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TECHNISCHES
GEBIET
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Die
vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Lasttreibervorrichtung,
wie im Oberbegriff des Anspruches 1 definiert. Eine derartige Lasttreibervorrichtung
ist in EP-A-0 367 006 offenbart.
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ALLGEMEINER
STAND DER TECHNIK
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Als
Lasttreibervorrichtung, in der eine induktive Last wie z. B. die
Spulen eines Magnetkolbens oder Schrittmotors gesteuert wurde, ist
herkömmlicherweise
eine Vorrichtung eingesetzt worden, bei der die an die Last angelegte
Mittelspannung bzw. das Strommittel durch Öffnen und Schließen einer Stromkreisöffnungs-/-schließeinrichtung
gesteuert wird, die zwischen diese Last und die Leistungsquelle geschaltet
ist und aus einem Halbleiterschalter oder dergleichen besteht. Diese
Vorrichtung ist als Choppersteuerung oder PWM(Pulsbreitenmodulation-)Steuerung
bekannt, und eine typische herkömmliche
Schaltungsanordnung ist in 6 und 7 gezeigt.
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Der
Schaltungsaufbau der in 6 gezeigten Schaltung ist ein
sog. High Side Switch zum Schalten von Strom auf der Kraftquellenseite
der Last (vgl. Kumagai N: "Gate
Operation Circuit Configuration with a Power Supply for MOS-Gate
Devices" Veröffentlichung
des internationalen Symposiums betreffend Leistungshalbleitervorrichtungen
und IC's (ISPSD)
Tokio, 19.–21.
Mai 1992, Nr. Symp. 4, 19. Mai 1992, S. 194-197, XP000340035, Institute
of Electrical and Electronics Engineers); die in 7 gezeigte
Schaltung weist einen Schaltungsaufbau auf, der Low Side Switch
genannt wird und Strom auf der geerdeten Seite der Last schaltet.
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6 ist
so ausgebildet, dass sie zwei Transistoren TR1, TR2 bereitstellt,
die Schaltmittel und zwei Widerstände R0, R1 bilden; ein PWM-Signal von
vorbestimmter relativer Einschaltdauer ist an die Basis des Transistors
TR1 angelegt, eine Leistungsquelle ist an den Emitter des Transistors
TR2 angeschlossen; der Widerstand R0 ist zwischen den Emitter und
die Basis des Transistors TR2 geschaltet; der Widerstand R1 ist
zwischen den Kollektor des Transistors TR1 und die Basis des Transistors
TR2 geschaltet; und der Emitter des Transistors TR1 ist geerdet.
Ferner ist eine Freilaufdiode FD mit der induktiven Last L parallelgeschaltet,
die das durch diese Schaltung zu treibende Subjekt ist; die Kathode
der Freilaufdiode FD ist an den Kollektor des Transistors TR2 angeschlossen;
und die Anode der Freilaufdiode FD ist geerdet.
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Wenn
bei einem derartigen Aufbau das PWM-Signal groß wird und den Transistor TR1 EIN-schaltet, wird unter
Ansprechen darauf der Transistor TR2 EIN-geschaltet und die Leistungsquelle durch
den Transistor TR2 hindurch an die Last L angelegt, so dass Laststrom
von der Leistungsquelle durch den Transistor TR2 und die Last L
zu Masse fließt.
Wenn dies geschieht, nimmt dieser Laststrom aufgrund der Charakteristik
der Last L mit der Zeit zu und wird schließlich an einem durch die Leistungsquellenspannung
und den Widerstandswert in der induktiven Last L angegebenen Sättigungspunkt
konstant (nicht gezeigt).
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Wenn
jedoch die Choppersteuerung mit dem Ziel ausgeübt wird, das in der Last fließende Strommittel
zu steuern, ist der in der Last L erforderliche Strommittelwert
niedriger als der Stromwert am Sättigungspunkt;
bevor somit der in der Last L fließende Laststrom diesen Sättigungspunkt
erreicht, geht das PWM-Signal von groß auf klein über, was
bewirkt, dass der Transistor TR1 von EIN auf AUS geht und der Transistor
TR2 ebenfalls von EIN auf AUS geht, was die Leistungsquelle von
der Last L abschneidet.
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Hierbei
erfolgt die Bestimmung der EIN/AUS-Zeitsteuerung des Transistors
TR2, d. h. die zeitliche Regulierung von groß/klein des PWM-Signals beispielsweise
durch EIN/AUS-Verhältnisregelung
(Betriebsartsteuerung) des Transistors TR2 einzig und allein auf
der Zeit basierend oder durch Nachweis des in der Last L fließenden Laststroms
mittels eines Stromdetektors (nicht gezeigt) in Übereinstimmung mit einem vorbestimmten
Standard, wie z. B. Regelung mit konstantem Strom basierend auf
dem momentanen Wert oder Mittelwert.
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In
jedem Fall fließt
der in der Last L fließende Laststrom
aufgrund der induktiven Komponente der Last L durch die Freilaufdiode
FD zurück,
wenn der Transistor TR2 AUS-schaltet
und die Leistungsquelle von der Last L abgeschnitten wird, und wird
durch den elektrischen Widerstand der Schaltung und die Vorwärtsspannung
der Freilaufdiode FD allmählich herabgesetzt.
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In
diesem Zustand, wenn das PWM-Signal wieder von klein auf groß geht und
bewirkt, dass der Transistor TR1 EIN-schaltet und der Transistor
TR2 EIN-schaltet, wird die Leistungsquelle erneut mit der Last L
verbunden, und der in der Last L fließende Laststrom nimmt immer
mehr zu, wie früher
beschrieben.
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Auf
diese Weise wird mit diesem High Side Switch die EIN/AUS-Zeitsteuerung
des Transistors TR2 mittels der EIN/AUS-Zeitsteuerung des an die Basis
des Transistors TR1 angelegten PWM-Signals geändert, und dadurch kann der
in der Last L fließende
Laststrom gesteuert werden.
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Die
Vorteile dieses High Side Switch schließen ein:
- (1) Die Last L befindet
sich auf der Erdungsseite des Schalters (Transistor TR2), so dass
die Spannung nicht konstant an die Last L angelegt wird, so dass
er selbst dann noch sicher ist, wenn ein Kurzschluss auftritt, wenn
die Last L gerade nicht geregelt wird; diese Anordnung ist auch
auf der sicheren Seite, was elektrische Korrosion etc. aufgrund
von Feuchtigkeit angeht.
- (2) Selbst wenn es während
der Laststeuerung einen Kurzschluss in der Leitungsführung der
Last gibt, kann die Last L ferner mit einem Schalter (Transistor
TR2) abgetrennt werden.
- (3) Die Rückleitungsführung von
der Last L kann entfallen.
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Andererseits
ist ein Nachteil dieses High Side Switch, dass aufgrund der Natur
der Schaltung P-Typ-Elemente wie z. B. ein PNP-Bipolartransistor, P-Kanal-FET
oder P-Kanal-IGBT etc. verwendet werden müssen. Im Allgemeinen sind P-Typ-Elemente
in ihren Eigenschaften N-Typ-Elementen
wie NPN-Transistoren, N-Kanal-FETs oder N-Kanal-IGBTs in vieler
Hinsicht unterlegen, wie z. B. ihrem Stromverstärkungsfaktor, ihrer Spannungswiderstandsfähigkeit
und Sättigungsspannung,
und sind überdies
kostspielig. Der Nutzeffekt des Schalterstromkreises ist daher schlecht,
und er ist unwirtschaftlich. Und wenn die Schaltung unter Verwendung
von N-Typ-Elementen wie NPN-Transistoren, N-Kanal-FETs oder dergleichen
anstelle der P-Typ-Elemente aufgebaut ist, wird der Schaltungsaufbau
normalerweise eine Emitter-Folger- oder Source-Folger-Schaltung
sein; der Nutzeffekt davon ist schlecht, weil die Basis-Emitter-Spannung
oder Gate-Source-Spannung die Kollektor-Emitter-Spannung oder Drain-Source-Spannung
direkt beeinflusst.
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Als
eine Methode, um dies zu verhindern, kann in einem High Side Switch
Stromkreis unter Verwendung einer Emitter-Folger- oder Source-Folger-Schaltung
mit N-Typ-Elementen wie NPN-Transistoren oder N-Kanal-FETs ein Schaltungsaufbau übernommen
werden, in dem unabhängig
vom Hauptstromkreis eine Antriebsleistungsquelle zur Basissteuerung
oder Gate-Steuerung vorgesehen ist oder alternativ die Spannung
der Antriebsleistungsquelle von der Haupt-Leistungsquellenspannung
aus um einen an die Basis-Emitter-Spannung oder Gate-Source-Spannung
angepassten Betrag aufgespannt wird.
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Zum
Aufbau einer derartigen isolierten Leistungsquelle und/oder Spannungserhöhungsschaltung
ist jedoch eine große
Anzahl von Schaltelementen erforderlich, so dass dies an sich die
Kosten der Vorrichtung erhöht
und des Weiteren die Ausfallrate proportional zum Zuwachs an Elementen
erhöht wird:
somit ist die Zuverlässigkeit
der Schaltung herabgesetzt.
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Dagegen
zeigt 7 eine Low Side Switch genannte Schaltungsanordnung,
in der die Umschaltung des Laststroms auf der geerdeten Seite der
Last durchgeführt
wird.
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In
dieser Schaltung ist ein Aufbau übernommen,
in dem der die Schalteinrichtung bildende Transistor TR1 auf der
geerdeten Seite der Last vorgesehen ist und das PWM-Signal mit vorbestimmter
relativer Einschaltdauer an die Basis dieses Transistors TR1 angelegt
wird; die Schaltung kann daher aus einem noch einfacheren Aufbau
bestehen als der High Side Switch.
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Wenn
das PWM-Signal groß wird
und der Transistor TR1 EIN-geschaltet ist, fließt Laststrom von der Leistungsquelle über die
Last L und den Transistor TR1 zu Masse. Wenn dies geschieht, nimmt
der Laststrom aufgrund der Eigenschaften der Last L mit der Zeit
zu und wird schließlich
an einem durch die Quellenspannung und den Widerstandswert in der
induktiven Last L angegebenen Sättigungspunkt
konstant (nicht gezeigt). Die Choppersteuerungsmethode, durch die
ein Strommittelwert niedriger als dieser für die Last L erforderliche
Sättigungspunkt
aufrechterhalten wird, ist weitgehend dieselbe wie oben mit Bezug
auf den High Side Switch beschrieben.
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Diese
Methode ist überlegen,
weil sie mit einem einfacheren Aufbau als der High Side Switch ausgeführt werden
kann und N-Typ-Halbleiterelemente für die Schaltelemente eingesetzt
werden können,
wobei die Treiberspannungen dieser N-Typ-Halbleiterelemente immer
auf Masse bezogen sind, so dass das Emitter- oder Source-Potential
fest ist etc., aber sie leidet unter dem Problem, dass der Strom
nicht gesperrt werden kann, wenn ein Teil der Last zur Erdungsseite
kurzgeschlossen wird.
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Davon
abgesehen, gibt es das Beispiel des Standes der Technik der frühen japanischen
Patentschrift H5-57918. Dieses Beispiel ist aufgebaut, wie in 8 gezeigt:
Eine Leistungsquelle E2 ist über
einen Widerstand R1 und eine Diode D1 an das Gate des N-Kanal-FET Sw1 angeschlossen,
und es ist ein Transistorschaltelement TR1 vorgesehen. Daneben ist
am Verbindungspunkt des Widerstands R1 und der Diode D1 ein Kondensator
C1 vorgesehen. Wenn das Transistorschaltelement TR1 AN ist, wird
dieses aufgeladen, aber wenn es AUS ist, wird es entladen und liefert
Ladung an das Gate. Dadurch kann der N-Kanal-FET an der Leistungsquellenseite
der Last gesteuert werden.
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Wie
jedoch aus 8 ersichtlich ist, unterliegt
dies den Problemen, dass eine separate Leistungsquelle E2 erforderlich
ist, um das Gate mit Ladung zu versorgen, und wenn das Transistorschaltelement
TR1 EIN-geschaltet ist, fließt
neben dem Strom von dieser Leistungsquelle E2, die den Kondensator
C1 lädt,
auch Strom durch den Widerstand R1 und das Transistorschaltelement
TR1 zu Masse, so dass der Nutzeffekt nicht zwangsläufig gut
ist. Wenn der Widerstandswert groß gemacht wird, um den durch
diesen Widerstand R1 fließenden
Strom zu verringern, gibt es Probleme wie dass der Ladewiderstand
zwischen Gate und Source groß wird,
wenn der N-Kanal-FET Sw1 AN ist, was die Schaltgeschwindigkeit des
FET senkt.
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Abgesehen
von der Stromregelung durch digitale Umschaltung, wie oben beschrieben,
ist die Methode der Direktsteuerung der Strommenge auf analoge Art
und Weise verfügbar.
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Wie
oben im Falle der Stromregelung unter Verwendung der digitalen Umschaltung
mit den herkömmlichen
induktiven Lasttreibervorrichtungen beschrieben, sind die Element-Stückkosten
hoch und die Element-Eigenschaften schlecht, wenn ein High Side
Switch (der hinsichtlich Kurzschließens während des Betriebes der Last
sicher ist) unter Verwendung von P-Typ-Elementen aufgebaut ist,
obwohl der Schaltungsaufbau einfach ist; wohingegen wenn der Schalter
unter Verwendung von N-Typ-Elementen gebildet ist (die überlegene
Element-Eigenschaften aufweisen), die Anzahl solcher Elemente erhöht ist, eine
separate Leistungsquelle notwendig ist und die Schaltrate herabgesetzt
ist: somit gab es in jedem Fall Probleme hinsichtlich Kosten und
Zuverlässigkeit.
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Eine
Hauptaufgabe der vorliegenden Erfindung ist daher die Schaffung
eines High Side Switch mit gutem Nutzeffekt unter Verwendung von N-Typ-Elementen
mittels vergleichsweise wenigen Schaltungskomponenten.
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OFFENBARUNG
DER ERFINDUNG
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Die
vorliegende Erfindung besteht aus einer Lasttreibervorrichtung,
die ein zwischen einer Last und einer Leistungsquelle angeordnetes
Stromregelungselement und eine Treiberschaltung umfasst, wie in
Anspruch 1 definiert.
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Insbesondere
umfasst die Lasttreibervorrichtung einen ersten Kondensator, der
durch die zwischen der Last und der Leistungsquelle generierte Potentialdifferenz
aufgeladen wird, wenn die Schalteinrichtung AUS ist; eine Steuerleistungsquellenschaltung,
die die Treiberschaltung mit einer Regelspannung für Steuerzwecke
versorgt, die die Leistungsquellenspannung übersteigt, wenn die Schalteinrichtung
AN ist, wobei sie die von dem ersten Kondensator gespeicherte Ladung
verwendet; und einen zweiten Kondensator oder eine Vielzahl davon,
der durch die Potentialdifferenz, die zwischen der Last und der
Leistungsquelle generiert wird, wenn die Schalteinrichtung AUS ist,
mit einer gespeicherten Spannung aufgeladen wird, die höher ist
als die gespeicherte Spannung des ersten Kondensators, und dieser
den ersten Kondensator auflädt,
falls die von dem ersten Kondensator erzeugte Spannung für Steuerzwecke
abfällt.
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Auf
diese Weise besteht keine Notwendigkeit, eine Antriebsleistungsquelle
zum Steuern des Stromregelungselementes unabhängig vom Hauptstromkreis bereitzustellen,
und durch einen einfachen Aufbau kann eine Regelspannung erhalten
werden, die höher
ist als die Leistungsquellenspannung. Ferner ist die Zuverlässigkeit
der Schaltung hoch, weil die Anzahl der Schaltelemente klein ist.
Auch kann die an die Treiberschaltung angelegte Regelspannung über eine
festgelegte Zeitspanne kontinuierlich beibehalten werden.
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KURZBESCHREIBUNG
DER ZEICHNUNGEN
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1 ist
ein Blockdiagramm, das die Prinzipien der vorliegenden Erfindung
darstellt;
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2 ist
ein Schaltdiagramm, das die Grundtopologie einer Lasttreibervorrichtung
darstellt;
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3 ist
ein Schaltdiagramm, das eine Ausführungsform einer Lasttreibervorrichtung
gemäß der vorliegenden
Erfindung darstellt;
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4 ist
ein Schaltdiagramm einer PWM-Steuerschaltung unter Verwendung der
in 2 gezeigten Ausführungsform;
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5 ist
ein Schaltdiagramm, das eine andere Ausführungsform einer Lasttreibervorrichtung gemäß der vorliegenden
Erfindung darstellt;
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6 ist
ein Schaltdiagramm eines Beispiels des Standes der Technik einer
Lasttreibervorrichtung;
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7 ist
ein Schaltdiagramm eines anderen Beispiels des Standes der Technik
einer Lasttreibervorrichtung; und
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8 ist
ein Schaltdiagramm noch eines anderen Beispiels des Standes der
Technik einer Lasttreibervorrichtung.
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BESTE ART ZUR AUSFÜHRUNG DER
ERFINDUNG
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Eine
induktive Lasttreibervorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung
ist nachstehend mit Bezug auf die beigefügten Zeichnungen im Einzelnen beschrieben.
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1 zeigt
ein Blockdiagramm der Prinzipien der vorliegenden Erfindung; 2 zeigt
ein Schaltdiagramm.
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Ein Überblick über die
vorliegende Erfindung wird mit Bezug auf 1 gegeben.
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In 1 ist
Sw1 ein Schalterelement, C1 ein Kondensator, 10 eine Ladeschaltung,
20 eine Treiberschaltung, 30 ein Treibersignal, 40 eine Last und VB
eine Gleichstrom-Leistungsquelle.
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Das
Schalterelement Sw1 führt
unter Steuerung einer Treiberschaltung 20 unter Ansprechen
auf ein Treibersignal 30 eine EIN/AUS-Schalttätigkeit aus.
Es sei nun der Fall betrachtet, wo das Schaltelement Sw1 AUS ist.
In dieser Situation wird eine Potentialdifferenz zwischen einem
Anschluss a und einem Anschluss b generiert, und der Kondensator
C1 wird in Übereinstimmung
mit dieser Potentialdifferenz durch die Ladeschaltung 10 aufgeladen.
Diese Ladeschaltung 10 enthält Mittel zum Regeln der Ladespannung
des Kondensators C1 und Mittel zum Verhindern, dass auf dem Kondensator
C1 gespeicherte Ladung zur Leistungsquelle VB fließt. Dabei
ist der Aufbau derart, dass die Spannung der auf dem Kondensator
C1 gespeicherten Ladung in der Leistungsquelle der Treiberschaltung 20 Verwendung
findet.
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Als
Nächstes
gibt das Treibersignal 30 ein EIN-Signal in die Treiberschaltung 20 ein,
und das Schaltelement Sw1 wird dadurch von der Treiberschaltung 20 EIN-geschaltet.
In diesem Augenblick haben der Anschluss a und der Anschluss b praktisch dasselbe
Potential. Da der Kondensator C1 andererseits verhindert, dass die
gespeicherte Ladung zur Leistungsquelle VB fließt, kann der Kondensator C1 als
Leistungsquelle der Treiberschaltung 20 dank der gespeicherten
Ladung weiterhin eine Spannung liefern, die höher ist als Anschluss a und
Anschluss b.
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Dank
des in 1 gezeigten Aufbaus kann ein High Side Switch
unter Verwendung von N-Typ-Elementen
ohne Verwendung einer zweiten Leistungsquelle oder komplizierten
Schaltung mit einer kleinen Anzahl von Schaltungskomponenten und ohne
Beeinträchtigung
der Gerätezuverlässigkeit
gebildet werden.
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2 zeigt
eine auf diesem Konzept basierende Ausführungsform. Diese Ausführungsform
ist ein verbesserter Typ des High Side Switch unter Verwendung von
N-Typ-Elementen.
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In 2 ist
C1 ein Kondensator, D1 eine Diode, L eine Last, Q1 eine Umkehrschaltung,
R1 und R2 sind Widerstände,
Sw1 ist ein Schaltelement (in diesem Fall ein FET), Tr1 und Tr2
sind NPN-Transistoren, und ZD1 ist eine Zenerdiode.
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Es
sei nun der Fall betrachtet, wenn die Last L nicht angetrieben wird.
Die Leistungsquelle VB ist zwischen Anschluss a und Anschluss c
(Masse) angelegt. Da zu diesem Zeitpunkt eine Potentialdifferenz
zwischen dem Anschluss a und dem Anschluss b generiert wird, wird
eine Spannung gleich der Zenerspannung der Zenerdiode ZD1 auf den
Kondensator C1 geladen. Diese geladene Spannung liefert die Antriebsleistungsquellenspannung
der Umkehrschaltung Q1, und die Umkehrschaltung Q1 wird daher in
den Betriebszustand versetzt.
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Als
Nächstes
sei betrachtet, was passiert, wenn die Last L angetrieben wird.
Wenn dies geschieht, wird entweder ein Treibersignal (Negativimpulssignal)
zum Steuern der Last an Anschluss d angelegt, oder es wird ein Positivimpulssignal
an die Basis des durch die Strichlinie umschlossenen Transistors
Tr2 angelegt. Als Ergebnis wird das Ausgangssignal der Umkehrschaltung
Q1 hoch, und diese Hochspannung wird zwischen Gate und Source von
FET Sw1 angelegt. FET Sw1 wird dadurch EIN-geschaltet, und die Spannung
am Punkt b wird praktisch gleich der Spannung VB am Anschluss a, so
dass die Last L durch die Leistungsquelle VB angetrieben wird.
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Dabei
wird durch die Diode D1 verhindert, dass die auf dem Kondensator
C1 gespeicherte Ladung zur Leistungsquellenseite hinausfließt, so dass die
positive Seite des Kondensators C1 eine Spannung gleich der Zenerspannung
der Zenerdiode ZD1 unverändert
aufrechterhält,
und die Zufuhr der Antriebsleistungsquellenspannung der Umkehrschaltung
Q1 wird fortgesetzt. Folglich wird dem Gate des FET Sw1 weiterhin
Treiberspannung zugeführt,
die um den Betrag der geladenen Spannung des Kondensators C1 höher ist
als das Source-Potential. Als Ergebnis kann FET Sw1 völlig gesättigt sein,
während
die Last angetrieben wird, und der Verlust im FET Sw1 kann verringert
werden.
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Dank
des obigen Schaltungsaufbaus kann ein High Side Switch erzeugt werden,
ohne die Anzahl der Schaltelemente groß zu erhöhen, selbst wenn N-Typ-Elemente
wie NPN-Transistoren,
N-Kanal-FETs oder N-Kanal-IGBTs als Schaltelemente eingesetzt werden,
und es kann eine effiziente Induktionslasttreibervorrichtung realisiert
werden.
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In
der Schaltung dieser Ausführungsform
ist eine Anordnung übernommen,
durch welche die Leistungsquelle der Umkehrschaltung Q1 aufgeladen
wird, während
die Last L gerade nicht angetrieben wird, so dass diese Schaltung
für Schaltungsanwendungen
geeignet ist, in denen die Last auf intermittierende Art und Weise
wiederholt EIN- und AUS-geschaltet wird; die Zeit, über die
FET Sw1 kontinuierlich im EIN-Zustand gehalten werden kann, wird
durch die Kapazität
des Kondensators C1 und die Impedanz der Treiberschaltung der Umkehrschaltung
Q1 bestimmt; ferner wird der Lasttreiber-Zeitfaktor (relative Einschaltdauer)
des FET Sw1 durch den Ladestrom des Kondensators C1 und die Impedanz der
Treiberschaltung der Umkehrschaltung Q1 bestimmt.
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3 zeigt
ein Schaltdiagramm einer Ausführungsform
der Erfindung. Diese Schaltung weist eine Anordnung auf, in welcher
zu der in 2 gezeigten Schaltung ein weiterer
Gerätesatz
bestehend aus Kondensator und Ladeschaltung hinzugefügt ist. In
dieser Schaltung ist die Zenerspannung VZD1 der Zenerdiode
ZD1 größer als
die Zenerspannung VZD2 der Zenerdiode ZD2: VZD1 > VZD2
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Es
sei nun die Situation betrachtet, wenn die Last L gerade nicht angetrieben
wird. Die Leistungsquelle VB ist zwischen Anschluss a und Anschluss
c (Masse) angelegt. In diesem Zustand wird eine Potentialdifferenz
zwischen dem Anschluss a und dem Anschluss b generiert, so dass
eine Spannung gleich der Zenerspannung VZD1 der
Zenerdiode ZD1 auf den Kondensator C1 geladen wird. Gleichzeitig
wird eine Spannung gleich der Zenerspannung VZD2 der
Zenerdiode ZD2 auf den Kondensator C2 geladen. Die auf diesen Kondensator
C2 geladene Spannung bildet die Antriebsleistungsquellenspannung
der Umkehrschaltung Q1 und versetzt die Umkehrschaltung Q1 in den
Betriebszustand.
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Als
Nächstes
sei die Situation betrachtet, wenn die Last L angetrieben wird.
In diesem Zustand wird entweder ein Treibersignal (Negativimpulssignal)
zum Steuern der Last an Anschluss d und Eingabe in die Umkehrschaltung
Q1 angelegt, oder es wird ein Positivimpulssignal an die Basis des
durch die Strichlinie umschlossenen Transistors Tr2 angelegt. Das
Ausgangssignal der Umkehrschaltung Q1 wird daher hoch, und diese
Hochspannung wird zwischen Gate und Source des FET Sw1 angelegt.
FET Sw1 wird dadurch EIN-geschaltet, und die Spannung am Punkt b
wird praktisch gleich der Spannung VB am Anschluss a, so dass die
Last L durch die Leistungsquelle VB angetrieben wird.
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Die
Diode D1 und die Diode D2 verhindern dann, dass die auf dem Kondensator
C1 bzw. dem Kondensator C2 gespeicherte Ladung zur Leistungsquellenseite
hinausfließt,
so dass die positive Seite des Kondensators C1 ein Potential gleich
der Zenerspannung VZD1 der Zenerdiode ZD1
unverändert
aufrechterhält,
während
die positive Seite des Kondensators C2 ein Potential gleich der
Zenerspannung VZD2 der Zenerdiode ZD2 unverändert aufrechterhält.
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Die
Zufuhr der Antriebsleistungsquellenspannung der Umkehrschaltung
Q1 wird durch das Potential des Kondensators C2 fortgesetzt. Genauer, das
Gate von FET Sw1 wird weiter mit einer Treiberspannung versorgt,
die um den Betrag der auf dem Kondensator C1 gespeicherten Ladung
höher ist
als das Source-Potential. Als Ergebnis kann FET Sw1 völlig gesättigt sein,
während
die Last angetrieben wird, und auf diese Weise können Verluste im FET Sw1 verringert
werden.
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Sollte
das Potential des Kondensators C2 beispielsweise aufgrund der Leistungsaufnahme durch
die Umkehrschaltung Q1 zufällig
unter die Zenerspannung VZD2 fallen, lädt die Ladung
des Kondensators C1 den Kondensator C2 über den Transistor Tr2 und
die Diode D2: auf diese Weise werden Maßnahmen ergriffen, damit die
positive Seite des Kondensators C2 ein Potential gleich der Zenerspannung
VZD2 der Zenerdiode ZD2 aufrechterhält. Wenn der
Verlust der Transistoren Tr1, Tr2 und der Dioden D1, D2 vernachlässigt wird,
wird das Potential des Kondensators C2 bis zu dem Zeitpunkt auf
einem Wert gleich der Zenerspannung VZD2 gehalten,
wo das Potential des Kondensators C1 gleich dem Potential des Kondensators
C2 wird. Während
das Potential des Kondensators C2 aufrechterhalten wird, ist die
Leistungsquellenspannung der Umkehrschaltung Q1 festgelegt, so dass
das allgemein bekannte Auftreten des Verlustanstiegs im Sw1 aufgrund
eines Abfalls der Gate-Spannung
des FET nicht vorkommen kann.
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In 3 ist
ein zweistufiger Aufbau übernommen,
bei dem zwei Ladeschaltungs- und Kondensatorsätze vorgesehen sind; obwohl
diese weitere Hinzufügung
eines Ladeschaltungs- und Kondensatorsatzes zu einem vielstufigen
Aufbau führt,
kann dadurch natürlich
die Leistungsquellenspannung der Umkehrschaltung Q1 über längere Zeit
fest gehalten werden.
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Obwohl
in 2 und 3 eine Umkehrschaltung als Treiberschaltung
eingesetzt wurde, wäre
es kein Problem, wenn die Polarität des Treibersignalimpulses
umgekehrt und eine Pufferschaltung verwendet würde. Alternativ könnte eine
Betriebsverstärkerschaltung
oder Vergleichsschaltung etc. als Treiberschaltung eingesetzt werden.
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4 ist
ein Schaltbeispiel einer PWM-Steuerschaltung, welche die in 2 gezeigte
Ausführungsform
verwendet. Der Mittelwert des durch die Last L fließenden Stroms
kann durch AN- und AUS-Schalten des FET Sw1 mit einer zeitlichen
Regulierung unter Steuerung eines Stromdetektors oder dergleichen
(nicht gezeigt) gesteuert werden, indem ein PWM-Signal an die Basis des Transistors
Tr2 oder des Anschlusses d angelegt wird. FD ist eine Freilaufdiode.
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5 ist
eine Ausführungsform,
bei der in der in 2 gezeigten Schaltung der Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung eine sog. Komplementärschaltung 50 zwischen
der Umkehrschaltung Q1 und dem Gate des FET Sw1 vorgesehen ist,
um die Schaltgeschwindigkeit durch Absenken der Impedanz zwischen
dem Gate und der Source des FET Sw1 anzuheben. Da bei der vorliegenden
Erfindung ein Aufbau übernommen
ist, in dem die Ladeschaltung einschließlich des Kondensators und
der Treiberschaltung jeweils unabhängig sind, kann ein derartiger
Aufbau leicht ausgeführt
werden und eine Hochgeschwindigkeits-Schalttätigkeit erreicht werden.
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Wie
oben beschrieben, besitzt die vorliegende Erfindung folgende hervorragende
Eigenschaften:
- 1. Da ein Aufbau übernommen
ist, in dem ein Kondensator durch eine zwischen der Last und der Leistungsquelle
generierte Potentialdifferenz aufgeladen wird, während die Schalteinrichtung
AUS ist, und diese gespeicherte Ladung als Leistungsquelle der Treiberschaltung
verwendet wird, ist eine separate Quelle zum Ansteuern der Schalteinrichtung
nicht notwendig.
- 2. Da das Laden und Entladen des Kondensators unter Ansprechen
auf EIN/AUS der Schalteinrichtung automatisch durchgeführt wird,
ist ein Element zum Umschalten zwischen dem Laden und Entladen des
Kondensators nicht notwendig.
- 3. Da Kondensator- und Treiberschaltung unabhängig sind,
ist es leicht, eine Schaltung wie eine Komplementärschaltung
einzusetzen, um eine Niedrigimpedanzansteuerung der Schalteinrichtung
zu implementieren.
- 4. Da die Ladespannung des Kondensators durch die Ladeschaltung
genau bestimmt werden kann, ist es nicht notwendig, diese beispielsweise
in geeigneter Weise auf die hohe Seite zu setzen; da des Weiteren
die Ladetätigkeit
gestoppt wird, wenn die geladene Spannung eine festgelegte Spannung
erreicht, besteht keine Möglichkeit
der Überladung,
so dass in diesem Maße
ein Vorteil bezogen auf den Nutzeffekt vorhanden ist.
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Des
Weiteren ist die Schaltung einfach, der Verlust klein, der Betrieb
stabil und die Schaltung wirtschaftlich.
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Wie
oben beschrieben, ist in der Erfindung in einer Lasttreibervorrichtung,
die ein zwischen einer Last und einer Leistungsquelle vorgesehenes
Stromregelungselement und eine Treiberschaltung aufweist, die dieses
Stromregelungselement ansteuert, das Stromregelungselement eine
Schalteinrichtung, welche die an die Last angelegte Leistungsquellenspannung
EIN- oder AUS-schaltet, und diese Treiberschaltung umfasst einen
Kondensator, der durch die zwischen der Last und der Leistungsquelle
generierte Potentialdifferenz aufgeladen wird, wenn die Schalteinrichtung
AUS ist, und eine Steuerleistungsquellenschaltung, die die Treiberschaltung
mit einer Regelspannung für
Steuerzwecke versorgt, die die Spannung der Leistungsquelle übersteigt,
wenn die Schalteinrichtung AN ist.
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Auf
diese Weise besteht keine Notwendigkeit, eine Antriebsleistungsquelle
zum Treiben des Stromregelungselementes unabhängig vom Hauptstromkreis bereitzustellen,
und eine Regelspannung höher
als die Leistungsquellenspannung kann durch einen einfachen Schaltungsaufbau
erhalten werden. Ein High Side Switch kann daher leicht unter Verwendung
von N-Typ-Halbleiterelementen konstruiert werden, die billiger sind
und bessere Leistung zeigen als P-Typ-Elemente. Des Weiteren kann
hohe Zuverlässigkeit
erhalten werden, weil es wenige Schaltelemente sind.
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INDUSTRIELLE
ANWENDBARKEIT
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In
der Erfindung sind in einer Lasttreibervorrichtung des Choppersteuerungstyps
vorgesehen: ein Kondensator, der durch die zwischen der Last und
der Leistungsquelle generierte Potentialdifferenz aufgeladen wird,
wenn die Schalteinrichtung AUS ist, und eine Steuerleistungsquellenschaltung,
die die Treiberschaltung der Schalteinrichtung mit einer Regelspannung
für Steuerzwecke
versorgt, die die Spannung der Leistungsquelle übersteigt, wenn die Schalteinrichtung
AN ist, wobei sie zu diesem Zweck die gespeicherte Ladung des Kondensators
verwendet. Somit besteht keine Notwendigkeit, eine Antriebsleistungsquelle
zum Treiben des Stromregelungselementes unabhängig vom Hauptstromkreis vorzusehen,
und eine Regelspannung, die höher
ist als die Leistungsquellenspannung kann mit einem einfachen Schaltungsaufbau
erhalten werden. Ein High Side Switch kann daher leicht unter Verwendung
von N-Typ-Halbleiterelementen gebildet werden, die preiswert und
von guter Leistungsfähigkeit sind.
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Auf
diese Weise kann die vorliegende Erfindung in allen Arten von Treibervorrichtungen
für induktive
Lasten eingesetzt werden, insbesondere Spulen für Magnetkolben oder Schrittmotoren.