랜지스터(75)는, 다이오드(77)의 애노드에 베이스가 접속되며, 그 다이오드(77)의 캐소드는 단부(65)와 대향한 단자 즉, 2차 권선(55)의 단부(79(에 접속된다. 전압 VR은 다이오드(67,69)와 공통 접합부(71)와 다이오드(61,63) 공통 접합부(83)사이에 접속된다. 다이오드(61,63)의 접합부(83)는 바람직한 실시예에 있어서, 트랜지스터(75)의 베이스와 저항기(81)사이에 접속된다. 저항기(81)의 값은 통상 5와 150Kohm사이이다.
트랜지스터(75)는 부하 접속 단자 OA에 직접 접속된 에미터와 저항기(87)를 통해 스위칭 소자(13)의 입력(15)에 접속된 콜렉터를 갖는다. 또한, 다른 저항기(89)는 소자(13)의 입력단(15)과 다이오드(67,69)의 접합부(71)사이에 접속된다. 저항기(89)는 바람직한 실시예에 있어서, 거의 수백오옴의 저항값을 갖는데, 예를들면 저항기(87)는 거의 100오옴 또는 그 이하의 값을 갖는다. 접합부(71,83) 사이의 전압은 VR로 설정된다.
소자(13)의 단자(15)와 단자(19)사이의 게이트 전압은 Vg로 설정된다.
파형 AT가 하이인 경우, 변성기(51)의 제2출력(제2도의 파형과 같음)은 다이오드(67,69,63,77)에 의해 정류되어(제2도의 정류파형), 저항기(81)의 제1 및 제2접속 단자에서 상술한 저항기(81,89,87)의 저항 회로망에 인가된다. 저항기(89)는 게이트 전압(Cgs로 충전)의 상승 속도를 세트시키는 전류 제한 저항기로서, 통상의 값으로 고유 입력 커패시턴스 Cgs에의 스위칭 결실을 최소화함과 동시에, 전자기 간섭(EMI)과 잡음 발생을 서서히 제어하기에 충분하도록, 스위칭 소자(13)를 고속 턴온시킬 수 있게 선택된다. 제2a도의 파형 AT가 하이이고, 스위치 소자(13)에 대한 게이트 구동 전압이 지속되는 한, 직류 DC 커플링이 달성된다. 제2b도의 MHz 반송파를 정류함으로 인한 고주파 리플(제2c도에 V-형 갭으로 도시)은 저항기(89)와 고유 입력 커패시턴스 Cgs의 조합에 의해 적절히 제거되는데, Cgs는 필터 커패시턴스로서 다블 듀티(double duty)를 경제적으로 행한다. 나머지 파문은 제2d도의 게이트 전압 Vg 파형에서 약 0.5V의 소폭의 톱니 모양으로서 나타나게 된다.
예를들면, 제1도에 도시된 다이오드는 집합적으로 다이오드 회로망을 형성하고 제1도의 저항기는 집합적으로 저항 회로망을 형성한다. 본 발명에서, 다이오드 회로망은 적어도 두개의 다이오드를 가지며, 다이오드외에 다른 소자는 구비하지 않으며(고유한 스트레이, 실질적 저항 성분과 리액턴스 성분이 제외된) 각 다이오드는 회로망에 있어서 최소한 다른 다이오드에 직접적으로 접속된다. 이와 유사하게, 저항 회로망은 적어도 두개의 저항 소자를 가지고, 그 외의 다른 소자는 구비치 않으며, (고유한 스트레이와 사실상의 리액턴스가 제외된)각 저항 소자는 그 회로망에 있어서 적어도 다른 저항 소자에 직접 접속된다. 다이오드 회로망과 저항 회로망은 함께 2차 권선에 접속되는 수단으로서 동작하는데, 펄스 출력이 있는 경우에, 스위칭을 위한 전자 수단의 입력단과 부하 접속 단자 사이에, 2차 권선으로부터의 펄스 출력을 커플링시키는 역할을 한다. 부하 접속 단자의 고 폭주 전압은 펄스 출력이 있는 경우에, 고 전압 레벨로 상호 권선식 커패시턴스를 충전시킨다. 다이오드(61)는 2차 권선의 펄스 출력에 응답하는 수단으로서, 트랜지스터(75)에 의해 예시된 바이패싱을 위한 수단의 동작을 순간적으로 방지 및 디스에이블링시키는 수단으로서의 역할을 한다.
제2a도와 같이 파형 AT가 로우인 경우, 변성기(51)의 1차 권선(53)에 대한 구동은 중단되며, 저항기(81)의 전압은 0이 된다. 고유 입력 커패시턴스 Cgs상의 전하로 인한 입력단(15)과 부하 접속 단자 OA 사이의 전압에 의해, 저항기(89,91)를 통해 Cgs로부터 제어 트랜지스터(75)의 베이스, 에미터 회로로 전류가 흐르게 된다(유도 및 용량에 대한 지연 현상은 사실상 없다고 간주함) 이러한 전류로서 트랜지스터(75)는 턴온되며, 상기 트랜지스터(75)는 저항기(87)와 트랜지스터(75)의 콜렉터-에미터 통로를 통해, 부하 접속 단자 OA로 Cgs를 바이패싱시킨다. 따라서, 파형 AT가 제2a도와 같이 로우로 되는 경우, 상기 커패시턴스에 의해 스위칭 소자(13)는 턴 오프되어 비도통 상태가 되는 고유 입력 커패시턴스 Cgs의 급격하고 순간적인 방전을 저항기(87)가 그 방전 전류를 제한하는데 이용된다.
제1도의 DC-구동소자(13)의 회로(25)는 변성기(51)를 통해 구동 전압을 절연시키고, 저항기(89,87)로서 소자(13)와 무관하게 턴온, 오프시간을 제어한다.
부하 접속 단자에서 한 세트의 폭주 전압이 발생하고, 이러한 폭주 전압이 중단됨으로 인한 급속한 전압 변화의 경우에, 회로(35)에는 잡음 방지가 필요하다. 부하 접속 단자에서의 전압 변화 속도는 그 미분 dv/dt으로 표현된다. 변성기(51)의 몇가지 설계는 다른 것과 비교적 낮은 고유 상호 권선식 커패시턴스 Cw를 갖지만, 이 Cw는 일반적으로 중요한 고려 사항으로서, 고 전압 활용의 경우에, 중요한 문제로 대두되는데, 본 발명의 바람직한 실시예에서는 이를 해소하고 있다.
부하 접속 단자 OA 또는 그 부하에 대한 전원 리드 단자가 400V로 스위치 되는 경우, 예컨대, 고유 상호 권선식 커패시턴스 Cw는 동일하게 약 400V로 충전된다. 이러한 방식에 의해, 2차 권선(55)과 입력단(15) 사이의 회로(25)에 있는 전위차는 작아져서, 다이오드와 제어 트랜지스터(17)는 저가의 부품으로도 사용될 수 있다. 변성기(51)는 전압 절연 소자로서 효과적으로 쓰이는데, 이는 그것이 그 고유 입력 커패시턴스가 충전된 고 전압 레벨의 전량에 대해 저렴한 비용으로서 절연을 제공하기 때문이다.
커패시턴스 Cw의 충방전 또는 바이패싱은 제3-5도에서 참조부호 113,121,133으로 도시된 화살표 표시로서 전류 흐름을 나타낸다. 이러한 전류는 공통 방식 전류라 칭하는데, 이는 그 전류에 의해 2차 권선(55)의 어느 일단부(79) 또는 단부(65)의 내외부에서 전류가 흐르고, 일단 다이오드(67,69)를 통한 후에, 저항기(89,87)를 거치고, 저항기(81)와 트랜지스터(75)를 통하여, 상기 단부 모두의 내외부에서 전류가 흐른다. 2차 권선(55)의 고유 인덕턴스 L과 그 방전에 의해 전류가 흐른다. 2차 권선(55)의 고유 인덕턴스 L과 그 방전 통로의 저항 R1은 또한 고 전압과, 하이레벨의 방전 전류에서 중요한 인수가 된다. 이러한 방전 통로의 시상수는 L/R1인데, 이는 지연의 정도를 나타내며, 그러한 지연 정도는 본 발명의 바람직한 실시예와, 파형 AT를 로우로 하도록 가능한한 트랜지스터(75)를 턴온시키기 위해, 트랜지스터(75)를 제어하는 소자(13)의 입력 리드 단자(15)로부터 직접적인 저항로를 제공하는 동작 방법에 의해 최소화된다. 그 결과, 2차 권선(55)은 저항 통로로부터 배제되며, 첫째 순간에 제어 트랜지스터(75)를 턴온시키는데 있어서 지연의 유도가 방지될 수 있다.
더우기, 제1,9,10도의 두개의 백-백(back-to-back) 다이오드와 제9,10도의 센터 테이핑을 이용한 균형을 이룬 방식에 의해, 커패시턴스 Cw를 방전시킬 수 있어, 대향 지향 전류는 본 실시예에서는 변성기 2차 권선에서 흐르도록 신뢰되는데, 이에 의해, 권선에는 대향 유도 전압이 발생되지만, 이러한 전압은 권선에 의해 효과적으로 제거되며, 다르게 발생하는 지연의 대부분도 상기 권선에 의해 제거된다. 이러한 소거 효과는 커패시턴스 Cw의 방전을 보다 빠르게 행하게 하는 것으로 볼 수 있다. 이러한 바람직한 실시예에서는 동작 제어 수단(즉 트랜지스터(75))와 스위칭 소자(13)의 고 임피던스 입력 사이의 인덕턴스가 없는 사실상의 지연 없는 저항로를 제공하는 수단을 포함한 바이패싱 수단과, 변성기의 고유 상호 권선식 커패시턴스로부터 방전된 전류를 바이패싱 시키기 위해, 2차 권선으로부터 부하 접속 단자에 사실상의 전기 대칭로를 제공하는 부하 접속 단자와, 2차 권선의 양단부 사이의 수단이 제공된다. 전술한 밸런스 즉, 대칭 구성은 사실상 방전 전류가 공통 모드 전류라는 것과 일치한다. 즉, 상기 전류는 상호 권선식 커패시턴스와 2차 권선과 관련한 회로의 전기 대칭으로 인해, 그 2차 권선의 양단부로부터 동일하게 활용될 수 있다.
상호 권선식 커패시턴스 Cw에 존재하는 제3도의 공통 모드 전류(113)가 정류기(89)를 통해 흐르고, 어떠한 바이패싱이 없이도 고유 입력 커패시턴스 Cgs를 충전시키는 경우에, 그것은 스위칭 소자(13)를 턴온 즉, 온상태를 유지시킨다. 그러나, 바람직한 실시예에 있어서, 고유 입력 커패시턴스 Cgs의 전압 증가는 트랜지스터(75)를 도통시키는 양극(+)으로 볼 수 있다. 그러면, 트랜지스터(75)와 저항기(87)는 저항기(89)를 통해 전류 임피던스를 더욱 낮게 구성하는데, 스위칭 소자(13)의 게이트의 임피던스가(실질적인 저장 용량)높은 것에 비해 상대적으로 낮은 값이다. 결과적으로, 2차 권선(55)에서 흐르는 공통 모드 전류(113)의 대부분은 트랜지스터(75)를 통해 흐른다. 트랜지스터와 저항(75,87)은 소자(13)의 입력을 효과적으로 바이패싱시키는데, 이는 저 임피던스가 소자(13)의 입력단에 걸리는 비교적 낮은 전압으로 나타나기 때문인 것으로, 이 경우에 공통 모드 전류(113)가 존재한다. 부하 접속 단자 OA와 비해, 입력 커패시턴스 Cgs는 0볼트로 연속 클램프된다.
다이오드(61)를 통해 효과적으로 고유 상호 권선식 커패시턴스 Cw를 충전시키는데 있어서, 제4도의 공통 모드 전류(121)와 제5도의 전류(133)는 스위칭 소자(13)를 턴온시키지 않을 뿐아니라, 그것을 오프시키지도 않는다. 다이오드(63,77)을 통한 저 임피던스 충전로를 제공한다. 이와 유사하게, 제10도에 있어서, 다이오드(61)는 변성기(255)의 2차 권선의 단부를 향하여 직접적으로 다이오드(277,279)를 통하는 저 임피던스 충전 경로를 제공한다. 제9도에 있어서, 다이오드(61)는 변성기의 선터탭(257)을 향하여 직접적인 저임피던스 충전 경로를 제공한다. 제9도에 있어서, 다이오드(61)는 변성기의 센터탭(257)을 향하여 직접적인 저 임피던스 충전 경로를 제공한다. 제11도에 있어서, 다이오드(61)는 변성기의 2차 권선의 단부(289)를 향하여 직접적으로 다이오드(291)를 통하는 저 임피던스 충전 경로를 제공한다. 제12도에 있어서, 다이오드(61)는 변성기의 단부(321)에 직접적으로 저 임피던스 충전로를 제공한다. 이 경우에 있어서, 다이오드(61)는 하나 또는 그 이상의 다이오드는 스위칭 소자의 고 임피던스 입력을 효과적이면서도 바람직하게 바이패싱시키기 위한 추가 수단의 일예로서의 역할을 행하며, 이 경우에, 2차 권선의 고유 상호 권선식 커패시턴스는 높은 폭주 전압이 발생하는 경우에 충전되며, 상기 수단 또한, 폭주 전압이 발생하는 경우에 스위칭 소자가 턴오프되는 것을 방지하는 수단으로서의 역할을 함께 수행한다. 다이오드 회로망과 더불어, 저항 회로망과 트랜지스터(75)와 같은 동작 제어수단은 각각의 폭주 전압이 발생하고, 그것이 소멸하는 경우에 변성기와 스위칭 소자의 고유 에너지 저장 파라미터로 인한 사실상의 순간 전위차로부터 스위칭 소자의 고 임피던스 입력을 절연시키는 수단의 일예로서 동작함으로써, 폭주 전압이 발생, 소멸하는 경우에 있어서도, 비도통 또는 도통 상태로 변경되는 것을 방지할 수 있게 한다. 이러한 스위칭 소자는 그 비도통 또는 도통 상태에 있어서 스위칭 파형(즉 AT)의 상태에 신뢰성 있게 응답하는 역할을 행한다.
바람직하게도, 각 도면에 있어서의 바람직한 실시예는 단일 변성기(51,255,285 또는 311)의 전위적 문제를 내포한 상호 권선식 커패시턴스를 제거하여 소자(13,31)의 고속의 스위칭 동작을 가능하게 한다. 신호 변성기는 소형이고 경제적이며, 복잡하지 않은 2개 권선 배열을 가지며, 클럭 펄스 f의 고 반송 주파수와 융화될 수 있다. 1차 권선은 단독으로 단일 2차 권선과 커플링되며, 도시한 본 실시예에 있어서는 별도의 권선이 필요치 않다. 저가의 권선 와인딩 방법이 가능해지는데, 이는 고유 상호 권선식 커패시턴스에 기인한 전위적인 심각한 과도 현상이 바이패싱, 보상, 오프셋 및 제거될 수 있기 때문이다.
제어 트랜지스터(75)는 부하 접속 단자에 접속된 에미터, 전자 수단의 입력단에 저항적으로 접속된 콜렉터, 고유 상호 권선식 커패시턴스의 고 전압 레벨을 감지하도록 동작 제어 수단의 입력단에 알맞게 접속된 베이스를 구비한 NPN 트랜지스터이다. 보다 바람직한 실시예에 있어서, 트랜지스터(75)는, 예를들면 50-100mA의 도전 피크 전류만을 필요로 하는 저가의 저 전력 소자이다. 바람직스럽게도, 트랜지스터(75)는 스위칭 소자(13)의 입력단(15)으로 도입되는 것보다, 부하 접속 단자로 되는 미리 설정된 극성에 의해 도통된다. 또한, JFET 또는 다른 동작 고상 소자는 전술한 원리에 따라서 NPN 트랜지스터와 다른 동작 제어 수단이 사용될 수 있다.
제어 트랜지스터(75)는 동작 제어 수단의 일예로서, 그 제1전극은 부하 접속 단자에 직접 옴 접속되며, 그 제2전극은 단 방향 도통을 위한 제1 및 제2수단의 접합부에 접속되며, 그 제3전극은 고 임피던스 입력 스위칭 소자의 입력 단자와 제2전극에 옴 접속된다. 트랜지스터(75)로 표시된 동작 제어 수단은 그 입력과 제1제어 리드 단자 사이에서의 미리 설정된 전압 극성에만 응답한다. 2차 권선은 동작 제어 수단의 입력단 및 제2제어 리드 단자 사이에 접속되어, 펄스 출력이 동작 제어 수단을 동작시키는 것을 방지하고(즉, 도통이 방지되고) 스위칭을 위해서 전자 수단에 대신 결합된다. 다이오드(61)는 단 방향 도통 수단으로서, 부하 접속 단자와 동작 제어 수단의 입력단 사이에 접속되며, 폭주 전압이 발생하는 경우에, 미리 설정된 전압 극성에 대향한 디스에이블링 전압을 나타내는 극성을 갖는다.
저항(89,91)은 저항(87)과 트랜지스터(75)와 더불어 고 임피던스 입력 스위칭 수단의 고유 커패시턴스로부터 동작 제어 수단까지 사실상의 지연 없는 통로를 형성하는데, 이 경우에 2차 권선에 걸린 정상 출력은 고 임피던스 입력 스위칭 수단의 고유 커패시턴스와 변성기 수단의 상호 권선식 커패시턴스가 방전되는 것을 방지시키고, 고 임피던스 제어 소자를 양(+)으로 스위칭되게 한다. 다른 방식으로서, 저항(89,91)은 저항(87)와 제어 트랜지스터(75)와 더불어 부하 접속 단자로 변성기의 고유 상호 권선식 커패시턴스의 고 전압 레벨을 바이패싱시키는 수단의 일예를 구성하는데, 입력단 및 제1, 제2제어 리드 단자를 갖는 동작 제어 수단과 상기 동작 제어 수단의 입력단과 전자 수단의 입력단 사이의 인덕턴스가 없는 저항성 경로를 제공하는 수단을 포함하며, 상기 제1 및 제2제어 리드 단자를 통해 부하 접속 단자에 전자 수단의 입력으로부터 전류를 바이패싱 시킴으로써 고 전압 레벨은 각 폭주 전압이 소멸하는 경우에, 전자 수단을 동작시키는 것을 방지할 수 있다.
상기와는 다른 방식으로, 다이오드 회로망으로부터 출력 펄스중 하나가 중단되는 경우, 저항 회로망은 고상 전력 스위칭 소자인 고 임피던스 입력으로부터 동작 제어 수단에 이르는 지연 없는 직류 경로를 형성하며, 고유 입력 커패시턴스는 상기 동작 제어 수단을 통해 방전된다. 상기 고유 입력 커패시턴스는 동작 제어 수단의 적어도 두개의 제어 리드 단자를 통해 방전되어, 상기 스위칭 소자를 턴 오프시키며, 폭주 전압이 고유 상호 권선식 커패시턴스를 중단시키는 경우, 동작 제어 수단을 통해 또한 바이패싱되면, 고상 전력 스위칭 소자의 고 임피던스 입력은 완전히 바이패싱된다.
제1도의 다이오드(67,69,63,77)는 또한 2차 권선(55)에 접속된 전파 브리지 정류기 또는 정류 수단으로서 작용한다. 정류 수단은 제12출력(접합부 83)을 갖는데, 동작 제어 수단의 베이스 입력단에 직접 접속되며, 제2출력(접합부 71)은 저항회로망에 접속된다. 동작 제어 수단은 저항 회로망(즉 저항기 81,87) 각각에 접속되는 입력단 및 적어도 하나의 제어 리드 단자를 갖는다. 저항 회로망은 스위칭을 위한 전자 수단(즉, 소자 13)의 입력(15)에 다시 접속된다.
제2c도에 바람직하게 도시한 바와 같이, 제2b도의 2극 전압은 직렬 초단파 펄스를 제공하도록 전파 정류되는데, 그것은 그와 유사한 제2a도 도시와 같은 연속 저주파 DC 전압 펄스와 매우 유사하게 전파 정류된다. 제2c도의 전파 전류 전압은 전압 VR로서 나타나며, 저항기(89)를 통해서 스위칭 소자(13)의 고 임피던스 입력단자(15)에 인가된다. 그러면, 제2d도에 도시한 바와 같이, 소자(13)의 입력 커패시턴스 Cgs와 더불어 저항기(89)로 제공되는 직렬 저항은 제2d도의 게이트 전압 Vg의 상승 연부상의 RC 충전파형을 제공하는데, 그 전압은 예를들면, 5ms나 그 이하에서 전구동 전압으로 상승하며, 제2a도의 지속 제어 파형 AT에 걸쳐서 그 상태를 유지한다. 예를들면, 500오옴의 저항기(89)와 1000pF의 고유 입력 커패시턴스 Cgs에 대한 시상수는 0.5ns이며, 이러한 시상수는 저항(89)의 저항값을 임의로 변경시킴으로써 변화될 수 있다. 제어 파형 AT가 중단하는 경우(예를들면 20ms 이후), 고유 커패시턴스 Cgs는 저항기(87)와 제어 트랜지스터(75)를 통해 부하 접속 단자로 사실상 무시할 수 있는 지연에 의해 급속히 방전된다. 소자(13)는 상기 시간에서 부하 접속 단자에서의 전압과 무관하게 양(+)으로 스위치 오프되며 또한, 발생할 수도 있는 폭주 전압과 무관하게 스위치 오프되는데, 상기 폭주 전압이 소멸되는 경우은, 고유 권선 커패시턴스 Cw가 바이패싱되어 지연이 거의 없는 상태로 공통단자로 방전된다.
방전 처리에 있어서, 제어 트랜지스터(75)는 순간적으로 턴온되어, 저항(89)와 저항(81)를 통해서 제어 트랜지스터(75)의 베이스-에미터 통로를 방전하는 소자(13)의 고유 커패시턴스 Cgs의 전압 Vg로 인해 지연 없는 방식을 효과적으로 지속시킨다. 바람직하게도 이러한 사실에 있어서는 소자(13)의 고유 커패시턴스 Cgs와 제어 트랜지스터(75)와 함께 구성된 저항(81,89,87)의 방전 회로망 사이에 놓인 직렬 인덕턴스나 병렬 커패시턴스와 같은 지연 소자가 필요없게 된다. 특히, 변성기(51)의 2차 권선은 게이트 리드 단자(15)로부터 트랜지스터(75)를 통해 부하 접속 단자로 이르는 방전 경로와 상관없이 배제된다. 더우기, 전파 정류 회로(67,69,77,63)의 다이오드 소자(13)의 게이트로부터 2차 권선(55)으로 전류가 방전하는 것을 방지할 수 있다.
전술한 전파 정류 다이오드는 2차 권선으로 흐르는 방전을 방지할 수 있지만, 변성기(51)의 상호 권선식 커패시턴스 Cw의 임의의 고 전압을 방전시키기 위해 2차 권선(55)으로부터 부하 접속 단자에 이르는 도통 경로를 제공한다. 이러한 방식으로, 제어 트랜지스터(75)는 지점 AT에서 제어 전압이 제2a도 같이 중단된 후, 소자(13)의 갑작스런 여자를 방지하는 소자(13)의 입력 커패시턴스 Cgs를 신속하고도 효과적으로 바이패싱시킨다. 그러므로, 제2도에 있어서, 매우 신속하고, 급경사의 커브가 형성되는데, 소자(13)의 고 임피던스 입력에서 게이트 전압 Vg를 효과적이고, 양의 값으로 종료시킴으로써 소자(13)를 턴 오프시킨다.
제3도는 제1도의 실시예에서 제공되는 효과적이며 우수한 방전, 바이패싱 처리를 도시하는 도면이다. 부하 접속 단자는 전압 스위칭 소자가 온에서 오프로 턴온되는 경우 최초 400v의 값을 갖는다. 소자(31)의 도통 상태와 무관하게, 프리휠링 다이오드(39)는 전자 정류 부하와 같은 부하가 유도되는지 응답 여부를 도통시킨다. 이 경우에, 권선 스테이지(103; 유도 플라이-휠효과에 의함)는 Y-접속 전자 정류 모터(101)에 있어서, 권선 스테이지(105,107)중 어느 하나 또는 그 모두에 도통되는 권선 스테이지(103)내에 흐르는 부하 전류를 지속하도록 동작한다. 다이오드(39)가 도통되면, 부하 접속 단자 OA의 전압은 공통 단자 이하의 일개의 다이오드 전압 강하치와 같게된다. 소자(13)의 입력 커패시턴스는 저항(87)과 트랜지스터(75)를 통해서 화살표(111)로 도시한 부하 접속 단자로 방전된다. 상호 권선 커패시턴스 Cw는 순방향 도통 다이오드(67,69도 포함)를 통해서 화살표(113)로 도시한 바와 같이 동시에 방전된다. Cw 방전 전류 부분은 베이스 레지스터(81)를 통해서 제어 트랜지스터(75)의 베이스로 유입되어서, 그 제어 트랜지스터(75)의 에미터를 통해 부하 접속 단자 OA와 공통 단자로 들어간다. Cw 방전 전류의 대부분은 저항(89,87)을 통과하여 트랜지스터(75)를 통한 다음, 부하 접속 단자와 공통단자로 유입된다(다이오드(61)는 이 경우에 역바이어스되어 전류를 차단시킨다). 이러한 방식으로, 고유 커패시턴스 Cgs와 Cw의 방전은 효과적으로 행해지며, 그의 다른 방전로(Cgs에서 CA, Cyy에서 공통단자)는 저항기(87)와 트랜지스터(75)사이에서 정류된다.
전형적인 고 임피던스 스위칭 FET 또는 IGT는 거의 2볼트의 턴 오프 전압 Vg=Vto를 갖는다. 효과적인 바이패싱을 위해서, 상호 권선식 커패시턴스 Cw로부터 저항(87)과, 트랜지스터(81)의 콜렉터-에미터 경로로 구성되는 바이패싱 회로의 저항 R로 이어지는 방전전류 Id는 전압 Vto로 나타나는 전류값 이하 이어야만 한다. 따라서, Rid는 Vto 이하이어야만 한다. 방전 전류 Id 또한, 그 전압 미분치(dv/dt)와 커패시턴스 값을 곱한 것과 동일하다(즉, Id=(dv/dt)Cw). 저항값 R을 구하면, 그것은 R은 바이패싱 상태로서 그 비율 Vto(dv/dt Cw) 이하로 되어야 한다는 것과 불일치를 낳는다. 그러면, 숙련된 작업자는 바이패싱 효과를 거두기 위해서 적합한 값을 갖는 부품을 선택하게 된다. 바람직한 실시예에 있어서, 100오옴 또는 그 이하의 저항(87)값은 FET와 IGT를 바이패싱 시키기에 충분하다. 전압미분 dv/dt는 부하 인덕턴스, 최대 부하 전류, 전력 스위치(13) 사이의 전극 커패시턴스와 관계되는데, 다른 변수와 더불어 특정 활용을 위해서 적합하게 측정 및 평가된다. 전압 미분의 통상적인 값은 n3당 4v이다.
제4도는 제1도 회로의 충전 모드를 도시한다. 전력 스위칭 소자(13)는 오프/온으로 스위칭하며, 전류는 외부 전원의 고 전압 단자 V+로부터 그 전력 스위칭 소자를 통해서 Y-접속 전자 정류 모터(101)의 권선(103)으로 흐른다. 부하 접속 단자 OA는, 예를들면 400v까지 갑자기 상승하고, 그와 동시에 파선으로 도시한 충전 전류(121)는 직렬 접속 단 방향성 도통 다이오드(61,62)와 경우에 따라, 다이오드(77) 경유하여 흐른다. 제3-5도는 제1도의 구동 회로(25)의 동작을 나타내도록 간략히 도시하였는 바, 대부분에 대한 비동작 즉, 비도통 소자는 그 동작의 다른 양상으로 본 발명의 바람직한 실시예의 모드에 대한 효과적인 설명을 위해서 생략했다.
제5도는 상부에 전력 스위칭 소자(13)가 오프된 상태로 두개의 단방향성 도통 소자(61,63)를 거쳐서 충전된 상호 권선식 커패시턴스 Cw에 대한 충전의 다른 모드를 도시한 도면으로서, 이 경우에, 하부의 스위칭 소자(31)는 오프상태로 갑자기 스위치 차단된다. 예를들면, 부하에서 권선(103)의 인덕턴스는 부하 단자 OA를 향해 확산된다. 하단자 OA의 전압은 갑작스런 폭주 전압으로서 상승하여, 전류(131)는 프리휠링 다이오드(21)를 통해서 양의 고압단자 V+ 향해 상부로 흘러서 전원에 에너지를 환원시킨다. 이때에 전력스위칭소자(13)는 오프되며, 그러나, 갑작스런 전압 상승으로 인하여, 파선으로 도시한 충전전류(133)는 고 전압단자 OA로부터 다이오드(61,63 및 77)를 통해서 상호 권선식 커패시턴스 Cw로 흐른다.
제6도는 전력스위칭소자(13)와 모터권선(103,105,107)용의 변성기 구동 회로(141)를 구비한 다른 장치의 일반적 동작의 예를 도시하는 회로로서, 상기 회로(141)에 있어서, PND 트랜지스터(143)는 전력스위칭소자(13)의 고압피던스입력(15)에 접속되는 에미터를 가지고 있다. 이 PND 트랜지스터의 콜렉터는 저항기(145)를 거쳐서 부하 접속 단자 OA에 접속된다. 다이오드(147)는 트랜지스터(143)의 에미터와 베이스에 접속되는 캐소드 및 애노드를 구비한다. 도시하지 않는 변성기의 고유 상호 권선식 커패시턴스 Cw는 다이오드(149)와 저항기(151)를 통해서 직렬로 트랜지스터(143)의 베이스에 접속된다. 저항기(153)는 부하 접속 단자 OA에 다이오드(149)의 캐소드를 접속시킨다.
회로(141)에 있어서, 전력 스위칭 소자(13)의 베이스에 대한 구동이 제2A도로서의 제어 펄스 AT의 단부에서 중단되는 경우, 상호 권선식 커패시턴스 Cw의 고전압이 소망스럽지 못하게도 다이오드(149,147)를 통해서 전력 스위칭 소자(13)에 커플링되게 된다. 그러므로, 상기 소자(13)가 일시적으로 턴오프되거나 또는 턴오프를 시작하는 경우, 부하 접속 단자 OA의 전압은 강하되어 상호 권선식 커패시턴스 Cyy는 소자(13)를 다시 스위치 온시키거나 스턱(stuck) 온 상태를 유지시킨다. 스위칭 소자(13)의 불안정과 진동적 움직임은 제6도의 회로(141)에 다른 결손을 줄 가능성을 부여한다. 이러한 문제를 해결하는 것이 본 발명의 목적으로서 본 명세서에서 전반적으로 다루고 있다.
제7도는 전자 정류 모터 시스템의 바람직한 실시예를 도시하는 도면으로서, 제1도 회로의 모든 것(회로(25,27) 전력 스위칭 소자(13,31) 다이오드(21,39))은 구동기 A로서 도시한다.
제1도에서, 회로(27)는 제2 변성기를 구비하며, 이 변성기는 적어도 하나의 펄스 출력을 제공하는 1차 권선 및 2차 권선을 가지고, 또한 상기 회로는 제2 고상 전력 스위칭 소자의 입력단과 공통 접속 단자 사이에 있는 제2변성기의 2차 권선으로부터의 펄스 출력을 커플링시키는 수단을 구비한다. 전자 제어 회로 또한, 반복율을 갖는 펄스 발생이 클럭 회로 수단을 구비하며, 제1 및 제2 스위칭 파형 각각에 따라 제1 및 제2 변성기(즉, 회로(25,27))에 대한 상기 반복율 이하의 스위칭시키기 위한 제1 및 제2 수단을 구비한다.
다시 제7도를 참조하면, 그 회로는 제1도 회로를 3개를 구비하고 있는데, 구동기 A,B,C로서 도시된다. 제1도에서 부하 접속 단자라고 지정된 것은 제7도에서 구동기 A의 단자 OA로서 동일하게 표시된다. 마찬가지로, 구동기 B와 C에서는 OB와 OC로서 도시된다. 부하 접속 단자 OA, OB, OC는 제7도의 제Y도의 Y-접속 전자 정류 모터(101)의 권선 스테이지 단자에 접속된다.
모터(101)는 예시적으로 8.5Hp압축기(151)를 구동시키며, 그 압축기(151)는 높은 측면 압력으로 응축기(153)에 냉매를 공급하는데, 그 응축기는 열팽창 값(TEV)155를 제공하며, 이 값은 차례로 증발기(153)에 제공되어지며, 상기 증발기에는 상기 냉매를 압축기(151)에 환원시키는 동작을 한다.
전자 정류 모터(101)는 고정 어셈블리를 구비하며, 그 어셈블리는 선택적으로 정류 되도록한 복수의 권선 스테이지를 가지며, 상기 모터 또한, 권선 스테이지와 선택쩍인 자기 커플링 관계로 고정 어셈블리와 커플링된 회전 가능 수단을 구비하는데, 이러한 내용은 공동 양수된 미국 특허 번호 제4,528,485호에 개시된 것으로 여기에서 참조하기로 한다.
권선 스테이지(103,105,107)이 단독으로나 쌍으로 일시적으로 여자, 즉 동력을 받는 경우, 8개의 자기폴 중 3세트는 소정의 순서, 즉 스테이지가 동력을 받은 순서에 따라 고정 어셈블리의 보어(bore)둘레로 시침 방향이나 그 반대의 시침 방향으로 이동하는 반경 자계를 제공하도록 설정된다. 이러한 이동 자계는 회전 가능 수단인 영구 자석 회전자의 자속계와 교차하여 그 회전자로 하여금 자계 강도의 1차 함수인 토크를 나타내도록 소정의 방향에서 고정 어셈블리와 관련하여 회전하게 한다. 또한, 전자 정류 모터(101)는 공동 목적으로 도시 설명하였지만, 2,4,6 등의 폴과, 2,3,4 또는 그 이상의 권선 스테이지 및/또는 다른 권선 배열을 갖는 다른 구성이, 모터가 본 발명의 목적과 부합하는 몇몇 다른 실시예에서 사용될 수 있다.
모터(101)는 그 각각의 단자 OA,OB,OC에서 권선 스테이지를 펄스 명령에 응답하여, 고 전압 접속 V+으로 선택적으로 스위칭함으로써 권선 스테이지를 정류하는 회로에 의해 정류된다. 제7도의 구동기 A는 제1도와 상응한 상부 및 하부A 입력에 대해 두 개의 입력 AT 및 AB를 갖는다. 이것은 구동기 A(AT,AB)뿐만 아니라 구동기 B(BT,BB)및 구동기 C(CT,CB)에 대한 상부 및 하부 출력을 갖는 모터 정류기(161)에 의해서 제공된다. 또한, 상기 출력은 상기 인용Bitting등의 미국 특허 번호 제4,500,821호의 방식으로 제공되는데, 여기에서 참조하기로 한다. 모터제어기는 Y-접속 전자 정류 모터(101)의 단자로부터 역 EMF위치 감지 회로를 사용한다. 구동기 A,B,C 감지회로(171,173,175)는 각각 모터 제어기(161)의 대응 입력으로 환원된 각각의 위치 감지 전압 VA, VB, VC를 제공하도록 저측면 RF바이패싱 응축기를 구비한 분압기로서 권선 스테이지단자 OA, OB, OC에 접속된다. 감지회로(171,173,171) 및 모터 제어기(161)는 회전 가능 수단의 위치를 표시하는 전기위치 신호에 응답하여 펄스 명령을 발생하는 수단의 일예를 나타낸다.
이러한 방식에 있어서는 효과적이고, 신뢰적인 전자 정류 모터 시스템이 제공된다. 모터 시스템의 전자 부품은 고상 전력 스위칭 소자를 구비하는데, 그 각각은 고 전압 접속부와 권선 스테이지 단자 사이에 접속된 고 임피던스 입력단 및 제어 단자를 갖는다. 각각의 구동기 A, B, C에 있어서 변성기는 각각의 고상 전력 스위칭 소자에 응답한다. 각각의 변성기는 펄스 명령 중 각각의 하나에 응답하며, 출력을 제공하는 1차 및 2차 권선을 가지는데, 그 출력은 2차 권선으로부터 유도되며, 1차 권선과 2차 권선 사이에는 고유한 상호 권선(상호 유도)식 커패시턴스가 존재한다. 각 2차 권선에는 각 고상 전력 스위칭 소자의 고 임피던스 입력단과 스위칭 소자가 접속된 권선 스테이지 단자 사이의 2차 권선으로부터의 출력을 커플링시키는 회로가 접속된다. 어떤 권선 스테이지의 단자상의 폭주 전압에 의해서 대응 변성기의 고유 상호 권선 커패시턴스는 출력을 가지는 고 전압 레벨로 충전된다. 동작 제어 단자는 각각 입력단 및 제1 및 제2 제어 리드 단자를 가지며, 또한 제어 수단의 입력단과 고상 전력 스위칭 소자의 고 임피던스 입력단 사이의 인덕턴스없는 저항로를 제공하는 회로를 갖는다. 상기 동작 제어 수단은 각각의 고유 상호 권선 커패시턴스의 고 전압 레벨을 바이패싱시키도록 잡속됨으로써, 각각의 폭주 전압이 중단되는 경우, 제1 및 제2 제어 리드 단자를 통해서 대응 권선 스테이지의 단자에 대응 고상 전력 스위칭 소자의 고 임피던스 이비력으로부터 고 전압 레벨을 바이패싱시킨다. 이러한 방식에 있어서, 고 전압 레벨은 각 폭주 전압이 중단되는 경우에 고상 스위칭 소자의 작동을 방지하는 역할을 한다.
제7도의 전자 정류 모터 시스템은 냉장, 에어콘디셔닝, 열펌프 및 열전달 또는 경제적이며 신뢰성있는 구동을 필요로 하는 다른 활용에 적합하다. 본 발명의 전자 정류 모터 시스템은 자동차분야, 가정 및 산업분야 즉, 열전달 또는 냉장시스템 및 공기 이동 팬 모터같은 유체 전달분야와 자동차 블로어(blower) 모터 및 열거하기 조차 어려운 다른 분야에서 본 발명의 장점을 구현할 수 있는 모든 활용 분야에 적용될 수 있다.
제8도에 있어서, 스위칭 조절기 전원(201)은 구동기 A, B로 지정된 것과 동일한 구동기를 갖는데, 그 각각은 제1도에 도시한 회로와 동일하며, 스위칭 조절기의 전원 변성기(203)의 1차 권선(203.1)의 대향 측면에 접속된 부하 접속 단자OA와 OB에 접속된다. 스위칭 조절기의 저 전압 2차 권선(203.2)은, 예를 들면 통상의 전파 정류기 및 용량성 필터의 정류기와 필터 회로(205)에 채택된다. 회로(205)는 스위칭 조절기 전원의 출력 전압을 구동시키기 위한 전력 변성기의 출력 권선에 접속된 수단의 일예를 나타낸다. 회로(205)의 출력은 전원의 조정 DC전압 출력이 활용 가능한 단자에 접속된다. 조정 목적으로 이러한 출력 전압은, 통상 형태의 에러 검출기(207)와 PWM 회로(209)에 공급된다. 에러 검출기(207)는 출력 전압이 조정되도록 소정의 값과 출력 전압 사이의 차를 검출하는 수단이다.(안에 2라고 표시한 접지 심벌은(예를 들면 광학커플링으로) 표시치 않는 접지 심벌 도시의 구동공통 단자로부터 DC-절연된 공통 출력 단자를 표시한다)PWM회로(209)의 출력은 라인(221,223)에 대응하여 가변폭의 펄스(211,213)를 발생시킨다. 이러한 PWM회로(209)는 직렬 펄스의 펄스폭 변조의 펄스를 발생하여 상기 검출된 차이의 감소를 위해 검출차의 함수에 따라 신호 변성기(즉 제1도의 변성기(51)의 1차 권선을 여자시키는 수단이다. 라인(221,223)은 구동기 A의 입력 AT와 AB 및 구동기의 입력 BB와 BT에 접속되어서, 구동기 A,B는 그 극성 전압으로 전력 변성기(203)를 구동시키도록 그 부하 접속 단자를 여자시킨다. 구동기 A와 B에 대한 에너지는 블럭(233)을 통해 상업용 주전원을 갖고 있는 전파 정류기 브리지(231)로서 공급받아져서 각 구동기 A와 B가 고 전압 공급 단자 V+와 V-에 공급된다. 커패시터(233)에 의해서는 용량 필터링이 행해진다. 통상 구성의 1MHz 클록 회로(241)는 구동기 A와 B의 대응 입력에 출력 f와 f임피던스를 공급한다. 클록 회로는 제1도의 NAND 게이트(43,45)와 반복율을 가지는 펄스 발생의 클록 회로 수단이며, 또한 PWM회로(209)에 응답하여 구동기 (A) 및 (B) 에서 반복 비율 미만의 스위칭 비율로 펄스를 신호 변성기의 1차 권선으로 스위칭하는 수단의 일예를 나타내는 수단이기도 하다. 저 전압 공급부(245)는 구동기 A 및 구동기 B의 단자 B로 공칭 +15V 전압을 공급하도록 전압 강하 저항(247), 15(v)제너 다이오드(249) 및 필터 커패시터(251)를 갖는다.
제9도 내지 제12도는 제1도의 구동 회로(25)에 대치될 수 있는 구동 회로의 몇몇의 추가 실시예를 나타낸다. 제1도와 비교할때 변경되지 않은 제9도 내지 제12 각각의 대응 장치는 대응 참조 부재에 나타낸 것과 같다.
제9도에서, NAND게이트(43,45)는 2차와 1차 권선 사이에 2:1의 권선비를 갖는 변성기(255)의 1차 권선을 공급한다. 중심탭(257)은 저항기(8), 다이오드(61)의 캐소드 및 NPN제어 트랜지스터(75)의 베이스에 직접 접속된다. 변성기(255)의 2차 권선의 단부(261,263)는 다이오드(267,269) 각각의 애노우드에 접속된다. 다이오드(267,269)의 캐소드는 저항기(81,89)의 커플링부에 함께 접속되며, 제2A도의 스위칭 파형을 실질적으로 복구하도록 제2C도에 도시된 바와같은 전파 정류된 전압 VR을 발생한다.
제9도의 회로는 저항기(89,81,87) 및 제어 트랜지스터(75)를 통하여 스위칭 장치(13)의 고 임피던스 입력으로부터의 직접적인 지연없는 경로를 부하 접속 단자(OA)에 제공한다. 변성기(255)의 권선 양단으로 분리되는 고유 상호 권선식 커패시턴스(271)는 필요시 상호 권선식 커패시턴스를 효율적으로 신속하게 방전하도록 제어 트랜지스터(75)의 베이스 및 다이오드(269,267)를 통하여 균형 대칭 방식으로 방전된다. 이와 유사하게, 상호 권선식 커패시턴스는 중심탭(257)에 직접 접속된 캐소드를 갖는 다이오드(61)를 통하여 부하 접속 단자 OA로부터 충전된다.
제10도에서, 전파 정류는 중심탭(257)이 저항기(81,89)의 커플링점에 접속되어 있다는 것을 제외하고는 동일한 변성기(255)로 달성된다. 한편, 2차 권선은 동작 제어 수단의 제2 제어 리드선으로부터 전기적으로 분리된 점에서 수동 및 저항성 전기 회로망과 같은 지연 없는 경로를 제공하는 수단에 직접 접속된 탭을 갖는다. 2차 권선의 단부(261,263)는 실시예에서 두 개의 다이오드(277,279)의 캐소드에 접속된다. 동일한 극성을 갖는 다이오드(277,279)의 애노우드는 다이오드(61)의 캐소드 및 제어 트랜지스터(75)의 베이스 양단에 접속된다. 제10도에서 저항기(81,89,87)를 제어 트랜지스터(75) 및 전력 스위칭 소자(13)와 접속하면 제9도 및 제1도와 같게 된다. 다이오드(61,277)는 커플링점에서 제어 트랜지스터(75)의 베이스에 직접 접속된 한쌍의 단일 방향 도통 수단을 형성한다.
제11도에서, NAND 게이트(43,45)는 1차 권선보다 2차 권선의 권수가 많은 변성기(285)의 1차 권선에 접속된다. 2차 권선의 일단부(287)는 저항기(81,89)의 커플링점에 접속되며, 2차 권선의 다른 단부(289)는 그 애노우드가 커플링점에서 다이오드(61)의 캐소드와 직렬 접속된 다이오드(291)의 캐소드에 접속된다. 다이오드(61,62)간의 커플링점은 트랜지스터(76)의 베이스에 직접 접속된다. 대략 100pF의 값을 가진 커패시터(295)는 2차 권선의 단부(287)와 제어 트랜지스터(75)의 베이스 사이에 접속된다. 저항기(81,98,87), 제어 트랜지스터(75) 및 전력 스위칭 소자(13)의 커플링은 제9도와 같지 않다. 다이오드(291) 및 커패시터(295)는 1MHz 클럭 펄스의 인접한 사이클 사이에 전력 스위칭 소자(13)를 구동하여 유지하여 충분히 필터링할도록 반파 정류 회로 및 필터 회로를 형성한다. 커패시터(295)도 상기 목적을 달성하도록 충전 및 바이패싱 하기 위한 고속의 커패시터로써 작용한다.
제11도 및 제12도에서 2차 권선은 동작 제어 수단의 입력단에 용량적으로 접속되며, 동작 제어 수단의 입력은 고유 상호 권선식 커패시턴스에 걸리는 고 전압을 감지하도록 2차 권선에 분리 접속된다.
제12도에서, NAND게이트(43,45)는 4개의 구동 트랜지스터(301,303,305,307)의 베이스에 접속된 출력단을 갖는다. NAND 게이트(43)의 출력단은 구동 트랜지스터(301,303)의 베이스에 접속된다. NAND게이트(45)의 출력단은 구동 트랜지스터(305,307)의 베이스에 접속된다. 트랜지스터(310,303)의 에미터는 변성기(311)의 1차 권선의 제1 측면에 접속된다. 트랜지스터(303,305)의 에미터는 차단의 대향 측면에 접속된다. 변성기(311)의 2차 권선은 대략 1차 2배의 권선을 갖는다. 차단자(317)는 저항(81,89)의 커플링점에 접속된 다이오드(319)의 애노우드에 접속된다. 대략, 100pF의 값을 갖는 커패시터(323)는 다이오드(319)이 캐소드와 변성기(311)의 2차 권선의 대향 단자(321) 사이에 접속된다. 제어 트랜지스터(75)의 베이스 및 다이오드(61)의 캐소드는 2차 권선 단자(321)에 함께 직접 접속된다. 저항(81,89,87) 및 제어 트랜지스터(75) 및 스위칭 소자(13)의 접속은 제9도의 접속 상태와 동일하다.
몇가지 실시예에서, 제11도의 커패시터(295)와 유사한 커패시터는 제1도, 제9도, 제10도의 저항기(81) 양단에 접속된다. 이 커패시터는 제2C 및 2D도의 리플 및 노치를 양호하게 제거하며, 방전 및 바이패싱 목적으로 동작속도가 향상된 커패시터 작용을 제공한다. 또한, 이러한 커패시터를 사용하면 제9도 및 제10도의 변성기(51)에서 세이빙을 얻을 수 있으며 변성기(51)의 2차 권선에 제공된 완전하지 못하거나 밀착 커플링되지 못하는 것을 방지할 수 있다. 추가로, 커패시터는 부하 또는 인쇄 회로 기판 또는 특정 장치의 다른 회로망에 존재할 수 있는 임의의 고전류 도선으로부터 저항기(81)의 고 임피던스로 자기적으로 유도될 수 있는 잡음 간섭을 줄일 수 있다.
제13도는 1차 및 2차 권선과 그 사이에 고유 상호 권선식 커패시턴스를 갖는 변성기로부터 양극 펄스 출력을 발생시키는 동작 단계(351) 내지(353)를 나타내는 플로우챠트이다.
단계(355)에서, 양극 펄스는 다이오드 회로망을 통하여 발생되므로써 전기 제어 신호를 발생 또는 복구하도록 정류된다.
단계(357)에서, 전기 제어 신호를 발생하도록 처리된 양극 펄스 출력은 반도체 스위칭 소자의 고 임피던스 입력단과 부하 접속 단자 사이에 저항 커플링된다. 이러한 동작은 반도체 스위칭 소자의 고유 상호 권선식 커패시턴스를 변화시켜 그것을 스위치 온한다. 이때, 폭주 전압이 부하 접속 단자에서 발생되어 변성기의 고유 상호 권선식 커패시턴스가 고 전압 레벨로 충전된다.
단계(359)에서는 권선단이 정류된다. 제8도의 스위칭 조정식 전원 공급 장치에 있어서, 전력 변성기(203)의 1차 권선(203,1)은 단일 권선으로서 작용한다. 제7도의 전자식 정류 모터 시스템에서, 모터(101)의 3권선단은 펄스에 따라 권선단의 각 단자에서 고 임피던스 입력 반도체 스위칭 소자와 고 전압 접속을 이루도록 권선단을 선택적으로 스위칭함으로써 정류된다.
단계(361)에서, 정류에 의해 턴 오프되는 각 반도체 스위칭 소자의 입력 커패시턴스는 정류된 양극 펄스가 전기 제어 신호를 발생하도록 중단될때 인덕턴스 지연없이 방전된다.
단계(363)에서는 각각의 폭주 전압이 중단될 때, 스위치용 전자 수단의 고 임피던스 입력을 바이패싱하도록 변성기의 상호 권선식 커패시턴스에 걸리는 고 전압렉벨을 바이패싱한다.
모터 시스템에서, 충전된 각각의 상호 권선식 커패시턴스는 각각의 폭주전압이 중단될 때, 각각의 대응 반도체 스위칭 소자의 고 임피던스 입력의 작동을 막도록 대응 권선단의 단자로 바이패싱된다. 예컨대, 각각의 반도체 스위칭 소자의 충전된 입력 커패시턴스를 나타내는 전기 신호는 스위칭 소자의 입력으로부터 능동 제어 수단까지 유도성 지연 없는 경로를 제공하여 동작 제어 수단이 스위칭 소자의 입력으로부터의 전류를 부하 접속 단자로 바이패싱하며, 각각의 폭주 전압이 중단될 때, 고 전압 레벨이 전자 수단의 작동을 하지 못하도록 한다. 이러한 방식으로, 각 상호 권선식 커패시턴스는 각각의 폭주 전압이 중단될 때, 각각의 대응 반도체 전력 스위칭 소자의 고 임피던스의 입력의 작동을 막도록 바이패싱된다.
회로, 시스템 또는 전원 공급 장치가 단계(365)에서 처리할 것이 남아 있는 경우 단계(353)로 귀한하여 반복적으로 동작이 계속된다. 처리가 길어지지 않는 경우 동작은 종료 다게(367)에서 종료된다.
전술한 바와 같이, 본 발명의 여러 목적들은 달성될 수 있으며, 다른 바람직한 결과도 얻어질 수 있음을 알 수 있다.
본 발명은 본 발명의 범위를 벗어나지 않는 범위에서 구성상 여러 변화가 있을 수 있으며, 전술한 것에 포함되거나 첨부된 도면에 도시한 모든 내용은 제한된 의미가 아닌 예시적인 의미로 간주되어야 할 것이다.

Claims (22)

  1. 스위칭 동작에 의해, 공통 접속 단자 전압 보다 급격히 상승한 폭주 전압이 인가될 수 있는 부하 접속 단자(OA)와, 고 전원 공급 접속 단자 및 공통 접속 단자를 갖는 전기 부하 전원 공급 장치(25)와, 입력 단자(15,33)를 가지며, 상기 부하 접속 단자(OA)와 상기 입력 단자(15)사이의 전압차에 응압하는 전자 수단(13,31)을 이용하는 전자 제어 회로에 있어서:1차 권선 및 2차 권선을 구비하며, 상기 2차 권선으로부터 발생되는 적어도 하나의 펄스 출력을 제공하고, 상기 1차 권선과 2차 권선 사이에 고유의 상호 권선식 커패시턴스(Cw)를 갖는 변성기와, 상기 2차 권선에 접속되며, 상기 펄스 출력이 존재할때, 상기 부하 접속 단자(OA)와 상기 전자 수단(13)의 입력단자 사이에, 상기 2차 권선으로부터의 상기 펄스 출력을 커플링시킴과 동시에, 상기 폭주 전압에 의해, 상기 고유의 상호 권선식 커패시턴스를 고 전압으로 충전시키는 정류 수단(63,67,69,77)과, 상기 펄스 출력과 상기 폭주 전압이 중단될 때에, 상기 변성기(51)의 상기 고유의 상호 권선식 커패시턴스(Cw)에 걸려 있는 상기 고 전압 레벨을 상기 부하 접속 단자(OA)로 바이패싱시키는 수단(61,75)과, 상기 폭주 전압이 중단될때에, 상기 고유의 상호 권선식 커패시턴스(Cw)의 상기 고 전압 레벨에 의해 상기 전자 수단(13,31)이 구동되는 것을 방지하기 위하여, 입력단, 제1제어 리드선, 제2제어 리드선을 가지며, 이 제1 및 제2제어 리드선을 통해 상기 부하 접속 단자(OA)에 상기 전자 수단(13)의 상기 입력단(15)으로부터의 전류를 바이패싱시키는 상기 동작 제어 수단(75)과, 이 동작 제어 수단(75)과 상기 전자 수단(13,31)의 상기 입력단(15) 사이에 사실상 인덕턴스가 없는 저항성 경로를 제공하는 수단(18,89)과, 상기 상호 권선식 커패시턴스의 방전 전류에 응답하여 상기 동작 제어 수단(75)의 도통 동작을 제어함과 동시에 상기 상호 권선식 커패시턴스의 충전 전류에 응답하여 상기 동작 제어 수단(75)의 비도통 동작을 제어하는 제어 수단(61)을 포함하는 것을 특징으로 하는 전자 제어 회로
  2. 제1항에 있어서, 상기 저항성 경로 제공 수단은, 저항성 회로망(81,99)을 포함하고, 상기 커플링 제공 수단은 상기 2차 권선 양단에 접속된 전파 브리지 정류 수단(63,67,69,77)을 포함하며, 이 전파 브리지 정류 수단(63,7,69,77)은, 상기 동작 제어 수단(75)의 상기 입력단에 직접 접속된 제1출력단(83)과 상기 저항 회로망에 접속된 제2출력단(71)을 포함하고, 상기 동작 제어 수단(75)은 그의 입력단과 상기 저항 회로망에 직접 접속된 적어도 하나의 제어 리드선을 가지며, 상기 저항 회로망은 상기 전자 수단의 입력단에 대한 추가의 접속 단자를 갖는 것을 특징으로 하는 전자 제어 회로.
  3. 제1항에 있어서, 상기 2차 권선은 상기 동작 제어 수단(75)의 상기 입력단에 용량성으로 접속되며(도 11의 295), 상기 커플링 제공 수단은 상기 고유의 상호 권선식 커패시턴스로부터의 전류 방전 방향에 반대의 방향으로 단방향 도통되도록 상기 2차 권선으로부터 상기 동작 제어 수단의 상기 입력단까지의 임의의 곳에 접속된 수단(61)을 포함하는 것을 특징으로 하는 전자 제어 회로.
  4. 제1항에 있어서, 상기 동작 제어 수단(75)의 상기 입력단은 상기 고유의 상호 권선식 커패시턴스에 걸려있는 상기 고 전압 ㄹ벨을 감지하도록 상기 2차 권선(55)에 분리 접속되는 것을 특징으로 하는 전자 제어 회로.
  5. 제1항에 있어서, 상기 바이패싱 수단(61,75)의 동작을 일시적으로 중단하기 위해, 상기 2차 권선의 상기 펄스 출력에 응답하게 하는 수단(61)을 추가로 구비하는 것을 특징으로 하는 전자 제어 회로.
  6. 제1항에 있어서, 상기 동작 제어 수단(75)은 그의 입력단과 상기 제1제어 리드선 사이에 발생하는 미리 설정된 전압 극성에만 국한하여 응답하고, 상기 2차 권선(55)은 상기 펄스 출력이 상기 동작 제어 수단(75)의 구동을 방지하기 위해, 상기 입력단과 상기 동작 제어 수단의 상기 제2제어 리드선 사이에 접속되며, 상기 전자 수단(13,31) 대신에 커플링되는 것을 특징으로 하는 전자 제어 회로.
  7. 제1항에 있어서, 상기 동작 제어 수단(75)은 그의 입력단과 상기 제1제어 리드선 사이에 발생되는 미리 설정된 전압 극성에만 국한하여 응답하고, 상기 부하 접속 단자(OA)와 상기 입력단 사이에 접속되어 상기 폭주 전압이 발생할 때, 상기 미리 설정된 전압 극성에 반대되는 전압 극성에 걸리도록한 단 방향성 도통 수단을 추가로 포함하는 것을 특징으로 하는 전자 제어 회로.
  8. 제1항에 있어서, 상기 저항성 경로 제공 수단은 저항성 회로망(81,87,89)을 포함하고, 상기 커플링 수단은 상기 2차 권선과 상기 저항성 회로망(81,87,89) 사이에 접속된 다이오드성 회로망(63,67,69,77)을 포함하며, 상기 동작 제어 수단(75)은 상기 부하 접속 단자(OA) 및 상기 다이오드성 회로망(63,67,69,77) 양자에 접속되는 제어 리드선들 중의 하나를 가지는 것을 특징으로 하는 전자 제어 회로.
  9. 제1항에 있어서, 상기 동작 제어 수단(75)은 상기 부하 접속 단자(OA)에 접속된 에미터와, 상기 전자 주삳(13)의 입력단에 저항성 접속된 콜렉터와, 상기 입력단으로서 상기 고유의 상호 권선식 커패시턴스에 걸리는 상기 고 전압 레벨을 감지하도록 접속된 베이스를 갖는 트랜지스터를 포함하는 것을 특징으로 하는 전자 제어 회로.
  10. 제9항에 있어서, 상기 트랜지스터는 NPN 트랜지스터인 것을 특징으로 하는 전자 제어 회로.
  11. 제1항에 있어서, 상기 2차 권선은 상기 동작 제어 수단(75)의 상기 입력단에 직접 접속되며, 상기 커플링 수단은 상기 전자 수단(13)의 입력단으로 향하는 상기 펄스 출력을 반파 정류하기 위하여 상기 2차 권선의 임의의 곳에 접속된 수단(291)을 포함하는 것을 특징으로 하는 전자 제어 회로.
  12. 제1항에 있어서, 반복 레이트성 펄스를 발생하는 클럭 회로 수단(f)과 상기 반복 레이트 미만인 스위칭 레이트로서 상기 펄스를 상기 1차 권선(53)에 대하여 스위칭하기 위한 수단(43,45)을 추가로 포함하는 것을 특징으로 하는 전자 제어 회로.
  13. 제1항에 있어서, 상기 바이패싱 수단(61,75)은 상기 고유의 입력 커패시턴스(Cgs)를 갖는 고 임피던스 입력단과, 상기 고 전원 공급 접속 단자(V+)와 상기 스위칭 동작에 의해 상기 공통 접속 단자 전압 보다 높은 상기 폭주 전압에 영향을 받는 상기 부하 접속 단자 사이(OA)에 접속된 제어 단자를 갖는 고상 전력 스위칭 소자(13)를 포함하고; 상기 커플링 수단은 상기 2차 권선(55)에 의해 활성화될 때에 상기 출력 펄스를 제공하기 위해, 상기 2차 권선(55)에 접속된 다이오드성 회로망(63,67,69,77)과, 상기 스위칭 동작을 위하여 상기 다이오드 회로망(63,67,69,77)과 상기 전자 수단(13,31)의 상기 고 임피던스 입력단 사이에 접속된 저항성 회로망(81,89)을 구비하는데, 상기 동작 제어 수단(75)은 상기 다이오드성 회로망 및 상기 저항성 회로망 양자에 접속된 입력단과, 상기 부하 접속 단자 및 상기 다이오드성 회로망 양자에 접속된 제1제어 리드선과, 상기 저항 회로망에 접속된 제2제어 리드선을 가짐에 의해, 상기 다이오드성 회로망으로부터의 출력 펄스중의 하나가 중단될때 상기 저항 회로망은 상기 고상 전력 스위칭 소자의 상기 고 임피던스 입력단으로부터 상기 동작 제어 수단까지 지연 없는 직접 경로를 제공하고, 상기 고유 입력 커패시턴스는 상기 동작 제어 수단을 통해 방전되며, 그리고 각각의 폭주 전압이 중단될 때 상기 상호 권선식 커패시턴스는 상기 동작 제어 수단을 통해 바이패싱됨으로써, 상기 고상 전력 스위칭 소자의 고 임피던스 입력을 바이패싱시키는 것을 특징으로 하는 전자 제어 회로.
  14. 제13항에 있어서, 저 주파수 제어 펄스에 따라 개시되는 고 주파수 양방향 펄스로 상기 변성기 수단의 상기 1차 권선을 구동하기 위한 수단(43,45,f)을 추가로 포함하며, 상기다이오드 회로망은 출력 펄스로써 저 주파수 제어 펄스를 복구하도록 고 주파수 양방향 펄스를 전파 정류하기 위해 상기 2차 권선(55)에 접속된 수단(63,67,69,77)을 포함하는 것을 특징으로 하는 전자 제어 회로.
  15. 제1항에 있어서, 상기 바이패싱 수단(61,75)은 상기 고유의 입력 커패시턴스(Cgs)를 갖는 고 임피던스 입력단(15)과, 상기 고 전원 공급 접속 단자(V+)와 부하 접속 단자(OA) 사이에 접속된 제어 단자를 갖는 스위칭 소자를 포함하는데, 상기 스위칭 소자는 스위치 온 될때 상기 부하 접속 단자가 공통 접속 단자 전압보다 높은 상기 폭주 전압에 영향을 받도록 상기 2차 권선(55)으로부터의 상기 펄스 출력에 응답하고, 상기 커플링 수단은 공통 접속부(83)에 접속되며, 하나 또는 양자를 통해 단 방향으로 도통되게 직렬 극성화된 제1 및 제2수단을 구비하는데, 상기 제1수단(61)은 상기 부하 접속 단자(OA)에 접속되고, 상기 제2수단(63)은 상기 폭주 전압이 상기 부하 접속 단자(OA)에서 발생될 때 상기 고유의 상호 권선식 커패시턴스(Cw)를 충전하도록 상기 2차 권선(55)에 접속되며, 상기 제1제어 리드선은 상기 부하 접속 단자(OA)에 접속되고, 상기 제2제어 리드선은 단방향 도통되게 상기 제1 및 제2수단(61,63)의 상기 공통 접속부(83)에 접속되고, 상기 제3제어 리드선은 상기 스위칭 소자(13)의 고 임피던스 입력단(15)에 접속되며, 상기 바이패싱 수단은 상기 2차 권선(55)으로부터의 출력이 중단될때 상기 스위칭 소자(13)의 상기 고유 입력 커패시턴스가 상기 스위칭 소자를 턴 오프하게 하는 상기 동작 제어 수단(75)의 제어 리드선중 적어도 2개의 제어 리드선을 통하여 방전되고, 상기 폭주 전압이 중단될 때, 상기 고유 상호 권선식 커패시턴스가 상기 동작 제어 수단(75)을 통하여 바이패싱되도록 상기 제2제어 리드선에서 상기 스위칭 소자의 고 임피던스 입력으로부터 상기 동작 제어 수단까지 지연 없는 경로를 제공하는 수단(61)을 구비하는 것을 특징으로 하는 전자 제어 회로.
  16. 제1항에 있어서, 상기 바이패싱 수단(61,75)은 상기 고 전압 레벨이 상기 전자 수단(13,31)을 구동시키는 것을 방지하고, 상기 2차 권선(55)에 용량성 접속된 입력단을 가지며, 상기 커플링 수단은 고유의 상호 권선식 커패시턴스의 방전 방향과 반대 방향으로 단방향 도통되도록 상기 바이패싱 수단으로부터 상기 2차 권선의 임의의 곳에 접속된 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 전자 제어 회로.
  17. 제1항에 있어서, 상기 커플링 수단은 제1, 제2 및 제3접속 단자를 갖는 저항성 회로망(81,89)과; 상기 2차 권선 양단에 접속되는 전파 브리지 정류 수단(63,67,69,77)을 포함하는데, 상기 전파 브리지 정류 수단은, 상기 저항성 회로망의 제1접속 단자에 대한 출력 접속 단자를 구비하고, 상기 저항 회로망의 제2접속단자는 상기 펄스 출력이 존재할때 상기 전파 브리지 정류 수단을 통하여 상기 고유의 상호 권선식 커패시턴스를 고 전압 레벨로 충전하는 부하 접속 단자에 걸리는 전압차를 제공하도록 전자 수단의 출력에 상기 펄스 출력을 커플링하는 것을 특징으로 하는 전자 제어 회로.
  18. 제1항에 있어서, 상기 전자 제어 회로는, 1차 권선, 2차 권선, 출력 권선을 갖는 전력 변성기(203)와, 전자 제어 회로(201)의 출력 전압을 유도하기 위해 상기 전력 변성기(203)의 상기 출력 권선에 접속된 수단(205)과, 미리 설정된 값으로 조정된 출력 전압과 상기 출력 전압 사이의 차를 검출하기 위한 수단(207)과, 상기 검출된 상기 차를 감축시키도록 상기 검출된 차의 함수로서 신호 변성기(51)의 상기 1차 권선(53)을 구동하기 위해 일련의 펄스폭 변조 펄스를 발생시키는 수단(209)을 추가로 포함하는 것을 특징으로 하는 전자 제어 회로.
  19. 고 전원 공급 접속 단자와 공통 접속 단자를 갖는 전기 부하 전원 공급 장치에 이용하기 위한 전자식 정류 모터 시스템에 있어서, 선택적으로 정류되는 복수의 권선단(103,105,107)을 갖는 고정 조립체와 상기 권선단(103,105,107)과 관련하여 선택적으로 자기 커플링하도록 고정 조립체에 채용된 회전 가능 수단을 갖는 전자식 정류 모터(101)와, 펄스 명령에 따라 각 단자에서 상기 권선단을 고 전원 공급 접속 단자로 선택적으로 스위칭함으로써 상기 권선단을 정류하는 수단을 포함하는데, 상기 정류 수단은, 상기 고 전원 공급 접속 단자(V+)와 각각의 상기 권선단의 단자 사이에 접속된 제어 단자와 고 임피던스 입력단(15,33)을 갖는 고상 전력 스위칭 소자(13,31)와, 상기 고상 전력 스위칭 소자(13)의 각각에 대응하며 각각의 펄스 명령에 응답하여 상기 2차 권선으로부터의 출력을 제공하기 위해 제1 및 2차 권선(53,55)을 가지며, 그 사이에 고유의 상호 권선식 커패시턴스(Cw)를 갖는 변성기(51)와, 상기 출력이 존재할때, 폭주 전압에 의해 대응 상기 변성기(51)의 상기 고유의 상호 권선식 커패시턴스(Cw)를 고 전압으로 충전하는 임의의 권선단의 단자로서 스위칭 소자(13)가 접속되는 권선단(103)의 단자와 상기 고상 전력 스위칭 소자의 고 임피던스 입력단(15) 사이에 상기 각각의 2차 권선으로부터의 출력을 커플링하기 위해 상기 각 2차 권선에 접속된 정류 수단(63,67,69,77)과, 입력단과 상기 고상 전력 스위칭 소자 각각의 고 임피던스 입력단 사이에 인덕턴스가 없는 저항성 경로를 제공하는 수단(81,89)과, 입력단 및 제1,제2제어 리드선을 각각 가진 동작 제어 수단(75)을 구비하는데, 상기 동작 제어 수단(75)은, 각각의 고유의 상호 권선식 커패시턴스(Cw)에 고 전압이 충전되도록 하여 각각의 폭주 전압이 중단될때, 상기 제1 및 제2제어 리드선을 통하여 대응하는 상기 반도체 전력 스위칭 장치(13)로부터의 상기 고전압 레벨을 대응하는 상기 권선단(103,105,107)의 단자로 바이패싱하도록 접속되고, 상기 고 전압 레벨은 각각의 폭주 전압이 중단될때 임의의 반도체 전력 스위칭 소자의 작동을 하지 못하게 하는 것을 특징으로 하는 전자식 정류 모터 시스템.
  20. 스위칭 동작에 의해 공통 접속 단자 전압 보다 급격히 상승한 폭주 전압에 영향을 받는 부하 접속 단자(OA), 고 전압 공급 단자 및 공통 접속 단자를 가지며, 상기 고 전원 공급 접속 단자를 상기 부하 접속 단자로 스위칭하기 위한 입력단과 상기 부하 접속 단자 사이의 전압차에 응답하는 전자 수단(13,31)을 포함하는 전기 부하 전원 공급 장치를 이용하기 위한 그 제어 방법에 있어서, 1차 및 2차 권선과 그 사이에 고유의 상호 권선식 커패시턴스(Cw)를 갖는 변성기의 상기 2차 권선(55)으로부터 적어도 하나의 펄스 출력을 발생하는 단계와, 상기 펄스 출력이 존재할때, 상기 부하 접속 단자와 상기 전자 수단 사이의 상기 2차 권선으로부터의 상기 출력 펄스를 커플링시킴과 동시에, 상기 부하 접속 단자에 발생하는 폭주 전압을 고 전압 레벨로서 상기 상호 권선식 커패시턴스(Cw)에 충전시키는 단계와, 상기 상호 권선식 커패시턴스의 방전 전류에 응답하여, 상기 동작 제어수단(75)의 상기 도통 상태를 제어함과 동시에, 상기 전자 수단(13)의 상기 입력단(15)과 상기 동작 제어 수단(75)의 입력단 사이에 사실상 인덕턴스가 없는 저항성 경로를 제공하고, 상기 상호 권선식 커패시턴스의 방전 전류에 응답하여 상기 동작 제어 수단(75)의 도통 상태가 되게 제어하고, 상기 상호 권선식 커패시턴스의 충전 전류에 응답하여 상기 동작 제어 수단(75)을 상기 비도통 상태가 되게 하여, 상기 동작 제어 수단(75)이 상기 전자 수단(13)의 상기 입력단(15)으로부터의 전류를 상기 부하 접속단(OA)으로 바이패싱함으로써, 상기 폭주 전압이 중단될때, 상기 상호 권선식 커패시턴스(Cw)의 상기 고 전압 레벨이 상기 전자 수단(13)을 구동시키는 것을 방지하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 제어 방법.
  21. 제20항에 있어서, 상기 펄스 출력 발생 단계는 상기 1차 및 2차 권선과 그 사이에 고유의 상호 권선식 커패시턴스를 갖는 변성기(51)로부터 양극성 펄스 출력을 발생하는 단계와, 전기 제어 신호를 발생하도록 다이오드 회로망(63,67,69,77)을 통하여 상기 양극성 펄스 출력을 처리하는 단계를 포함하고, 상기 커플링 단계는 스위칭 동작 동안 상기 다이오드 회로망(63,67,69,77)으로부터의 전기 제어 신호를 상기 전자 수단(13)의 상기 고 임피던스 입력단(15)으로 저항성 커플링하여 상기 폭주 전압으로 인한 고 전압 레벨로 상기 고유 입력 커패시턴스를 충전하여 스위치 온하는 단계를 포함하고, 상기 전기 신호 제공 단계는 변성기(51)로부터의 양극성 펄스 출력이 중단될때 유도성 지연이 없는 고유 입력 커패시턴스를 방전하는 단계와, 각각의 폭주 전압이 중단될 때, 상기 전자 수단(13)의 고 임피던스 입력단(15)이 바이패싱되도록, 상기 고유의 커패시턴스에 걸리는 고 전압 레벨을 상기 부하 접속 단자로 바이패싱시키는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 제어 방법.
  22. 고 전원 공급 접속 단자와 공통 접속 단자를 갖는 전기 부하 전원 공급 장치에 이용하기 위해, 선택적으로 정류되는 복수의 권선단(103,105,107)을 갖는 고정 조립체와, 상기 권선단과 관련하여 선택적으로 자기 커플링하도록 상기 고정 조립체와 커플링된 회전 가능 수단을 포함하는 전자식 정류 모터의 동작 방법에 있어서, 펄스에 응답하여 고유의 입력 커패시턴스(Cgs)를 각각 갖는 고 임피던스 입력단(15,33)의 고상 스위칭 소자(13,31)로 상기 권선단(103,105,107)의 각 단자에서 상기 권선단을 고 전원 공급 접속 단자로 선택적으로 스위칭함으로써 상기 권선단(103,105,107)을 정류하는 단계와, 제1 및 2차 권선과, 그 사이에서 임의의 권선단의 단자(103,105,107)에서의 스위칭에 기인한 폭주 전압에 의해 고 전압 레벨로 충전되는 고유의 상호 권선식 커패시턴스를 갖는 변성기(51)로부터 정류된 상기 펄스를 발생하는 단계와, 상기 상호 권선식 커패시턴스의 방전 전류에 응답하여, 상기 동작 제어 수단(75)의 상기 도통 상태가 되게 하여, 상기 전자 수단(13)의 상기 입력단(15)과 상기 동작 제어 수단(75)의 입력단 사이에 사실상의 인덕턴스가 없는 저항성 경로를 제공하고, 상기 상호 권선식 커패시턴스의 충전 전류에 응답하여 상기 동작 제어 수단(75)의 상기 비도통 상태가 되게하여, 상기 동작 제어 수단(75)이 상기 전자 수단(13)의 상기 입력단(15)으로부터의 전류를 상기 상호 접속단(OA)로 바이패싱시킴으로써, 상기 폭주 전압이 중단될때, 상기 상호 권선식 커패시턴스(Cw)의 상기 고 전압 레벨이 상기 전자 수단(13)을 구동시키는 것을 방지하는 단계와, 폭주 전압이 중단될때, 상기 고유의 상호 권선식 커패시턴스의 충전 전류를 대응하는 상기 권선 단자(103,105,107)의 각 단자에 바이패싱시켜, 대응하는 상기 고상 스위칭 소자(13,31)의 상기 고 임피던스 입력단(15,33)이 구동되는 것을 방지시키는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 제어 방법.
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Families Citing this family (49)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP0354435B1 (en) * 1988-08-12 1995-12-20 Hitachi, Ltd. A drive circuit for an insulated gate transistor; and its use in a switching circuit, a current switching apparatus and an induction motor system
US5134349A (en) * 1991-05-28 1992-07-28 Kruse David L Two-phase brushless dc motor controller
US5111381A (en) * 1991-08-12 1992-05-05 Motorola, Inc. H-bridge flyback recirculator
US5142432A (en) * 1991-10-21 1992-08-25 General Motors Corporation Fault detection apparatus for a transformer isolated transistor drive circuit for a power device
US5811946A (en) * 1992-03-16 1998-09-22 Lockheed Martin Corporation System and method for velocity control of a D.C. Motor
US5652525A (en) * 1992-03-16 1997-07-29 Lockheed Martin Tactical Systems, Inc. System and method for detecting D.C. motor circuit failures
US5331258A (en) * 1992-03-30 1994-07-19 Solaria Research Enterprises, Ltd. Synchronous-rectification type control for direct current motors and method of making
US5446359A (en) * 1993-12-29 1995-08-29 Emerson Electric Co. Current decay control in switched reluctance motor
US5986418A (en) * 1994-01-28 1999-11-16 Emerson Electric Co. Noise reduction in a switched reluctance motor by current profile manipulation
US5448141A (en) * 1994-03-18 1995-09-05 North Carolina State University Adjustable speed drive for residential applications
IL118264A (en) * 1995-06-07 2001-03-19 Kollmorgen Corp Controller for a brushless motor and a power supply for the controller
GB9518837D0 (en) * 1995-09-14 1995-11-15 Switched Reluctance Drives Ltd Reduced noise controller for a switched reluctance machine
GB9518806D0 (en) * 1995-09-14 1995-11-15 Switched Reluctance Drives Ltd Reduced noise controller for a switched reluctance machine using active noise cancellation
GB9607688D0 (en) * 1996-04-12 1996-06-12 Switched Reluctance Drives Ltd Current shaping in reluctance machines
US6051942A (en) * 1996-04-12 2000-04-18 Emerson Electric Motor Co. Method and apparatus for controlling a switched reluctance machine
US5757213A (en) * 1996-08-16 1998-05-26 Delco Electronics Corp. Multi-configurable output driver
US5877572A (en) * 1996-10-01 1999-03-02 Emerson Electric Co. Reduced noise reluctance machine
GB2329084A (en) * 1997-09-03 1999-03-10 Plessey Semiconductors Ltd Transformer-coupled power transistor driver circuit
FR2782858B1 (fr) * 1998-08-28 2000-11-17 Alstom Technology Dispositif perfectionne d'alimentation en courant electrique de moteurs de traction de vehicules urbains ou suburbains
DE19933161A1 (de) * 1999-07-20 2001-01-25 Patent Treuhand Ges Fuer Elektrische Gluehlampen Mbh Schaltungsanordnung
US6804129B2 (en) 1999-07-22 2004-10-12 02 Micro International Limited High-efficiency adaptive DC/AC converter
US6259615B1 (en) * 1999-07-22 2001-07-10 O2 Micro International Limited High-efficiency adaptive DC/AC converter
US6720686B1 (en) 2000-10-03 2004-04-13 Emerson Electric Co. Reduced noise dynamoelectric machine
DE20021056U1 (de) * 2000-12-12 2001-06-28 Yang Tai Her Über einen Nebenkreis automatisch gesteuerter Ausgangsstromkreis mit einer gespeicherten Spannung oder einer entgegengesetzten elektromotorischen Kraft als Last
AR035873A1 (es) * 2001-04-27 2004-07-21 Special Technology Products Inc Un aparato para impulsar un motor de corriente alterna y de frecuencia variable para uso en pozos de extraccion, un circuito impulsor de corriente alterna de un motor de bomba de extraccion y un metodo de control de un motor de corriente alterna y de frecuencia variable
US6970023B2 (en) * 2003-12-17 2005-11-29 Texas Instruments Incorporated Modulated transistor gate driver with planar pulse transformer
US7586276B2 (en) * 2004-02-03 2009-09-08 Ebm-Papst St. Georgen Gmbh & Co. Kg Electronically commutated motor and method for controlling the same
JP4363237B2 (ja) * 2004-03-31 2009-11-11 株式会社デンソー 同期モータ装置
US7276867B2 (en) * 2004-11-10 2007-10-02 Andigilog, Inc. Controller arrangement with adaptive non-overlapping commutation
US20080044314A1 (en) * 2006-06-23 2008-02-21 Cephalon, Inc. Pharmaceutical measuring and dispensing cup
US8672733B2 (en) 2007-02-06 2014-03-18 Nordyne Llc Ventilation airflow rate control
US7770806B2 (en) 2007-06-19 2010-08-10 Nordyne Inc. Temperature control in variable-capacity HVAC system
US8604709B2 (en) 2007-07-31 2013-12-10 Lsi Industries, Inc. Methods and systems for controlling electrical power to DC loads
US8903577B2 (en) 2009-10-30 2014-12-02 Lsi Industries, Inc. Traction system for electrically powered vehicles
US7598683B1 (en) 2007-07-31 2009-10-06 Lsi Industries, Inc. Control of light intensity using pulses of a fixed duration and frequency
JP5029900B2 (ja) * 2007-11-20 2012-09-19 アイシン・エィ・ダブリュ株式会社 モータの制御装置
FR2927738B1 (fr) * 2008-02-19 2013-01-04 Alstom Transport Sa Dispositif et circuit de commande d'un composant electronique de puissance, procede de pilotage et allumeur associes.
FR2941577B1 (fr) * 2009-01-27 2011-02-11 Schneider Electric Ind Sas Dispositif de commande d'un transistor jfet
EP2517341B1 (en) * 2009-12-23 2019-06-26 Marvell World Trade Ltd. Start-up supply for a switch mode power supply
WO2012158496A2 (en) 2011-05-16 2012-11-22 Marvell World Trade Ltd. High-voltage startup circuit
US8742735B2 (en) 2011-05-16 2014-06-03 Marvell World Trade Ltd. High-voltage startup circuit
JP6067324B2 (ja) 2012-10-25 2017-01-25 ローム株式会社 モータ駆動装置、電子機器、車両
DE102013106801B4 (de) * 2013-06-28 2016-06-16 Semikron Elektronik Gmbh & Co. Kg Leistungshalbleiterschaltung
CN104716816A (zh) * 2013-12-17 2015-06-17 台达电子企业管理（上海）有限公司 功率转换装置、隔离驱动电路与隔离驱动方法
US9692328B2 (en) 2015-03-03 2017-06-27 Asia Vital Components (China) Co., Ltd. Motor driving circuit to reduce switching loss
DE102015015580A1 (de) * 2015-12-04 2017-06-08 Pcs Power Converter Solutions Gmbh Schaltungsanordnung zum Betrieb elektromagnetischer Triebsysteme
US10333410B2 (en) * 2016-09-15 2019-06-25 Futurewei Technologies, Inc. Common-mode (CM) electromagnetic interference (EMI) reduction in resonant converters
CN107493020A (zh) * 2017-10-21 2017-12-19 河南寰球航空装备科技有限公司 一种机器人电源控制系统
US11689111B2 (en) * 2021-04-07 2023-06-27 Texas Instruments Incorporated Self-powered solid state relay using digital isolators

Family Cites Families (54)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3152462A (en) * 1961-12-13 1964-10-13 Gen Motors Corp Clothes washing machine and control means therefor
US3293532A (en) * 1963-06-05 1966-12-20 Lambda Electronics Corp Switching and flyback techniques in regulated d. c. power supplies
US3369381A (en) * 1965-09-13 1968-02-20 Whirlpool Co Electronic control circuit for direct drive automatic
US3531702A (en) * 1968-03-05 1970-09-29 Sperry Rand Corp Logic control system for brushless d.c. motors
US3577057A (en) * 1969-09-26 1971-05-04 North American Rockwell System for controlling the speed of a motor utilizing pulse width modulation
US3775648A (en) * 1971-08-04 1973-11-27 Garrett Corp Brushless motor control
JPS4881012A (ko) * 1972-02-03 1973-10-30
US3733540A (en) * 1972-02-03 1973-05-15 Motorola Inc Switching regulator sweep starting protection circuit
US3838329A (en) * 1973-05-21 1974-09-24 Bell Telephone Labor Inc Power supply circuit
US4169990A (en) * 1974-06-24 1979-10-02 General Electric Company Electronically commutated motor
US4654566A (en) * 1974-06-24 1987-03-31 General Electric Company Control system, method of operating an electronically commutated motor, and laundering apparatus
US4449079A (en) * 1980-04-17 1984-05-15 General Electric Company Control system for an electronically commutated motor
US4015182A (en) * 1974-06-24 1977-03-29 General Electric Company Refrigeration system and control therefor
US4005347A (en) * 1974-06-24 1977-01-25 General Electric Company Electronically commutated motor and method of making same
US4390826A (en) * 1974-06-24 1983-06-28 General Electric Company Laundering apparatus, method of operating a laundry machine, control system for an electronically commutated motor, method of operating an electronically commutated motor, and circuit
US4459519A (en) * 1974-06-24 1984-07-10 General Electric Company Electronically commutated motor systems and control therefor
US4027215A (en) * 1974-07-01 1977-05-31 Xerox Corporation Rotary machine
US4020361A (en) * 1974-10-04 1977-04-26 Delta Electronic Control Corporation Switching mode power controller of large dynamic range
US4004202A (en) * 1975-01-29 1977-01-18 Imc Magnetics Corporation Brushless D.C. motor
JPS5931306B2 (ja) * 1975-12-24 1984-08-01 ソニー株式会社 スイツチングレギユレ−タ
US4162435A (en) * 1976-10-05 1979-07-24 General Electric Company Method and apparatus for electronically commutating a direct current motor without position sensors
US4161023A (en) * 1977-09-07 1979-07-10 The United States Of America As Represented By The United States Department Of Energy Up-and-down chopper circuit
US4296362A (en) * 1978-05-18 1981-10-20 Beasley Electric Corporation Motor having electronically switched stator field current and integral torque control
US4250544A (en) * 1980-01-04 1981-02-10 General Electric Company Combination microprocessor and discrete element control system for a clock rate controlled electronically commutated motor
US4302717A (en) * 1980-02-04 1981-11-24 Fairchild Camera And Instrument Corp. Power supply with increased dynamic range
US4532459A (en) * 1980-04-17 1985-07-30 General Electric Company Laundering apparatus, method of operating a laundry machine, control system for an electronically commutated motor and method of operating an electronically commutated motor
US4513230A (en) * 1980-04-17 1985-04-23 General Electric Company Laundering apparatus, method of operating a laundry machine, control system for an electronically commutated motor, and method of operating an electronically commutated motor
US4556827A (en) * 1980-04-17 1985-12-03 General Electric Company Laundering apparatus, method of operating a laundry machine, control system for an electronically commutated motor, method of operating an electronically commutated motor, and circuit
US4308577A (en) * 1980-05-05 1981-12-29 Burroughs Corporation Base drive circuit
US4479078A (en) * 1980-06-20 1984-10-23 Kollmorgen Technologies Corporation Brushless motor controller
US4302807A (en) * 1980-08-04 1981-11-24 Burroughs Corporation Controlled current base drive circuit
US4415844A (en) * 1981-02-09 1983-11-15 Priam Digital motor speed controller
DE3142142A1 (de) * 1981-10-23 1983-05-11 Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München Kommutierungseinrichtung fuer einen aus einer gleichspannungsquelle gespeisten elektromotor
DE3273059D1 (en) * 1981-11-27 1986-10-09 Matsushita Electric Ind Co Ltd Brushless d. c. motor
US4528485A (en) * 1982-04-13 1985-07-09 General Electric Company Electronically commutated motor, method of operating such, control circuit, laundry machine and drive therefor
US4520255A (en) * 1982-06-22 1985-05-28 Crucible Societe Anonyme High frequency self-oscillating welding apparatus
US4467261A (en) * 1982-07-12 1984-08-21 Emerson Electric Co. Variable speed motor drive system
DE3231788C2 (de) * 1982-08-26 1986-04-30 ANT Nachrichtentechnik GmbH, 7150 Backnang Ansteuerschaltung für elektronische Leistungsschalter
US4495450A (en) * 1982-12-29 1985-01-22 Sanyo Electric Co., Ltd. Control device for brushless motor
US4493017A (en) * 1983-01-24 1985-01-08 Reliance Electric Company Single drive transformer with regenerative winding for p.w.m. supply having alternately conducting power devices
US4500821A (en) * 1983-06-09 1985-02-19 General Electric Company Speed or torque control circuit for an electronically commutated motor (ECM) and method of controlling the torque or speed of an ECM
JPS6014519A (ja) * 1983-07-04 1985-01-25 Kyosan Electric Mfg Co Ltd トランジスタインバ−タのベ−ス駆動装置
US4642537A (en) * 1983-12-13 1987-02-10 General Electric Company Laundering apparatus
EP0153423B1 (en) * 1984-02-20 1988-02-10 HONEYWELL BULL ITALIA S.p.A. Power fet driving circuit
US4540921A (en) * 1984-04-19 1985-09-10 General Electric Company Laundry apparatus and method of controlling such
US4642536A (en) * 1984-04-19 1987-02-10 General Electric Company Control system for an electronically commutated motor, method of controlling such, method of controlling an electronically commutated motor and laundry apparatus
US4636936A (en) * 1984-04-19 1987-01-13 General Electric Company Control system for an electronically commutated motor
US4686436A (en) * 1984-07-06 1987-08-11 General Electric Company Electronic control circuit, electronically commutated motor system and method for controlling same, laundry apparatus, and methods for operating apparatus for switching high voltage DC and for controlling electrical load powering apparatus
DE3513170A1 (de) * 1985-04-12 1986-10-16 Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München Verfahren zum ansteuern ein- und ausschaltbarer leistungshalbleiterbauelemente und vorrichtung zur durchfuehrung des verfahrens
JPS62203590A (ja) * 1986-03-04 1987-09-08 Secoh Giken Inc 半導体電動機
US4689731A (en) * 1986-08-07 1987-08-25 Honeywell Inc. MOSFET inverter gate drive circuit
US4705962A (en) * 1986-10-14 1987-11-10 Rockwell International Corporation Solid state dc rate of rise controlled switch
US4703235A (en) * 1986-12-03 1987-10-27 United Technologies Corporation Brushless DC motor
US4777382A (en) * 1987-06-19 1988-10-11 Allied-Signal, Inc. Pulse width logic/power isolation circuit

Also Published As

Publication number Publication date
CA1299646C (en) 1992-04-28
US4859921A (en) 1989-08-22
WO1989008951A1 (en) 1989-09-21
EP0365618B1 (en) 1993-10-20
DE68910077D1 (de) 1993-11-25
DE68910077T2 (de) 1994-05-19
JPH02503500A (ja) 1990-10-18
KR900701096A (ko) 1990-08-17
EP0365618A1 (en) 1990-05-02

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