DE10341582B4 - Schaltungsanordnung zum schnellen Schalten induktiver Lasten - Google Patents

Schaltungsanordnung zum schnellen Schalten induktiver Lasten Download PDF

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Abstract

Schaltungsanordnung zum Schalten mehrerer parallel geschalteter induktiver Lasten (12a-d) mit Anschlüssen zu einer Versorgungsspannungsquelle (11, 11', 11''), durch die die induktiven Lasten (12a-d) in einem eingeschalteten Zustand mit einer Erregerspannung beaufschlagbar sind,
– wobei jeder der mehreren Lasten (12a-d) folgende Merkmale der Schaltungsanordnung zugeordnet sind:
– Schaltmittel (13a-d, 13a'-c', 13a''-c''), durch die in Abhängigkeit von einem Steuersignal ein die induktive Last (12a-d) und die Versorgungsspannungsquellen-Anschlüsse umfassender Stromkreis beim Einschalten von einem ausgeschalteten in den eingeschalteten Zustand geschlossen und beim Ausschalten von dem eingeschalteten in den ausgeschalteten Zustand geöffnet werden kann, und
– eine erste Diode (15a-d, 15a'-c', 15a''-c''), die parallel zu der induktiven Last (12a-d) geschaltet und so ausgerichtet ist, dass sie im eingeschalteten Zustand sperrt,
– und wobei eine zusätzliche Kommutierungsinduktivität (18) vorgesehen ist, die parallel zu den induktiven Lasten (12, 12a-d) und in Reihe mit den zueinander parallel geschalteten ersten Dioden (15a-d, 15a'-c',...

Description

  • Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung zum Schalten einer induktiven Last mit Anschlüssen zu einer Versorgungsspannungsquelle, durch die die induktive Last in einem eingeschalteten Zustand mit einer Erregerspannung beaufschlagbar ist, mit Schaltmitteln, durch die in Abhängigkeit von einem Steuersignal ein die induktive Last und die Versorgungsspannungsquellen-Anschlüsse umfassender Stromkreis beim Einschalten von einem ausgeschalteten Zustand in den eingeschalteten Zustand geschlossen und beim Ausschalten von dem eingeschalteten Zustand in den ausgeschalteten Zustand geöffnet werden kann, und mit einer ersten Diode, die parallel zu der induktiven Last geschaltet und so ausgerichtet ist, dass sie im eingeschalteten Zustand sperrt.
  • Anwendung finden derartige Schaltungen vielfach dort, wo schnelle mechanische Bewegungen elektrisch angesteuert werden, z. B. bei Magnetventilen, insbesondere magnetischen Einspritzventilen in Verbrennungsmotoren. Die induktive Last ist dabei beispielsweise eine Spule eines Elektromagneten. Wird eine Spannung U angelegt, so dass die Spule von einem Spulenstrom I durchflossen wird, baut sich ein dem Spulenstrom proportionales Magnetfeld auf, durch das ein Ventilkörper in einen Kraftstoffkanal ein- oder aus diesem herausgefahren wird. Aus dem bekannten Induktionsgesetz U = Ldldt , wo L die Induktivität der Spule ist, ist ersichtlich, dass sich der Aufbau des Magnetfeldes und damit der mechanische Betätigungsvorgang umso schneller vollziehen können, je größer die angelegte Spannung ist. Eine hohe Spannung führt jedoch zu einem entsprechend hohen Spulenstrom, was in der Regel nicht erwünscht ist. Vielmehr sollte der Spulenstrom auf einen Wert begrenzt sein, der ausreicht, den mechanischen Betätigungsvorgang auszulösen, nämlich auf den sog. Anzugsstrom. Der ohmsche Widerstand der Spule ist in der Regel nicht ausreichend, um den Spulenstrom wirksam zu begrenzen.
  • Es ist bekannt, zur Lösung dieses Problems die induktive Last bei Überschreiten eines zulässigen Maximalwertes des Spulenstroms kurzfristig von der Versorgungsspannungsquelle zu trennen, so dass der Spulenstrom abklingen kann, und die Verbindung anschließend, wenn der Spulenstrom einen unteren Schwellenwert unterschreitet, wieder herzustellen, so dass sich der Spulenstrom erneut aufbauen kann. Um den Spulenstrom durch periodisches Ein- und Ausschalten der Erregerspannung auf einem (innerhalb gewisser Grenzen) konstanten, mittleren Wert zu halten, darf er während der Ausschaltphasen nicht zu schnell abfallen. Dies wird erreicht, indem parallel zu der induktiven Last eine Freilaufdiode (erste Diode) derart gegen Masse angeordnet wird, dass sie bei eingeschalteter Erregerspannung in Sperrrichtung beaufschlagt wird. Nach Ausschalten der Erregerspannung wird die Spule über diese Diode kurzgeschlossen. Der abfallende Spulenstrom induziert in der Spule eine der Erregerspannung gleich gerichtete Spannung, die den Spulenstrom aufrechtzuerhalten versucht. Der Spulenstrom fließt jetzt über die Diode, die ihm keinen nennenswerten ohmschen Widerstand entgegensetzt, so dass der Spulenstrom vergleichsweise lange aufrechterhalten werden kann. 4 zeigt ein Ersatzschaltbild einer derartigen Schaltung nach dem Stand der Technik, bei dem das Ein- und Ausschalten der Erregerspannung mittels eines als selbstsperrender MOS-FET ausgeführten Schalttransistors erfolgt, der von einer elektrischen Steuerspannung als Steuersignal angesteuert wird. 6a-c zeigt die entsprechenden, idealisierten Graphen des Ansteuersignals, der Spulenspannung und des Spulenstroms. Eine detailliertere Beschreibung der Figuren findet sich in der speziellen Beschreibung.
  • Ein Nachteil dieses Standes der Technik offenbart sich beim Wiederverbinden der Spule mit der Erregerspannung. Zu diesem Zeitpunkt fließt der Spulenstrom über die Freilaufdiode und muss nun an den Schalter übergeben werden. Technisch verfügbare Leistungsdioden – insbesondere Siliziumdioden – haben die Eigenschaft, verzögert zu sperren, wenn sie zuvor von einer Spannung in Durchlassrichtung beaufschlagt waren. Diese Verzögerungszeit, die von der Stromstärke und dem Diodentyp abhängt, ist als „reverse recovery time" oder „Sperrverzögerungszeit" bekannt und kann zwischen 10 ns und mehreren 100 ns betragen. Während dieser Zeit ist die Diode leitend. Erfolgt nun das Einschalten des Schalttransistors schneller als die Sperrverzögerungszeit, führt dies zu einem kurzfristigen Querstrom von der Versorgungsspannungsquelle über den Schalttransistor und die Freilaufdiode nach Masse. Diese sog. Rückstromspitze kann bei ungünstigen Umständen ein Mehrfaches des Spulenstroms erreichen. Dies ist mit hohen Verlusten verbunden. Auch wird der Aufbau der Erregerspannung am Ausgang des Transistors durch diesen „Kurzschluss" verzögert.
  • Zudem bricht der Rückstrom nach dem Ende der Sperrverzögerungszeit abrupt ab, so dass eine hohe zeitliche Stromänderung auftritt (oft > 1 A/ns), die alle angeschlossenen, resonanzfähigen Strukturen, wie Zuleitungsinduktivitäten, parasi täre Kapazitäten etc. anregt. Dies hat negative Auswirkungen auf den Schaltvorgang, insbesondere auf die Sauberkeit der Schaltflanke, und führt zu einer breitbandigen, leitungsgebundenen, elektromagnetischen Emission.
  • Die bekannten sog. „soft recovery" Dioden, die das Problem der hohen Stromänderung nach Abschluss der Sperrverzögerungszeit lösen würden, sind wegen ihrer sehr langen Sperrverzögerungszeiten für den schnellen Schaltbetrieb ungeeignet.
  • Man hat daher versucht, die entstehenden Resonanzen durch Einbau eines Tiefpassfilters, bestehend aus einer mit der Lastinduktivität in Reihe geschalteten Filterinduktivität und einer parallel dazu geschalteten Filterkapazität, zu unterdrücken. 5 zeigt eine entsprechende Schaltung, die in der speziellen Beschreibung detaillierter diskutiert werden soll. Insbesondere in Schaltungen mit mehreren induktiven Lasten, wie sie etwa bei einer Ventilsteuerung in einem Verbrennungsmotor die Regel sind, führt dies jedoch zu hohem konstruktivem Aufwand und entsprechenden Kosten. Zudem wird das Problem der Rückstromspitze selbst nicht gelöst.
  • Aus der DE 24 61 583 C2 ist ein Lösungsansatz bekannt, der sich gegenüber dem zuvor diskutierten Stand der Technik dadurch auszeichnet, dass eine zusätzliche Kommutierungsinduktivität vorgesehen ist, die parallel zu der induktiven Last und in Reihe mit der ersten Diode, der Freilaufdiode, angeordnet ist. Eine solche Schaltungsanordnung ist in 1 dargestellt.
  • Da sich der Strom aufgrund der Induktivität nicht sprunghaft ändern kann, wirkt diese für eine kurze Zeit (t << L/R) wie eine Stromquelle in der Stromänderung entgegengesetzter Rich tung. Die Rückstromspitze wird hierdurch kompensiert und zwar umso stärker, je steiler die Änderung ist, womit insbesondere die hier vorrangig interessierenden schnellen Schaltvorgänge unterstützt werden. Dies erlaubt nun beim Wiedereinschalten der Versorgungsspannung ein kontrolliertes Abklingen des Freilaufdiodenstroms während der Sperrverzögerungszeit und einen gleichzeitigen, unbehinderten Aufbau der Erregerspannung am Ausgang des eingeschalteten Transistors entsprechend dessen Ansteuercharakteristik. Aus dieser Vermeidung bzw. wesentlichen Reduktion des Grundproblems der Rückstromspitze ergeben sich die folgenden Vorteile: Erstens werden die rückstrombedingten Verluste vermieden, zweitens erfolgt der Aufbau der Erregerspannung und damit der Schaltflanke sauberer und schneller, was zu präziseren und schnelleren Schaltvorgängen führt, und drittens wird die resonante Anregung weiterer Komponenten und damit die unerwünschte, elektromagnetische Emission auf konstruktiv einfache und kostengünstige Weise vermieden.
  • In der Praxis ist regelmäßig ein Schalten einer Mehrzahl induktiver Lasten gefordert. Grundsätzlich bestünde die Möglichkeit, bei parallel geschalteten Lasten jeweils eine bekannte Schaltung, etwa gemäß 1, zu verwenden. Damit ergäbe sich eine Schaltungsanordnung, bei der mehrere Komutierungsinduktivitäten vorhanden wären, die parallel und jeweils in Reihe zu einer ersten Diode liegen würden. Dies muss als nachteilig angesehen werden.
    •
  • Es ist die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, das Prinzip und die Vorteile der bekannten Schaltungsanordnung auf das Schalten einer Mehrzahl von induktiven Lasten zu übertragen und dabei die Gesamtanordnung zu vereinfachen und insbesondere die Anzahl der Kommutierungsinduktivitäten zu minimieren.
  • Diese Aufgabe wird mit den Merkmalen des unabhängigen Anspruchs gelöst. Vorteilhafte Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung sind in den abhängigen Ansprüchen angegeben.
  • Erfindungsgemäß ist eine Kommutierungsinduktivität vorgesehen, die parallel zu den induktiven Lasten und in Reihe zu den zueinander parallel geschalteten ersten Dioden geschaltet ist. Dies ist insbesondere in Fällen möglich, in denen eine Überlappung der Ansteuerphasen ausgeschlossen werden kann, wie dies etwa bei der Ansteuerung mehrere Einspritzventile bei einem Verbrennungsmotor gegeben ist. Hierbei wird eine Umschichtung der Schaltung derart vorgenommen, dass sich die Kommutierungsinduktivität auf der von den Schaltmitteln abgewandten Seite der parallel geschalteten Freilaufdioden befindet. Diese Umschichtung beeinträchtigt die Leistungsfähigkeit der erfindungsgemäßen Schaltung nicht. Der Vorteil dieser Weiterbildung liegt in dem verringerten Konstruktionsaufwand und Platzbedarf gegenüber einer Schaltung aus mehreren Teilschaltungen mit jeweils eigener Rückstromspitzenunterdrückung durch jeweils eigene Kommutierungsinduktivität.
  • Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung löst zwar die genannten Probleme des Standes der Technik beim Wiedereinschalten der Erregerspannung. Es können sich aber Probleme beim erneuten Ausschalten der Erregerspannung ergeben. Nach Abklingen der Sperrverzögerung der Freilaufdiode ist die Kommutierungsinduktivität stromlos. Wird nun die induktive Last wieder von der Erregerspannung getrennt, muss der Spulenstrom an die Freilaufdiode übergeben werden. Hierzu müsste sich aber in der Kommutierungsinduktivität zunächst der Spulenstrom aufbauen, was, analog zu dem oben erläuterten Fall des Wiedereinschaltens, eine negative Spannungsspitze zur Folge ha ben kann. Bei einer besonders bevorzugten Ausführungsform ist daher eine zweite Diode vorgesehen, die parallel zu der Kommutierungsinduktivität geschaltet und so ausgerichtet ist, dass sie im eingeschalteten Zustand sperrt. Durch dieses Netzwerk, wie die Einheit aus Kommutierungsinduktivität und parallel geschalteter zweiter Diode im Folgenden bezeichnet werden soll, lässt sich die erwähnte, negative Spannungsspitze zuverlässig verhindern.
  • Zum Aufbau eines Abwärtsschaltreglers ist es vorteilhaft, die Kommutierungsinduktivität oder das Netzwerk aus Kommutierungsinduktivität und zweiter Diode masseseitig der Schaltmittel vorzusehen. Diese Anordnung lässt sich auch bei mehrphasigen Reglern realisieren.
  • Bei Aufwärtsreglern ist die Kommutierungsinduktivität oder das Netzwerk aus Kommutierungsinduktivität und zweiter Diode dagegen bevorzugter Weise versorgungsspannungsseitig der Schaltmittel vorzusehen. Auch diese Anordnung lässt sich ebenso bei mehrphasigen Reglern realisieren.
  • Schließlich ist es möglich auch ein- oder mehrphasige, bidirektionale Aufwärts-/Abwärtsregler um die Vorteile der vorliegenden Erfindung zu bereichern. Hierzu werden vorteilhafterweise zwei Kommutierungsinduktivitäten oder zwei Netzwerke aus Kommutierungsinduktivität und zweiter Diode vorgesehen, von denen je eine bzw. eines masseseitig und eine bzw. eines versorgungsspannungsseitig der Schaltmittel vorgesehen ist.
  • Grundsätzlich ist es möglich, die Schaltmittel, die den Stromkreis, welcher die zu schaltende induktive Last und die Versorgungsspannungsquelle bzw. die entsprechenden Anschlüsse umfasst, auf viele verschiedene Weisen zu implementieren. Be sonders vorteilhaft ist es jedoch, die Schaltungsmittel als Schalttransistor auszuführen, der von einer Steuerspannungsquelle mit einer Steuerspannung als Steuersignal beaufschlagbar ist. Besonders bevorzugt ist für jede zu schaltende induktive Last ein eigens zugeordneter Schalttransistor vorgesehen.
  • Selbstverständlich sind dem Fachmann diverse Ausführungsformen von Schalttransistoren bekannt, die grundsätzlich für den Einsatz in einer erfindungsgemäßen Schaltung verwendbar sind. Aufgrund seiner speziellen Eigenschaften hat es sich jedoch als besonders günstig erwiesen, die Schalttransistoren als selbstsperrende MOS-FET (Metall/Oxid/Silizium-Feldeffekttransistor) auszuführen.
  • Die Erfindung wird nun mit Bezug auf die begleitenden Zeichnungen anhand bevorzugter Ausführungsformen beispielhaft erläutert.
  • Es zeigen:
  • 1 eine Schaltungsanordnung gemäß dem Stand der Technik;
  • 2 eine erfindungsgemäße Schaltungsanordnung gemäß einem ersten Ausführungsbeispiel;
  • 3 eine erfindungsgemäße Schaltungsanordnung gemäß einem zweiten Ausführungsbeispiel mit bidirektionalem Aufwärts/Abwärts-Regler;
  • 4 eine Schaltungsanordnung gemäß dem Stand der Technik;
  • 5 eine Schaltungsanordnung, die die bekannte Schaltung von 4 um ein Tiefpassfilter erweitert; und
  • 6 eine schematische Darstellung a) der Steuerspannung, b) der Spulenspannung, c) des Spulenstroms, d) der Diodenspannung und e) des Diodenstroms in einer Schaltung gemäß 4.
  • 4 stellt eine bekannte Grundschaltung 40 zum schnellen Schalten einer induktiven Last 12 dar. 6 zeigt schematisch die in der Schaltung auftretenden Signale. Die induktive Last 12, die zusammengesetzt aus der eigentlichen Induktivität 121 und dem ohmschen Widerstand 122 der Spulenwicklung eines Magnetventils dargestellt ist, soll im angeschalteten Zustand mit einer Erregerspannung von einer Versorgungsspannungsquelle 11 beaufschlagt werden. Um bei gegebener Induktivität 121 einen möglichst schnellen Schaltvorgang zu realisieren, wird die Erregerspannung vergleichsweise hoch gewählt. Das bedeutet in diesem Zusammenhang wenigstens so hoch, dass der Spulenwiderstand 122 nicht ausreicht, um den Strom ISP (6c) durch die Spule 12 wirksam auf einen gewünschten Wert zu begrenzen. Es ist daher erforderlich, den Spulenstrom ISP während der Aktivierungsphase des Magnetventils anderweitig zu begrenzen. Hierzu wird der Schalttransistor 13, der den Stromkreis, welcher Spule 12 und Versorgungsspannungsquelle 11 umfasst, öffnet und schließt, periodisch geschaltet, d. h. die Spule 12 wird periodisch von der Erregerspannung getrennt und mit ihr verbunden. Der Schalttransistor 13 wird von einer Steuerspannungsquelle 14 über eine Steuerspannung VST (6a) angesteuert. Die resultierende Spannung VSP über der Spule 12 ist in 6b schematisch dargestellt. Damit der Strom ISP nach dem Trennen nicht zu schnell abfällt, ist parallel zur Spule 12 eine Freilaufdiode 15 vorgesehen, die so ausgerichtet ist, dass sie im eingeschalteten Zustand sperrt. Im ausgeschalteten Zustand, wenn also Spule 12 und Versorgungsspannungsquelle getrennt sind, wird der Spulenstrom ISP durch die Induktivität 121 aufrechterhalten und fließt in Durchlassrichtung über die Freilaufdiode 15. Deren Widerstand ist so gering, dass sich eine lange Abklingzeit des Spulenstroms ergibt (proportional zu L/R, wo L die Induktivität und R der ohmsche Widerstand des Systems ist). Durch geeignete Wahl des Steuersignals VST kann so ein Spulenstrom ISP, der lediglich zwischen einem Maximalwert Imax und einem Minimalwert Imin schwankt, aufrechterhalten werden. Im gezeigten Ausführungsbeispiel werden die negativen Pole der Schaltung auf Masse 16 gehalten.
  • Wie oben bereits erläutert birgt die bekannte Schaltung aufgrund Sperrverzögerung der Diode 15 den Nachteil der Rückstromsspitze beim Wiedereinschalten des Transistors, also beim erneuten Anlegen der Erregerspannung, mit den sich hieraus ergebenden negativen Folgen. In 6d und 6e, die die Spannung VD bzw. den Strom ID über der bzw. durch die Freilaufdiode 15 darstellen, sind die Rückstromspitzen mit Pfeilen R gekennzeichnet. Neben den Verlusten und der erhöhten Belastung der Komponenten ist vor allem die Schwingung S am abrupten Ende der Sperrverzögerungszeit, durch die weitere Komponenten breitbandig zu Schwingungen und elektromagnetischer Emission angeregt werden, ein sich aus der Rückstromspitze ergebender Nachteil.
  • 1 zeigt eine Grundschaltung 10, die das beschriebene Problem löst. Die bekannte Schaltung 40 (4) wird um eine Kommutierungsinduktivität 18, die in Reihe mit der Freilauf diode 15 und wie diese parallel zur Spule 12 geschaltet ist, erweitert. Die übrigen Komponenten entsprechen denjenigen in 4 mit jeweils gleichen Bezugszeichen. Die Kommutierungsinduktivität 18 wirkt der Rückstromspitze entgegen und „überbrückt" damit beim Wiedereinschalten des Transistors 13 die Sperrverzögerungszeit der Freilaufdiode 15, so dass der Spulenstrom ohne die beschriebenen Nachteile von der Freilaufdiode 15 an den Transistor 13 übergeben werden kann. Nach Abklingen der Sperrverzögerung der Freilaufdiode 15 wird die Kommutierungsinduktivität 18 stromlos. Damit es beim erneuten Trennen der Spule 12 von der Erregerspannung zu keiner unerwünschten, negativen Spannungsspitze kommt, enthält die Schaltung 10 eine zweite Diode 19, die parallel zu der Kommutierungsinduktivität 18 und wie diese in Reihe zu der Freilaufdiode 15 geschaltet ist. Die übrigen Komponenten entsprechen denjenigen in 4 mit jeweils gleichen Bezugszeichen.
    •
  • 2 zeigt eine Schaltung 20, die mehrere Grundschaltungen 10 gemäß 1, deren jeweilige Komponenten mit den zusätzlichen Indizes a-d bezeichnet sind, kombiniert und so die Grundschaltung 10 auf mehrere in derselben Schaltung ansteuerbare induktive Lasten 12a-d erweitert. Dies ist eine häufige Konstellation, die etwa bei der Ansteuerung mehrerer Ventile in einem Verbrennungsmotor vorliegt. Hierzu weist jede Spule 12a-12d einen eigenen Schalter, im gezeigten Ausführungsbeispiel einen Schalttransistor 13a-d, und eine eigene Ansteuerung auf. Ebenso ist für jede Teilschaltung eine eigene Freilaufdiode 15a-d vorgesehen. Selbstverständlich ist es möglich, statt separater Steuerspannungsquellen 14a-d, wie im gezeigten Ausführungsbeispiel, eine einzige Ansteuerspannungsquelle zu verwenden und deren Signal beispielsweise durch geeignetes Demultiplexing auf die Transistoren 13a-d zu verteilen. Erfindungsgemäß kann jedoch auf eine eigene Kommu tierungsinduktivität oder, wie im gezeigten Ausführungsbeispiel, auf ein eigenes Netzwerk aus Kommutierungsinduktivität und zweiter Diode für jede einzelne Teilschaltung a-d verzichtet werden. Vielmehr ist es möglich, für mehrere Teilschaltungen a-d nur eine einzige Kommutierungsinduktivität 18 bzw. ein einziges Netzwerk aus Kommutierungsinduktivität 18 und zweiter Diode 19 vorzusehen. Die entsprechende Umschichtung in der Schaltung zwischen Freilaufdioden 15a-d und Kommutierungsinduktivität 18/zweiter Diode 19 erhält die Funktionalität der Grundschaltung. Einzige Voraussetzung für eine derartige Anordnung ist, dass sich die Ansteuerungsphasen der einzelnen Spulen nicht gegenseitig überlappen. Alle übrigen Komponenten entsprechen denjenigen in 1 mit jeweils gleichen Bezugszeichen, ggf. mit einem Zuordnungsindex a-d.
  • 3 zeigt eine erfindungsgemäße Schaltungsanordnung, die die Grundschaltung von 1 zu einem mehrphasigen, bidirektionalen Aufwärts/Abwärts-Regler erweitert. Gezeigt ist ein DC/DC-Wandler, wie er in einem integrierten Startergenerator zum Energietransport zwischen dem 42 V- und dem 14 V-Bordnetz eines Kraftfahrzeugs verwendet wird. Die Bezugszeichen entsprechen den in den zuvor beschriebenen Figuren verwendeten, wobei eingestrichene (') und zweigestrichene ('') Komponenten jeweils die Hin- bzw. die Rückrichtung bezeichnen. Der Übersichtlichkeit halber wurden die Spulen 12a-c lediglich als Induktivitäten dargestellt. Der Kondensator C dient der Spannungsstabilisierung. Wie aus 3 ersichtlich, ist es je nach Regelrichtung möglich, die Kommutierungsinduktivität 18', 18'' bzw. das Netzwerk aus Kommutierungsinduktivität 18', 18'' und zweiter Diode 19', 19'' in den Massepfad oder die Versorgungsspannungszuleitung zu legen. Selbstverständlich ist dies auch bei unidirektionalen Reglern in Abhängigkeit von der Betriebsart möglich.
  • Die dargestellten Ausführungsbeispiele sind selbstverständlich lediglich als beispielhafte Illustrationen der besonders vorteilhaften Ausführungsformen der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung zu verstehen. Der Fachmann wird im Rahmen der hier offenbarten Lehre vielfältige Variationen vornehmen können, ohne sich von dem Kern der Erfindung zu entfernen.
  • Die in der vorstehenden Beschreibung, in den Zeichnungen sowie in den Ansprüchen offenbarten Merkmale der Erfindung können sowohl einzeln als auch in beliebiger Kombination für die Verwirklichung der Erfindung wesentlich sein.

Claims (9)

  1. Schaltungsanordnung zum Schalten mehrerer parallel geschalteter induktiver Lasten (12a-d) mit Anschlüssen zu einer Versorgungsspannungsquelle (11, 11', 11''), durch die die induktiven Lasten (12a-d) in einem eingeschalteten Zustand mit einer Erregerspannung beaufschlagbar sind, – wobei jeder der mehreren Lasten (12a-d) folgende Merkmale der Schaltungsanordnung zugeordnet sind: – Schaltmittel (13a-d, 13a'-c', 13a''-c''), durch die in Abhängigkeit von einem Steuersignal ein die induktive Last (12a-d) und die Versorgungsspannungsquellen-Anschlüsse umfassender Stromkreis beim Einschalten von einem ausgeschalteten in den eingeschalteten Zustand geschlossen und beim Ausschalten von dem eingeschalteten in den ausgeschalteten Zustand geöffnet werden kann, und – eine erste Diode (15a-d, 15a'-c', 15a''-c''), die parallel zu der induktiven Last (12a-d) geschaltet und so ausgerichtet ist, dass sie im eingeschalteten Zustand sperrt, – und wobei eine zusätzliche Kommutierungsinduktivität (18) vorgesehen ist, die parallel zu den induktiven Lasten (12, 12a-d) und in Reihe mit den zueinander parallel geschalteten ersten Dioden (15a-d, 15a'-c', 15a''-c'') geschaltet ist.
  2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass eine zweite Diode (19, 19', 19'') vorgesehen ist, die parallel zu der Kommutierungsinduktivität (18, 18', 18'') geschaltet und so ausgerichtet ist, dass sie im eingeschalteten Zustand sperrt.
  3. Schaltungsanordnung nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Kommutierungsinduktivität (18, 18', 18'') oder das Netzwerk aus Kommutierungsinduktivität (18, 18', 18'') und zweiter Diode (19, 19', 19'') masseseitig der Schaltmittel (13a-d, 13a'-c', 13a''-c'') vorgesehen ist.
  4. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Kommutierungsinduktivität (18, 18', 18'') oder das Netzwerk aus Kommutierungsinduktivität (18, 18', 18'') und zweiter Diode (19, 19', 19'') versorgungsspannungsseitig der Schaltmittel (13a-d, 13a'-c', 13a''-c'') vorgesehen ist.
  5. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass eine weitere Kommutierungsinduktivität (18'') bzw. eine weitere zweite Diode (19'') vorhanden sind, sodass zwei Kommutierungsinduktivitäten (18', 18'') oder zwei Netzwerke aus Kommutierungsinduktivität (18', 18'') und zweiter Diode (19', 19'') vorgesehen sind, von denen je eine bzw. eines masseseitig und eine bzw. eines versorgungsspannungsseitig der Schaltmittel (13a'-c', 13a''-c'') vorgesehen ist.
  6. Schaltungsanordnung nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Schaltmittel als Schalttransistoren (13a-d, 13a'-c', 13a''-c'') ausgeführt sind, die von einer jeweiligen Steuerspannungsquelle (14a-d, 14a'-c', 14a''-c'') mit einer Steuerspannung als Steuersignal beaufschlagbar sind.
  7. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass zum Schalten der induktiven Lasten mehrere Schalttransistoren als Schaltmittel vorgesehen sind, die von einer gemeinsamen Steuerspannungsquelle angesteuert werden, deren Signal durch Demultiplexing auf die mehreren Schalttransistoren verteilt wird.
  8. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 6 oder 7, dadurch gekennzeichnet, dass die Schalttransistoren (13a-d, 13a'-c', 13a''-c'') selbstsperrende MOS-FET sind.
  9. Schaltungsanordnung nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die induktiven Lasten Magnet-Einspritzventile in einem Kraftfahrzeug sind.
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