EP1527470B1 - Steueranordnung für einen elektromagnetischen antrieb - Google Patents

Steueranordnung für einen elektromagnetischen antrieb Download PDF

Info

Publication number
EP1527470B1
EP1527470B1 EP03784086A EP03784086A EP1527470B1 EP 1527470 B1 EP1527470 B1 EP 1527470B1 EP 03784086 A EP03784086 A EP 03784086A EP 03784086 A EP03784086 A EP 03784086A EP 1527470 B1 EP1527470 B1 EP 1527470B1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
voltage
control
switching means
operating
switching
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Lifetime
Application number
EP03784086A
Other languages
English (en)
French (fr)
Other versions
EP1527470A1 (de
Inventor
Wilhelm Melchert
Gerd Schmitz
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Eaton Industries GmbH
Original Assignee
Moeller GmbH
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Moeller GmbH filed Critical Moeller GmbH
Publication of EP1527470A1 publication Critical patent/EP1527470A1/de
Application granted granted Critical
Publication of EP1527470B1 publication Critical patent/EP1527470B1/de
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Lifetime legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01H—ELECTRIC SWITCHES; RELAYS; SELECTORS; EMERGENCY PROTECTIVE DEVICES
    • H01H47/00—Circuit arrangements not adapted to a particular application of the relay and designed to obtain desired operating characteristics or to provide energising current
    • H01H47/22—Circuit arrangements not adapted to a particular application of the relay and designed to obtain desired operating characteristics or to provide energising current for supplying energising current for relay coil
    • H01H47/32—Energising current supplied by semiconductor device
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01H—ELECTRIC SWITCHES; RELAYS; SELECTORS; EMERGENCY PROTECTIVE DEVICES
    • H01H47/00—Circuit arrangements not adapted to a particular application of the relay and designed to obtain desired operating characteristics or to provide energising current
    • H01H47/02—Circuit arrangements not adapted to a particular application of the relay and designed to obtain desired operating characteristics or to provide energising current for modifying the operation of the relay
    • H01H47/04—Circuit arrangements not adapted to a particular application of the relay and designed to obtain desired operating characteristics or to provide energising current for modifying the operation of the relay for holding armature in attracted position, e.g. when initial energising circuit is interrupted; for maintaining armature in attracted position, e.g. with reduced energising current

Definitions

  • the invention relates to a control arrangement for an electromagnetic drive, in particular the drive of an electromagnetic switching device.
  • the electromagnetic drive generally consists of a drive coil, a magnetic core and a magnet armature.
  • the drive control essentially comprises a rectifier circuit fed via control inputs, a series circuit of the drive coil fed by the rectifier circuit with a pulse width controlled transistor switch, two voltage divider circuits interrogating the output of the rectifier circuit and separated on the input side by an isolating diode, and an electronic device having a microprocessor and two memories.
  • the electronic device is for the tightening and holding operation of the drive coil control signals to the transistor from, the corresponding pulse widths are determined in the tightening or holding operation according to the output signal of the associated voltage divider via the associated memory.
  • a circuit arrangement for controlling a relay is known.
  • About a DC operating voltage is the series connection the drive coil with a first transistor switch, and parallel to the switching path of the first transistor switch is the series connection of a holding resistor with a second transistor switch.
  • a DC voltage control input is connected via a differentiating timing element of a capacitor and a discharge resistor to the control electrode of the first transistor switch and via a series resistor to the control electrode of the second transistor switch.
  • both the first and the second transistor switch are turned on, whereby via the drive coil a pull-in voltage is applied, which results from the reduced by the residual voltage of the first transistor switch operating DC voltage.
  • the first transistor switch changes to the blocking state.
  • the drive coil is acted upon only with a holding current, which essentially results from the ratio of the operating DC voltage to the sum of the holding resistor and the ohmic resistance of the drive coil.
  • the second transistor switch is disabled and thus turned off the relay.
  • a provided for the operation of a relay circuit according to DE 44 10 819 C2 again has a first transistor switch turned on in the starting phase and a second transistor switch connected in series with the drive coil and a holding resistor above a DC operating voltage and in the switched-on state of the relay.
  • the first transistor switch lies with its switching path parallel to the holding resistor.
  • a DC voltage control input is connected via a voltage divider to the control electrode of the second transistor switch.
  • the control electrode of the first transistor switch is connected via an integrating timer consisting of a charging resistor and a capacitor to the connection point of the first transistor switch, the second transistor switch and the holding resistor.
  • the capacitor When the relay is switched off, the capacitor is charged via the drive coil, the holding resistor and the charging resistor, so that when a control voltage is applied, both transistor switches by control.
  • the tightening voltage for the drive coil results from the reduced by the sum of the residual voltages of the two transistor switch operating voltage.
  • the capacitor begins to discharge via the series resistor and the switching path of the second transistor switch. After falling below a threshold value by the capacitor voltage blocks the first transistor switch.
  • the drive coil is acted upon only with a holding current, which essentially results from the ratio of the operating DC voltage to the sum of the holding resistor and the ohmic resistance of the drive coil.
  • This drive control is with the listed disadvantages of the solution DE 92 16 041 U1 Affects and requires a constant or at least with sufficient time before switching on the relay provided DC operating voltage.
  • Known circuit arrangement for controlling small magnetic coils has a transistor switch in series with the magnet coil.
  • the through-controlled transistor switch charges the magnetic coil with a high starting current during a time interval predetermined by a differentiating timer.
  • the holding current is determined by a parallel arranged to the switching path of the transistor switch series circuit of a holding resistor and a light emitting diode.
  • the drive coil via two electronic switching means successively first to a pull-in power source of higher voltage and after opening the valve to a holding current source of lower voltage can be connected.
  • the switchover is effected by a timer, which is connected upstream of the first switching means.
  • the object of the invention is therefore an inexpensive, low-power and largely voltage-independent control arrangement.
  • the object is achieved by a circuit arrangement according to the invention according to claim 1.
  • a circuit arrangement according to the invention according to claim 1. By relatively inexpensive means in the form of a voltage controlled by a timer voltage source and a down-regulating DC-DC converter, a pull-in voltage and, in contrast, a much lower holding voltage are provided.
  • the amount of the tightening voltage is below the allowable Range for the operating voltage and is largely independent of the height of the control voltage.
  • the holding voltage is regulated to a value that is far below the tightening voltage.
  • the control input voltage which can be selected as a DC voltage or as an AC voltage, the control arrangement is supplied simultaneously. After the application of the control voltage, the operating voltage is built up directly via the rectifier arrangement.
  • a timer is activated on the one hand and built on the DC-DC converter, the holding voltage.
  • the drive coil is energized via the first switching means, wherein at the same time with the driving coil in series switching path of the second switching means is turned on.
  • An isolating diode prevents the pull-in voltage from reaching the output of the DC-DC converter.
  • the timer disables the voltage source and thus also the first switching means. The supply of the drive coil and the maintained control of the second switching means is now taken over by the DC-DC converter with the supplied via the isolation diode holding voltage.
  • the drive coil transitions to the de-energized state.
  • the timing of the timer and the pull-in voltage must be selected so that the magnet armature activated by the drive coil is securely attracted to the magnet core.
  • the holding voltage is just to be chosen so large by adjusting the DC-DC converter that the armature is securely held in its tightened position.
  • the proposed control arrangement does not require complex digital means, in particular no microcontroller.
  • the control arrangement is suitable both for DC drives and for AC drives and in particular for magnetic drives of lower power. Since the operating time and the holding current assume low values, with the control arrangement according to the invention, it is also possible to use AC magnetic drives with low-impedance drive coils, which are otherwise only suitable for AC operation without the use of the proposed control arrangement. Therefore, one can rely solely on AC drives in the manufacture of electromagnetic switching devices To reduce the necessary variants for the drive coil and thereby significantly reduce costs.
  • the timer can advantageously be realized by a simple integrating or differentiating RC element (also referred to as low-pass or high-pass).
  • a simple integrating or differentiating RC element also referred to as low-pass or high-pass.
  • a voltage limiting element for example a Zener diode, leads to a limitation of the charge end voltage and thus to a considerable reduction in the dependency of the charging or discharging process on the level of the operating voltage.
  • the controllable voltage source consists in a cost-effective manner of a voltage limiter arrangement combined with a threshold circuit.
  • the charging voltage increasing at the charging capacitor of the RC element is usually evaluated by the threshold value switch as the determining value for the termination of the starting phase.
  • the voltage dropping at the discharge resistor is usually evaluated by the threshold value switch as a result of the discharge current.
  • Freewheeling means arranged parallel to the switching path of the second switching means, for example a Zener diode, ensure a rapid demagnetization of the drive coil when switched off, if appropriate in cooperation with further freewheeling means.
  • the control arrangement 2 shown in FIG. 1 for a drive coil 4 of a magnetic drive (not shown) of an electromagnetic switching device, for example a contactor, is operated by a control voltage Ue via a control input 6.
  • the control voltage Ue can be applied either as a DC voltage or as an AC voltage.
  • a smoothed operating voltage Ub which serves, among other things, the power supply of the control device 2 and the drive coil 4.
  • the rectifier arrangement 8 is followed by a DC-DC converter 10, which generates a considerably lower smoothed holding voltage Uh from the operating voltage Ub.
  • a timer 12 is triggered by the rapidly ramping operating voltage Ub, whose time behavior is determinative of the duration of the tightening phase of the control arrangement 2.
  • the triggered timing element 12 activates a voltage source 14, which in the active state emits a pull-in voltage Ua derived from the operating voltage Ub at its output.
  • the amount of the pull-in voltage Ua is below the amount of the minimum allowable operating voltage Ub and is largely independent of this within a wide range of operating voltage Ub.
  • the tightening voltage Ua first electronic switching means 16 are activated, which act as a voltage follower and whose output is connected to the first terminal 18 of the drive coil 4.
  • the drive coil 4 is acted upon by a voltage whose amount relative to the tightening voltage Ua is slightly reduced by the residual stresses of the two switching means 16 and 22.
  • a separating diode 24 is led to the output of the first switching means 16 in the forward direction.
  • the isolating diode 24 blocks because the amount of the starting voltage Ua is substantially greater than the amount of the holding voltage Uh.
  • the output signal of the timer 12 has changed so much that the present at the output of the voltage source 14 pending tightening voltage Ua is turned off.
  • the voltage at the output of the first switching means 16 decreases so far that now the holding voltage Uh passes through the isolating diode 24 to the first terminal 18 of the drive coil 4 and to the control input of the second switching means 22.
  • the drive coil 4 is supplied with a voltage whose amount relative to the holding voltage Uh is reduced only by the residual voltages of the conductive separating diode 24 and the controlled switching path of the second switching means 22.
  • FIG. 2 shows a detailed advantageous embodiment of the control arrangement 2 described above.
  • the reference symbols used in FIG. 1 have been adopted for the function groups.
  • the rectifier arrangement 8 consists in the usual way of an input-side limiter arrangement 28, a bridge rectifier 26 and an output-side first smoothing capacitor 30. After the application of the control voltage Ue, the operating voltage Ub has risen in a short time. When driving and operating the control arrangement by means of a DC voltage as the control voltage Ue of the bridge rectifier 26 serves as reverse polarity protection.
  • the timer 12 is designed as an integrating RC element. Starting from an operating voltage Ub leading supply line 32 flows after the appearance of the operating voltage Ub a charging current through the series connection of two charging resistors 34 and 36 to a charging capacitor 38. The voltage at a first connection point 40 of the two charging resistors 34, 36 by a voltage limiting element in the form of a limited first Zener diode 42. Thus, the timing of the timer 12 is largely independent of the amount of operating voltage Ub. It is essentially determined by the dimensioning of the RC element formed by the charging resistor 36 and the charging capacitor 38.
  • the charging capacitor 38 discharges via a discharge resistor 44 and a discharge diode 46 to the now de-energized supply line 32.
  • the timer 12 is ready to start again.
  • the controllable voltage source 14 comprises a threshold value circuit which evaluates the charging voltage of the charging capacitor 38 and a voltage limiter arrangement coupled to its output.
  • Theistsbegrenzeran note consists of the series connection of a first series resistor 48 and a Z-diode series 50 and is disposed between the supply line 32 and the reference potential.
  • the threshold circuit has a third transistor 52 arranged in source circuit.
  • the charging capacitor 38 is connected via a second Zener diode 54 to the gate terminal of the third transistor 52.
  • An arranged between the gate terminal of the third transistor 52 and reference potential Ableitwiderstand 56 serves to protect the gate electrode.
  • the drain terminal of the third transistor 52 is connected via a load resistor 58 to a second connection point 60 which is common to the first series resistor 48 and the Z diode series 50.
  • a load resistor 58 to a second connection point 60 which is common to the first series resistor 48 and the Z diode series 50.
  • the voltage across the charging capacitor 38 exceeds the sum of the Z voltage of the second Zener diode 54 and the switching threshold of the gate voltage of the third transistor 52, the latter passes into the conductive state. In this case, the voltage at the second connection point 60 drops far below the pull-in voltage Ua.
  • the resistance of the series resistor 48 is chosen to be large compared to the resistance of the working resistor 58.
  • the first switching means 16 consist of a first transistor 62, connected as a source follower, with a first protective diode 64 for protecting the first transistor 62 against negative voltage peaks between its gate and source terminals.
  • the output of the first switching means 16 connected to the first terminal 18 of the drive coil 4 is identical to the source terminal of the first transistor 62 and outputs the holding voltage Ua reduced by the gate-source voltage of the first transistor 62 during the starting phase. By lowering the potential At the second connection point 60 at the end of the starting phase, the first transistor 62 is turned off.
  • the DC-DC converter 10 consists of an input side connected to the supply line 32 converter circuit 66, output side smoothing means and detection means for detecting and regulating the output holding voltage Uh.
  • the smoothing means consist in the usual way of a smoothing inductor 68 and a return diode 70 at the output of the converter circuit 66 and one of the smoothing reactor 68 downstream second smoothing capacitor 72.
  • About the second smoothing capacitor 72 is at applied control voltage Ue to the holding voltage Uh.
  • the detection means consist of a parallel to the second smoothing capacitor 72 arranged in series connection of a third Zener diode 74 with a photodiode 76 and optically coupled to the photodiode 76 phototransistor 78.
  • the phototransistor 78 is connected with its emitter terminal to the output and with its collector terminal to a Control input of the converter circuit 66 out.
  • the holding voltage Uh is thus determined by the sum of the Z voltage of the third Zener diode 74 and the forward voltage of the photodiode 76. After applying the control voltage Ue, the holding voltage Uh has risen in about 30 ms. After switching off the control voltage Ue, the second smoothing capacitor 72 discharges in a short time via the current path formed from the separating diode 24, driving coil 4 and switching path of the second switching means 22.
  • the second switching means 22 comprise a second transistor 80 arranged in source circuit.
  • the latter is connected on the input side via a second series resistor 82 to the first terminal 18 of the drive coil 4 and connected to a second protective diode 84.
  • the second protective diode 84 is designed as a Zener diode and protects the gate terminal of the second transistor 80 - especially during the tightening phase - against excessive voltages.
  • the drain terminal of the second transistor 80 is connected to the second terminal 20 of the drive coil 4.
  • the second transistor 80 is switched in the tightening phase due to the pull-in voltage Ua from the output of the first switching means 16 and in the hold phase due to the holding voltage Uh via the conductive separator 24 in the open or conductive state, so that the drive coil 4 is permanently energized in both phases , If the control voltage Ue is missing or switched off, the second transistor 80 is in the blocked or non-conducting state, so that the drive coil 4 is not permanent Can carry electricity.
  • a freewheeling means 86 is arranged, which is designed in the example as a Zener diode. Both in the attracting phase and in the holding phase, the freewheeling means 86 is short-circuited by the controlled switching path of the second transistor 80 and thus ineffective.
  • the drive coil 4 When blocking the second transistor 80, the drive coil 4, however, runs over the free-wheeling means 86, return diode 70, smoothing inductor 68 and separating diode 24 existing current path in a short time free.
  • the relatively high freewheeling voltage caused mainly by the Z-voltage of the freewheeling means 86 leads to a rapid degradation of the stored magnetic energy in the drive coil 4 and thus to a rapid shutdown of the magnetic drive.
  • the present invention is not limited to the embodiment described above.
  • the invention can also be carried out with a differentiating timer, as for example the publication mentioned above DE 92 16 041 U1 can be removed.

Landscapes

  • Relay Circuits (AREA)
  • Vehicle Body Suspensions (AREA)
  • Reciprocating, Oscillating Or Vibrating Motors (AREA)
  • Valve Device For Special Equipments (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Description

    Technisches Gebiet
  • Die Erfindung betrifft eine Steueranordnung für einen elektromagnetischen Antrieb, insbesondere den Antrieb eines elektromagnetischen Schaltgerätes. Der elektromagnetische Antrieb besteht im allgemeinen aus einer Antriebsspule, einem Magnetkern und einem Magnetanker.
    • Stand der Technik
  • Aus der Druckschrift DE 299 09 901 U1 ist eine elektronische Antriebssteuerung für einen Schützantrieb bekannt. Die Antriebssteuerung enthält im wesentlichen eine über Steuereingänge gespeiste Gleichrichterschaltung, eine von der Gleichrichterschaltung gespeiste Reihenschaltung der Antriebsspule mit einem pulsbreitengesteuerten Transistorschalter, zwei den Ausgang der Gleichrichterschaltung abfragende und durch eine Trenndiode eingangsseitig getrennte Spannungsteilerschaltungen sowie eine elektronische Anordnung mit einem Mikroprozessor und zwei Speichern. Die elektronische Anordnung gibt für den Anzugs- und Haltebetrieb der Antriebsspule Steuersignale an den Transistor ab, wobei die entsprechenden Pulsbreiten im Anzugs- bzw. Haltebetrieb entsprechend dem Ausgangssignal des zugeordneten Spannungsteilers über den zugeordneten Speicher bestimmt werden. Aus der Druckschrift DE 299 09 904 U1 ist es weiterhin bekannt, bei derartigen Antriebsteuerungen ein erster Transistorschalter zum Schalten des Anzugsstromes und ein zweiter Transistorschalter zum Schalten des Haltestromes vorzusehen. Der Nachteil derartiger Antriebsteuerungen ist der in der elektronischen Anordnung begründete hohe Aufwand, der besonders stark bei den Antrieben elektromagnetischer Schaltgeräte für kleinere Leistungen ins Gewicht fällt.
  • Aus der Druckschrift DE 92 16 041 U1 ist eine Schaltungsanordnung zur Ansteuerung eines Relais bekannt. Über einer Betriebsgleichspannung liegt die Reihenschaltung der Antriebsspule mit einem ersten Transistorschalter, und parallel zur Schaltstrecke des ersten Transistorschalters liegt die Reihenschaltung eines Haltewiderstandes mit einem zweiten Transistorschalter. Ein Gleichspannungssteuereingang ist über ein differenzierendes Zeitglied aus einem Kondensator und einem Entladewiderstand mit der Steuerelektrode des ersten Transistorschalters und über einen Vorwiderstand mit der Steuerelektrode des zweiten Transistorschalters verbunden. Nach Anlegen einer Steuerspannung werden sowohl der erste als auch der zweite Transistorschalter durchgesteuert, wodurch über die Antriebsspule eine Anzugsspannung anliegt, die sich aus der um die Restspannung des ersten Transistorschalter verminderten Betriebsgleichspannung ergibt. Nach dem Absinken der Kondensatorspannung des Differenziergliedes geht der erste Transistorschalter in den Sperrzustand über. Damit wird die Antriebspule nur noch mit einem Haltestrom beaufschlagt, der sich im Wesentlichen aus dem Verhältnis der Betriebsgleichspannung zu der Summe aus dem Haltewiderstand und dem ohmschen Widerstand der Antriebsspule ergibt. Nach Abschalten der Steuerspannung wird auch der zweite Transistorschalter gesperrt und damit das Relais ausgeschaltet. Mit dieser Ansteuerschaltung sind sowohl das Anzugsverhalten als auch die Sicherheit und Wärmeverluste im Haltebetrieb im starken Maße abhängig von Änderungen und Schwankungen der Betriebsgleichspannung. Die nur für den Gleichspannungsbetrieb geeignete Antriebssteuerung verwendet neben der Betriebsspannung zusätzlich eine von dieser unabhängige Steuerspannung. Über den Haltewiderstand geht eine erhebliche zusätzliche Leistung verloren.
  • Eine für den Betrieb eines Relais vorgesehene Schaltungsanordnung nach DE 44 10 819 C2 weist wiederum einen in der Anzugsphase durchgesteuerten ersten Transistorschalter und einen in Reihe mit der Antriebsspule und einem Haltewiderstand über einer Betriebsgleichspannung liegenden und im eingeschalteten Zustand des Relais durchgesteuerten zweiten Transistorschalter auf. Der erste Transistorschalter liegt mit seiner Schaltstrecke parallel zum Haltewiderstand. Ein Gleichspannungssteuereingang ist über einen Spannungsteiler mit der Steuerelektrode des zweiten Transistorschalters verbunden. Die Steuerelektrode des ersten Transistorschalters ist über ein aus einem Ladewiderstand und einem Kondensator bestehendes integrierendes Zeitglied mit dem Verbindungspunkt von erstem Transistorschalter, zweitem Transistorschalter und Haltewiderstand verbunden. Im ausgeschalteten Zustand des Relais wird der Kondensator über die Antriebsspule, den Haltewiderstand und den Ladewiderstand aufgeladen, sodass beim Anlegen einer Steuerspannung beide Transistorschalter durchsteuern. Dabei ergibt sich die Anzugsspannung für die Antriebsspule aus der um die Summe der Restspannungen der beiden Transistorschalter verminderten Betriebsgleichspannung. Gleichzeitig beginnt sich der Kondensator über den Vorwiderstand und die Schaltstrecke des zweiten Transistorschalters zu entladen. Nach Unterschreiten eines Schwellenwertes durch die Kondensatorspannung sperrt der erste Transistorschalter. Damit wird die Antriebspule nur noch mit einem Haltestrom beaufschlagt, der sich im Wesentlichen aus dem Verhältnis der Betriebsgleichspannung zu der Summe aus dem Haltewiderstand und dem ohmschen Widerstand der Antriebsspule ergibt. Nach Abschalten der Steuerspannung wird auch der zweite Transistorschalter gesperrt und damit das Relais ausgeschaltet. Diese Antriebsteuerung ist mit den aufgeführten Nachteilen der Lösung nach DE 92 16 041 U1 behaftet und erfordert eine ständige oder zumindest mit ausreichender Zeit vor dem Einschalten des Relais bereitgestellte Betriebsgleichspannung.
  • Eine nach DE 196 38 260 C2 bekannte Schaltungsanordnung zur Steuerung kleiner Magnetspulen weist in Reihe zur Magnetspule einen Transistorschalter auf. Ab Anlegen einer Steuerspannung beaufschlagt der durchgesteuerte Transistorschalter die Magnetspule während eines durch ein differenzierendes Zeitglied vorgegebenes Zeitintervall mit einem hohen Anzugsstrom. Danach wird der Haltestrom durch eine parallel zur Schaltstrecke des Transistorschalters angeordnete Reihenschaltung aus einem Haltewiderstand und einer Leuchtdiode bestimmt. Auch hier sind Anzugs- und Haltestrom stark abhängig von der Höhe der Steuerspannung und geht über den Haltewiderstand eine erhebliche Leistung verloren.
  • Bei einer Steueranordnung für Magnetventile nach EP 0 091 648 A1 gemäß Oberbegriff des Anspruchs 1 ist die Antriebsspule über zwei elektronische Schaltmittel nacheinander zunächst an eine Anzugstromquelle höherer Spannung und nach dem Öffnen des Ventils an eine Haltestromquelle niedrigerer Spannung anschließbar. Die Umschaltung erfolgt durch ein Zeitglied, das dem ersten Schaltmittel vorgeschaltet ist. Nachteilig ist unter anderem, dass die Anzugs- und die Haltestromquelle ständig Spannungen bereitstellen.
    • Darstellung der Erfindung
  • Die Aufgabe der Erfindung liegt daher in einer unaufwändigen, leistungsarmen und weitgehend spannungsunabhängigen Steueranordnung.
  • Ausgehend von einer Steueranordnung der eingangs genannten Art wird die Aufgabe erfindungsgemäß durch eine erfindungsgemäße Schaltungsanordnung gemäß Anspruch 1 gelöst. Durch relativ unaufwändige Mittel in Form einer von einem Zeitglied gesteuerten Spannungsquelle und eines abwärtsregelnden Gleichspannungswandlers werden eine Anzugsspannung und eine demgegenüber wesentlich niedrigere Haltespannung zur Verfügung gestellt. Der Betrag der Anzugsspannung liegt unterhalb des zulässigen Bereiches für die Betriebsspannung und ist weitgehend unabhängig von der Höhe der Steuerspannung. Die Haltespannung wird auf einen Wert geregelt, der betragsmäßig weit unterhalb der Anzugsspannung liegt. Durch die an den Steuereingang angelegte Spannung, die als Gleichspannung oder als Wechselspannung gewählt werden kann, wird gleichzeitig die Steueranordnung versorgt. Nach dem Anlegen der Steuerspannung wird unmittelbar über die Gleichrichteranordnung die Betriebsspannung aufgebaut. Durch die sich aufbauende Betriebsspannung wird zum einen ein Zeitglied aktiviert und über den Gleichspannungswandler die Haltespannung aufgebaut. Durch die aktivierte Spannungsquelle wird über die ersten Schaltmittel die Antriebsspule stromführend, wobei gleichzeitig die mit der Antriebsspule in Reihe liegende Schaltstrecke der zweiten Schaltmittel durchgesteuert wird. Eine Trenndiode verhindert ein Durchgreifen der Anzugsspannung auf den Ausgang des Gleichspannungswandlers. Nach Ablauf einer bestimmten Zeit, d.h. nach Ablauf der Anzugszeit, deaktiviert das Zeitglied die Spannungsquelle und damit auch die ersten Schaltmittel. Die Versorgung der Antriebsspule sowie die aufrechterhaltene Durchsteuerung der zweiten Schaltmittel wird nun von dem Gleichspannungswandler mit der über die Trenndiode gelieferten Haltespannung übernommen. Nach dem Abschalten der Steuerspannung brechen die Betriebsspannung und die Haltespannung zusammen, worauf infolge des Sperrens der zweiten Schaltmittel die Antriebsspule in den energielosen Zustand übergeht. Das Zeitverhalten des Zeitgliedes und die Anzugsspannung sind so zu wählen, dass der von der Antriebsspule aktivierte Magnetanker sicher vom Magnetkern angezogen wird. Während der Haltephase liegt über der Antriebsspule eine wesentlich niedrigere Spannung als in der Anzugsphase. Die Haltespannung ist durch Einstellen des Gleichspannungswandlers gerade so groß zu wählen, dass der Magnetanker sicher in seiner angezogenen Position gehalten wird.
  • Die vorgeschlagene Steueranordnung benötigt keine aufwändigen digitalen Mittel, insbesondere keinen Mikrocontroller. Die Steueranordnung eignet sich sowohl für DC-Antriebe als auch für AC-Antriebe und insbesondere für Magnetantriebe kleinerer Leistung. Da die Anzugszeit und der Haltestrom niedrige Werte annehmen, können mit der erfindungsgemäßen Steueranordnung auch AC-Magnetantriebe mit niederohmigen Antriebsspulen verwendet werden, die ohne Verwendung der vorgeschlagenen Steueranordnung sonst nur für den Wechselstrombetrieb geeignete sind. Daher kann man sich bei der Herstellung elektromagnetischer Schaltgeräte allein auf AC-Antriebe beschränken, damit die notwendigen Varianten für die Antriebsspulen reduzieren und dadurch die Kosten deutlich senken.
  • Das Zeitglied kann vorteilhaft durch ein einfaches integrierendes oder differenzierendes RC-Glied (auch als Tiefpass oder Hochpass bezeichnet) realisiert werden. Die Kombination mit einem Spannungsbegrenzungselement, beispielsweise einer Z-Diode, führt zu einer Begrenzung der Ladungsendspannung und damit zu einer erheblichen Herabsetzung der Abhängigkeit des Lade- bzw. Entladevorgangs von der Höhe der Betriebsspannung.
  • Die steuerbare Spannungsquelle besteht in kostengünstiger Weise aus einer mit einer Schwellwertschaltung kombinierten Spannungsbegrenzeranordnung. Bei Verwendung eines integrierenden Zeitgliedes wird üblicherweise die am Ladekondensator des RC-Gliedes ansteigende Ladespannung als bestimmender Wert für die Beendigung der Anzugsphase vom Schwellenwertschalter ausgewertet. Bei Verwendung eines differenzierenden Zeitgliedes wird üblicherweise die am Entladewiderstand absinkende Spannung infolge des Entladestromes vom Schwellenwertschalter ausgewertet.
  • Parallel zur Schaltstrecke der zweiten Schaltmittel angeordnete Freilaufmittel, beispielsweise eine Z-Diode, sorgen beim Abschalten - gegebenenfalls im Zusammenwirken mit weiteren Freilaufmitteln - für eine schnelle Entmagnetisierung der Antriebsspule.
    • Kurze Beschreibung der Zeichnungen
  • Weitere Einzelheiten und Vorteile der Erfindung ergeben sich aus dem folgenden, anhand von Figuren erläuterten Ausführungsbeispiel. Es zeigen
    • Figur 1:
    die schematische Darstellung der erfindungsgemäßen Steueranordnung;
    Figur 2:
    die ausführliche Darstellung einer vorteilhaften Ausgestaltung der erfindungsgemäßen Steueranordnung.
    Bester Weg zur Ausführung der Erfindung
  • Die in Fig. 1 gezeigte Steueranordnung 2 für eine Antriebsspule 4 eines nicht weiter dargestellten Magnetantriebes eines elektromagnetischen Schaltgerätes, beispielsweise eines Schützes, wird über einen Steuereingang 6 von einer Steuerspannung Ue betrieben. Die Steuerspannung Ue kann wahlweise als Gleichspannung oder als Wechselspannung angelegt werden. Bei angelegter Steuerspannung Ue steht am Ausgang einer Gleichrichteranordnung 8 eine geglättete Betriebsspannung Ub an, die unter anderem der Energieversorgung der Steueranordnung 2 und der Antriebsspule 4 dient. Der Gleichrichteranordnung 8 ist ein Gleichspannungswandler 10 nachgeschaltet, der aus der Betriebsspannung Ub eine erheblich niedrigere geglättete Haltespannung Uh erzeugt. Nach Anlegen der Steuerspannung Ue wird durch die rasch hochfahrende Betriebsspannung Ub ein Zeitglied 12 angestoßen, dessen Zeitverhalten bestimmend für die Dauer der Anzugsphase der Steueranordnung 2 ist. Das angestoßene Zeitglied 12 aktiviert eine Spannungsquelle 14, die im aktiven Zustand eine aus der Betriebsspannung Ub abgeleitete Anzugsspannung Ua an ihrem Ausgang abgibt. Der Betrag der Anzugsspannung Ua liegt unterhalb des Betrages der minimal zulässigen Betriebsspannung Ub und ist innerhalb eines weiten Bereiches der Betriebsspannung Ub weitgehend unabhängig von dieser. Durch die Anzugsspannung Ua werden erste elektronische Schaltmittel 16 aktiviert, die als Spannungsfolger wirken und deren Ausgang mit dem ersten Anschluss 18 der Antriebsspule 4 verbunden ist. Damit steht in der Anzugsphase am ersten Anschluss 18 der Antriebsspule 4 ein Potenzial an, das sich - bedingt durch eine bauelementebedingte Restspannung der ersten Schaltmittel 16 - nur geringfügig von der Anzugsspannung Ua unterscheidet. Der Ausgang der ersten Schaltmittel 16 ist weiterhin mit dem Steuereingang zweiter elektronischer Schaltmittel 22 verbunden, deren Schaltstrecke vom zweiten Anschluss 20 der Antriebsspule 4 zum Bezugspotenzial der Betriebsspannung Ub führt. Die Anzugsspannung Ua bewirkt das Durchsteuem der Schaltstrecke der zweiten Schaltmittel 22. Damit ist in der Anzugsphase die Antriebsspule 4 mit einer Spannung beaufschlagt, deren Betrag gegenüber der Anzugsspannung Ua geringfügig um die Restspannungen der beiden Schaltmittel 16 und 22 verringert ist. Vom Ausgang des Gleichspannungswandlers 10 ist in Durchlassrichtung eine Trenndiode 24 zum Ausgang der ersten Schaltmittel 16 geführt. In der Anzugsphase sperrt die Trenndiode 24, da der Betrag der Anzugsspannung Ua wesentlich größer als der Betrag der Haltespannung Uh ist.
  • Am Ende der Anzugszeit hat sich das Ausgangssignal des Zeitgliedes 12 so weit verändert, dass die bisher am Ausgang der Spannungsquelle 14 anstehende Anzugsspannung Ua abgeschaltet wird. Dadurch sinkt die Spannung am Ausgang der ersten Schaltmittel 16 so weit ab, dass nun die Haltespannung Uh über die Trenndiode 24 an den ersten Anschluss 18 der Antriebsspule 4 sowie an den Steuereingang der zweiten Schaltmittel 22 durchgreift. Damit hat die Haltephase begonnen. In der Haltephase ist die Antriebsspule 4 mit einer Spannung beaufschlagt, deren Betrag gegenüber der Haltespannung Uh lediglich um die Restspannungen der leitenden Trenndiode 24 und der durchgesteuerten Schaltstrecke der zweiten Schaltmittel 22 vermindert ist.
  • Nach Abschaltung der Steuerspannung Ue vom Eingang 6 der Steueranordnung 2 brechen die Betriebsspannung Ub und die Haltespannung Uh rasch zusammen. Damit nehmen beide Schaltmittel 16, 22 den gesperrten Zustand an, worauf die Antriebsspule 4 in den stromlosen Zustand übergeht.
  • Fig. 2 zeigt eine detaillierte vorteilhafte Ausgestaltung der vorstehend beschriebenen Steueranordnung 2. Hierbei sind die in Fig. 1 benutzen Bezugszeichen für die Funktionsgruppen übernommen worden.
  • Die Gleichrichteranordnung 8 besteht in üblicher Weise aus einer eingangsseitigen Begrenzeranordnung 28, einem Brückengleichrichter 26 und einem ausgangsseitigen ersten Glättungskondensator 30. Nach dem Anlegen der Steuerspannung Ue ist die Betriebsspannung Ub in kurzer Zeit hochgelaufen. Beim Ansteuern und Betreiben der Steueranordnung mittels einer Gleichspannung als Steuerspannung Ue dient der Brückengleichrichter 26 als Verpolschutz.
  • Das Zeitglied 12 ist als integrierendes RC-Glied ausgebildet. Ausgehend von einer die Betriebsspannung Ub führenden Versorgungsleitung 32 fließt nach Erscheinen der Betriebsspannung Ub ein Ladestrom über die Reihenschaltung zweier Ladewiderstände 34 und 36 zu einem Ladekondensator 38. Die Spannung an einem ersten Verbindungspunkt 40 der beiden Ladewiderstände 34, 36 wird durch ein Spannungsbegrenzungselement in Form einer ersten Z-Diode 42 begrenzt. Damit ist das Zeitverhalten des Zeitgliedes 12 weitgehend unabhängig von der Höhe der Betriebsspannung Ub. Es wird im wesentlichen durch die Dimensionierung des aus dem Ladewiderstand 36 und dem Ladekondensator 38 gebildeten RC-Gliedes bestimmt.
  • Nach Abschaltung der Steuerspannung Ue entlädt sich der Ladekondensator 38 über einen Entladewiderstand 44 und eine Entladediode 46 auf die nun spannungslose Versorgungsleitung 32. Damit ist das Zeitglied 12 wieder einschaltbereit.
  • Die steuerbare Spannungsquelle 14 besteht aus einer die Ladespannung des Ladekondensators 38 auswertenden Schwellwertschaltung und einer mit deren Ausgang gekoppelten Spannungsbegrenzeranordnung. Die Spannungsbegrenzeranordnung besteht aus der Reihenschaltung eines ersten Vorwiderstandes 48 und einer Z-Dioden-Reihe 50 und ist zwischen der Versorgungsleitung 32 und dem Bezugspotenzial angeordnet. Die Schwellwertschaltung weist einen in Sourceschaltung angeordneten dritten Transistor 52 auf. Der Ladekondensator 38 ist über eine zweite Z-Diode 54 mit dem Gateanschluss des dritten Transistors 52 verbunden. Ein zwischen dem Gateanschluss des dritten Transistors 52 und Bezugspotenzial angeordneter Ableitwiderstand 56 dient dem Schutz der Gateelektrode. Der Drainanschluss des dritten Transistors 52 ist über einen Arbeitswiderstand 58 mit einem zweiten Verbindungspunkt 60, der dem ersten Vorwiderstand 48 und der Z-Dioden-Reihe 50 gemeinsam ist, verbunden. Solange die Spannung über dem Ladekondensator 38 noch nicht die Summe aus der Z-Spannung der zweiten Z-Diode 54 und der Schaltschwelle der Gatespannung des dritten Transistors 52 überschritten hat, befindet sich der dritte Transistor 52 im gesperrten bzw. nichtleitenden Zustand. In diesem Falle steht am zweiten Verbindungspunkt 60 die Anzugsspannung Ua an, die sich aus der Summe der Z-Spannungen der Z-Dioden-Reihe 50 ergibt. Überschreitet am Ende der Anzugsphase die Spannung am Ladekondensator 38 die Summe aus der Z-Spannung der zweiten Z-Diode 54 und der Schaltschwelle der Gatespannung des dritten Transistors 52, gelangt dieser in den durchgesteuerten bzw. leitenden Zustand. In diesem Falle sinkt die Spannung am zweiten Verbindungspunkt 60 weit unter die Anzugsspannung Ua. Der Widerstandswert des Vorwiderstandes 48 wird groß gegenüber dem Widerstandswert des Arbeitswiderstandes 58 gewählt.
  • Die ersten Schaltmittel 16 bestehen aus einem als Sourcefolger geschalteten ersten Transistor 62 mit einer ersten Schutzdiode 64 zum Schutz des ersten Transistors 62 vor negativen Spannungsspitzen zwischen dessen Gate- und Sourceanschluss. Der mit dem ersten Anschluss 18 der Antriebsspule 4 verbundene Ausgang der ersten Schaltmittel 16 ist mit dem Sourceanschluss des ersten Transistors 62 identisch und gibt während der Anzugsphase die um die Gate-Source-Spannung des ersten Transistors 62 verminderte Haltespannung Ua aus. Durch das Absinken des Potenzials an dem zweiten Verbindungspunkt 60 zum Ende der Anzugsphase wird der erste Transistor 62 gesperrt.
  • Der Gleichspannungswandler 10 besteht aus einem eingangsseitig mit der Versorgungsleitung 32 verbundenen Wandlerschaltkreis 66, aus ausgangsseitigen Glättungsmitteln sowie Erfassungsmitteln zur Erfassung und Regelung der ausgegebenen Haltespannung Uh. Die Glättungsmittel bestehen in üblicher Weise aus einer Glättungsdrossel 68 sowie einer Rückführdiode 70 am Ausgang des Wandlerschaltkreises 66 und aus einem der Glättungsdrossel 68 nachgeschalteten zweiten Glättungskondensator 72. Über dem zweiten Glättungskondensator 72 steht bei angelegten Steuerspannung Ue die Haltespannung Uh an. Die Erfassungsmittel bestehen aus einer parallel zum zweiten Glättungskondensator 72 angeordneten Reihenschaltung einer dritten Z-Diode 74 mit einer Fotodiode 76 und aus einem optisch mit der Fotodiode 76 gekoppelten Fototransistor 78. Der Fototransistor 78 ist mit seinem Emitteranschluss an den Ausgang und mit seinem Kollektoranschluss an einen Stelleingang des Wandlerschaltkreises 66 geführt. Die Haltespannung Uh wird damit durch die Summe aus der Z-Spannung der dritten Z-Diode 74 und der Durchlassspannung der Fotodiode 76 bestimmt. Nach dem Anlegen der Steuerspannung Ue ist die Haltespannung Uh in etwa 30 ms hochgelaufen. Nach dem Abschalten der Steuerspannung Ue entlädt sich der zweite Glättungskondensator 72 in kurzer Zeit über den aus Trenndiode 24, Antriebsspule 4 und Schaltstrecke des zweiten Schaltmittels 22 gebildeten Strompfad.
  • Die zweiten Schaltmittel 22 enthalten einen in Sourceschaltung angeordneten zweiten Transistor 80. Dieser ist eingangsseitig über einen zweiten Vorwiderstand 82 mit dem ersten Anschluss 18 der Antriebsspule 4 verbunden und mit einer zweiten Schutzdiode 84 beschaltet. Die zweite Schutzdiode 84 ist als Z-Diode ausgebildet und schützt den Gateanschluss des zweiten Transistors 80 - insbesondere während der Anzugsphase - vor zu hohen Spannungen. Der Drainanschluss des zweite Transistors 80 ist mit dem zweiten Anschluss 20 der Antriebsspule 4 verbunden. Der zweite Transistor 80 ist in der Anzugsphase aufgrund der Anzugsspannung Ua vom Ausgang der ersten Schaltmittel 16 und in der Haltephase aufgrund der Haltespannung Uh über die leitende Trenndiode 24 in den durchgesteuerten bzw. leitenden Zustand geschaltet, sodass die Antriebsspule 4 in beiden Phasen dauerhaft stromführend ist. Bei fehlender oder abgeschalteter Steuerspannung Ue befindet sich der zweite Transistor 80 im gesperrten bzw. nichtleitenden Zustand, sodass die Antriebsspule 4 keinen dauerhaften Strom führen kann. Parallel zur Schaltstrecke des zweiten Transistors 80 ist ein Freilaufmittel 86 angeordnet, das im Beispiel als Z-Diode ausgeführt ist. Sowohl in der Anzugsphase als auch in der Haltephase ist das Freilaufmittel 86 durch die durchgesteuerte Schaltstrecke des zweiten Transistors 80 kurzgeschlossen und damit wirkungslos. Beim Sperren des zweiten Transistors 80 läuft sich die Antriebsspule 4 dagegen über den aus Freilaufmittel 86, Rückführdiode 70, Glättungsdrossel 68 und Trenndiode 24 bestehenden Strompfad in kurzer Zeit frei. Die in der Hauptsache durch die Z-Spannung des Freilaufmittels 86 bewirkte relativ hohe Freilaufspannung führt zu einem raschen Abbau der in der Antriebsspule 4 gespeicherten magnetischen Energie und damit zu einer schnellen Abschaltung des Magnetantriebes.
  • Die vorliegende Erfindung ist nicht auf die vorstehend beschriebene Ausführungsform beschränkt. So kann die Erfindung auch mit einem differenzierenden Zeitglied ausgeführt werden, wie es beispielsweise der eingangs genannten Druckschrift DE 92 16 041 U1 entnommen werden kann.

Claims (6)

  1. Steueranordnung für einen elektromagnetischen Antrieb, insbesondere für den Antrieb eines elektromagnetischen Schaltgerätes, wobei die Steueranordnung über einen Steuereingang (6) von einer Steuerspannung (Ue) betrieben wird und enthält:
    - erste elektronische Schaltmittel (16), die ausgangsseitig in Reihe mit der Antriebsspule (4) liegend nach dem Anlegen der Steuerspannung (Ue) über ein Zeitglied (12) für die Dauer der Anzugsphase des Antriebes aktiviert sind,
    - zweite elektronische Schaltmittel (22), die mit ihrer Schaltstrecke in Reihe mit der Antriebsspule (4) liegend während des Anliegens der Steuerspannung (Ue) durchgesteuert sind,
    dadurch gekennzeichnet, dass
    - eine mit dem Steuereingang (6) eingangsseitig verbundene Gleichrichteranordnung (8) ausgangsseitig eine geglättete Betriebsspannung (Ub) abgibt,
    - ein sich an die Gleichrichteranordnung (8) anschließender abwärts regelnder Gleichspannungswandler (10) ausgangsseitig eine geglättete Haltespannung (Uh) abgibt,
    - das Zeitglied (12) mit dem durch das Anlegen der Steuerspannung (Ue) verursachte Hochfahren der Betriebsspannung (Ub) aktiviert wird,
    - eine vom Zeitglied (12) steuerbare Spannungsquelle (14) die ersten Schaltmittel (16) durch eine Anzugsspannung (Ua) aktiviert,
    - die als Spannungsfolger ausgebildeten ersten Schaltmittel (16) und die mit deren Ausgang verbundene Reihenschaltung aus Antriebsspule (4) und Schaltstrecke der zweiten Schaltmittel (22) von der Betriebsspannung (Ub) beaufschlagt sind und
    - der Ausgang des Gleichspannungswandlers (10) über eine in Durchlassrichtung gepolte Trenndiode (24), der Ausgang der ersten Schaltmittel (16) und der Steuereingang der zweiten Schaltmittel (22) miteinander verbunden sind.
  2. Steueranordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass das Zeitglied (12) als integrierendes RC-Glied (34, 36, 38) ausgebildet ist.
  3. Steueranordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass das Zeitglied (12) als differenzierendes RC-Glied ausgebildet ist.
  4. Steueranordnung nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, dass das RC-Glied (34, 36, 38) mit einem Spannungsbegrenzungselement (42) kombiniert ist.
  5. Steueranordnung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Spannungsquelle (14) eine von der Betriebsspannung (Ub) beaufschlagte Spannungsbegrenzeranordnung (48, 50) enthält, deren Ausgang mit der Schaltstrecke einer eingangsseitig mit dem Zeitglied (12) verbundenen Schwellwertschaltung (52 ... 60) wirkverbunden ist.
  6. Steueranordnung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass parallel zur Schaltstrecke der zweiten Schaltmittel (22) ein Freilaufmittel (86) angeordnet ist.
EP03784086A 2002-08-02 2003-07-26 Steueranordnung für einen elektromagnetischen antrieb Expired - Lifetime EP1527470B1 (de)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
DE10235297A DE10235297B3 (de) 2002-08-02 2002-08-02 Steueranordnung für einen elektromagnetischen Antrieb
DE10235297 2002-08-02
PCT/EP2003/008281 WO2004015733A1 (de) 2002-08-02 2003-07-26 Steueranordnung für einen elektromagnetischen antrieb

Publications (2)

Publication Number Publication Date
EP1527470A1 EP1527470A1 (de) 2005-05-04
EP1527470B1 true EP1527470B1 (de) 2007-12-19

Family

ID=30469343

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
EP03784086A Expired - Lifetime EP1527470B1 (de) 2002-08-02 2003-07-26 Steueranordnung für einen elektromagnetischen antrieb

Country Status (7)

Country Link
US (1) US7403366B2 (de)
EP (1) EP1527470B1 (de)
CN (1) CN100409390C (de)
AT (1) ATE381771T1 (de)
DE (2) DE10235297B3 (de)
ES (1) ES2298602T3 (de)
WO (1) WO2004015733A1 (de)

Families Citing this family (24)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6804232B1 (en) 2000-03-27 2004-10-12 Bbnt Solutions Llc Personal area network with automatic attachment and detachment
DE102004058159B4 (de) * 2004-12-02 2014-02-13 Bosch Rexroth Ag Schaltungsanordnung zur Betätigung eines Ventils
JP4482913B2 (ja) 2005-04-01 2010-06-16 Ｓｍｃ株式会社 電磁弁及び電磁弁駆動回路
DE102005017702A1 (de) 2005-04-11 2006-10-12 Alfred Kärcher Gmbh & Co. Kg Verfahren zum Abreinigen der Filter eines Staubsaugers sowie Staubsauger zur Durchführung des Verfahrens
DE102005017568B4 (de) * 2005-04-11 2024-04-25 Alfred Kärcher SE & Co. KG Saugreinigungsgerät
ES2321998B1 (es) * 2006-06-30 2010-03-04 Universitat Politecnica De Catalunya Dispositivo electronico para proveer la alimentacion electrica e insensibilizar de las perturbaciones de la red electrica a los electroimanes en general y en especial a los de los contactores electromagneticos.
PL2049001T3 (pl) * 2006-07-29 2014-04-30 Kaercher Gmbh & Co Kg Alfred Odkurzacz z urządzeniem do samoczynnego oczyszczania filtra
PL2046184T3 (pl) * 2006-07-29 2014-06-30 Kaercher Gmbh & Co Kg Alfred Sposób czyszczenia filtrów odkurzacza oraz odkurzacz do realizacji tego sposobu
PL2046182T3 (pl) * 2006-07-29 2014-10-31 Kaercher Gmbh & Co Kg Alfred Odkurzacz z urządzeniem do samooczyszczania filtru
ATE479377T1 (de) * 2006-07-29 2010-09-15 Kaercher Gmbh & Co Kg Alfred Verfahren zum abreinigen der filter eines staubsaugers sowie staubsauger zur durchführung des verfahrens
DE102006036134A1 (de) * 2006-08-01 2008-02-07 Leopold Kostal Gmbh & Co. Kg Verfahren zur Ansteuerung eines Hubankermagneten in einem Kraftfahrzeug
CN101770844B (zh) * 2009-01-06 2012-01-11 安泰汽车电气系统（昆山）有限公司 电磁线圈驱动电路
RU2492909C2 (ru) 2009-04-22 2013-09-20 Альфред Кэрхер Гмбх & Ко. Кг Способ очистки двух фильтров всасывающего аппарата для очистных целей, а также всасывающий аппарат для осуществления способа
DE102009020769A1 (de) 2009-04-30 2010-11-04 Alfred Kärcher Gmbh & Co. Kg Saugreinigungsgerät
CN102481079B (zh) 2009-07-07 2014-09-10 阿尔弗雷德·凯驰两合公司 用于清洁目的的抽吸器
JP5409330B2 (ja) * 2009-12-21 2014-02-05 リンナイ株式会社 電磁弁制御装置
US20130009464A1 (en) * 2010-03-23 2013-01-10 A123 Systems, Inc. System and Method for Controlling a Battery Pack Output Contactor
DE102011086957A1 (de) * 2011-11-23 2013-05-23 Robert Bosch Gmbh Verfahren zur Ansteuerung eines Magnetventils, sowie Computerprogramm und Steuer- und/oder Regeleinrichtung
DE102012223749A1 (de) * 2012-12-19 2014-06-26 Siemens Aktiengesellschaft Elektromagnetisches Schaltschütz
CN105027249B (zh) * 2013-01-10 2018-06-26 施耐德电气It公司 用于控制继电器的系统和方法
CN105027250B (zh) 2013-01-10 2017-06-30 施耐德电气It公司 用于控制继电器的系统和方法
EP3268972A2 (de) * 2015-03-13 2018-01-17 Eaton Electrical IP GmbH & Co. KG Bauteilreduzierte schnellabschaltung eines elektronisch geregelten schützes
DE102015119512A1 (de) 2015-11-12 2017-05-18 Eaton Electrical Ip Gmbh & Co. Kg Verfahren und Vorrichtung zur Steuerung eines elektromagnetischen Antriebs eines Schaltgeräts
DE112017000230B4 (de) * 2016-01-29 2023-08-10 Hitachi Astemo, Ltd. Ansteuervorrichtung für eine elektromagnetische Last und Fahrzeugsteuersystem

Family Cites Families (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE2638177C2 (de) * 1976-08-25 1985-10-24 Robert Bosch Gmbh, 7000 Stuttgart Schutzvorrichtung gegen Spannungsumpolung und Überspannungen für eine Halbleiterschaltung
EP0009106A1 (de) * 1978-09-27 1980-04-02 Ascom Autelca Ag Schaltungsanordnung zur Erregung eines Elektromagneten in einem Münzfernsprecher
DE3213515A1 (de) * 1982-04-10 1983-10-20 Honeywell and Philips Medical Electronics B.V., 5611 Eindhoven Erregerschaltung fuer magnetventile
US4633362A (en) * 1985-12-09 1986-12-30 Pennwalt Corporation Solenoid driven metering pump supply voltage compensation circuit
DE3920279A1 (de) * 1989-06-21 1991-01-03 Licentia Gmbh Schaltungsanordnung zur erzeugung einer gleichbleibenden ausgangsgleichspannung aus einer veraenderlichen eingangsspannung
DE9216041U1 (de) * 1992-11-23 1993-01-14 Mannesmann AG, 4000 Düsseldorf Schaltungsanordnung zur Ansteuerung eines Relais
US5422780A (en) 1992-12-22 1995-06-06 The Lee Company Solenoid drive circuit
DE4410819C2 (de) * 1993-03-26 1996-08-14 Schleicher Relais Schaltungsanordnung für den Betrieb eines Relais
DE29608622U1 (de) 1996-05-11 1996-08-08 Festo Kg, 73734 Esslingen Schaltungsanordnung zur Steuerung von Magnetspulen, insbesondere für Magnetventile
US6236552B1 (en) * 1996-11-05 2001-05-22 Harness System Technologies Research, Ltd. Relay drive circuit
DE29909901U1 (de) * 1999-06-08 1999-09-30 Moeller GmbH, 53115 Bonn Elektronische Antriebssteuerung für einen Schützantrieb
DE10022342C2 (de) * 2000-05-08 2003-04-24 Siemens Ag Antriebselektronik und Verfahren zur elektrisch gesteuerten Einschaltung eines elektromagnetischen Schaltgeräts

Also Published As

Publication number Publication date
EP1527470A1 (de) 2005-05-04
US20050254270A1 (en) 2005-11-17
DE50308857D1 (de) 2008-01-31
CN1675727A (zh) 2005-09-28
US7403366B2 (en) 2008-07-22
ES2298602T3 (es) 2008-05-16
WO2004015733A1 (de) 2004-02-19
ATE381771T1 (de) 2008-01-15
CN100409390C (zh) 2008-08-06
DE10235297B3 (de) 2004-02-19

Similar Documents

Publication Publication Date Title
EP1527470B1 (de) Steueranordnung für einen elektromagnetischen antrieb
DE102006014276B4 (de) Elektromagnetventil und Elektromagnetventil-Antriebsschaltung
EP0704097B1 (de) Vorrichtung und ein verfahren zur ansteuerung eines elektromagnetischen verbrauchers
EP0705482B1 (de) Schaltungsanordnung zur ansteuerung eines schützes
DE102009043415B3 (de) Freilaufkreis
DE69731438T2 (de) Elektromagnet-Ansteuervorrichtung
DE102008031728A1 (de) Elektromagnetventilantriebsschaltung und Elektromagnetventil
DE102008031727A1 (de) Elektromagnetventilantriebsschaltung und Elektromagnetventil
EP0136968A2 (de) Schaltungsanordnung zur Speisung eines Elektromagneten mit einem Anzugsstrom und einem nachfolgenden Haltestrom
EP2193534A1 (de) Vorrichtung und verfahren zur spannungsversorgung eines spannungs- oder stromauslösenden schaltgeräts
DE10252827B3 (de) Schaltungsanordnung zur schnellen Ansteuerung insbesondere induktiver Lasten
DE102004016927A1 (de) Verfahren zur Strom- und Spannungsregelung für ein Schaltnetzteil
DE112004002917B4 (de) Schaltungsanordnung zum Ansteuern eines Schaltschützes und deren Verwendung bei einem Zwischenkreisumrichter
DE3204234C2 (de) Schaltungsanordnung zur Steuerung eines Relais
DE4421249A1 (de) Schaltstromversorgungsgerät mit Snubber-Schaltung
EP3317967B1 (de) Schaltungsanordnung zur ansteuerung eines transistors
DE10341582B4 (de) Schaltungsanordnung zum schnellen Schalten induktiver Lasten
EP0829123B1 (de) Freilaufkreis mit einstellbarer aus-verzugszeit
DE69028916T2 (de) Vorrichtung zur dämpfung des rücklaufstromes
DE102019204155B3 (de) Fahrzeugelektroniksteuereinrichtung
EP1203389B1 (de) Beschaltung für ein elektromagnetisches schaltgerät
EP0635171B1 (de) Elektronisches schaltnetzteil
EP3850652A1 (de) Relaismodul
DE19701958C2 (de) Mit höherer Frequenz betriebene Leistungsstufe für eine Sitzheizungsschaltung
DE3300285C2 (de) Elektronisches Schaltnetzteil

Legal Events

Date Code Title Description
PUAI Public reference made under article 153(3) epc to a published international application that has entered the european phase

Free format text: ORIGINAL CODE: 0009012

17P Request for examination filed

Effective date: 20050302

AK Designated contracting states

Kind code of ref document: A1

Designated state(s): AT BE BG CH CY CZ DE DK EE ES FI FR GB GR HU IE IT LI LU MC NL PT RO SE SI SK TR

17Q First examination report despatched

Effective date: 20070508

GRAP Despatch of communication of intention to grant a patent

Free format text: ORIGINAL CODE: EPIDOSNIGR1

GRAS Grant fee paid

Free format text: ORIGINAL CODE: EPIDOSNIGR3

GRAA (expected) grant

Free format text: ORIGINAL CODE: 0009210

AK Designated contracting states

Kind code of ref document: B1

Designated state(s): AT BE BG CH CY CZ DE DK EE ES FI FR GB GR HU IE IT LI LU MC NL PT RO SE SI SK TR

REG Reference to a national code

Ref country code: GB

Ref legal event code: FG4D

Free format text: NOT ENGLISH

REG Reference to a national code

Ref country code: IE

Ref legal event code: FG4D

Free format text: LANGUAGE OF EP DOCUMENT: GERMAN

REG Reference to a national code

Ref country code: CH

Ref legal event code: EP

REF Corresponds to:

Ref document number: 50308857

Country of ref document: DE

Date of ref document: 20080131

Kind code of ref document: P

REG Reference to a national code

Ref country code: RO

Ref legal event code: EPE

REG Reference to a national code

Ref country code: SE

Ref legal event code: TRGR

REG Reference to a national code

Ref country code: ES

Ref legal event code: FG2A

Ref document number: 2298602

Country of ref document: ES

Kind code of ref document: T3

PG25 Lapsed in a contracting state [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: FI

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20071219

Ref country code: SI

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20071219

Ref country code: NL

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20071219

NLV1 Nl: lapsed or annulled due to failure to fulfill the requirements of art. 29p and 29m of the patents act
GBV Gb: ep patent (uk) treated as always having been void in accordance with gb section 77(7)/1977 [no translation filed]
PG25 Lapsed in a contracting state [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: CZ

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20071219

ET Fr: translation filed
PG25 Lapsed in a contracting state [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: SK

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20071219

PG25 Lapsed in a contracting state [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: PT

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20080519

REG Reference to a national code

Ref country code: IE

Ref legal event code: FD4D

PLBE No opposition filed within time limit

Free format text: ORIGINAL CODE: 0009261

STAA Information on the status of an ep patent application or granted ep patent

Free format text: STATUS: NO OPPOSITION FILED WITHIN TIME LIMIT

PG25 Lapsed in a contracting state [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: DK

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20071219

Ref country code: IE

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20071219

26N No opposition filed

Effective date: 20080922

PG25 Lapsed in a contracting state [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: GB

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20071219

PG25 Lapsed in a contracting state [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: GR

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20080320

REG Reference to a national code

Ref country code: CH

Ref legal event code: PL

PG25 Lapsed in a contracting state [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: MC

Free format text: LAPSE BECAUSE OF NON-PAYMENT OF DUE FEES

Effective date: 20080731

PG25 Lapsed in a contracting state [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: BG

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20080319

Ref country code: EE

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20071219

PG25 Lapsed in a contracting state [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: LI

Free format text: LAPSE BECAUSE OF NON-PAYMENT OF DUE FEES

Effective date: 20080731

Ref country code: CH

Free format text: LAPSE BECAUSE OF NON-PAYMENT OF DUE FEES

Effective date: 20080731

PG25 Lapsed in a contracting state [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: CY

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20071219

PG25 Lapsed in a contracting state [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: AT

Free format text: LAPSE BECAUSE OF NON-PAYMENT OF DUE FEES

Effective date: 20080726

PG25 Lapsed in a contracting state [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: HU

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20080620

Ref country code: BE

Free format text: LAPSE BECAUSE OF NON-PAYMENT OF DUE FEES

Effective date: 20080731

Ref country code: LU

Free format text: LAPSE BECAUSE OF NON-PAYMENT OF DUE FEES

Effective date: 20080726

PG25 Lapsed in a contracting state [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: TR

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20071219

PGFP Annual fee paid to national office [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: SE

Payment date: 20130708

Year of fee payment: 11

Ref country code: ES

Payment date: 20130708

Year of fee payment: 11

Ref country code: RO

Payment date: 20130701

Year of fee payment: 11

REG Reference to a national code

Ref country code: SE

Ref legal event code: EUG

PG25 Lapsed in a contracting state [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: RO

Free format text: LAPSE BECAUSE OF NON-PAYMENT OF DUE FEES

Effective date: 20140726

PG25 Lapsed in a contracting state [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: SE

Free format text: LAPSE BECAUSE OF NON-PAYMENT OF DUE FEES

Effective date: 20140727

REG Reference to a national code

Ref country code: FR

Ref legal event code: PLFP

Year of fee payment: 14

PG25 Lapsed in a contracting state [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: ES

Free format text: LAPSE BECAUSE OF NON-PAYMENT OF DUE FEES

Effective date: 20140727

REG Reference to a national code

Ref country code: FR

Ref legal event code: PLFP

Year of fee payment: 15

REG Reference to a national code

Ref country code: FR

Ref legal event code: PLFP

Year of fee payment: 16

PGFP Annual fee paid to national office [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: IT

Payment date: 20220621

Year of fee payment: 20

PGFP Annual fee paid to national office [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: FR

Payment date: 20220622

Year of fee payment: 20

PGFP Annual fee paid to national office [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: DE

Payment date: 20220621

Year of fee payment: 20

P01 Opt-out of the competence of the unified patent court (upc) registered

Effective date: 20230521

REG Reference to a national code

Ref country code: DE

Ref legal event code: R071

Ref document number: 50308857

Country of ref document: DE