DE68910077T2

DE68910077T2 - Elektronische steuerschaltungen, elektronisch geschaltete motorsysteme und verfahren.

Info

Publication number: DE68910077T2
Application number: DE68910077T
Authority: DE
Inventors: William Roy Archer
Original assignee: General Electric Co
Current assignee: General Electric Co
Priority date: 1988-03-10
Filing date: 1989-03-09
Publication date: 1994-05-19
Anticipated expiration: 2009-03-10
Also published as: JPH02503500A; KR900701096A; DE68910077D1; US4859921A; WO1989008951A1; CA1299646C; EP0365618A1; KR0140227B1; EP0365618B1

Description

Die Erfindung bezieht sich auf elektronische Steuerschaltungen, elektronisch kommutierte Motorsysteme und Verfahren zu ihrer Steuerung.
Viele Formen von elektrischen Lastversorgungseinrichtungen haben eine Lastverbindung, eine Spannungsversorgungsverbindung und einen gemeinsamen Anschluß sowie eine elektronische Schaltungsanordnung, die die Verbindung der Spannungsversorgung mit einer elektrischen Last schaltet. Ohne den beabsichtigten Umfang von Anwendungsfällen der Erfindung, wie beispielsweise Schaltregler aufweisende Spannungsversorgungen und alle anderen Anwendungsfällen, für die sich die Merkmale und Vorteile der Erfindung empfehlen, einschränken zu wollen, wird der Hintergrund der Erfindung in bezug auf ein relativ spezielles Beispiel der Versorgung von elektronisch kommutierten Motoren erläutert.
Zwar können konventionelle Bürsten-kommutierte Gleichstrommotoren zahlreiche vorteilhafte Eigenschaften haben, wie beispielsweise die Einfachheit von Drehzahl- und Drehrichtungsänderungen, so wird doch angenommen, daß auch Nachteile vorhanden sein können, wie beispielsweise Bürstenabnutzung, elektrisches Rauschen und Hochfrequenzstörungen, die durch Lichtbogenbildung zwischen den Bürsten und dem segmentierten Kommutator hervorgerufen werden, die die Anwendbarkeit von diesen Bürsten-kommutierten Gleichstrommotoren auf einigen Gebieten einschränken können, wie beispielsweise das Gebiet von Haushaltsgeräten. Es sind jetzt elektronisch kommutierte Motoren entwickelt worden, wie beispielsweise bürstenlose Gleichstrommotoren und Permanentmagnetmotoren mit elektronischer Kommutierung, und es wird allgemein angenommen, daß sie die oben genannten vorteilhaften Eigenschaften der Bürsten-kommutierten Gleichstrommotoren ohne viele ihrer Nachteile haben, während sie auch andere wichtige Vorteile haben. Derartige elektronisch kommutierte Motoren sind beschrieben in den übertragenen Erdman US-Patenten 4 015 182, 4 005 347, 4 169 990, 4 449 079, 4 459 519, 4 513 230, 4 556 827 und 4 654 566 und der übertragenen Erdman US-Patentanmeldung Ser. Nr. 015409, angemeldet am 17. Februar 1987, in den übertragenen Erdman et al US-Patenten 4 390 826 und 4 532 459, In dem übertragenen Wright US-Patent 4 162 435, in dem übertragenen Boyd US-Patent 4 528 485, in den übertragenen Boyd et al US-Patenten 4 540 921, 4 636 936 und 4 642 536, in dem Alley US-Patent 4 250 544, in dem Bitting et al US-Patent 4 500 821 und in dem Young US-Patent 4 642 537. Alle vorgenannten übertragenen US-Patente werden durch diese Bezugnahme in die vorliegende Offenbarung aufgenommen. Zwar stellten unzweifelhaft die vorgenannten übertragenen Patente und die Anmeldung viele Merkmale zur Verfügung, es wird jedoch angenommen, daß die Steuerschaltungen für elektronisch kommutierte Motoren im allgemeinen und für andere Anwendungsfälle, wie beispielsweise geschaltete Regler aufweisende Spannungsversorgungen, noch weiter verbessert werden könnten, wie auch die darin verwendeten Steuerverfahren.
Beispielsweise beschreibt das übertragene Alley US-Patent 4250544 eine Anordnung zum Steuern eines elektronisch kommutierten Motors. Das Schalten der Anschlüsse von Wicklungsstufen eines elektronisch kommutierten Motors wird dort durch Feldeffekttransistoren herbeigeführt. Eine derartige Schaltungsanordnung ist zwar wirksam und zufriedenstellend, es ist aber in einigen Anwendungsfällen, die für die elektronisch kommutierten Motoren oder in Spannungsversorgungen vorgesehen sind, wünschenswert, relativ hohe Spannungen einschließlich Spannungen von beispielsweise etwa 100 Volt bis zu etwa 400 Volt oder mehr an den Wicklungsstufen zu schalten. Die Anschlüsse durchlaufen somit relativ plötzliche hohe Spannungsausschlägen relativ zum gemeinsamen Leiter oder der Masse- bzw. Erdverbindung der elektrischen, die Last versorgenden Einrichtung. Diese Spannungen machen die innewohnenden oder Streukapazitäten und -induktivitäten von Schaltungsanordnungen zur Steuerung der Umschaltung zu einem wichtigen Gesichtspunkt. Es wird angenommen, daß, wenn diese höheren Spannungen verwendet werden oder immer dann, wenn die innewohnende Kapazität oder lnduktivität signifikant ist, die Wahrscheinlichkeit für eine falsche Triggerung, eine fehlende betriebssichere oder zuverlässige Umschaltung und selbst Schwingungen vergrößert werden.
Eine Schaltungsanordnung mit einem Transformator mit zahlreichen Wicklungen für eine Basis-Ansteuerung von einem Leistungs-Transistor mit kleiner Eingangsimpedanz ist in den Mentler US-Patenten 4 302 807 und 4 308 577 beschrieben. Eine Schaltungsanordnung mit drei Transformatoren für eine Eingangsansteuerung von einem Leistungstransistor mit kleiner Eingangsimpedanz ist in dem Yuzurihara US-Patent 4 605 865 gezeigt.
Feldeffekttransistoren (FETs) und Isolierschichttransistoren (IGFETs) haben eine extrem hohe Eingangsimpedanz und sind spannungsgesteuerte Vorrichtungen mit einer Eingangskapazität, die häufig berücksichtigt werden muß. Probleme des Steuerns von Transistoren dieses Typs, wenn sie die Verbindung einer hohen Spannung mit einer Last unter Transformatoransteuerung schalten, sind von fortbestehender Wichtigkeit in der Technik, und es sind neue Wege erforderlich, um die Probleme zu überwinden.
Eine Leistungs-FET-Treiberschaltung ist in EP-A-153 423 beschrieben, wobei der FET Gate-, Drain- und Source-Anschlüsse und eine Eigenkapazität zwischen den Gate- und Source-Anschlüssen aufweist.
Zu den Aufgaben der vorliegenden Erfindung gehört, verbesserte elektronische Steuerschaltungen, verbesserte elektronisch kommutierte Motorsysteme und verbesserte Verfahren zu ihrer Steuerung und zu ihrem Betrieb zu schaffen für ein sicheres Schalten bei relativ hohen Spannungen und mit einem Signaltransformator, der eine Eigenkapazität und -induktivität besitzt, die wichtige Überlegungen darstellen, diese verbesserten Schaltungsanordnungen, Systeme und Verfahren zu schaffen, wobei ein Signaltransformator verwendet ist, um vor Kurzschlüssen, transienten oder anderen unerwünschten Zuständen zu schützen; diese verbesserten Schaltungsanordnungen, Systeme und Verfahren zu schaffen, wobei ein Signaltransformator verwendet wird für ein sicheres Schalten in Gegenwart von einer stark induktiven Last; diese verbesserten Schaltungsanordnungen, Systeme und Verfahren zu schaffen, wobei ein Signaltransformator verwenden wird zum sicheren Schalten einer Festkörper-Leistungsschaltvorrichtung mit einer hohen Eingangsimpedanz; diese verbesserten Schaltungsanordnungen, Systeme und Verfahren zu schaffen, wobei ein Signaltransformator verwendet wird zum schnelleren Schalten der Festkörper- Leistungsschaltvorrichtungen; diese verbesserten Schaltungsanordnungen, Systeme und Verfahren zu schaffen, wobei ein Signaltransformator verwendet wird zum Koppeln von schaltenden Kurvenformen von im wesentlichen willkürlich langer oder kurzer Dauer mit den Festkörper-Schaltvorrichtungen; und diese verbesserten Schaltungsanordnungen, Systeme und Verfahren zu schaffen, wobei ein Signaltransformator verwendet wird, der relativ unkompliziert und ökonomisch zu fertigen oder zu implementieren ist.
Die vorgenannten Probleme und Aufgaben werden durch die Merkmale der Ansprüche 1, 19, 20 und 22 gelöst.
Andere Aufgaben und Merkmale sind teilweise ohne weiteres ersichtlich und teilweise wird nachfolgend darauf hingewiesen.

KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN

Fig. 1 ist ein schematisches Schaltbild von einer elektronischen Steuerschaltung gemäß der Erfindung zum Schalten eines Hochspannungs-Gleichstroms mit einer Last gemäß Verfahren der Erfindung, und sie enthält eine zweite elektronische Steuerschaltung gemäß der Erfindung, die in Blockform dargestellt ist;
Figuren 2A, 2B, 2C und 2D sind ein Satz von Spannungs/Zeitkurven von Wellenformen, die Betriebsvorgänge von einer elektronischen Steuerschaltung gemäß Fig. 1 gemäß einem Verfahren der Erfindung darstellen;
Fig. 3 ist ein vereinfachtes schematisches Schaltbild von Fig. 1 und zeigt ein Beispiel für einen transienten Nebenschluß durch Schaltungsanordnungen und Verfahren gemäß der Erfindung;
Fig. 4 ist ein anderes vereinfachtes schematisches Schaltbild von Fig. 1 und zeigt ein Beispiel von einem Ereignis des Ladens einer inhärenten Wicklungskapazität Cw durch Schaltungsanordnungen und Verfahren gemäß der Erfindung;
Fig. 5 ist ein anderes vereinfachtes schematisches Schaltbild von Fig. 1 und zeigt ein Beispiel von einem anderen Ereignis des Ladens einer Wicklungskapazität Cw durch Schaltungsanordnungen und Verfahren gemäß der Erfindung;
Fig. 6 ist ein vereinfachtes schematisches Schaltbild von einer anderen Schaltungsanordnung gegenüber derjenigen von Fig. 1, wobei Fig. 6 ein Beispiel von einem nachteiligen Betrieb von einer Festkörper-Leistungsschaltvorrichtung mit einem Signaltransformator zeigt, wobei dieser nachteilige Betrieb durch Schaltungsanordnungen und Verfahren gemäß der Erfindung vermieden wird;
Fig. 7 ist ein teilweise in Blockform, teilweise schematisch dargestelltes Schaltbild von einem elektronisch kommutierten Motorsystem in einem Wärmeübertragungssystem, wobei elektronische Steuerschaltungen oder Antriebe gemäß der Erfindung nach erfindungsgemäßen Verfahren arbeiten zum geschalteten Verbinden von Hochspannungs-Gleichstrom mit einem elektronisch kommutierten Motor;
Fig. 8 ist ein teilweise in Blockform, teilweise schematisch dargestelltes Schaltbild von einer einen geschalteten Regler aufweisenden Spannungsversorgung gemäß der Erfindung, die elektronische Steuerschaltungen und Festkörper- Schaltvorrichtungen gemäß der Erfindung enthält, die nach Verfahren gemäß der Erfindung arbeiten;
Fig. 9 ist ein schematisches Schaltbild von einem anderen Ausführungsbeispiel der elektronischen Steuerschaltung gemäß der Erfindung;
Fig. 10 ist eine schematische Darstellung von einem anderen Ausführungsbeispiel einer elektronischen Steuerschaltung gemäß der Erfindung;
Fig. 11 ist ein schematisches Schaltbild von einem noch weiteren Ausführungsbeispiel von einer elektronischen Steuerschaltung gemäß der Erfindung;
Fig. 12 ist ein schematisches Schaltbild von einem noch weiteren Ausführungsbeispiel einer elektronischen Steuerschaltung gemäß der Erfindung; und
Fig. 13 ist ein Fließbild von Verfahrensschritten von erfindungsgemäßen Verfahren.
Entsprechende Bezugszeichen geben in den verschiedenen Ansichten der Zeichnung entsprechende Teile an.
Die nachfolgend angegebenen Beispiele stellen bevorzugte Ausführungsbeispiele der Erfindung dar, wobei diese Beispiele in keiner Weise den Umfang der Erfindung einschränken sollen.

Detaillierte Beschreibung von bevorzugten Ausführungsbeispielen

In den Zeichnungen und insbesondere in Fig. 1 hat ein System 11 zum gesteuerten Schalten von Spannungsversorgungsanschlüssen V+ und V- mit einer Lastverbindung OA eine erste Festkörper-Leistungsschaltvorrichtung 13, die zwischen den Spannungsversorgungsanschluß V+ und die Lastverbindung OA beschaltet ist. Die Leistungsschaltvorrichtung 13 hat einen eine hohe Impedanz aufweisenden Eingang 15 (beispielsweise ein Gate) und Anschlüsse 17 und 19, die zwischen den V+ Anschluß und die Lastverbindung OA geschaltet ist. Die Leistungsschaltvorrichtung 13 ist in geeigneter Weise ein Isolierschichttransistor (IGFET) mit einein Gate, einem Kollektor und einem Emitter, wie es in der Zeichnung gezeigt ist, oder ein Feldeffekttransistor (FET) mit einem Gate, einer Source und einer Drain. Eine Freilaufdiode 21 ist mit ihrer Kathode mit dem Anschluß V+ und mit ihrer Anode mit dem Anschluß 19 verbunden. Wenn eine positive Spannung zwischen den Anschlüssen 15 und 19 der Schaltvorrichtung 13 angelegt wird, wird die Vorrichtung 13 durchgeschaltet und verbindet auf effektiv den Anschluß V+ mit der Lastverbindung OA.
Eine Treiberschaltung 25 wird mit einer schaltenden Kurve AT versorgt und liefert auf entsprechende Weise ein elektrisches Steuersignal zwischen dein Eingangsanschluß 15 und der Lastverbindung OA. Die Schaltkurve AT wird von einer getrennten Schaltungsanordnung angelegt und kann beispielsweise ein Pulsbreiten-moduliertes (PBM) Signal sein, um die Versorgung einer Last in einer geregelten bzw. stabilisierten Spannungsversorgung zu steuern oder die Versorgung eines bürstenlosen Motors oder einer anderen gewünschten Last zu steuern. Obwohl die Schaltkurve AT in bezug auf einen gemeinsamen Leiter angelegt ist, wird die Ausgangsgröße der Treiberschaltung 25 als eine Spannung zwischen den Anschlüssen 15 und 19 geliefert, die hohen Spannungsausschlägen in der Größenordnung von mehr als 100 Volt oder sogar 350-400 Volt und mehr ausgesetzt ist. Die Schaltkurve AT wird in geeigneter Weise von einer getrennten integrierten Niederspannungsschaltung zugeführt, die durch hohe Spannungsausschläge in nachteiliger Weise beeinflußt werden könnte, wenn die Schaltungsanordnung 25 nicht vorhanden wäre
Eine zusätzliche betätigende Treiberschaltung 27 mit einem gleichen elektrischen Schaltungsaufbau wie die Schaltungsanordnung 25 ist mit einer anderen, unterschiedlichen Pulsbreiten-modulierten Kurve AB kleiner Spannung und niedriger Frequenz versehen. Der Ausgang der Treiberschaltung 27 ist mit einer Leistungsschaltvorrichtung 31 verbunden, die einen eine hohe Impedanz aufweisenden Eingangsanschluß 33 und schaltende Anschlüsse 35 und 37 hat. Der Schaltanschluß 35 ist mit der Lastverbindung OA verbunden, und der Anschluß 37 ist mit dem gemeinsamen Leiter und dem Spannungsanschluß V- verbunden. Die Treiberschaltung 27 liefert eine Steuerspannung an die Anschlüsse 33 und 37 der Vorrichtung 31. Eine Freilaufdiode 39 ist mit ihrer Kathode mit dein Lastanschluß OA und ihrer Anode mit dem Anschluß 37 der Vorrichtung 31 verbunden. Eine Interferenz unterdrückende Kondensatoren 41 und 43 sind so geschaltet, daß der Kondensator 41 zwischen die Anschlüsse V+ und V- verbunden und der Kondensator 43 zwischen den Anschluß V- und ein Chassis oder Erde verbunden ist, falls diese vorhanden ist.
Die Schaltvorrichtung 31 und die betätigende Treiberschaltung 27 sind Beispiele zur Verwendung einer zweiten Festkörper-Leistungsschaltvorrichtung mit einem Eingang und Steueranschlüssen, die zwischen den Lastanschluß und den gemeinsamen Leiter geschaltet sind, und Mitteln, die mit dem Eingang der zweiten Festkörper-Leistungsschaltvorrichtung verbunden sind, zum Betätigen oder Durchschalten der zweiten Festkörper-Leistungsschaltvorrichtung.
Das bevorzugte Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 1 bildet eine billige, Gleichstrom-gekoppelte, isolierte Transformatortreiberschaltung hoher Leistungsfähigkeit für die Gate-Ansteuerung von Sperrschicht- und Feldeffekt-transistoren, um insbesondere die obere Vorrchtung in einer Halbbrücken- oder Vollbrücken-Leistungs-IGFET/FET Schaltsteuerschaltung zu steuern.
Wenn sogenannte Totempol- oder Halbbrücken-Leistungswandler und Wechselrichter aufgebaut werden, ist es nützlich, einen Pegelumsetzer vorzusehen, der ein Niedrigpegel-Steuersignal, wie beispielsweise AT, in eine Hochspannungspegel-Spannungsschaltvorrichtung 13 einzugeben. In einigen Hochspannungssystemen kann festgestellt werden, daß die Gate-Source-Anschlüsse des Leistungsschalters sehr raschen Ausschlägen von im wesentlichen Massepotential (Erde) bis beispielsweise 350 - 400 Volt ausgesetzt sind. Dies tritt nicht nur deshalb auf, weil der obere Schalter 13 ein- und ausgeschaltet wird, sondern auch weil die untere Vorrichtung 31 ein- und ausgeschaltet wird. Mit anderen Worten, der Prozess des Betätigens, Aktivierens oder in anderer Weise erfolgenden Durchschaltens entweder der Vorrichtung 13 oder 31 oder das Ausschalten, das Deaktivieren oder das in anderer Weise erfolgende Sperren der Vorrichtung 13 oder 31 kann diese hohen Spannungsauschläge, Pegeländerungen oder transiente Vorgänge einführen.
Die hier beschriebenen Ausführungsbeispiele der Schaltungsanordnungen und Verfahren tragen in vorteilhafter Weise diesen hohen Spannungsausschlägen Rechnung und gestatten, daß die schaltende Eingangskurve (z.B. AT) und nur diese Kurvenform den Zustand ihrer schaltenden Vorrichtung (z.B. 13) steuert, und zwar unabhängig von dem transienten Verhalten. Inhärente, nicht-ideale Eigenschaften der Vorrichtungen und Komponenten müssen berücksichtigt werden, um für ein Schalten zum Lastanschluß OA in einer sicheren Weise zu sorgen, die die niederfrequenten Steuerkurven genau reflektiert und durch diese niederfrequenten Steuerkurven gesteuert wird, die an die Eingangsverbindungen AT und AB geliefert werden. Eine dieser nicht-idealen Eigenschaften ist eine Eingangskapazität Cgs der Leistungsschaltvorrichtung 13 zwischen ihren Anschlüssen 15 und 19. Diese Kapazität liegt typisch in einem Bereich von etwa 400 Pikofarad bis 1800 Pikofarad für einen typischen Isolierschicht- Feldeffekttransistor, der einen Strom in der Größenordnung von 50 bis 100 A mit einer 15 - 20 V Gate-Ansteuerung schalten kann. 5 - 10 V Gate-Ansteuerung ist typisch ausreichend zum Durchschalten von gegenwärtig verfügbaren FET- Leistungsschaltvorrichtungen.
Wie in Fig. 2A gezeigt ist, ist die Schaltkurve AT ein Rechteckpuls in der Größenordnung von 20 kHz mit einer Pulslänge in der Größenordnung von 10 - 100 Mikrosekunden, wobei etwa 20 Mikrosekunden gezeigt sind. In Fig. 2A ist ein einzelner Puls der niederfrequenten Steuerkurve AT gezeigt mit einem logischen H-Pegel für 20 Millisekunden, die dann einen logischen L-Pegel annimmt, bis der H-Pegel später wieder auftritt. Er wird an einen auf einem Träger basierenden Schaltkreis 41 mit zwei NAND CMOS (komplementärer Metalloxydsemikonduktor) -Logikgattern 43 und 45 mit Ausgängen angelegt, die direkt mit einem Signaltransformator 51 an gegenüberliegenden Enden seiner Primärwicklung 53 verbunden sind. Ein Eingangsanschluß von jedem NAND Gatter 43 und 45 ist so verbunden, daß er die Schaltkurve AT empfängt. Ein zusätzlicher Eingangsanschluß des NAND Gatters 43 ist mit einer Taktquelle verbunden, die ein Rechteck- Taktsignal f in der Größenordnung 1 - 5 MHz liefert. Das zweite NAND Gatter 45 hat einen zusätzlichen Eingangsanschluß, um das logische Komplement der Taktkurve zu empfangen, das mit f/ bezeichnet ist. Jedes NAND Gatter 43 und 45 wird von einer Niederspannungs-Logikpegel-Spannungsversorgung +B gespeist und wird abwechselnd durch die Taktpulse von einer Taktschaltung (nicht gezeigt) ansteuert, die einen üblichen Aufbau hat.
Das Taktsignal f ist ein Hochfrequenzträger, in geeigneter Weise in dem Bereich von beispielsweise ein (1) MHz bis fünf (5) MHz. Die NAND Gatter 43 und 45 bilden ein Paar gesteuerter Invertierer. Das heißt, wenn die Kurve AT auf H-Pegel ist, ist die Ausgangsgröße des NAND Gatters 43 f/, das Komplement von f, und das Ausgangssignal des NAND Gatters 45 ist im wesentlichem das gleiche wie das Taktsignal f. Dies ergibt eine Rechteck-Primärspannung Vp, die ein bipolares Rechtecksignal mit einem Mittelwert von im wesentlichen 0 (DC Pegel = 0) ist, wie es in Fig. 2B gezeigt ist (die Pulse sind der Klarheithalber gespreizt relativ zu dem tatsächlichen Zeitmaßstab), wobei positive Pulse die gleiche Höhe haben wie der CMOS Logikpegel und auch die negativen Pulse die gleiche Größe oder Tiefe haben wie der CMOS Logikpegel. Der Wert von Spitze-zu-Spitze der Pulse gemäß Fig. 2B beträgt vorteilhafter Weise das Doppelte des CMOS Logikpegels, wodurch eine effiziente Versorgung des Transformators 51 geliefert wird. In Fig. 2B setzt sich die bipolare Spannungskurve Vp für 20 Millisekunden fort, was die Länge des H-Pulses der Kurve AT in Fig. 2A ist. Dann verschwindet in Fig. 2B die bipolare Kurve, bis die Kurve gemäß Fig. 2A wieder einen logischen H-Pegel annimmt.
Wenn die Schaltkurve AT auf L-Pegel ist, gehen die Ausgangssignale beider NAND Gatter 43 und 45 auf H-Pegel und es wird kein Signal an die Primärwicklung 53 angelegt, weil die Spannung Vp über der Primärwicklung 53 Null ist. Wenn die Kurve AT auf H-Pegel ist, wird der Transformator 51 bei einer Megahertz-Frequenz gemäß den bipolaren Pulsen gemäß Fig. 2B angesteuert.
Der Transformator 51 bildet eine Gleichspannungstrennung zwischen seiner Primärwicklung 53 und seiner Sekundärwicklung 55. Jede Wicklung 53 und 55 ist in geeigneter Weise um den gleichen magnetisierbaren Ferritkern mit einer ausreichenden Isolierung gewickelt, um der hohen Spannung in der Größenordnung von 400 Volt und mehr in geeigneter Weise zu widerstehen. Der Transformator 51 ist ein nicht-idealer Transformator, der eine Wicklungskapazität Cw zwischen der Primärwicklung 53 und der Sekundärwicklung 55 aufweist, wie es in gestrichelten Linien gezeigt ist. Es sei bemerkt, daß die Wicklungskapazität genauer als eine Kapazität betrachtet wird, die über die gesamten Primär- und Sekundärwicklungen verteilt ist, und sie ist in Fig. 1 nur für eine Vereinfachung der Darstellung als ein einzelner gestrichelter Kondensator dargestellt.
In einem Beispiel des Transformators 51 wird ein Windungsverhältnis von 1:1 verwendet mit 15 Windungen in der Primärwicklung und 15 Windungen in der Sekundärwicklung, und die Wicklungskapazität Cw beträgt etwa fünf Pikofarad. Die Drahtgröße der Wicklungen ist unkritisch. Da eine ausreichende Isolierung vorgesehen sein muß, um für eine Gleichspannungstrennung von Primärwicklung und Sekundärwicklung zu sorgen, ist die magnetische Kopplung zwischen der Primärwicklung und der Sekundärwicklung nicht vollständig, und die Primärwicklung hat eine Selbstinduktivität in der Größenordnung von 1 Millihenry bei einer Frequenz von 1 MHz. Dies bedeutet, daß die Primärwicklung einen Spitzenstrom in der Größenordnung von 7,5 mA zieht, der gut in dem Stromführungevermögen von typischen koinplementären Metalloxydhalbleiter (CMOS)-Vorrichtungen für die NAND Gatter 43 und 45 liegt.
Der Selbstinduktivitätsstrom ist eine Dreieckwelle, die sich zwischen Höchst- und Tiefstwerten gemäß den Gleichungen ändert:
15 Volt dividiert durch 1 Millihenry = 15 Ampere pro Millisekunde;
15 Ampere pro Millisekunde multipliziert mit 500 Nanosekunden (1/2 Periode bei 1 MHz) = 7,5 Milliampere.
Es wird wieder auf Fig. 1 Bezug genommen; die Spannung über der Sekundärwicklung 55 des Transformators 51 ist etwa die gleiche wie die Primärspannung, wie es in Fig. 2B gezeigt. Jedoch ist der Spannungswert der Sekundärwicklung 55 als ein Ganzes in bezug auf den gemeinsamen Leiter abrupten Änderungen ausgesetzt, die von den hohen Spannungsausschlägen an der Lastverbindung OA abhängen, die Sprünge in der Spannung über der Sekundärwicklung zwischen Null Volt (gemeinsamer Leiter beziehungsweise Masse) und einem hohen Spannungspegel aufgrund der Schaltvorgänge durch die Leistungsschaltvorrichtungen 13 und 31 bewirken.
Wenn beispielsweise die Schaltvorrichtung 31 sperrt und die Schaltvorrichtung 13 durchgeschaltet ist, springt die Spannung der Lastverbindung 0A von Null auf beispielsweise 400 Volt. Nahezu gleichzeitig steigt der Spannungswert der Sekundärwicklung 55 abrupt auf einen hohen Spannungswert VCw von etwa 400 Volt an aufgrund der Aufladung der inhärenten Wicklungskapazität Cw, während der Gleichspannungswert der Primärwicklung 53, relativ betrachtet, auf Masse- oder Nullpotential bleibt. Die Wicklungskapazität Cw wird absichtlich mit der hohen Spannung von der Lastverbindung OA über zwei in Reihe geschaltete Dioden 61 und 63 aufgeladen. Die Anode der Diode 61 ist mit dem Lastanschluß OA verbunden. Die Kathode der Diode 61 ist mit der Anode der Diode 63 verbunden. Die Kathode der Diode 63 ist mit dem einen Ende 65 der Sekundärwicklung 55 verbunden. Auf diese Weise arbeiten die Dioden 61 und 63 als ein Beispiel für ein Mittel zur unidirektionalen Leitung von Strom zwischen der Lastverbindung und dem Transformator, um die Wicklungskapazität des Transformators aufzuladen, wenn einer der hohen Spannungsausschläge auftritt.
Weiterhin bilden die Dioden 61 und 63 ein Beispiel für erste und zweite Mittel, die an einem Knotenpunkt in Reihe geschaltet sind, für eine unidirektionale Leitung durch eines oder beide der ersten und zweiten Mittel, wobei das erste Mittel mit der Lastverbindung und das zweite Mittel mit der Sekundärwicklung verbunden ist, um die Wicklungskapazität aufzuladen, wenn ein hoher Spannungsausschlag an der Lastverbindung auftritt. Die Diode 63 ist auch ein Beispiel für ein Mittel, das von der Sekundärwicklung mit dem Eingang einer aktiven Steuereinrichtung verbunden ist. Die Diode 63 ist für eine unidirektionale Leitung in einer Richtung entgegengesetzt zur Richtung der Entladung des Stroms aus der natürlichen Wicklungskapazität Cw gepolt.
Zusätzlich ist ein weiteres Paar von Dioden 67 und 69 der Sekundärwicklung 55 des Transformators 51 parallel geschaltet. Die Dioden 67 und 69 sind gleich gepolt in bezug auf die Sekundärwicklung 55 und entgegengesetzt gepolt in bezug zueinander, so daß ihre Kathoden an einem Knotenpunkt 71 miteinander verbunden sind und ihre Anoden mit gegenüberliegenden Anschlüssen oder Enden der Sekundärwicklung 55 verbunden sind.
Ein NPN Steuertransistor 75 hat eine Basis, die mit der Anode von einer Diode 77 verbunden ist, deren Kathode ihrerseits an einem dem Ende 65 gegenüberliegenden Anschluß oder Ende 79 mit der Sekundärwicklung 55 verbunden ist. Eine Spannung VR wird über einem Widerstand 81 entwickelt, der zwischen den Knotenpunkt 71 der Dioden 67 und 69 und einen Knotenpunkt 83 der Dioden 61 und 63 geschaltet ist. Der Knotenpunkt 83 der Dioden 61 und 63 ist direkt mit der Basis des Transistors 75 und in diesem bevorzugten Ausführungsbeispiel mit einem Widerstand 81 verbunden. Ein Wert des Widerstandes 81 liegt typisch zwischen 5 und 15 Kiloohm.
Der Einitter des Transistors 75 ist direkt mit dem Lastanschluß OA verbunden, und sein Kollektor ist mit dem Eingang 15 der Schaltvorrichtung 13 durch einen Widerstand 87 verbunden. Weiterhin ist ein anderer Widerstand 89 zwischen den Eingang 15 der Vorrichtung 13 und dem Knotenpunkt 71 der Dioden 67 und 69 verbunden. der Widerstand 89 hat in einem bevorzugten Ausführungsbeispiel einen Wert in der Größenordnung von beispielsweise einigen hundert Ohm, und der Widerstand 87 liegt in der Größenordnung von 100 Ohm oder weniger. Die Spannung zwischen den Knotenpunkten 71 und 83 ist mit VR bezeichnet. Die Gate-Spannung zwischen den Anschlüssen 15 und 19 der Vorrichtung 13 ist mit Vg bezeichnet.
Wenn die Kurve AT auf H-Pegel ist, wird die Ausgangsgröße der Sekundärwicklung des Transformators 51 (gleiche Kurvenform wie in Fig. 2B) durch die Dioden 67, 69, 63 und 77 gleichgerichtet (gleichgerichtete Kurvenform in Fig. 2C) und an ein Widerstands-Netzwerk der vorstehend beschriebenen Widerstände 81, 89 und 87 an ersten und zweiten Verbindungen über dem Widerstand 81 angelegt. Der Widerstand 89 ist ein Strombegrenzungswiderstand, der die Anstiegsgeschwindigkeit der Gate-Spannung (die Cgs auflädt) einstellt. Normalerweise sind die Werte des Widerstandes 89 und der inhärenten Eingangskapazität Cgs so gewählt, daß eine genügend schnelle Durchschaltung der Schaltvorrichtung 13 gestattet wird, um Schaltverluste zu minimieren, sie aber trotzdem langsam genug ist, um elektromagnetische Störungen (EMI) und Rauscherzeugung zu kontrollieren. Solange die Kurvenform AT gemäß Fig. 2A auf H-Pegel bleibt, wird die Gate-Ansteuerung zur Schaltvorrichtung 13 beibehalten und es wird im wesentlichen eine Gleichstromkopplung erreicht. Bei hochfrequenter Welligkeit (in Fig. 2C als V- förmige Zwischenräume gezeigt) aufgrund der Gleichrichtung des Megahertz-Trägers gemäß Fig. 2B, wird in geeigneter Weise durch das Zusammenwirken des Widerstandes 89 und der inhärenten Eingangskapazität Cgs beseitigt, wobei Cgs in wirtschaftlicher Weise eine doppelte Funktion als eine Filterkapazität ausübt. Die verbleibende Welligkeit erscheint als kleine Kerben von etwa 0,5 Volt in der Kurve der Gate- Spannung Vg gemäß Fig. 2D.
Die beispielsweise in Fig. 1 gezeigten Dioden bilden gemeinsam ein Dioden-Netzwerk, und die Widerstände in Fig. 1 bilden gemeinsam ein Widerstands-Netzwerk. Für die hier gegebene Offenbarung hat ein "Dioden-Netzwerk" wenigstens zwei Dioden und keine anderen Elemente neben Dioden (inhärente, streu- und unwesentliche Widerstände und Reaktanzen ausgenommen), und jede Diode ist direkt mit wenigstens mit einer anderen Diode in dem Netzwerk verbunden. In ähnlicher Weise hat ein Widerstands-Netzwerk wenigstens zwei widerstandsbehaftete Elemente und keine anderen Elemente neben widerstandsbehafteten Elementen (inhärente, streu- und unwesentliche Reaktanzen ausgenommen), und jedes widerstandsbehaftete Element ist direkt mit wenigstens einem anderen widerstandsbehafteten Element in dem Netzwerk verbunden. Das Dioden-Netzwerk und das Widerstands-Netzwerk arbeiten zusammen als ein Beispiel für eine mit der Sekundärwicklung verbundene Einrichtung zum Anlegen des von der Sekundärwicklung abgegebenen Pulses zwischen dem Eingang der elektronischen Einrichtung zum Schalten und der Lastverbindung, wenn der Ausgangspuls vorhanden ist. Ein hoher Spannungsausschlag auf der Lastverbindung lädt die inhärente Wicklungskapazität auf einen hohen Spannungspegel auf, wenn der Ausgangspuls vorhanden ist. Die Diode 61 wirkt auch als ein Mittel, das auf den Ausgangspuls der Sekundärwicklung anspricht, zum temporären Verhindern oder Sperren des Betriebs der Einrichtung zur Brücken- bzw. Nebenschlußbildung, die als Beispiel durch den Transistor 75 gebildet ist.
Wenn die Kurve AT auf L-Pegel geht in Fig. 2A, wird die Ansteuerung der Primärwicklung 53 des Transformators 51 beseitigt, und die Spannung an dem Widerstand 81 geht auf Null. Die Spannung zwischen dem Eingang 15 und der Lastverbindung OA bewirkt aufgrund der elektrischen Aufladung einer natürlichen Eingangskapazität Cgs einen Stromfluß (im wesentlichen frei von induktiver oder kapazitiver Verzögerung) von Cgs durch die Widerstände 89 und 81 und durch die Basis-Emitterschaltung des Steuertransistors 75. Dieser Strom schaltet den Transistor 75 durch, der Cgs schnell entlädt und einen Nebenschluß bildet durch den Widerstand 87 und den Kollektor-Emitter-Pfad des Transistors 75 zur Lastverbindung OA. Wenn also die Kurve AT auf L-Pegel in Fig. 2A geht, besteht eine schnelle und unmittelbare Entladung der natürlichen Eingangskapazität Cgs, die die Schaltvorrichtung 13 ausschaltet, so daß sie nicht-leitend ist. Der Widerstand 87 wird verwendet, um den Entladestrom zu begrenzen.
Die Schaltungsanordnung 25 gemäß Fig. 1 bildet eine Gleichspannungs-Ansteuerung der Vorrichtung 13, trennt die Ansteuerung über den Transformator 51 und steuert unabhängig die Durchschaltzeit und die Sperrzeit für die Vorrichtung 13 durch die Widerstände 89 beziehungsweise 87.
Eine hohe Rausch-Unempfindlichkeit ist notwendig für die Schaltungsanordnung 25 während der schnellen Spannungsänderungen, die am Beginn eines hohen Spannungsausschlages an der Lastverbindung OA auftreren und wenn dieser Ausschlag aufhört. Die Geschwindigkeit der Spannungsänderung an der Lastverbindung OA ist ihre Ableitung dv/dt. Einige Konstruktionen des Transformators 51 haben eine kleinere inhärente Wicklungskapazität Cw als andere, aber Cw ist im allgemeinen von signifikanter Bedeutung und wird in einigen Hochspannungsanwendungen ein Hauptproblem, das die bevorzugten Ausführungsbeispiele überwinden.
Wenn die Lastverbindung OA oder der Netzleiter zur Last auf beispielsweise 400 Volt geschaltet wird, wird die innewohnende Wicklungskapazität Cw absichtlich auf etwa 400 Volt aufgeladen. Auf diese Weise werden Potentialunterschiede in der Schaltungsanordnung 25 zwischen der Sekundärwicklung 55 und dem Eingang 15 klein gehalten, wodurch billige elektronische Komponenten für die Dioden und für den Steuertransistor 75 verwendet werden können. Der Transformator 51 wird auf effiziente Weise als eine Spannungstrennvorrichtung benutzt, da er auf billige Weise für eine Trennung beziehungsweise Isolierung für den vollen Betrag des Hochspannungspegels sorgen kann, auf den seine innewohnende Eingangskapazität aufgeladen wird.
Das Laden und Entladen oder die Nebenschlußbildung der Kapazität Cw tritt durch einen Stromfluß auf, wie es durch gestrichelte Pfeile 113, 121 und 133 in den Figuren 3 - 5 gezeigt ist. Dieser Strom wird als ein Gleichtaktstrom bezeichnet, da er in oder aus jedem einzelnen der beiden Enden 79 oder 65 der Sekundärwicklung 55 oder aus beiden Enden zugleich durch die Dioden 67 und 69 zu den Widerständen 89 und 87 und durch den Widerstand 81 und den Transistor 75 fließen kann. Eine Eigeninduktivität L der Sekundärwicklung 55 und der Widerstand R1 ihres Entladepfades werden ebenfalls wichtige Faktoren bei den hohen Spannungen und höheren Werten des Entladestroms. Die Zeitkonstante dieses Entladepfades ist L/R1, die einen Verzögerungsgrad einführt, der durch die bevorzugten Ausführungsbeispiele und Betriebsverfahren in vorteilhafter Weise minimiert wird, indem ein direkter widerstandsbehafteter Pfad von dem Eingangsleiter 15 der Vorrichtung 13 zum Steuertransistor 75 gebildet wird, um den Transistor 75 sobald wie möglich durchzuschalten, wenn die Kurve AT auf L-Pegel geht. Infolgedessen wird die Sekundärwicklung 55 aus dem widerstandsbehafteten Pfad ausgeschlossen und verhindert, daß beim Durchschalten des Steuertransistors 75 in dem ersten Augenblick eine Verzögerung eingeführt wird.
Weiterhin entlädt die Verwendung von zwei Rücken- an-Rücken angeordneten Dioden 69 und 67 in den Figuren 1, 9 und 10 und die Mittelanzapfung in den Figuren 9 und 10 die Kapazität Cw in einer symmetrischen Weise, so daß angenommen wird, daß entgegengesetzt gerichtete Ströme in der Sekundärwicklung des Transformators in diesen Ausführungsbeispielen fließen und entgegengesetzte, induktiv induzierte Spannungen in der Wicklung erzeugen, die diese Spannungen und den größten Teil der Verzögerung unwirksam machen, die sie anderenfalls erzeugen könnten. Es wird angenommen, daß dieser Aufhebungseffekt die Geschwindigkeit der Entladung der Kapazität Cw weiter vergrößert. Diese bevorzugten Ausführungsbeispiele liefern nicht nur Beispiele für eine Einrichtung zum Nebenschluß mit Mitteln zur Bildung eines im wesentlichen verzögerungsfreien Widerstandspfades, der von Induktivität zwischen der aktiven Steuereinrichtung (z.B. Transistor 75) und dem eine hohe Impedanz darstellenden Eingang der Schaltvorrichtung 13 im wesentlichen frei ist, sondern sie liefern auch Beispiele für Mittel, um zwischen der Lastverbindung und beiden Enden der Sekundärwicklung einen im wesentlichen elektrisch symmetrischen Pfad von der Sekundärwicklung zu der Lastverbindung für einen Nebenschluß des Stroms auszubilden, der aus der inhärenten Wicklungskapazität des Transformators entladen wird. Die vorstehend erörterten Symmetrieüberlegungen sind in Übereinstimmung mit der Beobachtung, daß der Entladestrom tatsächlich ein Gleichtaktstrom ist, d. h. daß er in gleicher Weise von beiden Enden der Sekundärwicklung verfügbar ist aufgrund der elektrischen Symmetrie der verteilten Wicklungskapazität und auch wegen der Schaltungsanordnung in bezug auf die Sekundärwicklung.
Wenn der Gleichtaktstrom 113 in Fig. 3, der die inhärente Wicklungskapazität Cw verläßt, durch den Widerstand 89 fließen und die inhärente Eingangskapazität Cgs ohne jeden Nebenschluß aufladen würde, würde er die Schaltvorrichtung 13 durchschalten oder sie eingeschaltet halten. Dies würde eine falsche Durchschaltung sein, weil die Kurve AT in Fig. 2A auf L-Pegel ist, wenn sich die Wicklungskapazität Cw entlädt. In den bevorzugten Ausführungsbeispielen ist jedoch die Spannung der inhärenten Eingangskapazität Cgs auf einer positiven Polarität, die zur Folge hat, daß der Transistor 75 leitend ist. Der Transistor 75 und der Widerstand 87 bilden eine weit kleinere Impedanz für einen Strom durch den Widerstand 89 als dies die hohe Impedanz (im wesentlichen kapazitiv) von dem Gate der Schaltvorrichtung 13 tut. Infolgedessen fließt der größte Teil des aus der Sekundärwicklung 55 fließenden Gleichtaktstrom 113 durch den Transistor 75. Der Transistor 75 und der Widerstand 87 bilden auf wirksame Weise einen Nebenschluß zu dem Eingang der Vorrichtung 13, weil deren kleine Impedanz eine relativ kleine Spannung über dem Eingang der Vorrichtung 13 entwickelt, wenn der Gleichtaktstrom 113 vorhanden ist. Im Endeffekt wird die Eingangskapazität Cgs zuverlässig auf eine Spannung von Null Volt relativ zu der Lastverbindung OA geklemmt.
Die umgekehrte Richtung des Gleichtaktstroms 121 in Fig. 4 oder des Stroms 133 in Fig. 5 beim Laden der inhärenten Wicklungskapazität Cw durch die Diode 61 schaltet in vorteilhafter Weise die Schaltvorrichtung 13 nicht durch, noch sperrt sie die Schaltvorrichtung 13 in falscher Weise. Die Diode 61 bildet einen eine sehr kleine Impedanz aufweisenden Ladepfad durch die Dioden 63 und 77 direkt zu beiden Enden 65 und 79 der Sekundärwicklung 55 in Fig. 1. In ähnlicher Weise bildet die Diode 61 in Fig. 10 einen eine sehr kleine Impedanz aufweisenden Ladepfad durch Dioden 277 und 279 direkt zu beiden Enden der Sekundärwicklung des Transformators 255. In Fig. 9 bildet die Diode 61 einen eine sehr kleine Impedanz aufweisenden Ladepfad direkt zur Mittelanzapfung 257 des Transformators. In Fig. 11 bildet die Diode 61 einen eine sehr kleine Impedanz aufweisenden Ladepfad durch die Diode 291 direkt zum Ende 289 der Sekundärwicklung des Transformators. In Fig. 12 bildet die Diode 61 einen eine sehr kleine Impedanz aufweisenden Ladepfad direkt zum Ende 321 des Transformators. In jedem Fall wirkt die Diode 61 alleine oder mit einer oder mehreren anderen Dioden in wirksamer und vorteilhafter Weise als ein Beispiel für weitere Mittel für eine Nebenschlußbildung des eine hohe Impedanz aufweisenden Eingangs der Schaltvorrichtung, wenn die inhärente Wicklungskapazität der Sekundärwicklung aufgeladen wird, wenn ein hoher Spannungsausschlag auftritt, und um zu verhindern, daß die Schaltvorrichtung gesperrt wird, wenn ein hoher Spanungsausschlag (-auslenkung) auftritt. Zusammen mit dem Dioden-Netzwerk wirken das widerstandsbehaftete Netzwerk und eine aktive Steuereinrichtung, wie beispielsweise der Transistor 75, als ein Beispiel für ein Mittel zum Trennen des eine hohe Impedanz aufweisenden Eingangs der Schaltvorrichtung von irgendwelchen wesentlichen, transienten Potentialdifferenzen aufgrund von inhärenten Energiespeicherparametern des Transformators und der Schaltvorrichtung, wenn jeder hohe Spannungsausschlag auftritt und wenn jeder hohe Spannungsausschlag aufhört, um dadurch zu verhindern, daß die Schaltvorrichtung fälschlich ihren Zustand von Nichtleitung oder Leitung ändert, wenn ein hoher Spannungsausschlag auftritt beziehungsweise aufhört. Es wird somit bewirkt, daß die Schaltvorrichtung zuverlässig den Zustand einer schaltenden Kurve (z. B. AT) in ihrem Zustand der Nichtleitung oder Leitung reflektiert.
Die vervorzugten Ausführungsbeispiele in den Figuren arbeiten jeweils in vorteilhafter Weise als ein vollständiges Treibersystem, das automatisch die möglicherweise lästige Wicklungskapazität des Signaltransformators (z. B. 51, 255, 285 oder 311 in den verschiedenen Figuren) beseitigt und somit ein schnelles Schalten der Vorrichtungen 13 und 31 gestattet. Der Signaltransformator ist klein und wirtschaftlich mit einer unkomplizierten Zweiwicklungsanordnung und somit kompatibel mit der hohen Trägerfrequenz der Taktpulse f. Die Primärwicklung ist allein einer einzelenen Sekundärwicklung zugeordnet und in den gezeigten Ausführungsbeispielen sind keine zusätzlichen Wicklungen erforderlich. Es sind billige Wickelverfahren möglich, da ein möglicherweise unangenehmes transientes Verhalten aufgrund der inhärenten Wicklungskapazität im Nebenschluß abgeleitet, kompensiert, symmetriert, ausgeglichen und vermieden wird.
Der Steuertransistor 75 ist ein NPN Transistor mit einem Emitter, der mit der Lastverbindung verbunden ist, einem Kollektor, der widerstandsbehaftet mit dem Eingang der elektronischen Einrichtung verbunden ist, und einer Basis als einen geeigneten Eingang der aktiven Steuereinrichtung, die auch so verbunden ist, daß der hohe Spannungspegel auf der inhärenten Wicklungskapazität abgetastet wird. In einem bevorzugten Ausführungsbeispiel ist der Transistor 75 eine billige Vorrichtung mit einer niedrigen Leistung, die nur einen Spitzenstrom von Beispiel 50 - 100 Milliampere leiten muß. Vorteilhafterweise wird der Transistor 75 leitend gemacht durch eine vorbestimmte Polarität, die zu der Lastverbindung in Beziehung steht, als daß sie zu dem Eingang 15 der Schaltvorrichtung 13 in Beziehung steht. Weiterhin kann gemäß den erläuterten Grundgedanken ein Sperrschicht-Feldeffekttransistor (JFET) oder eine andere aktive Festkörpervorrichtung als eine aktive Steuereinrichtung anstelle eines NPN Transistors verwendet werden.
Der Steuertransistor 75 bildet ein Beispiel von einer aktiven Steuereinrichtung mit einer ersten Elektrode, die direkt und ohmisch mit der Lastverbindung verbunden ist, einer zweiten Elektrode, die mit dem Knotenpunkt der ersten und zweiten Mittel zum unidirektionalen Leiten verbunden ist, und einer dritten Elektrode, die widerstandsbehaftet mit der zweiten Elektrode und widerstandsbehaftet mit dem Eingangsanschluß der eine hohe Eingangsimpedanz aufweisenden Schaltvorrichtung verbunden ist. Die aktive Steuereinrichtung, die als Beispiel durch den Transistor 75 angegeben ist, spricht nur auf eine vorbestimmte Spannungspolarität zwischen ihrem Eingang und dem ersten Steuerleiter an. Die Sekundärwicklung ist zwischen den Eingang und den zweiten Steuerleiter der aktiven Steuereinrichtung geschaltet, so daß der Ausgangspuls daran gehindert ist, die aktive Steuereinrichtung zu betätigen (d. h. sie leitend zu machen) und statt dessen mit der elektronischen Einrichtung zum Schalten verbunden ist. Die Diode 61 wirkt als eine unidirektionale Leitungseinrichtung, die zwischen die Lastverbindung und den Eingang der aktiven Steuereinrichtung geschaltet und so gepolt ist, daß sie eine sperrende Spannung entgegengesetzt zu der vorbestimmten Spannungspolarität entwickelt, wenn ein hoher Spannungsausschlag auftritt.
Die Widerstände 89 und 81 bilden zusammen mit dem Widerstand 87 und dem Steuertransistor 75 ein Beispiel für ein Mittel zur Ausbildung eines im wesentlichen verzögerungsfreien Pfades von der inhärenten Kapazität der eine hohe Eingangsimpedanz aufweisenden Schalteinrichtung zu der aktiven Steuereinrichtung an einer zweiten Elektrode, so daß, wenn eine normale Ausgangsgröße über der Sekundärwicklung aufhört, sowohl die inhärente Kapazität der eine hohe Eingangsimpedanz aufweisenden Schalteinrichtung als auch die Wicklungskapazität der Transformatorvorrichtung entladen werden und die eine hohe Impedanz aufweisende Steuervorrichtung sicher geschaltet wird. Anders ausgedrückt, die Widerstände 89 und 81 bilden zusammen mit dem Widerstand 87 und dem Steuertransistor 75 ein Beispiel für eine Einrichtung zum Überbrücken des hohen Spannungspegels auf der inhärenten Wicklungskapazität des Transformators zur Lastverbindung, wenn der Ausgangspuls und jeder hohe Spannungsausschlag aufhört, wobei eine aktive Steuereinrichtung mit einem Eingang und ersten und zweiten Steuerleitern und Mittel vorgesehen sind zur Ausbildung eines im wesentlichen induktivitätsfreien Widerstandspfades zwischen dem Eingang der aktiven Steuereinrichtung und dem Eingang der elektronischen Einrichtung, wodurch die aktive Steuereinrichtung Strom von dem Eingang der elektronsichen Einrichtung zur Lastverbindung über die ersten und zweiten Steuerleiter überbrückt und der hohe Spannungspegel daran gehindert wird, die elektronische Einrichtung zu betätigen, wenn jeder hohe Spannungsausschlag aufhört.
Nochmals anders ausgedrückt, bildet, wenn einer der Ausgangspulse aus dem Dioden-Netzwerk aufhört, das widerstandsbehaftete Netzwerk einen im wesentlichen verzögerungsfreien direkten Pfad von dem eine hohe Impedanz aufweisenden Eingang der Festkörper-Leistungsschaltvorrichtung zu der aktiven Steuereinrichtung, und die inhärente Eingangskapazität wird über die aktive Steuereinrichtung entladen. Die inhärente Eingangskapazität wird über wenigstens zwei der Steuerleiter der aktiven Steuereinrichtung entladen, wobei die Schaltvorrichtung gesperrt wird, und wenn der hohe Spannungsausschlag abfällt bzw. aufhört, wird die inhärente Wicklungskapazität dadurch ebenfalls durch die aktive Steuereinrichtung überbrückt, und die hohe Eingangsimpedanz der Festkörper-Leistungsschaltvorrichtung wird somit vollständig überbrückt.
Die Dioden 67, 69, 63 und 77 gemäß Fig. 1 können auch als ein Vollweg-Brückengleichrichter oder eine Gleichrichtungseinrichtung betrachtet werden, die der Sekundärwicklung 55 parallel geschaltet ist. Die Gleichrichtungseinrichtung hat einen ersten Ausgang (z. B. am Knotenpunkt 83), der direkt mit dem Basiseingang der aktiven Steuereinrichtung verbunden ist, und einen zweiten Ausgang (z. B. am Knotenpunkt 71), der mit dem widerstandsbehafreten Netzwerk verbunden ist. Der Eingang und wenigstens einer ihrer Steuerleiter der aktiven Steuereinrichtung sind direkt mit dem widerstandsbehafteten Netzwerk (z. B. Widerstände 81 beziehungsweise 87) verbunden. Das widerstandsbehaftete Netzwerk hat eine weitere Verbindung für den Eingang 15 der elektronischen Schalteinrichtung (z. B. Vorrichtung 13).
Vorteilhafterweise und wie es in Fig. 20 gezeigt ist, ist die bipolare Spannung gemäß Fig. 2B Vollweggleichgerichtet, um eine Reihe sehr hochfrequenter Pulse zu erzeugen, die nach dieser Vollweg-Gleichrichtung einen kontinuierlichen, niederfrequenten Gleichspannungspuls, wie der in Fig. 2A gezeigte, sehr gut approximieren und diesen rückgewinnen. Die Vollweg-gleichgerichtete Spannung gemäß Fig. 20 erscheint als eine Spannung VR und wird über den Widerstand 89 an den eine hohe Eingangsimpedanz aufweisenden Anschluß 15 der Schaltvorrichtung 13 angelegt. Dann bildet, wie in Fig. 2D gezeigt ist, der Reihenwiderstand, der im wesentlichen durch den Transistor 89 zusammen mit der Eingangskapazität Cgs der Vorrichtung 13 gebildet ist, eine RC Ladewelle an der Vorderflanke der Gate-Spannung Vg in Fig. 2D, die im wesentlichen innerhalb beispielsweise etwa 5 Mikrosekunden oder weniger auf eine volle Treiberspannung ansteigt und während der Dauer der Steuerkurve AT in Fig. 2A dort bleibt. Beispielsweise beträgt ein Wert der RC Zeitkonstante für den Widerstand 89 von 500 Ohm und die inhärente Eingangskapazität Cgs von 1.000 Pikofarad 0,5 Nanosekunden, und diese Zeitkonstante kann nach Wunsch verändert werden, indem der Wert des Widerstandes 89 verändert wird. Dann wird nach der Beendigung der Steuerkurve AT (nach beispielsweise 20 Mikrosekunden) die inhärente Kapazität Cgs schnell mit einer im wesentlichen vernachlässigbaren Verzögerung durch den Widerstand 87 und den Steuertransistor 75 zur Lastverbindung entladen. Die Vorrichtung 13 wird sicher ausgeschaltet beziehungsweise gesperrt unabhängig von der Spannung an der Lastverbindung zu der jeweiligen Zeit und unabhängig von irgendeinem hohen Spannungsausschlag, der auftreten kann, und wenn der Ausschlag aufhört, wird die inhärente Wicklungskapazität Cw überbrückt und entlädt sich mit vernachlässigbarer Verzögerung nach Masse beziehungsweise Erde.
Bei dem Entladevorgang wird der Steuertransistor 75 sofort eingeschaltet und eingeschaltet gehalten in einer praktisch verzögerungsfreien Weise aufgrund der Spannung Vg auf der inhärenten Kapazität Cgs der Vorrichtung 13, die sich durch den Widerstand 89 und den Widerstand 81 und in die Basis-Emitter-Strecke des Steuertransistors 75 entlädt. Vorteilhafterweise gibt es in diesem bevorzugten Ausführungsbeispiel kein verzögerndes Element, wie beispielsweise eine Reihen-Induktivität oder eine Parallel-Kapazität, die zwischen der inhärenten Kapazität Cgs der Vorrichtung 13 und der Entladeschaltung angeordnet ist, die durch die Widerstände 81, 89 und 87 zusammen mit dem Steuertransistor 75 gebildet ist. Genauer gesagt, die Sekundärwicklung des Transformators 51 ist unabhängig von und ausgeschlossen von dem Entladepfad von dem Gate-Leiter 15 zu der Lastverbindung über den Transistor 75. Weiterhin verhindern die Dioden der Vollweg-Gleichrichterschaltung 67, 69, 77 und 63 die Entladung des Stroms von dem Gate der Vorrichtung 13 in die Sekundärwicklung 55.
Obwohl die gerade erwähnten Vollweg-Gleichrichterdioden eine Entladung zurück in die Sekundärwicklung 55 verhindern, bilden sie Leitungspfade von der Sekundärwicklung 55 zu der Lastverbindung für einen Nebenschluß beziehungsweise eine Überbrückung irgendeiner hohen Spannung auf der Wicklungskapazität Cw des Transformators 51. Auf diese Weise überbrückt der Steuertransistor 75 schnell und wirksam die Eingangskapazität Cgs der Vorrichtung 13 und verhindert eine unbeabsichtigte Speisung der Vorrichtung 13, nachdem die Steuerspannung an dem Punkt AT in Fig. 2 auf gehört hat. Deshalb wird in Fig. 2D die sehr schnelle und steile Entladekurve ausgeführt, die die Gate-Spannung Vg an dein eine hohe Impedanz aufweisenden Eingang der Vorrichtung 13 auf wirksame und sichere Weise beendet, wodurch die Vorrichtung 13 gesperrt wird.
Fig. 3 zeigt diesen effektiven und vorteilhaften Entlade- und Nebenschlußvorgang, der bei dem Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 1 wichtig ist. Die Lastverbindung OA ist zunächst auf 400 Volt, wenn die Leistungsschaltvorrichtung 13 aus dem Sperrzustand durchgeschaltet wird. Unabhängig von dem Leitungszustand der Vorrichtung 31 ist die Freilaufdiode 39 leitend, wenn die Last, wie beispielsweise ein elektronisch kommutierter Motor 101 induktiv ist. In einem derartigen Fall versucht eine Wicklungsstufe 103 (durch den induktiven Freilaufeffekt), den in der Wicklungsstufe 103 fließenden Laststrom beizubehalten, der dann durch entweder eine oder beide Wicklungsstufen 105 und 107 in dem im Stern geschalteten, elektronisch kommutierten Motor 101 geleitet wird. Die Diode 39 ist leitend, so daß die Spannung an der Lastverbindung OA ein Dioden-Spannungsabfall unter dem gemeinsamen Potential ist. Die Eingangskapazität der Vorrichtung 13 entlädt sich zu der Lastverbindung, wie es durch den Pfeil 111 gezeigt ist, über den Widerstand 87 und den Transistor 75. Die Wicklungskapazität Cw wird gleichzeitig entladen, wie es durch einen Pfeil 113 gezeigt ist, über die vorwärtsleitende Diode 67 (wie auch 69). Ein Teil des Cw Entladestroms fließt durch den Basis- Widerstand 81 und von dort in die Basis des Steuertransistors 75 und aus dem Emitter des Steuertransistors 75 zu der Lastverbindung OA und nach Masse beziehungsweise Erde. Der größte Teil des Cw Entladestroms fließt durch die Widerstände 89 und 87 und von dort durch den Transistor 75 zu der Lastverbindung und nach Masse beziehungsweise Erde (die Diode 61 ist zu dieser Zeit in Sperrrichtung vorgespannt und spielt keine Rolle). Auf diese Weise wird die Entladung der inhärenten Kapazitäten Cgs und Cw auf wirksame Weise herbeigeführt, und ihre unterschiedlichen Entladungspfade (Cgs nach OA; Cw nach Erde beziehungsweise Masse) teilen den Widerstand 87 und den Transistor 75.
Ein typischer, eine hohe Impedanz aufweisender Schalt-FET oder IGFET hat eine Sperrspannung Vg = Vto in der Größenordnung von zwei Volt. Für einen effektiven Nebenschluß sollte der Entladestrom Id von der Wicklungskapazität Cw über den Widerstand R der Nebenschlußschaltung, die durch den Widerstand 87 und die Kollektor-Emitter- Strecke des Transistors 81 gebildet ist, kleiner als ein Stromwert sein, der die Spannung Vto entwickelt. Somit sollte das Produkt RId kleiner als Vto sein. Der Entladestrom Id ist auch das Produkt des Wertes der Kapazität Cw mit der Ableitung seiner Spannung dv/dt, d.h. Id = (dv/dt)Cw. Eine Auflösung nach dem Widerstand R ergibt als eine Nebenschlußbedingung die Ungleichung, daß R kleiner als das Verhältnis Vto/(dv/dt Cw) sein sollte. Der Fachmann wählt dann die geeigneten Komponentenwerte, um den Nebenschlußeffekt herbeizuführen. In einem bevorzugten Ausführungsbeispiel ist ein Wert für den Widerstand 87 von 100 Ohm oder weniger ausreichend für überbrückende FETs und IG- FETs. Die Spannungsableitung dv/dt steht in Beziehung zu der Lastinduktivität, den maximalen Laststrom und Interelektroden-Kapazitäten des Leistungsschalters 13 neben anderen Variablen und wird in geeigneter Weise gemessen oder für den jeweiligen Anwendungsfall geschätzt. Ein typischer Wert der Spannungsableitung beträgt 4 Volt pro Nanosekunde.
In Fig. 4 ist ein Lademodus der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 1 dargestellt. Die Leistungsschaltvorrichtung 13 schaltet von Aus nach Ein. Es fließt ein Strom von dem Hochspannungsanschluß V+ von einer externen Energiequelle durch die Leistungsschaltvorrichtung 13 in die Wicklung 103 des im Stern geschalteten, elektronisch kommutierten Motors 101. Die Lastverbindung OA steigt plötzlich auf beispielsweise 400 Volt an, und ein durch eine gestrichelte Linie gezeigter Ladestrom 121 fließt ebenfalls gleichzeitig durch die in Reihe geschalteten, in einer Richtung leitenden Dioden 61 und 63 (und 77). Es sei bemerkt, daß die Figuren 3 - 5 vereinfacht sind, um den Betrieb der Treiberschaltung 25 gemäß Fig. 1 darzustellen, wobei inaktive oder nichtleitende Vorrichtungen größtenteils der Klarheit halber weggelassen sind, um die Betriebsarten von einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung in unterschiedlichen Phasen ihres Betriebs deutlicher darzustellen.
Fig. 5 stellt noch eine weitere Betriebsart dar, durch die die Wicklungskapazität Cw durch die zwei in einer Richtung leitfähigen Vorrichtungen 61 und 63 aufgeladen wird, selbst wenn die obere Leistungsschaltvorrichtung 13 zu dieser Zeit sperrt. In diesem Fall ist die untere Schaltvorrichtung 31 leitend und wird plötzlich gesperrt. Die Induktivität der Wicklung 103 in der Last beispielsweise fließt in Richtung auf den Lastanschluß OA. Aufgrund des Freilaufeffektes der Induktivität der Wicklung 103 hat sie die Funktion, den Strom am Fließen zu halten. Die Spannung an dem Lastanschluß OA steigt plötzlich in einem abrupten hohen Spannungsausschlag an, so daß der Strom 131 nach oben durch die Freilaufdiode 21 in den positiven Hochspannungsanschluß V+ fließt, um Energie in die Leistungsversorgung zurückzuleiten. Die Leistungsschaltvorrichtung 13 ist zu dieser Zeit ausgeschaltet Aufgrund des plötzlichen Spannungsanstieges fließt jedoch ein Ladestrom 133, wie er durch eine gestrichelte Linie gezeigt ist, ebenfalls von dem Hochspannungsanschluß OA durch die Diode 61 und die Diode 63 (und auch 77) in die Wicklungskapazität Cw.
Fig. 6 zeigt ein Beispiel von einem weniger bevorzugten Betrieb von einer anderen Einrichtung, die eine Transformator-Treiberschalter 141 für die Leistungsschaltvorrichtung 13 und die Motorwicklungen 103, 105 und 107 hat. In dieser Schaltungsanordnung 141 ist von einem PNP Transistor 143 der Kollektor mit dein eine hohe Inpedanz aufweisenden Eingang 15 der Leistungsschaltvorrichtung 13 verbunden. Der Kollektor des PNP Transistor 143 ist durch einen Widerstand 145 mit der Lastverbindung OA verbunden. Von einer Diode 147 ist die Kathode mit dem Emitter des Transistor 143 verbunden, und ihre Anode ist mit der Basis von dem Transistor 143 verbunden. Die inhärente Wicklungskapazität Cw von einem Transformator (nicht gezeigt) ist über eine Diode 149 und einen Widerstand 151 mit der Basis des Transistors 143 in Reihe geschaltet. Ein Widerstand 153 verbindet die Kathode der Diode 149 mit dein Lastanschluß OA.
In der weniger bevorzugten Schaltungsanordnung 141 ist, wenn ein Ende der Ansteuerung der Basis der Leistungsschaltvorrichtung 13 am Ende des Steuerpulses AT gemäß Fig. 2A angenommen wird, eine hohe Spannung auf der Wicklungskapazität Cw in nachteiliger Weise über die Dioden 149 und 147 mit der hohen Eingangsimpedanz der Leistungsschaltvorrichtung verbunden. Selbst wenn also die Leistungsschaltvorrichtung 13 temporär gesperrt war oder begonnen hatte zu sperren, wodurch ein Abfall der Spannung an der Lastverbindung OA bewirkt wurde, würde die Wicklungskapazität Cw die Schaltvorrichtung 13 wieder einschalten oder würde sie im eingeschalteten Zustand festhalten. Instabilität und sogar ein Schwingungsverhalten der Leistungsschaltvorrichtung 13 sind andere nachteilige Möglichkeiten in der Schaltungsanordnung 141 gemäß Fig. 6. Diese nachteiligen Merkmale sollen gemäß der Aufgabenstellung der Erfindung überwunden werden, wie es an anderer Stelle beschrieben ist.
Fig. 7 zeigt ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel von einem elektronisch kommutierten Motorsystem. Die gesamte Schaltungsanordnung gemäß Fig. 1 (Schaltungsanordnungen 25 und 27 und die Leistungsschaltvorrichtungen 13 und 31 und Diode 21 und 39) werden als ein Treiber bzw. Antrieb A gemäß Fig. 7 betrachtet.
In Fig. 1 enthält die Schaltungsanordnung 27 einen zweiten Transformator mit einer Primärwicklung und einer Sekundärwicklung zur Lieferung von wenigstens einem Ausgangspuls, und Mittel zum Zuführen des Ausgangspulses aus der Sekundärwicklung des zweiten Transformators zwischen dem Eingang von einer zweiten Festkörper-Leistungsschaltvorrichtung und Erde beziehungsweise Masse. Die elektronische Steuerschaltung enthält ferner eine Taktschaltung zum Erzeugen von Pulsen mit einer Wiederholungsrate und erste und zweite Mittel zum Schalten der Pulse mit einer Schaltrate, die kleiner als die Wiederholungsrate ist, zu den Primärwicklungen der ersten und zweiten Transformatoren (z. B. Schaltungsanordnungen 25 bzw. 27) gemäß den ersten beziehungsweise zweiten Schaltkurven.
In Fig. 7 sind drei Duplikate der gesamten Schaltungsanordnung gemäß Fig. 1 als Treiber A, B und C vorgesehen. Die in Fig. 1 mit OA bezeichnete Lastverbindung ist in gleicher Weise als Anschluß OA für den Treiber A in Fig. 7 bezeichnet. Die Lastverbindungen der gleichen Schaltungsanordnung von Treiber B und Treiber C sind entsprechend als Lastverbindungen OB und OC bezeichnet. Die Lastverbindungen OA, OB und OC sind mit den Wicklungsstufenanschlüssen des im Stern geschalteten, elektronisch kommutierten Motors 101 in Fig. 7 verbunden.
Der Motor 101 treibt als Beispiel einen 8,5 PS Kompressor 151 an. Der Kompressor 151 liefert Kältemittel an einer Hochdruckseite an einen Kondensor 153, der dann ein thermisches Expansionsventil (TEV) 155 speist, das seinerseits einen Verdampfer 157 speist, der das Kältemittel an den Kompressor 151 zurückführt.
Der elektronisch kommutierte Motor 101 enthält eine stationäre Anordnung mit mehreren Wicklungsstufen, die selektriv kommutiert werden können, und eine drehbare Einrichtung, die der stationären Anordnung in einer selektiven magnetischen Kopplungsrelation mit den Wicklungsstufen zugeordnet ist, wie es beispielsweise in dem US-Patent 4 528 485 beschrieben ist, das durch diese Bezugnahme in die vorliegende Offenbarung aufgenommen wird.
Wenn die Wicklungsstufen 103, 105 und 107 entweder einzeln oder in Paaren in einer temporären Folge erregt oder gespeist werden, werden drei Sätze von acht Magnetpoolen ausgebildet, die ein radiales Magnetfeld erzeugen, das sich in Uhrzeiger- oder in Gegenuhrzeigerrichtung um die Bohrung der stationären Anordnung dreht in Abhängigkeit von der vorgewählten Sequenz oder Reihenfolge, in der die Stufen gespeist werden. Dieses sich bewegende Feld schneidet das Flußfeld von einem Permanentmagnetrotor als drehbare Einrichtung, damit sich der Rotor relativ zu der stationären Anordnung in einer gewünschten Richtung dreht, um ein Drehmoment zu entwickeln, das eine direkte Funktion der Intensitäten oder Stärken der Magnetfelder ist. Weiterhin wird zwar ein elektronisch kommutierter Motor 101 erörtert, wie er hier zu Offenbarungszwecken gezeigt ist, es sei aber darauf hingewiesen, daß andere derartige Motoren mit unterschiedlichen Konstruktionen, die 2, 4, 6, usw. Poole und 2, 3, 4 oder mehr Wicklungsstufen und/oder unterschiedliche Wicklungsanordnungen haben, in dem einen oder anderen Ausführungsbeispiel der Erfindung verwendet werden können, um wenigstens einige der Aufgaben zu lösen.
Der Motor 101 wird kommutiert durch eine Schaltungsanordnung zum Kommutieren der Wicklungsstufen durch selektives Umschalten der Wicklungsstufen an den entsprechenden Anschlüssen OA, OB und OC zu der Hochspannungsverbindung V+ bei den Befehlspulsen. Der Treiber A gemäß Fig. 7 hat zwei Eingänge AT und AB für die oberen und unteren A Eingänge entsprechend Fig. 1. Diese werden durch einen Motorregler 161 geliefert, der obere und untere Ausgänge nicht nur für den Treiber A (AT, AB), sondern auch für den Treiber B (BT, BB) und Treiber C (CT, CB) hat. Diese Ausgangssignale werden in der gleichen Weise wie in dem oben angegebenen US-Patent 4 500 821 von Bitting geliefert, das durch diese Bezugnahme in die vorliegende Offenbarung aufgenommen wird. Der Motorregler benutzt eine Gegen-EMK-Positionsabtastung von den Anschlüssen des im Dreieck geschalteten, elektronisch kommutierten Motors 101. Abtastschaltungen 171, 173 und 175 für die Treiber A, B beziehungsweise C sind mit den Wicklungsstufenanschlüssen OA, OB und OC als Spannungsteiler mit HF Nebenschluß-Kondensatoren auf der unteren Seite verbunden, um Positions-Abtastspannungen VA, VB beziehungsweise VC zu erzeugen, die an entsprechende Eingänge des Motorreglers 161 zurückgeliefert werden. Die Abtastschaltungen 171, 173 und 175 und der Motorregler 161 arbeiten als entsprechende Beispiele von Positionsabtastmitteln zum Erzeugen elektrischer Positionssignale, die die Position der drehbaren Einrichtung darstellen, und von Mitteln zum Erzeugen der Befehlspulse bei den elektrischen Positionssignalen aus der Positionsabtasteinrichtung.
Auf diese Weise wird ein effektives und sicheres elektronisch kommutiertes Motorsystem geschaffen. Die Elektronik des Motorsystems enthält Festkörper-Leistungsschaltvorrichtungen, die jeweils einen eine hohe Impedanz aufweisenden Eingang und Steueranschlüsse aufweisen, die zwischen die Hochspannungs-Versorgungsverbindung und die Anschlüsse der Wicklungsstufen geschaltet sind. In jedem Treiber A, B und C sprechen Transformatoren auf entsprechende Weise auf jede der Festkörper-Leistungsschaltvorrichtungen an. Jeder der Transformatoren hat eine Primärwicklung und eine Sekundärwicklung zum Liefern einer Ausgangsgröße aus der Sekundärwicklung bei einem entsprechenden Befehlspuls, und zwischen der Primärwicklung und der Sekundärwicklung ist eine inhärente Wicklungskapazität vorhanden. Die mit jeder Sekundärwicklung verbundene Schaltungsanordnung liefert die Ausgangsgröße aus jeder Sekundärwicklung an eine Stelle zwischen dem eine hohe Impedanz aufweisenden Eingang von jeder Festkörper-Leistungsschaltvorrichtung und den Anschluß der Wicklungsstufe, mit dem die Schaltvorrichtung verbunden ist. Ein hoher Spannungsausschlag auf dem Anschluß von jeder Wicklungsstufe lädt die inhärente Wicklungskapazität von einem entsprechenden Transformator auf einen hohen Spannungspegel auf, wenn die Ausgangsgröße vorhanden ist. Eine aktive Steuereinrichtung hat jeweils einen Eingang und erste und zweite Steuerleiter, und eine Schaltungsanordnung bildet im wesentlichen induktivitätsfreie widerstandsbehaftete Pfade zwischen dem Eingang von jeder aktiven Steuereinrichtung und dem eine hohe Impedanz aufweisenden Eingang von jeder der Festkörper-Leistungsschaltvorrichtungen. Die aktiven Steuereinrichtungen sind so geschaltet, daß sie den hohen Spannungspegel von jeder somit auf geladenen inhärenten Wicklungskapazität überbrücken, um dadurch einen Nebenschluß für den hohen Spannungspegel von dem eine hohe Impedanz aufweisenden Eingang der entsprechenden Festkörper-Leistungsschaltvorrichtung zu dem Anschluß der entsprechenden Wicklungsstufe durch die ersten und zweiten Steuerleiter zu bilden, wenn jeder hohe Spannungsausschlag aufhört. Auf diese Weise wird der Hochspannungspegel daran gehindert, irgendeine der Festkörper-Leistungsschaltvorrichtungen zu betätigen, wenn jeder hohe Spannungsausschlag aufhört.
Dieses elektronisch kommutierte Motorsystem gemäß Fig. 7 ist für Kälteeinrichtungen, Klimaanlagen, Wärmepumpen und andere Wärmeübertragungen oder andere Anwendungsfälle geeignet, die einen ökonomischen und betriebssicheren Treiber benötigen. Es sei darauf hingewiesen, daß die elektronisch kommutierten Motorsysteme gemäß der vorliegenden Erfindung auch in allen Anwendungsfällen eingesetzt werden können, für die sich ihre Vorteile empfehlen, wie beispielsweise Automobil-Anwendungen, Haushalts- und Industrie-Anwendungen, einschließlich Fluid-Übertragungsanwendungen wie beispielsweise Wärmeübertragungs- und Kältemittelsysteme und Luft bewegende Gebläsemotoren, Automobil- Bläsermotoren und andere Anwendungen, die zu zahlreich sind, um hier einzeln aufgeführt zu werden.
In Fig. 8 hat eine einen geschalteten Regler aufweisende Spannungsversorgung 201 identische Treiber beziehungsweise Ansteuerungen, die als Treiber A und Treiber B bezeichnet sind, die jeweils den gleichen Aufbau wie die in Fig. 1 gezeigte Schaltungsanordnung haben, und die Treiber sind mit ihren Lastverbindungen OA und OB mit gegenüberliegenden Seiten von einer ersten Wicklung 203.1 von einem Spannungstransformator 203 des geschalteten Reglers verbunden. Eine zweite Niederspannungswicklung 203.2 des geschalteten Reglers versorgt eine Gleichrichter- und Filterschaltung 205, die beispielsweise eine übliche Vollweg-Gleichrichter- und kapazitive Schaltung ist. Die Schaltungsanordnung 205 ist ein Beispiel für eine Einrichtung, die mit der Ausgangswicklung des Spannungstransformators verbunden ist, um eine Ausgangsspannung der Spannungsversorgung des geschalteten Reglers abzuleiten. Der Ausgang der Schaltungsanordnung 205 ist mit Anschlüssen verbunden, an denen die geregelte beziehungsweise stabilisierte Gleichspannungs- Versorgungsausgangsspannung der Spannungsversorgung zur Verfügung gestellt wird. Zu Regelzwecken wird diese Ausgangsspannung auch einem Fehlerdetektor 207 und einer Pulsbreiten-Modulationsschaltung (PWM) 209 mit einem üblichen Aufbau zugeführt. Der Fehlerdetektor 207 ist ein Beispiel für eine Einrichtung zum Erfassen einer Differenz zwischen der Ausgangsspannung und einem vorbestimmten Wert, auf den die Ausgangsspannung geregelt werden soll (dreieckförmige Ground-Symbole, die mit einer "2" darin markiert sind, bezeichnen einen gemeinsamen Ausgang, der gleichspannungsmäßig getrennt ist (beispielsweise durch Opto-Kopplung) von den gemeinsamen Verbindungen der Treibersschaltung, die als unmarkierte dreieckförmige Ground-Symbole gezeigt sind.) Der Ausgang der PWM Schaltung 209 erzeugt Pulse variabler Breite 211 und 213 auf entsprechenden Leitungen 221 und 223. Die PWM Schaltung 209 ist ein Beispiel für eine Einrichtung zum Erzeugen einer Pulsbreiten-modulierten Pulsfolge zum Speisen der Primärwicklung des Signaltransformators (z. B. Transformator 51 in Fig. 1) als eine Funktion der so erfaßten Differenz, um die ermittelte Differenz zu verkleinern. Die Leitungen 221 und 223 sind mit den Eingängen AT beziehungsweise AB des Treibers A und den Eingängen BB beziehungsweise BT des Treibers B verbunden, so daß Treiber A und Treiber B abwechselnd ihre Lastverbindungen speisen, um den Spannungstransformator 203 mit einer bipolaren Spannung zu versorgen. Die Energie für die Treiber A und B wird von einer Vollweg-Gleichrichterbrücke 231 geliefert, die Energie aus kommerziellen Netzleitungen über einen Stecker 233 erhält und die Hochspannungs-Versorgungsanschlüsse V+ und V- von jedem Treiber A und B versorgt. Für eine kapazitive Filterung wird durch einen Kondensator 233 gesorgt. Eine 1 MHz Taktschaltung 241 mit einem üblichen Aufbau liefert Ausgangsgrößen f und f/ an entsprechende Eingänge des Treibers A und Treibers B. Die Taktschaltung ist ein Beispiel für eine Taktschaltung zum Erzeugen von Pulsen mit einer Wiederholungsrate, und die NAND Gatter 43 und 45 von Fig. 1 sind zusammen ein Beispiel für eine Einrichtung für ein geschaltet es Zuführen der Pulse mit einer Schaltrate, die kleiner als die Wiederholungsrate ist, zu den Primärwicklungen der Signaltransformatoren in den Treibern A und B in Anhängigkeit von der PWM Schaltungsanordnung 209. Ein Niederspannungs-Leistungsversorgungs-Unterabschnitt 245 hat einen die Spannung senkenden Widerstand 247, eine 15V Zener-Diode 249 und einen Filterkondensator 251, um eine nominell +15V betragende Logikversorgung an den Anschlüssen +B von Treiber A und Treiber B zur Verfügung zu stellen.
Figuren 9 - 12 stellen einige zusätzliche Ausführungsbeispiele der Treiberschaltung dar, die die Treiberschaltung 25 gemäß Fig. 1 ersetzen können. Entsprechende Vorrichtungen in jeder dieser Figuren 9 - 12, die im Vergleich zu Fig. 1 unverändert sind, sind mit entsprechenden Bezugszahlen beibehalten.
In Fig. 9 versorgen NAND Gatter 43 und 45 die Primärwicklung von einem Transformator 255, der ein Windungsverhältnis von zwei zu eins zwischen der Sekundärwicklung und der Primärwicklung hat. Die Sekundärwicklung ist mit einer Mittelanzapfung 257 versehen. Die Mittelanzapfung 257 ist direkt mit dem Knotenpunkt von einem Widerstand 81, der Kathode der Diode 61 und der Basis von einem NPN Steuertransistor 75 verbunden. Die Enden 261 und 263 der Sekundärwicklung des Transformators 255 sind mit den Anoden der Dioden 267 beziehungsweise 269 verbunden. Die Kathoden der Dioden 267 und 269 sind gemeinsam mit dem Knotenpunkt der Widerstände 81 und 89 verbunden und erzeugen eine Vollweggleichgerichtete Spannung VR, wie es in Fig. 2C gezeigt ist, um die Schaltkurve AT gemäß Fig. 2A im wesentlichen zurückzugewinnen.
Die Schaltungsanordnung gemäß Fig. 9 bildet in vorteilhafter Weise einen direkten, verzögerungsfreien Pfad von dem eine hohe Impedanz aufweisenden Eingang der Schaltvorrichtung 13 über die Widerstände 89, 81 und 87 und über den Steuertransistor 75 zur Lastverbindung OA. Eine inhärente Wicklungskapazität 271, die über die Wicklungen des Transformators 255 verteilt ist, wird in einer symmetrischen Weise entladen über die Basis des Steuertransistors 75 und auch durch Dioden 269 und 267, um die Wicklungskapazität auf effiziente und sehr schnelle Weise zu entladen, wenn dies erforderlich ist. In ähnlicher Weise wird die Wicklungskapazität von der Lastverbindung OA über die Diode 61 aufgeladen, deren Kathode direkt mit der Mittelanzapfung 257 verbunden ist.
In Fig. 10 wird die Vollweg-Gleichrichtung mit dem gleichen Transformator 255 erreicht, außer daß die Mittelanzapfung 257 mit dem Knotenpunkt der Widerstände 81 und 89 verbunden ist. Mit anderen Worten, die Sekundärwicklung hat eine Anzapfung, die direkt mit Mitteln zur Bildung eines im wesentlichen verzögerungsfreien Pfades verbunden ist, wie beispielsweise ein passives und widerstandsbehaftetes elektrisches Netzwerk, an einem Punkt, der sich elektrisch von dem zweiten Steuerleiter der aktiven Steuereinrichtung unterscheidet. Die Enden 261 und 263 der Sekundärwicklung sind in diesem Ausführungsbeispiel mit den Kathoden von zwei Dioden 277 und 279 verbunden. Die Anoden von beiden identisch gepolten Dioden 277 und 279 sind sowohl mit der Kathode der Diode 61 als auch der Basis des Steuertransistors 75 verbunden. In Fig. 10 sind die Verbindungen der Widerstände 81, 89 und 87 mit dem Steuertransistor 75 und der Leistungsschaltvorrichtung 13 die gleichen wie in den Figuren 9 und 1. Die Diode 61 und die Diode 277 bilden ein Paar unidirektional leitender Mittel, die an ihrer Verbindungsstelle direkt mit der Basis des Steuertransistors 75 verbunden sind.
In Fig. 11 sind die NAND Gatter 43 und 45 mit der Primärwicklung von einem Transformator 285 verbunden, der in seiner Sekundärwicklung mehr Windungen aufweist als in seiner Primärwicklung. Das eine Ende 287 der Sekundärwicklung ist mit dem Knotenpunkt der Widerstände 81 und 89 verbunden, und das andere Ende 289 der Sekundärwicklung des Transformators 285 ist mit der Kathode von einer Diode 291 verbunden, deren Anode an einem Knotenpunkt mit der Kathode der Diode 61 in Reihe geschaltet ist. Der Knotenpunkt zwischen der Diode 61 und der Diode 291 ist direkt mit der Basis des Transistors 75 verbunden. Ein Kondensator 295 mit einem Wert von etwa 100 Pikofarad ist zwischen das Ende 287 der Sekundärwicklung und die Basis des Steuertransistors 75 geschaltet. Die Verbindungen der Widerstände 81, 89, 87, des Steuertransistors 75 und der Leistungsschaltvorrichtung 13 sind ansonsten die gleichen wie in Fig. 9. Die Diode 291 und der Kondensator 295 bilden einen Halbwellen-Gleichrichter und Filter mit ausreichender Filterung, um die Leistungsschaltvorrichtung 13 zwischen benachbarten Halbwellen der 1 MHz Taktpulse anzusteuern und eingeschaltet zu halten. der Kondensator 295 arbeitet auch als ein Beschleunigungskondensator zu Entlade- und Überbrückungszwecken.
In den Figuren 11 und 12 ist die Sekundärwicklung mit dem Eingang der aktiven Steuereinrichtung kapazitiv verbunden, und der Eingang der aktiven Steuereinrichtung ist auch getrennt mit der Sekundärwicklung verbunden, um den Hochspannungspegel auf der inhärenten Wicklungskapazität abzutasten.
In Fig. 12 sind die Ausgänge der NAND Gatter 43 und 45 mit den Basisanschlüssen von vier Treiber-Transistoren 301, 303, 305 und 307 verbunden. Der Ausgang des NAND Gatters 43 ist mit den Basis-Anschlüssen der Treiber-Transistoren 301 und 303 verbunden. Der Ausgang des NAND-Gatters 45 ist mit den Basis-Anschlüssen der Treiber-Transistoren 305 und 307 verbunden. Die Emitter der Transistoren 301 und 303 sind mit einer ersten Seite von einer Primärwicklung eines Transformators 311 verbunden, und die Emitter der Transistoren 305 und 307 sind beide mit der gegenüberliegenden Seite der Primärwicklung verbunden. Die Kollektoren der Transistoren 301 und 307 sind beide mit der 15V +B Niederspannungsversorgung verbunden. Die Sekundärwicklung des Transformators 311 hat etwa doppelt so viele Windungen wie die Primärwicklung des Transformators, und ein Sekundäranschluß 317 ist mit der Anode von einer Diode 317 verbunden, deren Kathode mit dem Knotenpunkt der Widerstände 81 und 89 verbunden ist. Ein Kondensator 323 mit einer Kapazität von etwa 100 Pikofarad ist zwischen die Kathode der Diode 319 und den gegenüberliegenden Anschluß 321 der Sekundärwicklung des Transformators 311 verbunden. Die Basis des Steuertransistors 75 und die Kathode der Diode 61 sind gemeinsam direkt mit dem Sekundärwicklungsanschluß 321 verbunden. Ansonsten sind die Verbindungen der Widerstände 81, 89 und 87 und des Steuertransistors 75 und der Schaltvorrichtung 13 die gleichen wie in Fig. 9.
In einigen Ausführungsbeispielen ist ein Kondensator analog zu dem Kondensator 291 in Fig. 11 in vorteilhafter Weise dein Widerstand 81 in den Figuren 1, 9 und 10 parallel geschaltet. Dieser Kondensator beseitigt die Welligkeit und Nadeln in den Figuren 2C und 2D noch weiter und sorgt für eine Beschleunigungskondensatorwirkung zu Entlade- und Überbrückungszwecken. Auch gestattet die Verwendung eines derartigen Kondensators gewisse Einsparungen bei dem Transformator 51 in den Figuren 9 und 10, der weniger perfekt symmetrische und weniger eng gekuppelte Hälften haben kann, die in seiner Sekundärwicklung ausgebildet sind. Zusätzlich eliminiert der Kondensator Rauschstörungen, die magnetisch in die höhere Impedanz des Widerstandes 81 von irgendeinem nahegelegenen Hochstromleiter induziert werden könnten, der in der Last oder auf einer gedruckten Schaltkarte oder in einer anderen Schaltungsanordnung von einem bestimmten Anwendungsfall vorhanden sein könnte.
Fig. 13 zeigt Schritte von einigen bevorzugten Arbeitsverfahren der Steuerschaltung, des elektronisch kommutierten Motorsystems und der einen geschalteten Regler aufweisenden Spannungsversorgung der vorhergehenden Figuren.
In Fig. 13 beginnen die Operationen an einem START 351 und gehen zu einem Schritt 353 weiter, um einen bipolaren Ausgangspuls von einem Transformator zu erzeugen, der eine Primärwicklung und eine Sekundärwicklung mit einer inhärenten Wicklungskapazität zwischen der Primärwicklung und der Sekundärwicklung aufweist.
Als nächstes werden in einem Schritt 355 die bipolaren Pulse verarbeitet, wie beispielsweise durch ein Dioden-Netzwerk, so daß sie gleichgerichtet werden, um ein elektrisches Steuersignal zu erzeugen oder zurückzugewinnen.
In einem nachfolgenden Schritt 357 wird der bipolare Ausgangspuls, der verarbeitet wurde, um das elektrische Steuersignal zu erzeugen, widerstandsbehaftet zwischen dein eine hohe Impedanz aufweisenden Eingang einer Festkörper-Schaltvorrichtung und der Lastverbindung angelegt. Dieser Vorgang lädt die inhärente Eingangskapazität der Festkörper-Schaltvorrichtung auf und schaltet sie durch. Zu dieser Zeit lädt ein hoher Spannungsausschlag auf der Lastverbindung die inhärente Wicklungskapazität des Transformators auf einen hohen Spannungspegel auf.
Als nächstes werden in einem Schritt 359 die Wicklungsstufen kommutiert. In der einen geschalteten Regler aufweisenden Spannungsversorgung gemäß Fig. 8 arbeitet die erste Wicklung 203.1 des Spannungstransformators 203 als eine einzelne Wicklungsstufe. In dem elektronisch kommutierten Motorsystem gemäß Fig. 7 werden die drei Wicklungsstufen des Motors 101 kommutiert durch selektives Umschalten der Wicklungsstufen an ihren entsprechenden Anschlüssen mit der Hochspannungsverbindung durch eine hohe Eingangsimpedanz aufweisende Festkörper-Schaltvorrichtungen bei entsprechenden Pulsen.
In einem folgenden Schritt 361 wird die Eingangskapazität von jeder Festkörper-Schaltvorrichtung, die durch die Kommutierung ausgeschaltet ist, im wesentlichen frei von einer induktiven Verzögerung entladen, wenn die so gleichgerichteten bipolaren Pulse aufhören, um das elektrische Steuersignal zu erzeugen.
In einem weiteren Schritt 363 wird eine Überbrückung beziehungsweise ein Nebenschluß für den Hochspannungspegel auf der Wicklungskapazität des Transformators gebildet, wenn jeder Hochspannungsausschlag auf der Lastverbindung aufhört, um den eine hohe Impedanz aufweisenden Eingang der elektronischen Schalteinrichtung zu überbrücken, wenn jeder Hochspannungsausschlag aufhört.
In dem Motorsystem wird jede somit aufgeladene Wicklungskapazität zu dem Anschluß der entsprechenden Wicklungsstufe überbrückt, um eine Betätigung des eine hohe Impedanz aufweisenden Eingangs von jeder entsprechenden Festkörper-Leistungsschaltvorrichtung zu vermeiden, wenn jeder Hochspannungsausschlag aufhört. Beispielsweise wird ein elektrisches Signal, das die aufgeladene Eingangskapazität von jeder Festkörper-Schaltvorrichtung darstellt, im wesentlichen frei von einer induktiven Verzögerung von dem Eingang der Schaltvorrichtung zu einer aktiven Steuereinrichtung geliefert, so daß die aktive Steuereinrichtung einen Nebenschluß beziehungsweise eine Überbrückung für den Strom von dem Eingang der Schaltvorrichtung zur Lastverbindung bildet und der hohe Spannungspegel daran gehindert wird, die elektronische Einrichtung zu betätigen, wenn jeder Hochspannungsausschlag aufhört. Auf diese Weise wird jede Wicklungskapazität überbrückt, um eine Betätigung des eine hohe Impedanz aufweisenden Eingangs von jeder entsprechenden Festkörper-Leistungsschaltvorrichtung zu verhindern, wenn jeder Hochspannungsausschlag aufhört.
Die Operationen setzen sich wiederholt durch Schleifenrückführung zum Schritt 353 fort, wenn die Schaltungsanordnung, das System oder die Spannungsversorgung in einem Schritt 365 eingeschaltet bleibt. Wenn sie nicht länger eingeschaltet ist, dann enden die Operationen an einem ENDE 367.
Aus der vorstehenden Beschreibung wird deutlich, daß mehrere Aufgaben der Erfindung gelöst und andere vorteilhafte Resultate erreicht werden.
Da verschiedene Änderungen in den vorstehend beschriebenen Konstruktionen gemacht werden könnten, wenn die Änderungen nicht von dein Rahmen der Erfindung abweichen, die durch die folgenden Ansprüche definiert ist, soll der gesamte Gegenstand, der in der vorstehenden Beschreibung enthalten oder in den beigefügten Zeichnungen gezeigt ist, als Darstellung von Ausführungsbeispielen und nicht in einem einschränkenden Sinn verstanden werden.

Claims

1. Elektronische Steuerschaltung zur Verwendung mit einer eine elektrische Last versorgenden Einrichtung mit einer Lastverbindung (OA), einer auf einer hohen Spannung liegenden Versorgungsverbindung und einem gemeinsamen Anschluß, und mit einer elektronischen Einrichtung (13, 31) für einen Schaltbetrieb der eine hohe Spannung aufweisenden Versorgungsverbindung mit der Lastverbindung (OA), wobei die elektronische Einrichtung (13, 31) einen Eingang (15, 33) aufweist und auf eine Spannungsdifferenz zwischen dem Eingang (15) und der Lastverbindung anspricht, wobei die Lastverbindung hohen Spannungsauslenkungen relativ zu dem gemeinsamen Anschluß aufgrund des Schaltbetriebs ausgesetzt ist, enthaltend:

einen Transformator (51) mit einer Primärwicklung (53) und einer Sekundärwicklung (55) zum Liefern von wenigstens einem Ausgangspuls aus der Sekundärwicklung, wobei der Transformator eine inhärente bzw. Eigenwicklungskapazität (Cw) zwischen der Primärwicklung und der Sekundärwicklung aufweist;

eine Gleichrichtereinrichtung (63, 67, 69, 77), die mit der Sekundärwicklung verbunden ist, zum Verbinden des Ausgangspulses von der Sekundärwicklung zwischen dem Eingang (15) und der elektronischen Einrichtung (13) und der Lastverindung (OA), wenn der Ausgangspuls vorhanden ist, wobei eine hohe Spannungsauslenkung auf der Lastverbindung die Eigenwicklungskapazität auf einen hohen Spannungspegel auflädt, wenn der Ausgangspuls vorhanden ist;

eine Einrichtung (61, 75) für einen Nebenschluß des hohen Spannungspegels auf der Eigenwicklungskapazität (Cw) des Transformators (51) zu der Lastverbindung (OA), wenn der Ausgangspuls und jede hohe Spannungsauslenkung abfällt; und

eine aktive Steuereinrichtung (75) mit einem Eingang und ersten und zweiten Steuerleitern und einer Einrichtung (81, 89) zum Bilden eines im wesentlichen induktivitätsfreien Widerstandspfades zwischen dem Eingang der aktiven Steuereinrichtung (75) und dem Eingang (15) der elektronischen Einrichtung (13, 31) und mit einer Steuereinrichtung (61) zum Steuern des Durchschaltzustandes der aktiven Steuereinrichtung (75) in Abhängigkeit von dem Wicklungskapazitäts-Entladestrom und dem Sperrzustand der aktiven Steuereinrichtung (75) in Abhängigkeit von dem Wicklungskapazitäts-Ladestrom, wobei die aktive Steuereinrichtung so geschaltet ist, daß sie Strom von dem Eingang (15) der elektronischen Einrichtung (13) zu der Lastverbindung (OA) über die ersten und zweiten Steuerleiter im Nebenschluß leitet, wodurch verhindert wird, daß der hohe Spannungspegel der Wicklungskapazität (Cw) die elektronsiche Einrichtung (13, 31) betätigt, wenn jede hohe Spannungsauslenkung abfällt.

2. Elektronische Steuerschaltung nach Anspruch 1, wobei die Einrichtung zur Bildung eines Widerstandspfades ein Widerstands-Netzwerk (81, 89) aufweist und die Verbindungseinrichtung eine Vollwellen-Brückengleichrichtereinrichtung (63, 67, 69, 77) aufweist, die der Sekundärwicklung (55) parallel geschaltet ist, wobei die Vollwellen-Brückengleichrichtereinrichtung einen ersten Ausgang (83), der direkt mit dem Eingang der aktiven Steuereinrichtung verbunden ist, und einen zweiten Ausgang (71) aufweist, der mit dem Widerstands-Netzwerk verbunden ist, wobei von der aktiven Steuereinrichtung (75) ihr Eingang und wenigstens einer ihrer Steuerleiter direkt mit dem Widerstands-Netzwerk verbunden ist, das eine weitere Verbindung für den Eingang der elektronischen Einrichtung aufweist.

3. Elektronische Steuerschaltung nach Anspruch 1, wobei die Sekundärwicklung (55) mit dem Eingang der aktiven Steuereinrichtung (75) kapazitiv verbunden ist (295 in Fig. 11) und die Verbindungseinrichtung Mittel (61) aufweist, die anderswo von der Sekundärwicklung mit dem Eingang der aktiven Steuereinrichtung verbunden sind für eine unidirektionale Leitung in einer Richtung entgegengesetzt zu einer Entladerichtung des Stroms von der Wicklungskapazität.

4. Elektronische Steuerschaltung nach Anspruch 1, wobei der Eingang der aktiven Steuereinrichtung (75) auch getrennt mit der Sekundärwicklung (55) verbunden ist, um den hohen Spannungspegel der Wicklungskapazität abzutasten.

5. Elektronische Steuerschaltung nach Anspruch 1, wobei ferner auf den Ausgangspuls der Sekundärwicklung (55) ansprechende Mittel (61) vorgesehen sind zum temporären Verhindern des Betriebs der Nebenschluß-Einrichtung (61, 75).

6. Elektronische Steuerschaltung nach Anspruch 1, wobei die aktive Steuereinrichtung (75) nur auf eine vorbestimmte Spannungspolarität zwischen ihrem Eingang und dem ersten Steuerleiter anspricht, und die Sekundärwicklung (55) zwischen den Eingang und den zweiten Steuerleiter der aktiven Steuereinrichtung geschaltet ist, so daß der Ausgangspuls an einer Betätigung der aktiven Steuereinrichtung gehindert ist und stattdessen mit der elektronischen Einrichtung (13, 31) verbunden wird.

7. Elektronische Steuerschaltung nach Anspruch 1, wobei die aktive Steuereinrichtung (75) nur auf eine vorbestimmte Spannungspolarität zwischen ihrem Eingang und dem ersten Steuerleiter anspricht und ferner ein unidirektionales Leitungsmittel (61) aufweist, das zwischen die Lastverbindung (OA) und den Eingang der aktiven Steuereinrichtung geschaltet und so gepolt ist, daß eine Spannung entgegengesetzt zu der vorbestimmten Spannungspolarität entwickelt wird, wenn eine hohe Spannungsauslenkung auftritt.

8. Elektronische Steuerschaltung nach Anspruch 1, wobei die Einrichtung zur Bildung eines Widerstandspfades ein Widerstands-Netzwerk (81, 87, 89) aufweist und die Verbindungseinrichtung ein Dioden-Netzwerk (63, 67, 69, 77) aufweist, das zwischen die Sekundärwicklung (55) und das Widerstands-Netzwerk (81, 89) geschaltet ist, wobei von der aktiven Steuereinrichtung (75) einer ihrer Steuerleiter sowohl mit der Lastverbindung als auch mit dem Dioden-Netzwerk verbunden ist.

9. Elektronische Steuerschaltung nach Anspruch 1, wobei die aktive Steuereinrichtung (75) einen Transistor mit einem Emitter, der mit der Lastverbindung (OA) verbunden ist, einem Kollektor, der durch eine widerstandsbehaftete Verbindung mit dem Eingang (15) der elektronischen Einrichtung (13) verbunden ist, und mit einer Basis als dem Eingang der aktiven Steuereinrichtung aufweist, die auch zum Abtasten des hohen Spannungspegels auf der Wicklungskapazität geschaltet ist.

10. Elektronische Steuerschaltung nach Anspruch 9, wobei der Transistor (75) ein NPN Transistor ist.

11. Elektronische Steuerschaltung nach Anspruch 1, wobei die Sekundärwicklung (55) direkt mit dem Eingang der aktiven Steuereinrichtung (75) verbunden ist und die Verbindungseinrichtung Mittel (291) aufweist, die anderswo mit der Sekundärwicklung verbunden sind für eine Halbwellengleichrichtung des Ausgangspulses für den Eingang (15) der elektronischen Einrichtung (13).

12. Elektronische Steuerschaltung nach Anspruch 1, wobei ferner eine Taktschaltungsanordnung (f) zum Erzeugen von Pulsen mit einer Folgefrequenz und Mittel (43, 45) vorgesehen sind zum geschalteten Verbinden der Pulse mit einer Schaltfrequenz, die kleiner als die Folgefrequenz ist, mit der Pirmärwicklung (53).

13. Elektronische Steuerschaltung nach Anspruch 1, wobei:

die Einrichtung (61, 75) zum Bilden eines Nebenschlusses ferner eine Festkörper-Leistungsschaltvorrichtung (13) mit einem eine hohe Impedanz aufweisenden Eingang (15) und Steueranschlüssen aufweist, die zwischen die Hochspannungs- Versorgungsverbindung (V+) und die Lastverbindung (OA) geschaltet sind, wobei der eine hohe Impedanz aufweisende Eingang eine inhärente Eingangsimpedanz (Cgs) besitzt und die Lastverbindung hohen Spannungsauslenkungen relativ zu den gemeinsamen Anschluß aufgrund des Schaltbetriebs ausgesetzt ist; und

die Verbindungseinrichtung ein Dioden-Netzwerk (63, 67, 69, 77), das mit der Sekundärwicklung (55) verbunden ist, zur Lieferung von Ausgangspulsen, wenn sie durch die Sekundärwicklung gespeist ist, und ein Widerstands-Netzwerk (81, 89) aufweist, das zwischen das Dioden-Netzwerk und den eine hohe Impedanz aufweisenden Eingang der elektronischen Einrichtung (13, 31) geschaltet ist für einen Schaltbetrieb, wobei der Eingang der aktiven Steuereinrichtung (75) sowohl mit dein Dioden-Netzwerk als auch dem Widerstands- Netzwerk verbunden ist und ihr erster Steuerleiter sowohl mit der Lastverbindung (OA) als auch dem Dioden-Netzwerk (63, 67, 69, 77) verbunden ist und ihr zweiter Steuerleiter mit dem Widerstands-Netzwerk (81, 89) verbunden ist, so daß, wenn einer der Ausgangspulse von dem Dioden-Netzwerk abfällt, das Widerstands-Netzwerk einen im wesentlichen verzögerungsfreien direkten Pfad von dem eine hohe Impedanz aufweisenden Eingang (15) der Festkörper-Leistungsschaltvorrichtung (13) zu der aktiven Steuereinrichtung (75) bildet und die Eingangskapazität durch die aktive Steuereinrichtung entladen wird, so daß, wenn die hohe Spannungsauslenkung abfällt, die Wicklungskapazität durch die aktive Steuereinrichtung nebengeschlossen ist, wodurch der eine hohe Impedanz aufweisende Eingang der Festkörper- Schaltvorrichtung überbrückt wird.

14. Elektronische Steuerschaltung nach Anspruch 13, wobei ferner Mittel (43, 45, f) zum Speisen der Primärwicklung (53) der Transformatoreinrichtung (51) mit hochfrequenten, bidirektionalen Pulsen vorgesehen sind, die gemäß den niederfrequenten Steuerpulsen initiiert werden, wobei das Dioden-Netzwerk Mittel (63, 67, 69, 77) aufweist, die mit der Sekundärwicklung (55) verbunden sind, für eine Vollwellengleichrichtung der hochfrequenten, bidirektionalen Pulse, um die niederfrequenten Steuerimpulse als die Ausgangspulse zurückzuerhalten.

15. Elektronische Steuerschaltung nach Anspruch 1, wobei:

die Mittel (61, 75) zur Bildung eines Nebenschlusses ferner eine Schaltvorrichtung (13) enthalten, die einen eine hohe Impedanz aufweisenden Eingang (15) mit einer Eingangskapazität (Cgs) und auch Steueranschlüsse aufweist, die zwischen die eine hohe Spannung aufweisende Versorgungsverbindung (V+) und die Lastverbindung (OA) verbunden sind, wobei die Schaltvorrichtung auf die Ausgangsgröße aus der Sekundärwicklung (55) anspricht, um durchzuschalten, so daß die Lastverbindung einer hohen Spannungsauslenkung relativ zu dem gemeinsamen Anschluß ausgesetzt ist, wenn die Schaltvorrichtung durchschaltet; und

die Verbindungseinrichtung erste (61) und zweite Mittel (63) aufweist, die an einem Knotenpunkt (83) verbunden sind und seriell gepolt sind für eine unidirektionale Leitung durch entweder eine von beiden oder beide der ersten und zweiten Mittel, wobei das erste Mittel (61) mit der Lastverbindung (OA) und das zweite Mittel (63) mit der Sekundärwicklung (55) verbunden ist, um die Wicklungskapazität (Cw) zu laden, wenn eine hohe Spannungsauslenkung an der Lastverbindung auftritt;

wobei der erste Steuerleiter mit der Lastverbindung (OA) verbunden ist, der zweite Steuerleiter mit dem Knotenpunkt des ersten und zweiten Mittels (61, 63) für die unidirektionale Leitung verbunden ist und die aktive Steuereinrichtung (75) einen dritten Steuerleiter aufweist, der mit dem eine hohe Impedanz aufweisenden Eingang (15) der Schaltvorrichtung (13) verbunden ist; und

wobei die Einrichtung zum Bilden eines Nebenschlusses Mittel (61) zur Bildung eines im wesentlichen verzögerungsfreien Pfades von dein eine hohe Impedanz aufweisenden Eingang (15) der Schaltvorrichtung (13) zu der aktiven Steuereinrichtung (75) an den zweiten Steuerleiter aufweist, so daß, wenn eine Ausgangsgröße aus der Sekundärwicklung (55) abfällt, die Eingangskapazität der Schaltvorrichtung (13) durch wenigstens zwei der Steuerleiter der aktiven Steuereinrichtung (75) entladen wird, wodurch die Schaltvorrichtung (13) gesperrt wird, und wenn die hohe Spannungsauslenkung abfällt wird die Wicklungskapazität dadurch auch durch die aktive Steuereinrichtung überbrückt.

16. Elektronische Steuerschaltung nach Anspruch 1, wobei die Einrichtung (61, 75) zur Bildung eines Nebenschlusses verhindert, daß der hohe Spannungspegel die elektronische Einrichtung (13, 31) betätigt, wobei die Einrichtung zur Bildung eines Nebenschlusses (61, 75) einen Eingang aufweist, mit dem die Sekundärwicklung (55) kapazitiv verbunden ist, und die Verbindungseinrichtung (63, 67, 69, 77) Mittel aufweist, die anderswo mit der Sekundärwicklung (55) von dem Eingang der Einrichtung zur Bildung eines Nebenschlusses verbunden sind, zur unidirektionalen Leitung in eine Richtung entgegengesetzt zu einer Richtung des Entladestroms von der Wicklungskapazität.

17. Elektronische Steuerschaltung nach Anspruch 1, wobei die Verbindungseinrichtung aufweist:

ein Widerstands-Netzwerk (81, 89) mit ersten, zweiten und dritten Verbindungen; und

eine Vollwellen-Brückengleichrichtereinrichtung (63, 67, 69, 77), die der Sekundärwicklung (55) parallel geschaltet ist und die eine Ausgangsverbindung zu der ersten Verbindung des Widerstandsnetzwerkes (81, 89) aufweist, wobei die zweite Verbindung des Widerstands-Netzwerkes den Ausgangspuls mit dein Eingang (15) der elektronischen Einrichtung (13) verbindet, um die Spannungsdifferenz zu liefern, wenn der Ausgangspuls vorhanden ist, wobei eine hohe Spannungsauslenkung auf der Lastverbindung (OA) die Wicklungskapazität (Cw) über die Vollwellen-Brückengleicheinrichtung auf einen hohen Spannungspegel auflädt, wenn der Ausgangspuls vorhanden ist.

18. Elektronische Steuerschaltung nach Anspruch 1, ferner enthaltend:

einen Leistungstransformator (203) mit einer ersten Wicklung und einer Ausgangswicklung;

Mittel (205), die mit der Ausgangswicklung des Leistungstransformators (203) verbunden sind, zum Ableiten einer Ausgangsspannung der elektroniscnen Steuerschaltung (201);

Mittel (207) zum Abtasten einer Differenz zwischen der Ausgangsspannung und einem vorbestimmten Wert, auf den die Ausgangsspannung zu regulieren ist; und

Mittel (209) zum Erzeugen einer Pulsbreiten-modulierten Serie von Pulsen zum Versorgen der Primärwicklung (53) des Signaltransformators (51) als eine Funktion der so abgetasteten Differenz, um die abgetastete Differenz zu verkleinern.

19. Elektronisch kommutiertes Motorsystem zur Verwendung mit einer eine elektrische Last versorgenden Einrichtung mit einer eine hohe Spannung aufweisenden Versorgungsverbindung und einer gemeinsamen Verbindung, wobei das elektronisch kommutierte Motorsystem enthält:

einen elektronisch kommutierten Motor (101) mit einer stationären Einrichtung, die mehrere Wicklungsstufen (103, 105, 107) aufweist, die selektiv kommutiert werden können, und mit einer der stationären Einrichtung zugeordneten drehbaren Einrichtung in selektiver magnetischer Kopplungsrelation mit den Wicklungsstufen (103, 105, 107); und

eine Einrichtung zum Kommutieren der Wicklungsstufen zum selektiven Verbinden der Wicklungsstufen an ihren entsprechenden Anschlüssen mit der eine hohe Spannung aufweisenden Versorgungsverbindung in Abhängigkeit von Befehlspulsen, enthaltend:

Festkörper-Leistungsschaltvorrichtungen (13, 31) , die jeweils einen eine hohe Impedanz aufweisenden Eingang (15, 33) und Steueranschlüsse aufweisen, die zwischen die eine hohe Spannung aufweisenden Versorgungsverbindung (V+) bzw. die Anschlüsse der Wicklungsstufen geschaltet sind;

Transformatoren (51), die jedem der Festkörper-Leistungsschaltvorrichtungen (13) entsprechen, wobei jeder Transformator eine Primärwicklung (53) und eine Sekundärwicklung (55) aufweist zum Liefern einer Ausgangsgröße aus der Sekundärwicklung in Abhängigkeit von einem entsprechenden der Befehlspulse, und wobei jeder Transformator eine inhärente bzw. Wicklungskapazität (Cw) zwischen der Primärwicklung und der Sekundärwicklung aufweist;

eine Gleichrichtereinrichtung (63, 67, 69, 77) , die mit jeder Sekundärwicklung verbunden ist zum Verbinden der Ausgangsgröße aus jeder Sekundärwicklung (55) zwischen den eine hohe Impedanz aufweisenden Eingang (15) von jeder Festkörper-Leistungsschaltvorrichtung und dem Anschluß derjenigen Wicklungsstufe (103), mit der die Schaltvorrichtung (13) verbunden ist, wobei eine hohe Spannungsauslenkung auf dem Anschluß von irgendeiner Wicklungsstufe (103) die Wicklungskapazität des entsprechenden Transformators (51) auf einen hohen Spannungspegel auflädt, wenn die Ausgangsgröße vorhanden ist; und

eine aktive Steuereinrichtung (75), die jeweils einen Eingang und erste und zweite Steuerleiter und Mittel (81, 89) aufweist zur Bildung von Widerstandspfaden, die im wesentlichen frei von Induktivität sind, zwischen dem Eingang von jeder aktiven Steuereinrichtung (75) und dem eine hohe Impedanz aufweisenden Eingang (15, 33) von jeder der Festkörper-Schaltvorrichtungen (13, 31) und Mittel (61) zum Steuern des Durchschaltzustands der aktiven Steuereinrichtung und zur Bildung eines Nebenschlusses für den Strom, der die Wicklungskapazität (Cw) auflädt, wobei die aktive Steuereinrichtung (75) so geschaltet ist, daß sie einen Nebenschluß für den hohen Spannungspegel von jeder Wicklungskapazität bildet und somit dadurch aufgeladen wird, um den hohen Spannungspegel von dem eine hohe Impedanz aufweisenden Eingang (15) der entsprechenden Festkörper-Leistungsschaltvorrichtung (13) zu dem Anschluß der entsprechenden Wicklungsstufe (103, 105, 107) durch die ersten und zweiten Steuerleiter zu überbrücken, wenn jede hohe Spannungsauslenkung abfällt, wobei verhindert wird, daß der hohe Spannungspegel eine der Festkörper-Leistungsschaltvorrichtungen (13, 31) betätigt, wenn jede hohe Spannungsauslenkung abfällt.

20. Steuerverfahren zur Verwendung in einer eine elektrische Last versorgenden Einrichtung mit einer Lastverbindung (OA), einer eine hohe Spannung aufweisenden Versorgungsverbindung und einem gemeinsamen Anschluß und mit einer elektronischen Einrichtung (13, 31) für einen Schaltbetrieb der eine hohe Spannung aufweisenden Versorgungsverbindung mit der Lastverbindung, wobei die elektronische Einrichtung einen Eingang (15) aufweist und auf eine Spannungsdifferenz zwischen dem Eingang und der Lastverbindung anspricht, wobei die Lastverbindung hohen Spannungsauslenkungen relativ zu dem gemeinsamen Anschluß ausgesetzt ist aufgrund des Schaltbetriebs, wobei das Steuerverfahren die Schritte enthält:

Erzeugen wenigstens eines Ausgangspulses aus einer Sekundärwicklung (55) von einem Transformator (51) mit einer Primärwicklung (53) und einer Sekundärwicklung (55) und einer inhärenten bzw. Wicklungskapazität (Cw) zwischen der Primärwicklung und der Sekundärwicklung;

Verbinden des Ausgangspulses aus der Sekundärwicklung zwischen dem Eingang der elektronischen Einrichtung und der Lastverbindung, wenn der Ausgangspuls vorhanden ist, wobei eine hohe Spannungsauslenkung auf der Lastverbindung die Wicklungskapazität auf einen hohen Spannungspegel auflädt, wenn der Ausgangspuls vorhanden ist;

Ausbilden eines im wesentlichen induktivitätsfreien Widerstandspfades zwischen dem Eingang (15) der elektronischen Einrichtung (13) und einem Eingang der aktiven Steuereinrichtung (75) und Steuern des Durchschaltzustandes der aktiven Steuereinrichtung (75) in Abhängigkeit von dem Wicklungskapazitäts-Entladestrom und des Sperrzustandes der aktiven Steuereinrichtung (75) in Abhängigkeit von dem Wicklungskapazitäts-Ladestrom, so daß die aktive Steuereinrichtung (75) einen Nebenschluss für Strom von dem Eingang (15) der elektronischen Einrichtung (13) zu der Lastverbindung (OA) bildet und dadurch verhindert, daß der hohe Spannungspegel der Wicklungskapazität (Cw) die elektronische Einrichtung (13) betätigt, wenn jede hohe Spannungsauslenkung abfällt.

21. Steuerverfahren nach Anspruch 20, wobei:

in dem Erzeugungschritt ein bipolarer Ausgangspuls von einem Transformator (51) erzeugt wird, der eine Primärwicklung (53) und eine Sekundärwicklung (55) und eine inhärente bzw. Wicklungskapazität (Cw) zwischen der Primärwicklung (53) und der Sekundärwicklung (55) aufweist, und der bipolare Ausgangspuls durch ein Dioden-Netzwerk (63, 67, 69, 77) verarbeitet wird, um ein elektrisches Steuersignal zu erzeugen;

der Verbindungsschritt ein widerstandsbehaftetes Verbinden des elektrischen Steuersignals von dem Dioden-Netzwerk (63, 67, 69, 77) mit dem eine hohe Impedanz aufweisenden Eingang (15) der elektronischen Schalteinrichtung (13) aufweist, wodurch ihre Eingangskapazität (Cgs) aufgeladen und sie durchgeschaltet wird, wobei eine hohe Spannungsauslenkung auf der Lastverbindung (OA) die Wicklungskapazität des Transformators (51) auf einen hohen Spannungspegel auflädt; und

der Ausbildungsschritt ein Entladen der Eingangskapazität im wesentlichen frei von induktiver Verzögerung, wenn der bipolare Ausgangspuls aus dem Transformator (51) abfällt, und die Bildung eines Nebenschlusses für den hohen Spannungspegel auf der Wicklungskapazität zu der Lastverbindung aufweist, wenn jede Spannungsauslenkung abfällt, wodurch der eine hohe Impedanz aufweisende Eingang (15) der elektronischen Einrichtung (13) im Nebenschluß überbrückt wird, wenn jede hohe Spannungsauslenkung abfällt.

22. Verfahren zum Betreiben eines elektronisch kommutierten Motors (101) mit einer stationären Einrichtung, die mehrere Wicklungsstufen (103, 105, 107) aufweist, die selektiv kommutiert werden können, und mit einer der stationären Einrichtung zugeordneten drehbaren Einrichtung in selektiver magnetischer Kopplungsrelation mit den Wicklungsstufen für eine Verwendung mit einer eine elektrische Last versorgenden Einrichtung mit einer eine hohe Spannung aufweisenden Versorgungsverbindung und einem gemeinsamen Anschluß, wobei das Verfahren die Schritte enthält:

Kommutieren der Wicklungsstufen (103, 105, 107) durch selektives Umschalten der Wicklungsstufen an ihren entsprechenden Anschlüssen mit der auf einer hohen Spannung liegenden Verbindung mit Festkörper-Schaltvorrichtungen (13, 31), die einen Eingang mit hoher Impedanz aufweisen, in Abhängigkeit von Pulsen, wobei jeder eine hohe Impedanz aufweisende Eingang (15, 33) eine inhärente bzw. Eingangskapazität (Cgs) aufweist;

Erzeugen von gleichgerichteten Pulsen aus Transformatoren (51) mit einer Primärwicklung (53) und einer Sekundärwicklung (55) und einer inhärenten bzw. Wicklungskapazität zwischen der Primärwicklung und der Sekundärwicklung, wobei eine hohe Spannungsauslenkung aufgrund des Schaltbetriebs auf dem Anschluß von irgendeiner Wicklungsstufe (103, 105, 107) die Wicklungskapazität von einem entsprechenden Transformator auf einen hohen Spannungspegel auflädt;

Ausbilden eines im wesentlichen induktivitätsfreien Widerstandspfades zwischen dem Eingang (15) der elektronischen Einrichtung (17) und einem Eingang der aktiven Steuereinrichtung (75) und Steuern des Durchschaltzustandes der aktiven Steuereinrichtung (75) in Abhängigkeit von dem Wicklungskapazitäts-Entladestrom und des Sperrzustandes der aktiven Steuereinrichtung (75) in Abhängigkeit von dem Wicklungskapazitäts-Ladestrom, so daß die aktive Steuereinrichtung (75) einen Nebenschluß für Strom von dem Eingang (15) der elektronischen Einrichtung (13) zu der Lastverbindung (OA) bildet, wodurch verhindert wird, daß der hohe Spannungspegel der Wicklungskapazität (Cw) die elektronische Einrichtung (13) betätigt, wenn jeder hohe Spannungspuls abfällt; und

jede somit aufgeladene Wicklungskapazität in einem Nebenschluß zu dem Anschluß der entsprechenden Wicklungsstufe (103, 105, 107) gelegt wird, um eine Betätigung des eine hohe Impedanz aufweisenden Eingangs (15, 33) von jeder entsprechenden Festkörper-Schaltvorrichtung (13, 31) zu verhindern, wenn jede hohe Spannungsauslenkung abfällt.