DE10005864A1

DE10005864A1 - Stromversorgungssteuereinheit und Stromversorgungssteuerverfahren

Info

Publication number: DE10005864A1
Application number: DE10005864A
Authority: DE
Inventors: Akira Baba
Original assignee: Yazaki Corp
Current assignee: Yazaki Corp
Priority date: 1999-02-12
Filing date: 2000-02-10
Publication date: 2001-01-04
Also published as: US6335577B1; JP2000299922A

Abstract

Eine Stromversorgungssteuereinheit gemäß der vorliegenden Erfindung weist eine stabilisierte Stromversorgungsquelle auf, durch einen Gleichstrom/Gleichstromwandler (540) und eine Zenerdiode zum selektiven Liefern mehrerer Spannungen, und liefert Strom an eine Schalterschaltung, die mit einer Stromschwingungstypabschaltfunktion ausgerüstet ist. Wenn die Stromversorgung von einer Stromversorgungsquelle zu einem Verbraucher (520) mit niedriger Spannung durch Schalten mit einem einen Temperatursensor aufweisenden FET (QA) gesteuert wird, wird eine Bezugsspannung, die eine Spannungscharakteristik hat, welcher jeder einer Spannung zwischen Klemmen des einen Temperatursensor aufweisenden FET (QA) entspricht, an welchen ein vorbestimmter Verbraucher angeschlossen ist, durch einen Bezugs-FET (QB) und einen Widerstand (Rr) erzeugt. Eine Differenz zwischen einer Spannung zwischen den Klemmen des einen Temperatursensor aufweisenden FET (QA) und der Bezugsspannung wird von einem Komparator (CMP1) detektiert. Dann wird die Ein/Ausschaltung des einen Temperatursensor aufweisenden FET (QA) gesteuert, in Abhängigkeit von einer Differenz zwischen der Spannung zwischen den Klemmen und der Bezugsspannung, durch eine Treiberschaltung (111).

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG 1. Gebiet der Erfindung

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Stromversorgungssteuereinheit und ein Stromversorgungssteuerverfahren, und insbesondere eine Stromversorgungssteuereinheit, die einen Halbleiterschalter zum Steuern der Stromversorgung von einer Stromversorgungsquelle zu einem Verbraucher durch Schaltsteuerung in Abhängigkeit von einem Steuersignal aufweist.

2. Beschreibung des Stands der Technik

Fig. 1 zeigt eine herkömmliche Stromversorgungssteuereinheit, die einen Halbleiterschalter aufweist. Diese herkömmliche Stromversorgungssteuereinheit liefert selektiv Strom von einer Batterie zu jedem Verbraucher und steuert die Stromversorgung des Verbrauchers.

Bei dieser herkömmlichen Stromversorgungssteuereinheit, die in derselben Figur gezeigt ist, sind ein Nebenschlußwiderstand R5 sowie ein Drain D und eine Source S eines thermischen FET QF in Reihe in einem Pfad zum Liefern einer Ausgangsspannung VB einer Stromversorgungsquelle 101 zu einem Verbraucher 102 geschaltet, beispielsweise einem Scheinwerfer und einem Motor für ein motorbetriebenes Fenster. Weiterhin weist diese Stromversorgungssteuereinheit einen Treiber 901 zum Detektieren eines Stroms auf, der in dem Nebenschlußwiderstand RS fließt, um das Treiben des thermischen FET QF durch eine Hardwareschaltung zu steuern, einen A/D-Wandler 902 zur Durchführung einer Einschalt/Ausschaltsteuerung eines Treibersignals des thermischen FET QF auf der Grundlage eines von einem Treiber 901 überwachten Stromwertes, und einen Mikrocomputer (CPU) 903.

Der thermische FET QF, der als Halbleiterschalter dient, weist eine Überhitzungsabschaltfunktion auf, damit er sich selbst durch eine eingebaute Gateabschaltschaltung ausschaltet, wenn ein eingebauter Temperatursensor (nicht dargestellt) detektiert, daß die Temperatur des thermischen FET QF über eine vorbestimmte Temperatur ansteigt. Ein Symbol RG in dieser Figur bezeichnet einen eingebauten Widerstand, und ZD1 bezeichnet eine Zenerdiode, welche 12 Volt zwischen dem Gate G und der Source S aufrechterhält, welche einen Bypaß schafft, wenn eine zu hohe Spannung an das Gate G angelegt wird.

Weiterhin diese herkömmliche Stromversorgungssteuereinheit darüber hinaus eine Schutzfunktion für einen zu hohen Strom am Verbraucher 102 oder zwischen dem Drain D und der Source S des thermischen FET auf. Der Treiber 901 weist nämlich Differenzverstärker 911, 913 als Stromüberwachungsschaltung auf, einen Differenzverstärker 912 als Stromsteuerschaltung, eine Ladungspumpenschaltung 915 und eine Treiberschaltung 914 zum Treiben des Gates G des thermischen FET QF über einen internen Widerstand RS, auf der Grundlage eines EIN/AUS-Steuersignals von dem Mikrocomputer 903 und eines Ergebnisses der Bestimmung eines zu hohen Stroms von einer Stromsteuerschaltung.

Wenn eine Spannung verwendet wird, die sich von der Ausgangsspannung VB der Stromversorgungsquelle 101 unterscheidet, beispielsweise VB 42 V beträgt, während die andere erforderliche Spannung 12 V beträgt, ist es erforderlich, eine neue Stromversorgungssteuereinheit bereitzustellen, welche die voranstehend geschilderte Ladungspumpe 915 aufweist. Durch Bereitstellung der Stromversorgungssteuereinheit für 12 V können 12 V ebenso wie 42 V erhalten werden.

Wenn ein zu hoher Strom über den Differenzverstärker 912 auf der Grundlage eines Spannungsabfalls in dem Nebenschlußwiderstand RS detektiert wird, durch Feststellung, daß der Strom seinen vorbestimmten Wert (Obergrenze) überschreitet, wird der thermische FET QF durch die Treiberschaltung 914 ausgeschaltet, und wenn der Strom unter einen vorbestimmten Wert (Untergrenze) absinkt, wird der thermische FET eingeschaltet.

Andererseits überwacht der Mikrocomputer 903 ständig einen Strom über Stromüberwachungsschaltungen (Differenzverstärker 911, 913). Wenn ein anomaler Strom fließt, der einen normalen Wert überschreitet, schaltet er den thermischen FET QF dadurch aus, daß ein Treibersignal für den thermischen FET QF ausgeschaltet wird. Wenn die Temperatur des thermischen FET QF ihren vorbestimmten Wert überschreitet, bevor das Treibersignal für die Ausschaltsteuerung von dem Mikrocomputer 903 ausgegeben wird, wird der Betrieb des thermischen FET QF durch die Überhitzungsabschaltfunktion ausgeschaltet.

Allerdings ist bei der voranstehend geschilderten herkömmlichen Stromversorgungssteuereinheit eine Ladungspumpe für diese Steuerung erforderlich. Da im allgemeinen die Ladungspumpenschaltung große Abmessungen aufweist, sind eine Verringerung der Abmessungen der Ladungspumpe und ihre Herstellungskosten schwierig.

Wenn die Ladungspumpe notwendig ist, steigt darüber hinaus die Gesamtanzahl an Bauteilen der Stromversorgungssteuereinheit an, und wird deren Schaltung daher kompliziert. Daher ist die Verläßlichkeit einer derartigen Stromversorgungssteuereinheit nicht besonders zufriedenstellend.

Weiterhin ist zum Detektieren eines Stroms ein Nebenschlußwiderstand RS erforderlich, der in Reihe mit einem Stromversorgungspfad geschaltet ist. Da seit einigen Jahren der zum Verbraucher fließende Strom angestiegen ist, bei einer Verringerung des Einschaltwiderstands des thermischen FET QF, können Wärmeverluste des Nebenschlußwiderstands nicht vernachlässigt werden.

Obwohl die voranstehend geschilderte Überhitzungsabschaltfunktion und die Begrenzungsschaltung für zu hohen Strom funktionieren, wenn praktisch ein vollständiger Kurzschluß in dem Verbraucher 102 und der Verdrahtung auftritt, so daß ein starker Strom fließt, funktionieren sie nicht, wenn ein seltener Kurzschluß wie beispielsweise ein unvollständiger Kurzschluß auftritt, bei welchem ein gewisses Ausmaß an Kurschlußwiderstand vorhanden ist, so daß ein niedriger Kurzschlußstrom fließt. Daher gibt es nur die Möglichkeit, den thermischen FET QF durch Detektieren eines anomalen Stroms durch einen Mikrocomputer 903 über eine Stromüberwachungsschaltung auszuschalten. Bei der herkömmlichen Technik ist jedoch die Reaktion der Mikrocomputersteuerung auf den anomalen Strom nicht zufriedenstellend.

Weiterhin ist, wenn der Nebenschlußwiderstand RS, der A/D-Wandler 902, der Mikrocomputer 903 und dergleichen erforderlich sind, ein umfangreicher Installationsraum erforderlich. Daher besteht die Schwierigkeit, daß die Kosten für die Einheit durch diese relativ teueren Bauteile erhöht werden.

ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG

Die vorliegenden Erfindung wurde zur Lösung der voranstehend geschilderten, herkömmlichen Schwierigkeiten entwickelt, und daher besteht ein Ziel der Erfindung in der Bereitstellung einer Stromversorgungssteuereinheit, die einen einfachen Schaltungsaufbau und hohe Verläßlichkeit aufweist, und bei welcher eine Ladungspumpenschaltung weggelassen werden kann.

Ein weiteres Ziel der Erfindung besteht in der Bereitstellung einer Stromversorgungssteuereinheit und eines Stromversorgungssteuerverfahrens, bei welchem ein Nebenschlußwiderstand, der an einen Stromversorgungspfad zum Detektieren eines Stroms, in Reihe angeschlossen ist, nicht erforderlich ist, um so Wärmeverluste zu unterdrücken, und eine schnelle Reaktion auf einen anomalen Strom ermöglicht wird, der erzeugt wird, wenn ein seltener Kurzschluß wie beispielsweise ein unvollständiger Kurzschluß auftritt, der ein gewisses Ausmaß an Kurzschlußwiderstand aufweist, wobei die Stromversorgungssteuereinheit einfach zu integrieren ist, und nicht teuer ist.

Zur Erzielung des voranstehenden Ziels wird eine Stromversorgungssteuereinheit zur Verfügung gestellt, welche aufweist: eine Stromübertragungsvorrichtung zum Liefern eines Stroms von einer Stromversorgungsquelle an einen ersten Verbraucher; eine Hilfsstromversorgungsvorrichtung zur Erzeugung zumindest einer Art einer Spannung, die sich von einer Spannung der Stromversorgungsquelle unterscheidet; einen Halbleiterschalter zum Steuern der Stromversorgung zu einem zweiten Verbraucher von der Hilfsstromversorgung mittels Schaltsteuerung, in Abhängigkeit von einem Steuersignal, das einer Steuersignaleingangsklemme des Schalters zugeführt wird; eine Bezugsspannungserzeugungsvorrichtung zur Erzeugung einer Bezugsspannung, welche eine Spannungseigenschaft aufweist, die der Spannungseigenschaft einer Spannung zwischen Klemmen des Halbleiterschalters entspricht, wenn an diese ein vorbestimmter Verbraucher angeschlossen ist; eine Detektorvorrichtung zum Detektieren einer Differenz zwischen einer Spannung zwischen den Klemmen des Halbleiterschalters und der Bezugsspannung; eine Steuervorrichtung zum Steuern des EIN/AUS-Schaltens des Halbleiterschalters in Abhängigkeit von einer Differenz zwischen der detektierten Spannung zwischen den Klemmen und der Bezugsspannung; und eine Steuerbezugsspannungsversorgungsvorrichtung zum Liefern einer Spannung, die als Bezugsgröße für die Steuerung dient, an die Steuervorrichtung.

Gemäß der vorliegenden Erfindung wird ein elektrischer Strom sowohl dem ersten Verbraucher, der eine vorbestimmte Spannung an der Stromversorgungsquelle benötigt, und einem zweiten Verbraucher zugeführt, der eine Spannung benötigt, die sich von der vorbestimmten Spannung unterscheidet. Die Stromversorgung zum zweiten Verbraucher wird durch eine Ausschaltfunktion des Stromvibrationstyps durchgeführt, die bei einer Schalterschaltung vorgesehen ist. Dies führt dazu, daß ein anomaler Strom, beispielsweise ein seltener Kurzschluß, ein üblicher Kurzschluß und ein zu hoher Strom, durch die Überwachung des Stroms detektiert werden kann. Wenn der anomale Strom detektiert wird, kann die Stromversorgung unterbrochen werden.

Gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung weist die Bezugsspannungserzeugungsvorrichtung eine Schaltung auf, die parallel zum Halbleiterschalter und zum zweiten Verbraucher geschaltet ist, und in welcher ein zweiter Halbleiterschalter, der durch Schalten in Abhängigkeit von dem Steuersignal gesteuert wird, und ein dritter Verbraucher in Reihe geschaltet sind, wobei die Bezugsspannungserzeugungsvorrichtung eine Spannung zwischen Klemmen des zweiten Halbleiterschalters als die Bezugsspannung erzeugt.

Gemäß einer anderen bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung entspricht die Spannungscharakteristik, welche die Bezugsspannung der Bezugsspannungserzeugungsvorrichtung aufweist, der Spannungscharakteristik in einem Zustand, bei welchem ein Sollstrom, der den maximalen Strom im normalen Betriebsbereich darstellt, zum Halbleiterschalter und dem zweiten Verbraucher fließt.

Gemäß einer weiteren bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung weisen der Halbleiterschalter und der zweite Halbleiterschalter entsprechende Charakteristiken in Bezug auf eine Transientenspannungscharakteristik einer Spannung zwischen den Klemmen zum Zeitpunkt einer Änderung vom Ausschaltzustand zum Einschaltzustand auf.

Gemäß den voranstehend beschriebenen Ausführungsformen ist das Erfordernis eines herkömmlichen Nebenschlußwiderstandes ausgeschaltet, so daß Wärmeverluste unterdrückt werden. Darüber hinaus kann nicht nur ein zu hoher Strom infolge eines vollständigen Kurzschlusses, sondern auch ein anomaler Strom, der erzeugt wird, wenn ein seltener Kurzschluß auftritt, etwa ein unvollständiger Kurzschluß, der ein gewisses Ausmaß an Kurzschlußwiderstand aufweist, kontinuierlich durch eine Hardwareschaltung oder durch Programmierung bei einem Mikrocomputer detektiert werden. Insbesondere wenn die Ein/Ausschaltsteuerung des Halbleiterschalters durch eine Hardwareschaltung erzielt wird, ist auch der Mikrocomputer nicht erforderlich. Daher kann der Installationsraum verkleinert werden, und können die Herstellungskosten der Stromversorgungseinheit wesentlich verringert werden.

Gemäß einer weiteren, bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist eine Stromkapazität des zweiten Halbleiterschalters kleiner als die Stromkapazität des Halbleiterschalters, und ist ein Verhältnis des Widerstandes zwischen dem zweiten Verbraucher und dem dritten Verbraucher entsprechend einem Verhältnis der Stromkapazität zwischen dem Halbleiterschalter und dem zweiten Halbleiterschalter.

Gemäß dieser Ausführungsform kann der Schaltungsaufbau der Bezugsspannungserzeugungsvorrichtung, welche den zweiten Halbleiterschalter und den dritten Verbraucher aufweist, in den Abmessungen verringert werden, so daß der Installationsraum verkleinert werden kann, und auch die Kosten der Stromversorgungssteuereinheit verringert werden können.

Gemäß einer weiteren, bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung weist der dritte Verbraucher mehrere Widerstände auf, und wird ein Widerstandswert des dritten Verbrauchers dadurch geändert und eingestellt, daß selektiv irgendeiner der mehreren Widerstände angeschlossen wird.

Gemäß einer weiteren, bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung weist die voranstehend geschilderte Stromversorgungssteuereinheit darüber hinaus einen variablen Widerstand auf, der in Reihe mit dem zweiten Verbraucher geschaltet ist, oder parallel zum dritten Verbraucher geschaltet ist, wobei der Widerstand des dritten Verbrauchers durch den variablen Widerstand geändert und eingestellt wird.

Gemäß den voranstehend geschilderten zwei Ausführungsformen können mehrere Spezifikationen durch eine einzelne Art des Chips abgedeckt werden. Ein vollständiger Kurzschluß und ein unvollständiger Kurzschluß können separat detektiert werden, in Abhängigkeit von der Art des Verbrauchers, und zwar sicher, so daß ein Schutz gegen einen Kurzschlußfehler exakt durchgeführt werden kann.

Gemäß einer weiteren, bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung schaltet die Steuervorrichtung den Halbleiterschalter aus, wenn eine Differenz zwischen einer detektierten Spannung zwischen den Klemmen und der Bezugsspannung einen ersten Schwellenwert überschreitet, und schaltet den Halbleiterschalter ein, wenn eine Differenz zwischen der detektierten Spannung zwischen den Klemmen und der Bezugsspannung unter einen zweiten Schwellenwert absinkt.

Gemäß einer weiteren, bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung weist die voranstehend geschilderte Stromversorgungssteuereinheit weiterhin eine Überhitzungsschutzvorrichtung auf, um den Halbleiterschalter durch Ausschaltsteuerung zu schützen, wenn der Halbleiterschalter überhitzt wird.

Bei dieser Ausführungsform wird, wenn ein unvollständiger Kurzschluß auftritt, der ein gewisses Ausmaß an Kurzschlußwiderstand aufweist, das Ein/Ausschalten des Halbleiterschalters durch die Steuervorrichtung wiederholt, um so den Strom wesentlich zu ändern. Das Abschalten des Halbleiterschalters durch die Überhitzungsschutzvorrichtung wird durch zyklische Wärmeerzeugung des Halbleiterschalters beschleunigt, so daß eine schnelle Reaktion auf einen anomalen Strom erzielt werden kann, der erzeugt wird, wenn der unvollständige Kurzschluß auftritt.

Gemäß einer weiteren, bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung sind der Halbleiterschalter, die Bezugsspannungserzeugungsvorrichtung, die Detektorvorrichtung, die Steuervorrichtung und die Überhitzungsschutzvorrichtung auf demselben Chip angeordnet.

Gemäß dieser Ausführungsform kann der Schaltungsaufbau der Stromversorgungssteuereinheit bezüglich der Abmessungen verkleinert werden, so daß der Installationsraum verkleinert werden kann, und die Kosten der Stromversorgungssteuereinheit verringert werden können, und darüber hinaus ein Einfluß einer Temperaturdrift und eine Abweichung zwischen verschiedenen Posten ausgeschaltet werden können.

Gemäß einer weiteren, bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird ein Zyklus der Ein/Ausschaltsteuerung des Halbleiterschalters durch die Steuervorrichtung als ein Steuertakt verwendet.

Gemäß dieser Ausführungsform wird eine Oszillatorschaltung unnötig, die speziell für den Steuertakt vorgesehen ist. Da der Zyklus der Einschalt/Ausschaltsteuerung des Halbleiterschalters (FET) stabilisiert ist, kann ein stabilisierter Takt als Steuertakt erhalten werden.

Gemäß einer weiteren, bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung weist die voranstehend geschilderte Stromversorgungssteuereinheit darüber hinaus eine Sperrvorrichtung zum Sperren der Ein/Ausschaltsteuerung des Halbleiterschalters durch die Steuervorrichtung in einem vorbestimmten Zeitraum auf, nachdem der Halbleiterschalter in den Einschaltzustand geschaltet wurde.

Gemäß dieser Ausführungsform wird eine Steuerung bei zu hohem Strom, die auftreten kann, wenn ein Stromstoß nach einem Anstieg des zweiten Verbrauchers fließt, gesperrt, um eine Verzögerung der Lastreaktion zu unterdrücken.

Gemäß einer weiteren, bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung weist die Stromversorgungssteuereinheit weiterhin eine Überhitzungsabschaltbeschleunigungsvorrichtung auf, um die Ausschaltsteuerung durch die Überhitzungsschutzvorrichtung während der Ein/Ausschaltsteuerung des Halbleiterschalters durch die Steuervorrichtung zu beschleunigen.

Gemäß dieser Ausführungsform wird das Abschalten des Halbleiterschalters nach einem unvollständigen Kurzschluß beschleunigt, um so eine schnelle Reaktion zu erzielen.

Gemäß einer weiteren, bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung weist die Stromversorgungssteuereinheit weiterhin eine Frequenzsteuervorrichtung auf, um die Ein/Ausschaltsteuerfrequenz des Halbleiterschalters durch die Steuervorrichtung zu integrieren, und um, wenn die Steuerfrequenz eine vorbestimmte Frequenz erreicht, den Halbleiterschalter auszuschalten.

Gemäß dieser Ausführungsform kann eine schnelle Reaktion dadurch erzielt werden, daß das Ausschalten des Halbleiterschalters selbst nach Auftreten eines unvollständigen Kurzschlusses bis zu einer frei eingestellten Zeit beschleunigt wird.

Weiterhin wird, um das voranstehende Ziel zu erreichen, ein Stromversorgungssteuerverfahren unter Verwendung einer Stromversorgungssteuereinheit zur Verfügung gestellt, welche umfaßt: eine Stromübertragungsvorrichtung zum Liefern eines Stroms von einer Stromquelle an einen ersten Verbraucher; eine Hilfsstromversorgungsvorrichtung zur Erzeugung zumindest einer Art einer Spannung, die sich von einer Spannung der Stromversorgungsquelle unterscheidet; und einen Halbleiterschalter zum Steuern einer Stromversorgung an einen zweiten Verbraucher von der Hilfsstromversorgungsvorrichtung durch Schaltsteuerung in Abhängigkeit von einem Steuersignal, das an eine Steuersignaleingangsklemme geliefert wird, wobei das Stromversorgungssteuerverfahren umfaßt: einen Bezugsspannungserzeugungsschritt zur Erzeugung einer Bezugsspannung, die eine Spannungscharakteristik aufweist, die der Spannungscharakteristik einer Spannung zwischen Klemmen des Halbleiterschalters entspricht, wenn an diese ein vorbestimmter Verbraucher angeschlossen ist; einen Detektorschritt zum Detektieren einer Differenz einer Spannung zwischen den Klemmen des Halbleiterschalters und der Bezugsspannung; einen Steuerschritt zur Ein/Ausschaltsteuerung des Halbleiterschalters in Abhängigkeit von einer Differenz zwischen der detektierten Spannung zwischen den Klemmen und der Bezugsspannung; und einen Steuerbezugsspannungslieferschritt zum Liefern einer Spannung, die als Bezugsgröße für die Steuerung dient, an die Steuervorrichtung.

Bei einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist in dem Bezugsspannungserzeugungsschritt die Spannungscharakteristik, welche die Bezugsspannung aufweist, gleich der Spannungscharakteristik in einem Zustand, in welchem ein Sollstrom, der den maximalen Strom im normalen Betriebsbereich darstellt, zum Halbleiterschalter und dem zweiten Verbraucher fließt.

Gemäß einer weiteren, bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung weist der Steuerschritt einen Ausschaltsteuerschritt zum Ausschalten des Halbleiterschalters auf, wenn eine Differenz zwischen einer detektierten Spannung zwischen den Klemmen und der Bezugsspannung einen ersten Schwellenwert überschreitet und einen Einschaltsteuerschritt zum Einschalten des Halbleiterschalters, wenn die Differenz zwischen der detektierten Spannung zwischen den Klemmen und der Bezugsspannung unter einen zweiten Schwellenwert absinkt.

Gemäß einer weiteren, bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung weist das Stromversorgungssteuerverfahren weiterhin einen Überhitzungsschutzschritt auf, um den Halbleiterschalter durch Ausschaltsteuerung zu schützen, wenn der Halbleiterschalter überhitzt ist.

Gemäß einer weiteren, bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung weist das Stromversorgungssteuerverfahren weiterhin einen Sperrschritt auf, um die Ein/Ausschaltsteuerung des Halbleiterschalters zu sperren, durch den Steuerschritt, in einem vorbestimmten Zeitraum, nachdem der Halbleiterschalter in den Einschaltzustand versetzt wurde.

Gemäß einer weiteren, bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird die Ausschaltsteuerung durch den Überhitzungsschutzschritt zum Zeitpunkt der Ein/Ausschaltsteuerung des Halbleiterschalters durch den Steuerschritt beschleunigt.

Gemäß einer weiteren, bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung weist das Stromversorgungssteuerverfahren weiterhin einen Frequenzsteuerschritt auf, um die Ein/Ausschaltsteuerfrequenz des Halbleiterschalters durch den Steuerschritt zu integrieren, und um, wenn die Steuerfrequenz eine vorbestimmte Frequenz erreicht, den Halbleiterschalter auszuschalten.

Das Wesen, das Prinzip und die Einsetzbarkeit der Erfindung werden aus der folgenden, detaillierten Beschreibung im Zusammenhang mit den beigefügten Zeichnungen noch deutlicher.

KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN

In den beigefügten Zeichnungen zeigt:

Fig. 1 ein Schaltbild einer herkömmlichen Stromversorgungssteuereinheit, die einen Halbleiterschalter aufweist;

Fig. 2 ein Schaltbild einer Stromversorgungssteuereinheit gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;

Fig. 3 ein Schaltbild einer Stromversorgungssteuereinheit gemäß einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;

Fig. 4 ein detailliertes Schaltbild eines Halbleiterschalters (eines FET mit eingebautem Temperatursensor) zur Verwendung bei der Ausführungsform;

Fig. 5 ein erläuterndes Diagramm (Nr. 1) zur Erläuterung eines Prinzips zum Einsatz in der Stromversorgungssteuereinheit und beim Stromversorgungssteuerverfahren gemäß der Ausführungsform, wobei die Anstiegscharakteristik einer Spannung zwischen Drain und Source zum Zeitpunkt des Übergangs vom Ausschaltzustand zum Einschaltzustand dargestellt ist;

Fig. 6 ein erläuterndes Diagramm (Nr. 2) zur Erläuterung eines Prinzips zum Einsatz bei der Stromversorgungssteuereinheit und dem Stromversorgungssteuerverfahren gemäß der Ausführungsform, oder ein Prinzipschaltbild;

Fig. 7 ein erläuterndes Diagramm (Nr. 3) zur Erläuterung eines Prinzips zum Einsatz bei der Stromversorgungssteuereinheit und dem Stromversorgungssteuerverfahren der Ausführungsform, oder ein erläuterndes Diagramm zur Erläuterung der Eigenschaften eines Drainstroms oder einer Spannung zwischen Drain und Source bei dem FET mit eingebautem Temperatursensor;

Fig. 8 ein Signalformdiagramm zur Darstellung eines Stroms (a) und einer Spannung (b) in dem Halbleiterschalter in der Stromversorgungssteuereinheit gemäß der Ausführungsform zum Zeitpunkt von Störungen infolge eines Kurschlusses und im Normalbetrieb;

Fig. 9 ein Schaltbild einer Stromversorgungssteuereinheit gemäß einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;

Fig. 10 ein Schaltbild einer Stromversorgungssteuereinheit gemäß einer dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;

Fig. 11 ein Schaltbild einer Stromversorgungssteuereinheit gemäß einer vierten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;

Fig. 12 ein Schaltbild einer Stromversorgungssteuereinheit gemäß einer fünften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung; und

Fig. 13 ein Schaltbild zur Erläuterung des Aufbaus eines dritten Verbrauchers (Widerstands) in einer Stromversorgungssteuereinheit gemäß einer Abänderung.

BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN

Nachstehend werden die bevorzugten Ausführungsformen der Stromversorgungssteuereinheit und des Stromversorgungssteuerverfahrens beschrieben, nämlich eine erste Ausführungsform, eine zweite Ausführungsform, eine dritte Ausführungsform, eine vierte Ausführungsform, eine fünfte Ausführungsform und eine Abänderung, in dieser Reihenfolge, unter Bezugnahme auf die Fig. 2 bis 13.

Obwohl in der nachstehenden Beschreibung die Stromversorgungssteuereinheit und das Stromversorgungssteuerverfahren beispielhaft anhand einer Ausführungsform beschrieben werden, bei welcher die vorliegende Erfindung bei einer Stromversorgungssteuereinheit eingesetzt wird, welche selektiv elektrische Energie an einen Verbraucher liefert, beispielsweise eine Lampe eines Kraftfahrzeugs, und die Stromversorgung zum Verbraucher steuert, ist die Erfindung nicht auf eine bestimmte Ausführungsform beschränkt, sondern kann die Erfindung bei jeder Stromversorgungssteuereinheit oder bei jedem Stromversorgungssteuerverfahren zum Steuern der Stromversorgung von der Stromversorgungsquelle zum Verbraucher durch Schaltoperationen eingesetzt werden.

Erste Ausführungsform

Zuerst wird unter Bezugnahme auf Fig. 2 eine Stromversorgungssteuereinheit gemäß der ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung beschrieben.

Fig. 2 zeigt ein Beispiel, bei welchem die Stromversorgungssteuerung durchgeführt wird, daß die Stromversorgungssteuereinheit gemäß der vorliegenden Erfindung auf einer hohen Seite eingesetzt wird (zwischen der Stromversorgungsquelle VB und einem zweiten Verbraucher 520). Die in dieser Figur gezeigte Schaltung weist eine Schaltung zum Liefern einer Stromversorgungsspannung VB an einen ersten Verbraucher 510 und eine Schaltung zum Liefern der Stromversorgungsspannung VB an eine Treiberschaltung 111 und einen Gleichstrom/Gleichstromwandler 540 auf.

Seit einigen Jahren wurden Versuche unternommen, die Stromversorgungsspannung von Kraftfahrzeugen von einem herkömmlichen Wert auf einen höheren Wert anzuheben. Statt der herkömmlichen Stromversorgungsspannung von 12 V wurde beispielsweise allmählich ein Stromversorgungssystem eingesetzt, welches eine so hohe Spannung wie 42 V aufweist. Dies führt dazu, daß der Betriebswirkungsgrad einer Dreheinrichtung verbessert wird, beispielsweise einer Klimaanlage und eines Gebläselüfters, durch Erhöhung der diesen zugeführten Spannung. Da die Stromstärke durch Erhöhung der Spannung verringert werden kann, ist es darüber hinaus möglich, Kraftfahrzeugkabelbäume durch solche zu ersetzen, die geringere Abmessungen als der herkömmliche Typ aufweisen. Daher kann das Gesamtgewicht des Kraftfahrzeugs verringert werden, und lassen sich auch Energieeinsparungen erzielen.

Da die meisten elektronischen Bauteile, die in verschiedenen Steuereinheiten eines Kraftfahrzeugs verwendet werden, unter der Annahme eines Niederspannungsbetriebs erzeugt werden, ist eine herkömmliche Stromquelle mit einer so niedrigen Spannung wie 12 V gleichzeitig erforderlich, während ein System mit höherer Spannung erzielt wurde.

Bei dem in Fig. 2 dargestellten Schaltbild wird die Stromversorgungsspannung VB einem ersten Verbraucher 510 unverändert zugeführt, um die voranstehend geschilderte Anforderung zu erfüllen, wobei beispielsweise eine Spannung geliefert wird, die so hoch ist wie 42 V. Andererseits wird der Strom einem zweiten Verbraucher 520 durch eine Schalterschaltung 500 zugeführt, die mit einer Ausschaltfunktion des Stromschwingungstyps versehen ist. Die Spannung dieses gelieferten Stroms ist so niedrig wie 12 V, und wird für Computer zum Steuern von Steuereinheiten des Kraftfahrzeugs verwendet.

Um eine derartige, niedrige Spannung zu erzeugen, senkt diese Schalterschaltung die Stromversorgungsspannung von beispielsweise 42 V auf 12 V ab, unter Verwendung eines Gleichstrom/Gleichstromwandlers 540. Eine auf diese Art und Weise erzeugte Spannung von 12 V wird dem zweiten Verbraucher 520 über einen FET QA mit eingebautem Temperatursensor zugeführt. Der FET QA mit eingebautem Temperatursensor und dessen Peripherieschaltungen werden unter Bezugnahme auf Fig. 3 erläutert.

Andererseits wird die Stromversorgungsspannung VB durch eine Zenerdiode 530 abgesenkt, und wird diese Spannung einer Treiberschaltung 111 zugeführt. Wenn der Strom dieser Treiberschaltung 111 zugeführt wird, wird der voranstehend geschilderte FET QA mit eingebautem Temperatursensor gesteuert. Ein Strombegrenzungswiderstand 531 verhindert die Erzeugung eines zu hohen Stroms, der auftreten kann, wenn der äquivalente Widerstand auf der Seite der Treiberschaltung 111 nahezu offen ist. Der Betrieb bzw. der Nicht-Betrieb der Treiberschaltung 111 wird durch Öffnen/Schließen von SW1 gesteuert, und entsprechend wird die Stromversorgung für den zweiten Verbraucher 520 gesteuert.

Die Stromversorgungssteuereinheit gemäß der voranstehend geschilderten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird in Bezug auf ihre Schaltung und ihre Betriebssteuerung im einzelnen folgendermaßen erläutert.

Wie aus Fig. 3 hervorgeht, ist die Stromversorgungssteuereinheit bei dieser Ausführungsform so aufgebaut, daß der Drain D und die Source S des mit einem eingebautem Temperatursensor versehenen FET QA, der einen Halbleiterschalter darstellt, in Reihe in einen Pfad zum Liefern einer Ausgangsspannung VB der Stromversorgungsquelle 101 zum Verbraucher 102 geschaltet sind. Obwohl ein NMOS-Typ, der einen DMOS-Aufbau aufweist, als der mit eingebautem Temperatursensor versehene FET QA verwendet wird, kann auch der PMOS-Typ eingesetzt werden.

In dieser Figur weist ein Abschnitt zum Steuern des Treibens des einen eingebauten Temperatursensor aufweisenden FET QA den FET QB auf, Widerstände R1-R10, eine Zenerdiode ZD1, eine Diode D1, einen Komparator CMP1, eine Treiberschaltung 111, und einen Schalter SW1. Obwohl "R" mit darauffolgendem Bezugszeichen als Bezugszeichen für einen Widerstand verwendet wird, wird diese Bezeichnung nicht nur als das Bezugszeichen verwendet, sondern gibt auch den Widerstand eines bestimmten Widerstands an. Ein Abschnitt, der mit dem Bezugszeichen 110a bezeichnet ist, und in Fig. 3 durch eine gepunktete Linie umgeben ist, bezeichnet einen Chip-Abschnitt, der analog integriert ist.

Das Bezugszeichen 102 bezeichnet beispielsweise einen Scheinwerfer, einen Antriebsmotor für ein motorbetätigtes Fenster oder dergleichen, der in Gang gesetzt wird, wenn ein Benutzer den Schalter SW1 einschaltet. Eine Treiberschaltung 111 ist so aufgebaut, daß eine Source eines Transistors Q5, dessen Kollektorseite an das Potential VP angeschlossen ist, und ein Synchronisierungstransistor Q6, dessen Emitterseite an Massepotential (GND) angeschlossen ist, in Reihe geschaltet sind. Auf der Grundlage eines Auswahlsignals, welches durch Ein/Ausschalten des Schalters SW1 erzeugt wird, werden der Source-Transistor Q und der Synchronisierungstransistor Q6 einausgeschaltet, um so ein Signal zum Steuern des Treibens des an den eingebauten Temperatursensor aufweisenden FET QA auszugeben. In dieser Figur bezeichnet das Symbol VB eine Ausgangsspannung der Stromversorgungsquelle 101, die beispielsweise 42 V beträgt. Das Symbol VP bezeichnet eine Klemme, an welcher eine Ausgangsspannung von der Zenerdiode 530 angelegt wird, beispielsweise VB + 22 V.

Der einen eingebauten Temperatursensor aufweisende FET QA als Halbleiterschalter weist einen Aufbau auf, wie er in Fig. 4 gezeigt ist.

Wie aus Fig. 4 hervorgeht, weist der einen eingebauten Temperatursensor aufweisende FET QA einen eingebauten Widerstand RG auf, einen Temperatursensor 121, eine Latch-Schaltung 122, und einen Überhitzungsabschalt-FET QS. ZD1 bezeichnet eine Zenerdiode, welche 12 V zwischen dem Gate G und der Source SA aufrechterhält, und einen Bypaß schafft, wenn das Anlegen einer zu hohen Spannung an das Gate droht.

Wenn detektiert wird, daß die Temperatur des einen eingebauten Temperatursensor aufweisenden FET QA auf eine Temperatur oberhalb eines vorbestimmten Wertes ansteigt, durch den Temperatursensor 212, wird Detektorinformation in Bezug auf diesen Zustand durch die Latch-Schaltung 122 festgehalten, und wird der Überhitzungsabschalt-FET QS als Gateabschaltschaltung eingeschaltet, so daß der einen eingebauten Temperatursensor aufweisende FET dazu gezwungen wird, ausgeschaltet zu werden.

Der Temperatursensor 121 ist so aufgebaut, daß vier Dioden in Reihe geschaltet sind. Wenn die Temperatur des einen eingebauten Temperatursensor aufweisenden FET QA ansteigt, nimmt der Widerstandswert jeder Diode des Temperatursensors 121 ab. Wenn das Gatepotential des FET Q51 auf das Potential auf dem Pegel "L" absinkt, wird daher der FET Q51 vom Einschaltzustand in den Ausschaltzustand umgeschaltet. Dies führt dazu, daß das Gatepotential des FET Q54 auf das Potential einer Gatesteuerklemme (G) des einen eingebauten Temperatursensor aufweisenden FET QA gezogen wird, so daß der FET Q54 vom Ausschaltzustand in den Einschaltzustand umgeschaltet wird. Dies führt dazu, daß "1" durch die Latch-Schaltung 122 zwischengespeichert wird. Zu diesem Zeitpunkt nimmt der Ausgang der Latch-Schaltung 122 den Pegel "H" ein, so daß der Überhitzungsabschalt-FET QS vom Ausschaltzustand in den Einschaltzustand umgeschaltet wird. Ein reales Gate (TG) des einen eingebauten Temperatursensor aufweisenden FET QA nimmt daher den Pegel "L" an, so daß der einen eingebauten Temperatursensor aufweisende FET QA vom Einschaltzustand auf den Ausschaltzustand umgeschaltet wird, wodurch die Überhitzung abgeschaltet wird.

Weiterhin weist die Stromversorgungssteuereinheit gemäß dieser Ausführungsform weiterhin eine Schutzfunktion in Bezug auf einen zu hohen Strom auf, infolge eines Kurzschlußfehlers, der in dem Verbraucher 102 oder zwischen Drain D und Source S des einen eingebauten Temperatursensor aufweisenden FET QA auftreten kann, oder infolge eines anomalen Stroms infolge eines Fehlers mit einem unvollständigen Kurzschluß.

Nachstehend wird ein Aufbau zur Erzielung dieser Schutzfunktion unter Bezugnahme auf Fig. 3 beschrieben.

Zunächst einmal weist die in den Patentansprüchen geschilderte Bezugsspannungserzeugungsvorrichtung einen FET (zweiten Halbleiterschalter) QB und einen Widerstand (dritten Verbraucher) Rr auf. Ein Drain und ein Gate des FET QB sind mit einem Drain (D) und einem Gate (TG) des einen eingebauten Temperatursensor aufweisenden FET QA verbunden. Eine Source (SB) des FET QB ist an eine Klemme des Widerstands Rr angeschlossen, und die andere Klemme des Widerstands Rr ist mit Massepotential verbunden. Durch Vereinigung der Drains (D) und der Gates (TG) des FET QB und des einen eingebauten Temperatursensor aufweisenden FET QA kann die Integration auf demselben Chip (110a) erleichtert werden.

Durch Verwendung des FET QB und des einen eingebauten Temperatursensor aufweisenden FET QA, die auf demselben Chip (110a) durch dasselbe Verfahren hergestellt werden, ist angestrebt, den Einfluß der Temperaturdrift und eine Abweichung der Qualität zwischen verschiedenen Posten auszuschalten (verringern). Damit die Stromkapazitäten des FET QB und des FET QC kleiner sind als die Stromkapazität des einen eingebauten Temperatursensor aufweisenden FET QA, sind die parallel geschalteten Transistoren zur Ausbildung der jeweiligen FETs so aufgebaut, daß gilt: (Anzahl der Transi storen des FET QB: 1) < (Anzahl der Transistoren des einen eingebauten Temperatursensor aufweisenden FET QA: 1000).

Ein Widerstandswert des Widerstands Kr ist so eingestellt, daß er der Widerstandswert des Verbrauchers 102 × (Anzahl an Transistoren des FET QB: 1/Anzahl an Transistoren des eingebauten Temperatursensor aufweisenden FET QA: 1000) aufweist. Durch Einstellung dieses Widerstands Kr kann dieselbe Spannung V_DS zwischen Drain und Source in dem FET QB erzeugt werden wie dann, wenn ein Normalbetriebsverbraucherstrom (5 mA) zu dem einen eingebauten Temperatursensor aufweisenden FET QA fließt. Durch Festlegung der Schaltung auf die voranstehend geschilderte Art und Weise kann der Aufbau der Bezugsspannungserzeugungsvorrichtung, welche den FET QB und den Widerstand Rr aufweist, minimiert werden, um so den Installationsraum zu verkleinern, wodurch die Herstellungskosten verringert werden.

Ein einstellbarer Widerstand RV ist außerhalb des Chips angeordnet, und parallel zu einem Widerstand R2 geschaltet. Durch Änderung des Widerstandswertes des einstellbaren Widerstands RV wird der Widerstandswert des Widerstands R2 geändert, und auf einen entsprechenden Wert eingestellt. Die Widerstände R1, R2, RV bilden daher eine Spannungsteilervorrichtung zum Teilen der Spannung V_DSA zwischen Drain und Source des einen eingebauten Temperatursensor aufweisenden FET QA mit einem Teilerverhältnis entsprechend ihrem Widerstandsverhältnis, und liefern die geteilte Spannung an den Komparator CMP1. Das Spannungsteilerverhältnis wird durch Einstellung des Widerstands RV eingestellt. Dies führt dazu, daß es möglich ist, einen Schwellenwert der Spannung V_DS zwischen Drain und Source zu ändern, um das Ausgangssignal des Komparators CMP1 vom Pegel "H" auf den Pegel "L" umzuschalten, in Bezug auf einen eingestellten Wert (Bezugsgröße), der in der Bezugsspannungserzeugungsvorrichtung festgelegt ist. Trotz der Analogintegration kann daher ein einzelner Chip 110a mehrere Spezifikationen der Einheit erfüllen.

Der Komparator CMP1 bildet einen Teil einer Detektorvorrichtung, wie in den Patentansprüchen angegeben ist. Eine Spannung, die durch Teilen der Spannung V_DS zwischen Drain D und der Source S des einen Temperatursensor aufweisenden FET QA durch den Widerstand R1, den Widerstand R2 und den Parallelwiderstand des einstellbaren Widerstands RV (R2 parallel RV) erhalten wird, wird der Eingangsklemme "+" des Komparators CMP1 über einen Widerstand R5 zugeführt. Eine Sourcespannung V_S des FET QB wird der Eingangsklemme "-" des Komparators CMP1 zugeführt. Wenn daher die Potentiale, die den beiden Eingangsklemmen "+" bzw. "-" zugeführt werden, im wesentlichen miteinander übereinstimmen, wird der Ausgang gültig geschaltet (Pegel "H"). Anderenfalls wird der Ausgang ungültig geschaltet (Pegel "L"). Wie nachstehend erläutert, weist der Komparator CMP1 eine vorbestimmte Hysterese auf.

Als nächstes wird das Stromversorgungssteuerverfahren auf der Grundlage des Schaltungsaufbaus der Stromversorgungssteuereinheit gemäß dieser Ausführungsform beschrieben. Vor einer konkreten Beschreibung des Betriebs wird das Prinzip, das von der Stromversorgungssteuereinheit und dem Stromversorgungssteuerverfahren gemäß dieser Ausführungsform eingesetzt wird, unter Bezugnahme auf die Fig. 5, 6 und 7 geschildert. Fig. 5 ist eine erläuternde Darstellung der Absenkcharakteristik der Spannung zwischen Drain und Source zum Zeitpunkt einer Umschaltung vom ausgeschalteten Zustand auf den eingeschalteten Zustand, Fig. 6 ist ein schematisches Schaltbild, und Fig. 7 ist eine erläuternde Darstellung zur Verdeutlichung der Charakteristik des Drainstroms in dem einen eingebauten Temperatursensor aufweisenden FET und der Charakteristik der Spannung zwischen Gate und Source.

Wenn der einen eingebauten Temperatursensor aufweisende FET QA als Halbleiterschalter eingesetzt wird, ist ein Stromversorgungspfad von der Stromversorgungsquelle 101 zum Verbraucher 102 schematisch als eine in Fig. 6 gezeigte Schaltung dargestellt. Der Verbraucher 102 umfaßt die Leitungsinduktivität L0 und den Leitungswiderstand R0 des Stromversorgungspfades. Wenn ein Kurzschlußfehler in dem Pfad oder dem Verbraucher 102 auftritt, ist der Kurzschlußwiderstand in R0 enthalten. Nimmt man an, daß der Verbraucher 102 ein Scheinwerfer bei einem Kraftfahrzeug ist, bei welchem diese Ausführungsform eingesetzt wird, so liegt der Kurzschlußwiderstand unterhalb von 40 mΩ im Falle eines vollständigen Kurschlusses (absoluter Kurzschluß), und beträgt etwa 40 bis 500 mΩ im Falle eines unvollständigen Kurschlusses.

Die Spannung V_DS zwischen Drain und Source des einen eingebauten Temperatursensor aufweisenden FET QA, der ein Teil eines derartigen Stromversorgungspfades bildet, ist in Fig. 5 als die Charakteristik einer absinkenden Spannung dargestellt, wenn der einen eingebauten Temperatursensor aufweisende FET QA vom Ausschaltzustand in den Einschaltzustand umschaltet. Die hier gezeigten Eigenschaften der absinkenden Spannungen sind die Eigenschaften, die sich ergeben, wenn ein Kurzschluß auftritt, oder der Bezugsverbraucher (Normalbetrieb) angelegt wird, oder der Verbraucher 102 einen Widerstandswert von 1 kΩ aufweist. Die Abfalleigenschaften ändern sich in Abhängigkeit von dem Stromversorgungspfad und dem Verbraucherzustand, nämlich der Leitungsinduktivität, welche der Pfad aufweist, und der Zeitkonstante auf der Grundlage des Leitungswiderstands und des Kurzschlußwiderstands.

Obwohl als Verfahren zum Detektieren eines zu hohen Stroms unter Verwendung einer Änderung der Eigenschaften der Spannung V_DS zwischen Drain und Source ein Verfahren zum Detektieren eines zu hohen Stroms durch Vergleich mit einer vorbestimmten Schwelle an einem vorbestimmten Zeitraum überlegt werden kann, sind ein Kondensator, mehrere Widerstände und dergleichen erforderlich, um eine Vorrichtung zur Festlegung des vorbestimmten Zeitpunkts und die Vergleichsvorrichtung zum Vergleich mit der vorbestimmten Schwelle auszubilden. Wenn die Qualität dieser Bauteile eine Abweichung zeigt, kann dann ein Detektorfehler auftreten. Darüber hinaus ist der Kondensator erforderlich, und da der Kondensator nicht auf einem Chip vorgesehen werden kann, ist ein externes Installierungsteil erforderlich, was zu einer Erhöhung der Herstellungskosten führt.

In Fig. 5 wird der einen eingebauten Temperatursensor aufweisende FET QA in dem Pinch-Off-Bereich betrieben, bis der einen eingebauten Temperatursensor aufweisende FET QA eingeschaltet wird, so daß die Spannung V_DS zwischen Drain und Source in Sättigung geht.

Eine Änderung der Spannung V_DS zwischen Drain und Source, wenn der Widerstandswert des Verbrauchers 102 ein kΩ beträgt, läßt sich folgendermaßen überlegen. Wenn der Typ "HAF2001" von HITACHI als der einen eingebauten Temperatursensor aufweisende FET QA verwendet wird, wird zuerst die Spannung V_TGS zwischen Gate und Source im wesentlichen auf einer Schwellenspannung von 1,6 V gehalten, da der Drainstrom ID 12 mA beträgt. Zweitens sinkt, obwohl die Spannung V_TGS zwischen Gate und Source ansteigt, da die Ladung des Gate (G) durch die Treiberschaltung 111 fortgesetzt wird, die Spannung V_DS zwischen Drain und Source, so daß die elektrische Ladung der Kapazität C_GD zwischen Gate und Drain entladen wird. Daher wird eine elektrische Ladung aufgenommen, welche die Spannung V_TGS zwischen Gate und Drain erreicht. Die Spannung V_DS zwischen Drain und Source sinkt daher mit einer derartigen Geschwindigkeit ab, daß eine elektrische Entladung von der Kapazität C_GD zwischen Gate und Drain erzeugt wird, so daß die elektrische Ladung, welche die Spannung V_TGS zwischen Gate und Source erreicht, keinen Potentialanstieg hervorruft. Dies führt dazu, daß die Spannung VTGS zwischen Gate und Source auf etwa 1,6 V gehalten wird.

Darüber hinaus läßt sich die Änderung der Spannung V_DS zwischen Drain und Source, wenn der Verbraucherwiderstand 1 kΩ beträgt, ebenfalls folgendermaßen interpretieren. Hierdurch wird ein Wert der Spannung V_DS zwischen Drain und Source zur Aufrechterhaltung der Spannung V_TGS eines realen Gates (TG) angegeben, durch Aufnahme elektrischer Ladungen, die dem Gate (G) zugeführt werden, durch die Treiberschaltung 111 an jeweiligen Übergangspunkten, nachdem der einen eingebauten Temperatursensor aufweisende FET QA auf den Einschaltzustand umgeschaltet wurde. Wenn die Spannung V_DS zwischen Drain und Source, nachdem eine gewisse Zeit vergangen ist, oberhalb einer Kurve liegt, wenn der Verbraucherwiderstand 1 kΩ in Fig. 5 beträgt, so bedeutet dies, daß die Spannung V_TGS zwischen Gate und Source höher ist als 1,6 V. Weiterhin gelangt die Spannung V_DS zwischen Drain und Source niemals unter die Kurve, die angegeben ist, wenn der Verbraucherwiderstand 1 kΩ beträgt.

Wenn angenommen wird, daß die Entfernung von einer Kurve, wenn der Lastwiderstand 1 kΩ in Fig. 5 beträgt, mit ΔV_DSGAP bezeichnet ist, und eine elektrische Ladung von ΔV_DSGAP × C_DG von der Spannung V_TGS zwischen Gate und Source subtrahiert wird, so bedeutet dies, daß die Spannung V_TGS zwischen Gate und Source 1,6 V beträgt. Anders ausgedrückt bedeutet dies, daß die Spannung V_TGS zwischen Gate und Source um einen Betrag entsprechend dieser elektrischen Ladung von 1,6 V aus angestiegen ist. Dieser Zustand kann durch folgende Gleichung ausgedrückt werden.

V_TGS - 1,6 = ΔV_DSGAP × 2C_GD/(C_GS × 2C_GD)

Daher ist Δ_VDSGAP parallel zu (Spannung V_TGS zwischen Gate und Source -1,6 V).

Es ist eine im wesentlichen proportionale Beziehung von 1 zu 1 zwischen der Spannung V_TGS zwischen Gate und Source und dem Drainstrom ID vorhanden, wie dies durch die Charakteristik von Fig. 7 angedeutet ist. Die Charakteristik in Fig. 7 ist jene des Typs "HAF2001" von HITACHI, und V_GS in der Figur entspricht der Spannung V_TGS zwischen Gate und Source. Daher kann ΔV_DSGAP den Drainstrom ID ausdrücken, auf der Grundlage einer Korrespondenzbeziehung, die in der Charakteristik von Fig. 7 gezeigt ist. In Fig. 7 ist die Auflösung in der Nähe des Drainstroms ID = 10 A etwa 80 mV/A. Dies bedeutet, daß ein Drainstrom ID von 1 A einer Spannung V_TGS zwischen Gate und Source von 80 mV entspricht. Eine Änderung des Drainstroms ID von ±5 A entspricht einer Änderung der Spannung V_TGS zwischen Gate und Source von ±0,4 V. Weiterhin entspricht diese Auflösung einer Auflösung eines Nebenschlußwiderstandes RS von 80 mΩ bei dem herkömmlichen Beispiel.

Obwohl dann, wenn der Drainstrom ID gleich Null ist, die Kurve der Spannung V_DS zwischen Drain und Source nur durch eine Schaltung zum Laden des Gates und die Spiegelkapazität bestimmt wird, weisen dann, wenn der Drainstrom ID fließt, die Induktivität Rc der Schaltung und der Widerstandswert Rc der gesamten Schaltung einen Einfluß auf. Obwohl die Kurve der Spannung V_DS zwischen Drain und Source ansteigt, wenn der Drainstrom ID zunimmt, konvergiert dann, wenn der Drainstrom ID wie ein vollständiger Kurzschluß (absoluter Kurzschluß) zunimmt, der Anstiegsgradient des Drainstroms ID zu einem konstanten Wert, der durch eine Aufladungsgeschwindigkeit einer Schaltung bestimmt wird, welche das Gate auflädt. Daher konvergiert auch die Kurve der Spannung V_TGS zwischen Gate und Source.

Bei der in Fig. 7 gezeigten Charakteristik gibt es einen singulären Punkt. Im Falle von HITACHI "HAF2001" ist dieser Punkt in der Nähe eines Punktes vorhanden, an welchem der Drainstrom ID gleich 15 A ist, und die Spannung V_TGS zwischen Gate und Source 3,3 bis 3,4 V beträgt. Da normalerweise der gewöhnliche Verbraucherstrom wesentlich unterhalb von 15 A liegt, liegt er unterhalb des singulären Punkts. In diesem unteren Bereich nimmt die Spannung V_TGS zwischen Gate und Source bei Anstieg der Temperatur ab, in Bezug auf denselben Drainstrom ID. Daher nimmt die Häufigkeit eines Fehlerbetriebs selbst bei hohen Temperaturen ab, was einen Vorteil darstellt.

Wenn die Schaltung zur Aufladung des Gates unterschiedlich ausgebildet ist, ändert sich die Kurve der Spannung V_DS zwischen Drain und Source in Abhängigkeit von demselben Verbraucherstrom. Daher muß der Gateladungsstrom immer in demselben Zustand gehalten werden. Wenn der Gateladestrom verringert wird, wird die Kurve der Spannung V_DS zwischen Drain und Source nach oben verschoben. Wenn die Spannung V_DS zwischen Drain und Source in Bezug auf denselben Drainstrom ID unter Verwendung dieser Charakteristik erhöht wird, kann die Überhitzungsabschaltung durch die Überhitzungsabschaltschutzfunktion beschleunigt werden. Die Überhitzungsabschaltbeschleunigungsschaltung, die später beschrieben wird, nutzt diesen Effekt.

Als nächstes wird der Betriebsablauf der Stromversorgungssteuereinheit gemäß dieser Ausführungsform auf der Grundlage der voranstehenden Überlegungen beschrieben. Zuerst wird eine Bezugsspannungserzeugungsvorrichtung (FET QB, Widerstand Rr) beschrieben. Der mit einem Temperatursensor versehene FET QA und der FET QB bilden eine Stromspiegelschaltung von 100 : 1. Wenn bei beiden die Sourcepotentiale gleich sind, beträgt der Drainstrom ID_QB 1000 × Drainstrom ID_QB.

Wenn der Drainstrom ID_QA von 5 A in dem einen Temperatursensor aufweisenden FET QA fließt, und der Drainstrom ID_QB in dem Bezugs-FET QB fließt, stimmt daher die Spannung V_DS zwischen Drain und Source mit der Spannung V_TGS zwischen Gate und Source überein, sowohl bei dem einen Temperatursensor aufweisenden FET QA als auch beim Bezugs-FET QB. Daher gilt: V_DSA = V_DSB und V_TGSA = V_TGSB. Hierbei sind V_DSA bzw. V_DSB die Spannung zwischen Drain und Source der einen Temperatursensor aufweisenden FET QA, und sind V_TGSA und V_TGSB die Spannung zwischen Gate und Source des einen Temperatursensor aufweisenden FET QA bzw. FET QB.

Da eine erhebliche Spannung VB an beide Enden des Widerstands Rr angelegt wird, wenn der FET QB vollständig auf den Einschaltzustand umgeschaltet wird, bestimmt sich daher der Widerstandswert des Widerstands Rr als Rr = 11,7 V/10 mA = 1,17 kΩ, als Verbraucher des FET QB entsprechend dem Verbraucher von 5 A, der an den einen Temperatursensor aufweisenden FET QA angeschlossen ist.

Wie voranstehend geschildert wird zwar ein Wert (Kurve) der Spannung V_DS zwischen Drain und Source, wenn der Verbraucherstrom von 5 A in dem einen Temperatursensor aufweisenden FET QA fließt, als Bezugswert verwendet, jedoch wird durch Ausbildung einer Bezugsspannungserzeugungsvorrichtung, die einen FET QB verwendet, der ein kleineres Transistorgrößenverhältnis (= Stromkapazitätsverhältnis) aufweist als der einen Temperatursensor aufweisende FET QA, eine weitere Verringerung der Abmessungen der Bezugsspannungserzeugungsvorrichtung erreicht, wodurch eine erforderliche Funktion mit einer kleinen eingenommenen Fläche erzielt wird. Durch Ausbildung des FET QB und des einen Temperatursensor aufweisenden FET QA auf demselben Chip im selben Vorgang kann darüber hinaus eine Abweichung zwischen Posten und der Einfluß der Temperaturdrift ausgeschaltet werden, so daß die Meßgenauigkeit wesentlich verbessert wird.

Als nächstes wird der Betriebsablauf des Pinch-Off-Bereiches beschrieben. Wenn der einen Temperatursensor aufweisende FET QA vom Ausschaltzustand in den Einschaltzustand umgeschaltet wird, steigt der Drainstrom ID_QA an, in Richtung auf einen endgültigen Verbraucherstrom, der durch den Schaltungswiderstand bestimmt wird. Darüber hinaus nimmt die Spannung V_TGSA zwischen Gate und Source des einen Temperatursensor aufweisenden FET QA einen Wert an, der durch den Drainstrom ID_QA bestimmt wird, und ebenfalls ansteigt, jedoch durch einen Spiegeleffekt des Kondensators C_GD infolge einer Verringerung der Spannung V_DSA zwischen Drain und Source gebremst wird. Obwohl die Spannung V_TGSB zwischen Gate und Source des FET QB weiterhin ansteigt, unter der Beziehung der Spannung V_TGSS = V_TGSA zwischen Gate und Source, bis zum Drainstrom ID_QB = 5 mA (entsprechend dem Drainstrom ID_QA von 5 A), wird die Spannung, da der Drainstrom ID_QB auf den konstanten Wert von 5 mA geht (konstant in dem Pinch-Off- Bereich), die Spannung V_TGSB zwischen Gate und Source ebenfalls konstant. Im Falle von HITACHI "FAF2002" nimmt die Spannung V_TGSB zwischen Gate und Source einen konstanten Wert von etwa 2,7 V an.

Da die Spannung V_TGSA zwischen Gate und Source der einen Temperatursensor aufweisende FET QA mit einem Anstieg des Drainstroms ID_QA ansteigt, wird die Spannung zwischen Gate und Source V_TGSB < V_TGSA. Infolge der Beziehungen: V_DSA = V_TGSA + V_TGD, V_DSB = V_TGSB + V_TGD,V_DSB = V_TGSB + V_TGD ergibt sich: V_TGSA - V_DSB = V_TGSA - V_TGSB. Da eine Differenz V_TGSA - V_TGSB der Spannung zwischen Gate und Source den Drainstrom ID_QA - 5 A ausdrückt, kann durch Detektieren der Differenz zwischen Drain und Source von V_DSA - V_DSB der Drainstrom ID_QA - 5 A erhalten werden.

Die Spannung V_DSB zwischen Gate und Source des FET QB wird direkt dem Komparator CMP1 zugeführt, und die Spannung V_DSA zwischen Drain und Source des einen Temperatursensor aufweisenden FET QA wird durch Widerstände R1 und R2 geteilt. Diese unterteilten Spannungen (es wird angenommen, daß der einstellbare Widerstand RV nicht berücksichtigt wird) werden dem Komparator CMP1 zugeführt. Daher wird V_DSA × R1/(R1 + R2) . . . (1) dem Komparator CMP1 zugeführt. Obwohl die Spannung V_DSB zwischen Drain und Source größer ist als (1) unmittelbar nachdem der einen Temperatursensor aufweisende FET QA auf den Einschaltzustand umgeschaltet wurde, nimmt (1) mit einer Erhöhung des Drainstroms ID_QA des einen Temperatursensor aufweisenden FET QA zu, und wird schließlich größer als die Spannung V_DSB zwischen Drain und Source des FET QB. Zu diesem Zeitpunkt ändert sich am Ausgang des Komparators CMP1 der Pegel "H" zum Pegel "L", so daß der einen Temperatursensor aufweisende FET QA in den Ausschaltzustand geschaltet wird.

Bei dem Komparator CMP1 wird die Hysterese durch die Diode D1 und den Widerstand R5 hervorgerufen. Wenn der einen Temperatursensor aufweisende FET QA auf den Ausschaltzustand umgeschaltet wird, wird das Gatepotential durch den Synchronisierungstransistor Q6 der Treiberschaltung 111 an Masse gelegt, so daß die Differenz des Potentials zwischen der Kathode der Diode D1 und dem Drain D des einen Temperatursensor aufweisenden FET QA gleich V_DSB + 0,7 V wird (Vorwärtsspannung der Zenerdiode ZD1). Daher fließt ein Strom in der Reihenfolge des Widerstands R1, des Widerstands R5 und der Diode D1, so daß das Potential der Eingangsklemme "+" des Komparators CMP1 weiter absinkt, verglichen mit dem Fall, wenn die Treiberschaltung 111 eingeschaltet wird. Daher wird der einen Temperatursensor aufweisende FET QA in dem Ausschaltzustand gehalten, bis zu einer Differenz V_DSA - V_DSB der Spannung zwischen Drain und Source, die kleiner ist als dann, wenn er in den Ausschaltzustand umgeschaltet wird. Danach wird der einen Temperatursensor aufweisende FET QA auf den Einschaltzustand umgeschaltet. Obwohl es verschiedene Arten und Weisen zur Erzielung der Hystereseeigenschaften gibt, ist dies ein Beispiel dafür.

Wenn angenommen wird, daß die Spannung V_DSA zwischen Drain und Source eine Schwelle ist, wenn der einen Temperatursensor aufweisende FET QA auf den Ausschaltzustand umgeschaltet wird, so gilt folgende Gleichung:

V_DSAth - V_DSA = R2/R1 × V_DSB (bei 5 mA) (2)

Ein Festlegungswert für einen zu hohen Strom wird durch die Gleichung (2) festgelegt. Um den Festlegungswert für einen zu hohen Strom zu ändern, wird der einstellbare Widerstand RV, der parallel zum Widerstand R2 geschaltet ist, der außerhalb des Chips 110a an Masse gelegt ist, eingestellt. Durch Verringerung des Widerstandswerts des einstellbaren Widerstands RV kann der einen zu Strom bestimmende Wert nach unten verschoben werden.

Als nächstes wird ein Betriebsablauf in dem ohm'schen Bereich beschrieben. Wenn der einen Temperatursensor aufweisende FET QA auf den Einschaltzustand umgeschaltet wird, wobei sich die Verdrahtung im Normalzustand befindet, wird der einen Temperatursensor aufweisende FET QA ständig in dem Einschaltzustand gehalten. Dies führt dazu, daß die Spannungen VDSA, V_TGSB zwischen Drain und Source in der Nähe von 10 V liegen, so daß der einen Temperatursensor aufweisende FET QA bzw. der FET QB im ohm'schen Bereich betrieben werden.

In diesem Bereich besteht keine Beziehung von 1 : 1 zwischen der Spannung V_DS zwischen Drain und Source und dem Drainstrom ID. Im Falle von HITACHI "FAF2001" gelten, da der Einschaltwiderstand R_DS (EIN) - 30 mΩ beträgt, wenn die Spannung V_DS zwischen Drain und Source 10 V beträgt, folgende Gleichungen.

V_DSB = 5 A × 30 mΩ = 0,15 V

V_DSA = ID_QA × 30 Ω

V_DSA = V_DSB = 30 mΩ × (ID_QA - 5 A) (3)

Wenn der Drainstrom ID_QA infolge eines Kurschlusses und dergleichen der Verdrahtung zunimmt, nimmt der Wert der Gleichung (3) zu, und wenn er einen Bestimmungswert für einen zu hohen Strom überschreitet, wird der einen Temperatursensor aufweisende FET QA auf den Ausschaltzustand umgeschaltet. Danach wird er in den voranstehend erwähnten Pinch-Off-Bereich umgeschaltet. Der einen Temperatursensor aufweisende FET QA wiederholt den Übergang auf den Einschaltzustand/Ausschaltzustand und erreicht schließlich die Überhitzungsabschaltung. Wenn die Verdrahtung in den normalen Zustand zurückgebracht wird, bevor die Überhitzungsabschaltung erreicht wird (Beispiel für einen intermittierenden Kurzschlußfehler), behält der einen Temperatursensor aufweisende FET QA den Einschaltzustand ständig bei, und kehrt zum Betrieb im ohm'schen Bereich zurück.

Fig. 8 zeigt Signalformen des Stroms und der Spannung in dem einen Temperatursensor aufweisenden FET QA in der Stromversorgungssteuereinheit gemäß dieser Ausführungsform. Fig. 8(a) zeigt den Drainstrom ID(A), und Fig. 8(b) zeigt die Spannung V_DS zwischen Drain und Source. In diesen Figuren bezeichnet (1) einen vollständigen Kurzschluß (idealer Kurzschluß), bezeichnet (2) einen Fall des normalen Betriebs, und bezeichnet (3) einen Fall eines unvollständigen Kurzschlusses.

Falls der vollständige Kurzschluß (idealer Kurzschluß) ((1) in dieser Figur) auftritt, fließt zwar schnell der Drainstrom ID, wenn der einen Temperatursensor aufweisende FET QA vom Ausschaltzustand auf den Einschaltzustand umgeschaltet wird, jedoch wird der Einschaltzustand des einen Temperatursensor aufweisenden FET QA beibehalten, so daß der einen Temperatursensor aufweisende FET QA überhitzt wird. Dies führt dazu, daß die Überhitzungsabschaltschutzfunktion oder der Überhitzungsabschalt-FET QS auf den Einschaltzustand umgeschaltet wird, und der einen Temperatursensor aufweisende FET QA überhitzt wird.

Wenn ein unvollständiger Kurzschluß auftritt, bei dem ein gewisser Betrag eines Kurzschlußwiderstands vorhanden ist ((3) von Fig. 3), wird die Ein/Ausschaltsteuerung des einen Temperatursensor aufweisenden FET QA wie voranstehend geschildert wiederholt, so daß sich der Drainstrom ID wesentlich ändert. Durch häufige Wärmeerzeugung des einen eingebauten Temperatursensor aufweisenden FET QA wird die Überhitzungsabschaltschutzfunktion, nämlich der Überhitzungsabschalt-FET QA, auf den Einschaltzustand umgeschaltet, so daß die Überhitzungsabschaltung des einen Temperatursensor aufweisenden FET QA beschleunigt wird.

Wie voranstehend geschildert benötigen die Stromversorgungssteuereinheit und das Stromversorgungssteuerverfahren gemäß dieser Ausführungsform nicht einen herkömmlichen Nebenschlußwiderstand, der direkt mit einem Stromversorgungspfad verbunden ist, um den Strom zu detektieren, und können einen zu hohen Strom mit hoher Genauigkeit detektieren, ohne den Nebenschlußwiderstand einzusetzen. Daher können Wärmeverluste in der gesamten Einheit unterdrückt werden. Nicht nur ein zu hoher Strom infolge eines unvollständigen Kurzschlusses, sondern auch ein anomaler Strom, der hervorgerufen wird, wenn ein seltener Kurzschluß wie ein unvollständiger Kurzschluß mit einem gewissen Betrag an Kurzschlußwiderstand auftritt, kann ständig durch eine Hardwareschaltung detektiert werden.

Im Falle eines unvollständigen Kurzschlusses kann die Abschaltung (Ausschaltsteuerung) des einen Temperatursensor aufweisenden FET QA durch die Überhitzungsschutzfunktion beschleunigt werden, durch zyklische Wärmeerzeugung des Halbleiterschalters durch Wiederholung der Ein/Ausschaltsteuerung des einen Temperatursensor aufweisenden FET QA, damit sich der Strom wesentlich ändert. Da die Ein/Ausschaltsteuerung des Halbleiterschalters nur durch die Hardwareschaltung ohne Verwendung irgendeines Mikrocomputers durchgeführt werden kann, kann der Anbringungsraum für die Stromversorgungssteuereinheit verringert werden, so daß die Herstellungskosten der Einheit wesentlich verringert werden.

Vergleicht man diese Ausführungsform mit dem anderen Verfahren zum Detektieren eines zu hohen Stroms, durch dessen Vergleich mit einer vorbestimmten Schwelle zu einem vorbestimmten Zeitpunkt, wird zwar eine Änderung der Eigenschaften der Spannung V_DS zwischen Drain und Source wie bei dieser Ausführungsform verwendet, jedoch sind derartige Bauteile wie ein Kondensator und mehrere Widerstände nicht erforderlich. Daher kann ein Meßfehler infolge einer Abweichung der Qualität derartiger Bauteile ausgeschaltet werden, und da irgendein Kondensator, der außerhalb des Chips 110a angebracht werden müßte, nicht erforderlich ist, können der Anbringungsraum und die Herstellungskosten für die Einheit verringert werden.

Weiterhin können durch Einstellung des einstellbaren Widerstands RV der vollständige Kurzschluß und der unvollständige Kurzschluß getrennt detektiert werden, abhängig von der Art (Scheinwerfer, Antriebsmotor und dergleichen), und zwar auf sichere Weise, so daß ein Schutz gegen den Kurzschlußfehler mit hoher Genauigkeit erzielt werden kann.

Zweite Ausführungsform

Unter Bezugnahme auf Fig. 9 werden die Stromversorgungssteuereinheit und das Stromversorgungssteuerverfahren gemäß der zweiten Ausführungsform im einzelnen beschrieben. Die Stromversorgungssteuereinheit bei dieser Ausführungsform ist so ausgebildet, daß die Widerstände R3, R4, R6, R9, die FET Q1, Q2 und die Zenerdiode ZD2 der in Fig. 3 gezeigten Anordnung gemäß der ersten Ausführungsform hinzugefügt werden. Ein Abschnitt 110b, der durch die gepunktete Linie in Fig. 9 umgeben ist, bezeichnet hierbei einen Chipabschnitt, der analog integriert werden soll.

Ein reales Gate TG des einen Temperatursensor aufweisenden FET QA ist daher mit einem Gate des FET Q1 verbunden, bei welchem Gate und Source miteinander durch einen Widerstand R9 verbunden sind, über eine Zenerdiode ZD2 und einen Widerstand R6. Ein Drain des FET Q1 ist mit VB + 5 V über einen Widerstand R4 verbunden, und eine Source des FET Q1 ist mit einer Source SA des einen Temperatursensor aufweisenden FET QA verbunden. Weiterhin ist eine Schaltung, in welcher der Widerstand R3 mit einem Drain des FET Q2 verbunden ist, parallel zum Widerstand R1 geschaltet, um eine geteilte Spannung zwischen Drain und Source des einen Temperatursensor aufweisenden FET QA zu ändern, durch Ein/Ausschaltsteuerung des FET Q2.

Als nächstes wird ein Betriebsablauf der Stromversorgungssteuereinheit gemäß dieser Ausführungsform beschrieben. Zuerst wird eine Operation des Pinch-Off-Bereiches beschrieben. Wie bei der ersten Ausführungsform wird die Spannung V_DSB zwischen Drain und Source des FET QB direkt dem Komparator CMP1 zugeführt. Die Spannung V_DSA zwischen Drain und Source des einen Temperatursensor aufweisenden FET QA wird durch parallele Widerstände (R1 parallel R3) geteilt, die aus den Widerständen R1, R3 und dem Widerstand R2 bestehen, und die geteilte Spannung (es wird angenommen, daß der einstellbare Widerstand RV nicht berücksichtigt wird) wird dem Komparator CMP1 zugeführt.

Ein Wert entsprechend der folgenden Formel wird daher dem Komparator CMP1 zugeführt.

V_DSA × (R1 parallel R3)/((R1 parallel R3) + R2) (1*)

Obwohl die Spannung V_DSB zwischen Drain und Source des FET QB größer als (1*) ist, unmittelbar nachdem der einen Temperatursensor aufweisende FET QA auf den Einschaltzustand umgeschaltet wurde, nimmt (1*) mit Erhöhung des Drainstroms ID_QA zu, und wird schließlich größer als die Spannung V_DSB zwischen Drain und Source des FET QB. Zu diesem Zeitpunkt ändert sich am Ausgang des Komparators CMP1 der Pegel "H" zum Pegel "L", so daß der einen Temperatursensor aufweisende FET QA auf den Ausschaltzustand umgeschaltet wird.

Unter der Annahme, daß die Schwelle für die Spannung V_DSA zwischen Drain und Source, wenn der einen Temperatursensor aufweisende FET QA in den Ausschaltzustand umgeschaltet wird, gleich V_DSAth ist, so gilt folgende Gleichung.

V_DSAth - V_DAS= R2/(R1 parallel R3) × V_DSB (2*)

Der Bestimmungswert für einen zu hohen Strom wird durch die Gleichung (2*) bestimmt. Wenn der Bestimmungswert für den zu hohen Strom geändert wird, wird der einstellbare Widerstand RV, der parallel zum Widerstand R2 geschaltet ist, der nach außerhalb des Chips 110a an Masse gelegt ist, wie bei der ersten Ausführungsform eingestellt. Durch diese Einstellung kann der Bestimmungswert für den zu hohen Strom nach unten verschoben werden.

Da der Betrieb in dem ohm'schen Bereich und der Betrieb auf der Grundlage von Fig. 8 ebenso ablaufen wie bei der ersten Ausführungsform, ist deren Beschreibung weggelassen.

Als nächstes wird der Bestimmungswert für den zu hohen Strom geschildert. Hierbei wird angenommen, daß der Bestimmungswert für den zu hohen Strom denselben Wert sowohl in dem Pinch-Off-Bereich als auch im ohm'schen Bereich verwendet.

Zuerst wird Δ(V_DSA - V_DSB)/ΔID in dem Pinch-Off-Bereich erhalten. Aus der Eigenschaftskurve von HAF2001 wird folgende Gleichung erhalten.

ΔV_TGSA/ΔID_QA = 80 mV/A (4)

ΔV_TGSA = Δ(V_DSA - V_DSB) × C_TGD/(C_TGS + C_TGD)
= Δ(V_DSA - V_DSA) × 1200 pF/(1800 pF + 1200 pF)
= Δ(V_DSA - V_DSB) × 0,5 (5)

Aus den Gleichungen (4) und (5) ergibt sich:

(V_DSA - V_DSB)/ΔID = 200 mV/A (6)

Weiterhin ergibt sich aus Gleichung (3), daß Δ(V_DSA - V_DSB)/ΔID im ohm'schen Bereich folgendermaßen ist:

Δ(V_DSA - V_DSB)/ΔID = 30 mV/A (7)

Vergleicht man die Gleichungen (6) und (7) miteinander, so ist die Stromempfindlichkeit in dem Pinch-Off-Bereich höher als im ohm'schen Bereich, und daher besteht die Befürchtung, daß ein Festlegungswert für einen zu hohen Strom, der in dem ohm'schen Bereich geeignet ist, in dem Pinch-Off-Bereich zu niedrig ist, daß er häufig überschritten wird. Als Gegenmaßnahme ist ein Verfahren vorhanden, bei welchem ein unterschiedlicher Bestimmungswert für einen zu hohen Strom in dem Pinch-Off-Bereich und dem ohm'schen Bereich verwendet wird. Gemäß dieser Ausführungsform wird die Gegenmaßnahmenschaltung der Anordnung gemäß der ersten Ausführungsform hinzugefügt.

Ob es sich um den Pinch-Off-Bereich oder den ohm'schen Bereich handelt, wird in Abhängigkeit von der Größe der Spannung V_TGSA zwischen Gate und Source festgelegt. Obwohl die Spannung V_TGSA zwischen Gate und Source in dem Pinch-Off-Bereich mit Erhöhung des Drainstroms ID ansteigt, übersteigt sie niemals 5 V, selbst im Falle eines vollständigen Kurschlusses (idealen Kurzschlusses). Wenn daher die Spannung V_TGSA zwischen Gate und Source größer ist als 5 V, so kann festgestellt werden, daß dieser Wert in dem ohm'schen Bereich liegt.

Unmittelbar nachdem der einen Temperatursensor aufweisende FET QA auf den Einschaltzustand umgeschaltet wurde, befindet sich der FET Q1 im Ausschaltzustand, wogegen sich der FET Q2 im Einschaltzustand befindet. Um den FET Q1 auf den Einschaltzustand umzuschalten, ist eine Spannung erforderlich, die höher ist als die Stromversorgungsspannung VB, beispielsweise VB + 5 V.

Wenn die Zenerdurchbruchspannung der Zenerdiode ZD2 auf 5 V - -1,6 V (Schwellenspannung des FET Q1) eingestellt wird, wird dann, wenn die Spannung V_TGSA zwischen Gate und Source größer als 5 V wird, der FET Q1 auf den Einschaltzustand umgeschaltet, während der FET Q2 auf den Ausschaltzustand umgeschaltet wird. Daher wird der Widerstand R3, der parallel zum Widerstand R2 geschaltet ist, aus der Schaltung entfernt.

Da die Kompressionsrate der Spannung V_DSA zwischen Drain und Source abnimmt, nimmt die Differenz V_DSA - V_DSB der Spannung zwischen Drain und Source, die als zu hoher Strom bestimmt wurde, weiter ab. Dies führt dazu, daß ein kleinerer Stromwert als der vorherige als zu hoher Strom in dem ohm'schen Bereich festgelegt wird.

Selbst wenn keine Gegenmaßnahme ergriffen wird, mit einer hinzugefügten Schaltung gemäß dieser Ausführungsform, besteht die Möglichkeit, daß im praktischen Einsatz keine Schwierigkeit vorhanden ist. Wenn der endgültige Verbraucherstrom im Pinch-Off-Bereich niedrig ist, steigt der Strom in dem Pinch-Off-Bereich vollständig an. Obwohl der endgültige Verbraucherstromwert in dem Pinch-Off-Bereich erreicht wird, befindet sich, wenn der endgültige Verbraucherstromwert groß ist, der Strom immer noch im Anstieg in dem Pinch-Off-Bereich, und daher wird der Stromwert in dem Pinch-Off-Bereich auf etwa 40 A begrenzt, selbst im Falle eines vollständigen Kurzschlusses (idealen Kurzschlusses).

Bei einer Erhöhung des endgültigen Verbraucherstromwertes konvergiert der Strom daher zu einer Stromanstiegscharakteristik, die einen vorbestimmten Gradienten aufweist, so daß die Differenz der Spannung zwischen Drain und Source nicht so groß ist wie die Differenz des endgültigen Verbraucherstromwertes. Infolge dieses Effektes wird, selbst wenn die Stromempfindlichkeit in dem Pinch-Off-Bereich groß ist, die Differenz V_DSA - V_DSB der Spannung zwischen Drain und Source nicht erhöht. Abhängig von der Auswahl eines Stromwertes in der Bezugsspannungserzeugungsschaltung kann daher eine Stromversorgungssteuereinheit zum Erzielen eines Überstromdetektorschutzes für den praktischen Einsatz mit einer Anordnung gemäß der ersten Ausführungsform erzielt werden, selbst wenn eine Gegenmaßnahme mit der hinzugefügten Schaltung nicht ergriffen wird, anders als bei der vorliegenden Ausführungsform.

Die Stromversorgungssteuereinheit und das Stromversorgungssteuerverfahren gemäß dieser Ausführungsform führen zu denselben Auswirkungen wie jenen, die im einzelnen in Bezug auf die erste Ausführungsform beschrieben wurden.

Schließlich wird hier das Konzept einer Überstromsteuerung zusammengefaßt. Das grundlegende Konzept ist folgendermaßen. Zuerst wird, wenn der einen Temperatursensor aufweisende FET QA auf den Einschaltzustand umgeschaltet wird, wobei sich die Verdrahtung im normalen Zustand befindet, in den ohm'schen Bereich gegangen. Solange die Verdrahtung normal ist, wird der ohmsche Bereich beibehalten, so daß der einen Temperatursensor aufweisende FET QA sich weiter im Einschaltzustand befindet. Dann wird, wenn die Differenz V_DSA - V_DSB der Spannung zwischen Drain und Source einen Bestimmungswert für einen zu hohen Strom überschreitet, da eine Anomalität in der Verdrahtung auftritt, so daß der Strom ansteigt, der einen Temperatursensor aufweisende FET QA auf den Ausschaltzustand umgeschaltet, so daß der Pinch-Off-Bereich betreten wird. Solange die Anomalität in der Verdrahtung andauert, wird der Übergang vom Einschaltzustand zum Ausschaltzustand des einen Temperatursensor aufweisenden FET QA wiederholt, und wird der Pinch-Off-Bereich beibehalten, so daß schließlich die Überhitzungsabschaltung erreicht wird.

Um das voranstehende, grundlegende Konzept zu erreichen, und die Steuerung zu optimieren, muß der Bestimmungswert für einen zu hohen Strom die folgenden beiden Bedingungen erfüllen. Erstens darf der einen Temperatursensor aufweisende FET QA niemals im normalen Strombereich ausgeschaltet werden. Zweitens wiederholt, nachdem ein zu hoher Strom in dem ohm'schen Bereich festgestellt wurde, solange die Anomalität der Verdrahtung nicht verbessert wurde, der einen Temperatursensor aufweisende FET QA Übergänge zum Einschaltzustand zum Ausschaltzustand in dem Pinch-Off-Bereich. Dies ist dazu erforderlich, den Ein/Ausschaltsteuerzyklus zu stabilisieren. Die Stabilisierung des Ein/Ausschaltsteuerzyklus führt zur Stabilisierung der Steuerung. Da der Zeitgeber unter Verwendung des Ein/Ausschaltsteuerzyklus eingestellt wird (vgl. die nachstehend beschriebene fünfte Ausführungsform), ist die Stabilisierung des Zyklus erforderlich.

Um die voranstehend geschilderte erste und zweite Bedingung zu erfüllen ist es erforderlich, den Bestimmungswert für einen zu hohen Strom in dem ohm'schen Bereich auf "normaler Strommaximalwert + α" einzustellen, und den Bestimmungswert für einen zu hohen Strom in dem Pinch-Off-Bereich auf "normaler Strommaximalwert + β". Hierbei wird angenommen, daß α < β ist. Daher ist α - β ein Offsetwert, der zur Beibehaltung in dem Pinch-Off-Bereich erforderlich ist.

Dritte Ausführungsform

Unter Bezugnahme auf Fig. 10 wird die Stromversorgungssteuereinheit und das Stromversorgungssteuerverfahren gemäß der dritten Ausführungsform beschrieben. Der Unterschied gegenüber der Schaltungsanordnung (Fig. 9) der Stromversorgungssteuereinheit gemäß der zweiten Ausführungsform besteht darin, daß das Gate des FET QB nicht mit einem realen Gate TG des einen Temperatursensor aufweisenden FET QA verbunden ist, und daß R41 als Gatewiderstand des FET QB hinzugefügt ist, wogegen die andere Klemme des Widerstands R41 mit dem Gate G des einen Temperatursensor aufweisenden FET QA verbunden ist. Der übrige Inhalt ist ebenso wie bei der Schaltungsanordnung gemäß der zweiten Ausführungsform. Ein Abschnitt 110c, der in Fig. 10 durch eine gepunktete Linie umgeben ist, bezeichnet einen Chipabschnitt, der analog integriert werden soll.

Weiterhin muß der Widerstandswert des Widerstands R41 auf R41 = 1000 × R7 eingestellt werden. Beispielsweise für R7 = 10 kΩ ergibt sich, R41 = 10 MΩ. Da dies einen sehr hohen Widerstandswert darstellt, ist es wünschenswert, wenn Kosten und Produktivität berücksichtigt werden, daß das Verhältnis der Anzahl an Transistoren 1 : 100 beträgt, so daß R41 gleich 1 MΩ ist.

Ein Betriebsablauf der Stromversorgungssteuereinheit gemäß dieser Ausführungsform ist ebenso wie bei der zweiten Ausführungsform, und es werden dieselben Auswirkungen wie bei der ersten Ausführungsform erzielt.

Vierte Ausführungsform

Als nächstes wird unter Bezugnahme auf Fig. 11 die Stromversorgungssteuereinheit und das Stromversorgungssteuerverfahren gemäß der vierten Ausführungsform beschrieben. Die Stromversorgungssteuereinheit bei dieser Ausführungsform ist so ausgebildet, daß eine Stromstoßmaskierungsschaltung 105 und eine Überstrombeschleunigungsschaltung 106 der Schaltungsanordnung (Fig. 3) der Stromversorgungssteuereinheit gemäß der ersten Ausführungsform hinzugefügt sind. Ein Abschnitt 110d, der in Fig. 11 durch eine gepunktete Linie umgeben ist, bezeichnet einen Chipabschnitt, der analog integriert werden soll.

Wenn der Verbraucher 102 (beispielsweise ein Scheinwerfer) eingeschaltet wird, fließt ein Stromstoß, der einige Male bis einige zehn Male so groß ist wie im normalen Zustand. Der Zeitraum, in welcher der Stromstoß fließt, ist unterschiedlich, abhängig von der Art oder Kapazität des Verbrauchers 102, und liegt zwischen 3 msec und 20 msec. Wenn die Überstromsteuerung, wie sie bei der ersten, zweiten und dritten Ausführungsform beschrieben wurde, in diesem Zeitraum durchgeführt wird, in welcher der Stromstoß fließt, dauert es lange, bis der Verbraucher 102 seinen normalen Zustand erreicht, so daß eine Beeinträchtigung bezüglich der Reaktion des Verbrauchers selbst auftreten kann, beispielsweise eine Verzögerung, bis der Scheinwerfer Licht abgibt. Bei dieser Ausführungsform löst die Hinzufügung der Stromstoßmaskierungsschaltung 105 (die einer in den Patentansprüchen angegebenen Sperrvorrichtung entspricht) dieses Problem.

Zwar wird bei der ersten, zweiten und dritten Ausführungsform, wenn ein zu hoher Strom infolge eines unvollständigen Kurzschlusses detektiert wird, die Überhitzungsabschaltschutzfunktion sofort betätigt, um die Überhitzungsabschaltung (Ausschaltsteuerung) des einen Temperatursensor aufweisenden FET QA durchzuführen. Im Falle eines unvollständigen Kurzschlusses wird die Ein/Ausschaltsteuerung des einen Temperatursensor aufweisenden FET QA wiederholt, so daß die Überhitzungsabschaltfunktion durch zyklische Wärmeerzeugung des einen Temperatursensor aufweisenden FET QA ausgelöst wird. Daher läßt sich überlegen, daß es länger dauert, bis die Überhitzungsabschaltfunktion ausgelöst wird. Bei der vorliegenden Ausführungsform wird durch Hinzufügung der Überhitzungsabschaltbeschleunigungsschaltung (Überhitzungsabschaltbeschleunigungsvorrichtung) 106 die Überhitzungsabschaltung des einen Temperatursensor aufweisenden FET QA beschleunigt, selbst im Falle eines unvollständigen Kurzschlusses.

Wie aus Fig. 11 hervorgeht, ist die Stromstoßmaskierungsschaltung 105 versehen mit FETs Q11, Q12, einer Diode D11, Widerständen R11 bis R13, und einem Kondensator C11.

Als nächstes wird ein Betriebsablauf der Stromstoßmaskierungsschaltung beschrieben. Wenn der einen Temperatursensor aufweisende FET QA auf den Einschaltzustand umgeschaltet wird, wird die Spannung V_DSA zwischen Drain und Source dem FET Q12 über die Diode D11 und den Widerstand R12 zugeführt, und wird die Spannung V_GSA zwischen Gate und Source einem Gate des FET Q11 über die Diode D11 und den Widerstand R11 zugeführt.

Das Gate des FET Q12 ist mit der Source SA des einen Temperatursensor aufweisenden FET QA über den Kondensator C11 verbunden. Unmittelbar nachdem der einen Temperatursensor aufweisende FET Q12 auf den Einschaltzustand umgeschaltet wurde, steigt das Gatepotential des FET Q12 nicht ausreichend an, so daß der FET Q12 nicht auf den Einschaltzustand umgeschaltet werden kann, da der Kondensator C11 noch nicht geladen ist. Da sich der FET Q11 im Einschaltzustand befindet, wogegen sich der FET Q12 im Ausschaltzustand befindet, wird eine geteilte Spannung, die der Klemme + des Komparators CMP1 zugeführt wird, mit der Source SA des einen Temperatursensor aufweisenden FET QA verbunden. Daher wird am Ausgang des Komparators CMP1 der Pegel "H" aufrechterhalten, so daß selbst dann, wenn ein Strom in Form eines starken Stromstoßes fließt, der einen Temperatursensor aufweisende FET QA nicht in den Ausschaltzustand umgeschaltet wird.

Im Verlauf der Zeit wird der Kondensator C11 über den Widerstand R12 aufgeladen, und schließlich wird der FET Q12 auf den Einschaltzustand umgeschaltet. Gleichzeitig wird der FET Q11 auf den Ausschaltzustand umgeschaltet, und endet die voranstehend geschilderte Maskierungsbedingung, so daß die Überstromdetektorfunktion betätigt wird.

Der Widerstand R13 ist ein Entladungswiderstand zum Rücksetzen des Kondensators C11, nachdem der einen Temperatursensor aufweisende FET QA in den Ausschaltzustand umgeschaltet wurde. Es ist wünschenswert, die Maskierungszeit dadurch nicht zu beeinträchtigen, und zwar dadurch, daß R12 klein gegen R13 eingestellt wird. Da die Maskierungszeit durch eine Zeitkonstante R12 × C11 bestimmt wird, kann im Falle der Integration auf einem einzelnen Chip die Maskierungszeit dadurch eingestellt werden, daß frei wählbar die Kapazität des Kondensators C11 geändert wird.

Die Überhitzungsabschaltbeschleunigungsschaltung 106 ist mit einem FET Q21, einer Diode D21, Widerständen R21 bis R23 und einem Kondensator C21 aufgebaut.

Als nächstes wird ein Betriebsablauf der Überhitzungsabschaltbeschleunigungsschaltung 106 beschrieben. Nachdem die Überstromsteuerung gestartet wurde, wird jedesmal dann, wenn das Gatepotential des einen Temperatursensor aufweisenden FET QA zyklisch auf den Pegel "H" geändert wird, der Kondensator C21 über den Widerstand R21 und die einen Rückwärtsfluß verhindernde Diode D21 aufgeladen. Obwohl sich der FET Q21 im Ausschaltzustand befindet, da das Gatepotential des FET Q21 unterhalb des Schwellenwertes liegt, wird der FET Q21 in den Einschaltzustand umgeschaltet, wenn das Gatepotential durch Aufladung des Kondensators C21 ansteigt.

Strom fließt von der Klemme TG (reales Gate des einen Temperatursensor aufweisenden FET QA) nach Massepotential (GND) über den Widerstand R21, so daß die elektrische Ladung abnimmt, die sich an der Klemme TG ansammelt. Aus diesem Grund nimmt die Spannung V_DSA zwischen Drain und Source zu, trotz desselben Drainstroms ID, so daß der Stromverbrauch in dem einen Temperatursensor aufweisenden FET QA zunimmt, wodurch die Überhitzungsabschaltung beschleunigt wird. Die Überhitzungsabschaltung wird beschleunigt, wenn der Widerstand R21 abnimmt. Der Widerstand R23 ist der Entladungswiderstand des Kondensators C21, und es ist erwünscht, daß eine solche Einstellung erfolgt, daß R22 klein gegen R23 ist.

Fünfte Ausführungsform

Nunmehr wird unter Bezugnahme auf Fig. 12 die Stromversorgungssteuereinheit und das Stromversorgungssteuerverfahren gemäß der fünften Ausführungsform beschrieben. Die Stromversorgungssteuereinheit bei dieser Ausführungsform ist so aufgebaut, daß eine Ein/Aus-Frequenzintegrationsschaltung 107 der Schaltungsanordnung (Fig. 3) der Stromversorgungssteuereinheit gemäß der ersten Ausführungsform hinzugefügt ist. Ein Abschnitt 110e, der in Fig. 12 von einer gepunkteten Linie umgeben ist, bezeichnet einen Chipabschnitt, der analog integriert werden soll.

Bei der ersten, zweiten und dritten Ausführungsform wird im Falle eines unvollständigen Kurzschlusses die Ein/Ausschaltsteuerung des einen Temperatursensor aufweisenden FET QA wiederholt, um eine Überhitzung durch zyklische Wärmeerzeugung des einen Temperatursensor aufweisenden FET QA abzuschalten. Das Problem, daß es lange dauert, bis die Überhitzungsabschaltung erreicht wird, wird folgendermaßen bei dieser Ausführungsform gelöst. Durch Hinzufügung der Ein/Aus-Frequenzintegrationsschaltung (Frequenzsteuervorrichtung) 107, welche den einen Temperatursensor aufweisenden FET QA ausschaltet, wenn ihre Ein/Aus-Steuerfrequenz einen vorbestimmten Wert erreicht, wird die Abschaltung des einen Temperatursensor aufweisenden FET QA beschleunigt.

Wie aus Fig. 12 hervorgeht, ist die Ein/Aus-Frequenzintegrationsschaltung 107 mit dem FET Q31, Dioden D31, D32, Widerständen R31 bis R33 und einem Kondensator C31 versehen.

Als nächstes wird ein Betriebsablauf der Ein/Aus-Frequenzintegrationsschaltung 107 beschrieben. Nachdem die Überstromsteuerung eingeleitet wurde, wird jedesmal dann, wenn das Gatepotential des einen Temperatursensor aufweisenden FET QA zyklisch den Pegel "H" annimmt, der Kondensator C31 über den Widerstand R31 und die einen Rückwärtsfluß verhindernde Diode D31 aufgeladen. Obwohl sich der FET Q31 im Ausschaltzustand befindet, da sein Gatepotential anfangs unterhalb des Schwellenwertes liegt, wird der FET Q31 auf den Einschaltzustand umgeschaltet, wenn das Gatepotential durch Aufladung des Kondensators C31 ansteigt. Zu diesem Zeitpunkt wird, da das Potential an der Anodenseite des Temperatursensors 212 (vier Dioden) heruntergezogen wird, derselbe Zustand wie ein Hochtemperaturzustand erzeugt, so daß der Überhitzungsabschalt-FET QF auf den Einschaltzustand umgeschaltet wird, um den einen Temperatursensor aufweisenden FET QA abzuschalten (Ausschaltsteuerung).

Die Abschaltzeit durch Integration der Frequenz beträgt wünschenswerterweise etwa 1 Sekunde. Um den Betrieb der Ein/Aus-Frequenzintegrationsschaltung 107 zu stabilisieren ist es erforderlich, die Ein/Ausschaltsteuerung des einen Temperatursensor aufweisenden FET QA zu stabilisieren. Da eine Änderung der Spannung V_DSA zwischen Drain und Source bezüglich einer Änderung des Verbraucherstroms größer in dem Pinch-Off-Bereich ist als im ohm'schen Bereich, bei dieser Ausführungsform, wird der einen Temperatursensor aufweisende FET QA in den Ausschaltzustand im Pinch-Off-Bereich während der Ein/Ausschaltsteuerung umgeschaltet (er wird niemals auf den Ausschaltzustand im ohm'schen Bereich umgeschaltet, nachdem er den Pinch-Off- 07257 00070 552 001000280000000200012000285910714600040 0002010005864 00004 07138Bereich überschritten hat). Daher wird der Zyklus der Ein/Ausschaltsteuerung des einen Temperatursensor aufweisenden FET QA stabilisiert.

Abänderung

Nunmehr wird unter Bezugnahme auf Fig. 13 eine Abänderung der Stromversorgungssteuereinheit und des Stromversorgungssteuerverfahrens bei den jeweiligen Ausführungsformen beschrieben. Bei der Beschreibung der jeweiligen Ausführungsformen wird, wobei die Bezugsspannungserzeugungsvorrichtung fest ist (fest auf einem Verbraucher von 5 A bei der voranstehenden Beschreibung) eine Änderung des dritten Verbrauchers (Widerstand Rr) dadurch durchgeführt, daß der Bestimmungswert für einen zu hohen Strom geändert wird. Die Widerstände R1, R2, R3 werden daher entsprechend der maximalen Last eingestellt, um einen Chip herzustellen, und wenn die Last oder der Verbraucher 102 klein ist, wird der einstellbare Widerstand RV parallel zum Widerstand R2 außerhalb des Chips hinzugefügt, um den Bestimmungswert für einen zu hohen Strom zu verringern.

Bei diesem Verfahren treten folgende Probleme auf. Erstens nimmt, wenn der Bestimmungswert für einen zu hohen Strom zunimmt, die Genauigkeit der Steuerung ab. Zweitens ist es erforderlich, einen unterschiedlichen Bestimmungswert für einen zu hohen Strom für den Pinch-Off-Bereich und den ohm'schen Bereich zu verwenden. In diesem Fall muß der Bestimmungswert für einen zu hohen zu hohen Strom des Pinch-Off-Bereiches entsprechend dem Anstiegsgradienten des Drainstroms ID eingestellt werden, wenn man dies genau betrachtet. Allerdings ist es schwierig, den Bestimmungswert für den zu hohen Strom exakt einzustellen, da sich der Anstiegsgradient des Drainstroms ID ändert, wenn sich die Induktivität und der Widerstand der Verdrahtung ändern.

Als Gegenmaßnahme ist es wirksam, die Bezugsspannungserzeugungsvorrichtung entsprechend dem Verbraucher 102 einzustellen. Daher wird zuerst eine Bezugsspannungserzeugungsvorrichtung entsprechend dem maximalen Stromwert des Verbrauchers 102 eingestellt. Wenn dann der Verbrauchertreibertransistor (nämlich die Spannung V_DSA zwischen Drain und Source des einen Temperatursensor aufweisenden FET QA) eine Spannung V_DS zwischen Drain und Source überschreitet (nämlich die Spannung V_DSB zwischen Drain und Source des FET QB) in der Bezugsspannungserzeugungsvorrichtung, selbst wenn sie klein ist, wird dies als Überstromwert festgelegt.

Bei diesem Verfahren muß der Bestimmungswert für einen zu hohen Strom nicht für jeweils den Pinch-Off-Bereich und den ohm'schen Bereich geändert werden. Da er dadurch festgelegt werden kann, daß festgelegt wird, ob die Spannung V_DS zwischen Drain und Source in der Bezugsspannungserzeugungsvorrichtung überschritten wird oder nicht, wird die Meßgenauigkeit nur durch die Auflösung des Komparators CMP1 bestimmt.

Darüber hinaus können eine Temperaturdrift, Abweichungen zwischen IC-Posten, und Einflüsse der Verdrahtungsinduktivität und des Verdrahtungswiderstandes ausgeschaltet werden, und führt eine Abweichung der Stromversorgungsspannung nicht zu einem Einfluß, solange der Komparator CMP1 ordnungsgemäß betrieben wird. Daher können eine Stromversorgungssteuereinheit und ein Stromversorgungssteuerverfahren erzielt werden, die geringe Fehlerfaktoren aufweisen.

Bei Änderung der Einstellung der Bezugsspannungserzeugungsvorrichtung kann zwar der einstellbare Widerstand RV parallel zum Widerstand Rr außerhalb hinzugefügt werden, jedoch kann dies auch durch Änderung des Widerstands Rr in dem Chip erzielt werden.

Wie aus Fig. 13 hervorgeht, sind verschiedene Arten von Widerständen Rr1 bis Rr4 innerhalb des Chips angeordnet. Wenn ein Chip mit einem Gehäuse versehen ist, oder ein nackter Chip installiert wird, wird irgendeiner der Widerstände Rr1 bis Rr4 selektiv mit Hilfe eines Schalters SW2 angeschlossen. Dies führt dazu, daß ein Einstellwert der Bezugsspannungserzeugungsvorrichtung auf einen Sollwert eingestellt werden kann. Selbst wenn die Stromversorgungssteuereinheit integriert wird, können daher mehrere Spezifikationen durch eine einzige Art des Chips abgedeckt werden. Durch variable Einstellung des Widerstands können ein vollständiger Kurzschluß und ein unvollständiger Kurzschluß getrennt detektiert werden, abhängig von der Art des Verbrauches (Scheinwerfer, Antriebsmotor und dergleichen), und zwar sicher, so daß ein Schutz gegen Kurzschlußfehler exakt erzielt werden kann.

Bei dem Schaltungsaufbau der Stromversorgungssteuereinheit gemäß der ersten, zweiten, dritten, vierten und fünften Ausführungsform und der Abänderung, die voranstehend beschrieben wurden, wird der n-Kanaltyp für die Schaltelemente verwendet, also den einen Temperatursensor aufweisenden FET QA, den FET QB, die Transistoren Q5, Q6, den Überhitzungsabschalt-FET QS und die FET Q11 bis Q54. Allerdings ist der Schaltungsaufbau der Stromversorgungssteuereinheit gemäß der vorliegenden Erfindung nicht auf diese Ausführungsform beschränkt, und kann der P-Kanaltyp verwendet werden. Allerdings ist in diesem Fall eine Änderung der Schaltung erforderlich, da das Gatepotential zur Ausführung der Ein/Ausschaltsteuerung jedes Schaltelements entgegengesetzt ist, nämlich Pegel "L"/"H".

Wie voranstehend geschildert kann gemäß der Stromversorgungssteuereinheit und dem Stromversorgungssteuerverfahren gemäß der vorliegenden Erfindung die Ladungspumpenschaltung bei der Konstruktion einer Stromversorgungsquelle mit mehreren Spannungen entfallen, und kann eine Stromversorgungssteuereinheit zur Verfügung gestellt werden, die einfachen Aufbau und hohe Verläßlichkeit aufweist.

Da die Zufuhr elektrischen Stroms zu einem Verbraucher, der eine niedrige Spannung benötigt, durch eine Umschaltschaltung durchgeführt werden kann, die eine Stromschwingungsartabschaltfunktion aufweist, kann ein Stromanomalität, beispielsweise ein seltener Kurzschluß, ein üblicher Kurzschluß und ein zu hoher Strom, durch Überwachung des Stroms detektiert werden, und kann, wenn eine Anomalität detektiert wird, die Stromversorgung abgeschaltet werden.

Darüber hinaus wird der herkömmliche Nebenschlußwiderstand unnötig, so daß Wärmeverluste der Einheit unterdrückt werden können. Ein anomaler Strom kann kontinuierlich durch eine Hardwareschaltung oder Programmierung eines Mikrocomputers oder dergleichen detektiert werden. Insbesondere wird, wenn die Ein/Ausschaltsteuerung des Halbleiterschalters aus einer Hardwareschaltung besteht, der Mikrocomputer unnötig, so daß der Installierungsraum verringert werden kann, und darüber hinaus die Herstellungskosten der Einheit wesentlich verringert werden können.

Es wird darauf hingewiesen, daß zahlreiche Abänderungen und Anpassungen der Erfindung Fachleuten auf diesem Gebiet auffallen werden, und daß derartige offensichtliche Modifikationen und Änderungen vom Umfang der beigefügten Patentansprüche umfaßt sein sollen.

Claims

1. Stromversorgungssteuereinheit, welche aufweist:
eine Stromübertragungsvorrichtung zum Liefern von Strom von einer Stromquelle (VB) an einen ersten Verbraucher (510);
eine Hilfsstromversorgungsvorrichtung (540) zur Erzeugung zumindest einer Art von Spannung, die sich von einer Spannung der Stromversorgungsquelle unterscheidet;
einen Halbleiterschalter (QA) zum Steuern einer Stromversorgung zu einem zweiten Verbraucher (520) von der Hilfsstromversorgungsvorrichtung durch Schaltsteuerung, in Abhängigkeit von einem Steuersignal, das einer Steuersignaleingangsklemme des Schalters zugeführt wird;
eine Bezugsspannungserzeugungsvorrichtung (QB, Rr) zur Erzeugung einer Bezugsspannung, die eine Spannungscharakteristik entsprechend der Spannungscharakteristik einer Spannung zwischen Klemmen des Halbleiterschalters (QA) aufweist, wenn dort ein vorbestimmter Verbraucher angeschlossen ist;
eine Detektorvorrichtung (CMP1) zum Detektieren einer Differenz zwischen einer Spannung zwischen den Klemmen des Halbleiterschalters (QA) und der Bezugsspannung;
eine Steuervorrichtung (111) zum Steuern des Ein/Ausschaltens des Halbleiterschalters in Abhängigkeit von einer Differenz zwischen der detektierten Spannung zwischen den Klemmen und der Bezugsspannung; und
eine Steuerbezugsspannungsversorgungsvorrichtung zum Liefern einer Spannung, die als Bezugsgröße für die Steuerung dient, an die Steuervorrichtung.

2. Stromversorgungssteuereinheit nach Anspruch 1, bei welcher die Bezugsspannungserzeugungsvorrichtung eine Schaltung aufweist, die parallel zum Halbleiterschalter (QA) und dem zweiten Verbraucher (520) geschaltet ist, und in welcher ein zweiter Halbleiterschalter (QB), der durch Schalten in Abhängigkeit von dem Steuersignal gesteuert wird, und ein dritter Verbraucher (Rr) in Reihe geschaltet sind, wobei die Bezugsspannungserzeugungsvorrichtung eine Spannung zwischen Klemmen des zweiten Halbleiterschalters als die Bezugsspannung erzeugt.

3. Stromversorgungssteuereinheit nach Anspruch 1, bei welcher die Spannungscharakteristik, welche die Bezugsspannung der Bezugsspannungserzeugungsvorrichtung (QB, Rr) aufweist, der Spannungscharakteristik in einem Zustand entspricht, in welchem ein Sollstrom, der den maximalen Strom im normalen Betriebsbereich darstellt, zu dem Halbleiterschalter (QA) und dem zweiten Verbraucher (520) fließt.

4. Stromversorgungssteuereinheit nach Anspruch 2, bei welcher der Halbleiterschalter (QA) und der zweite Halbleiterschalter (QB) entsprechende Eigenschaften in Bezug auf eine Transientenspannungscharakteristik einer Spannung zwischen den Klemmen zum Zeitpunkt der Änderung vom Ausschaltzustand zum Einschaltzustand aufweisen.

5. Stromversorgungssteuereinheit nach Anspruch 2, bei welcher eine Stromkapazität des zweiten Halbleiterschalters (QB) kleiner ist als die Stromkapazität des Halbleiterschalters (QA), und ein Verhältnis des Widerstandes zwischen dem zweiten Verbraucher (520) und dem dritten Verbraucher (Rr) einem Verhältnis der Stromkapazität zwischen dem Halbleiterschalter (QA) und dem zweiten Halbleiterschalter (QB) entspricht.

6. Stromversorgungssteuereinheit nach Anspruch 2, bei welcher der dritte Verbraucher (Rr) mehrere Widerstände aufweist, und ein Widerstandswert des dritten Verbrauchers dadurch geändert und eingestellt wird, daß selektiv irgendeiner unter den mehreren Widerständen angeschlossen wird.

7. Stromversorgungssteuereinheit nach Anspruch 2, die weiterhin einen einstellbaren Widerstand aufweist, der in Reihe mit dem zweiten Verbraucher geschaltet ist, oder parallel zum dritten Verbraucher geschaltet ist, wobei ein Widerstandswert des dritten Verbrauchers durch den einstellbaren Widerstand geändert und eingestellt wird.

8. Stromversorgungssteuereinheit nach Anspruch 1, bei welcher die Steuervorrichtung den Halbleiterschalter ausschaltet, wenn eine Differenz zwischen einer detektierten Spannung zwischen den Klemmen und der Bezugsspannung einen ersten Schwellenwert überschreitet, und den Halbleiterschalter einschaltet, wenn eine Differenz zwischen der detektierten Spannung zwischen den Klemmen und der Bezugsspannung unter einen zweiten Schwellenwert absinkt.

9. Stromversorgungssteuereinheit nach Anspruch 1, die weiterhin eine Überhitzungsschutzvorrichtung (QF) aufweist, um den Halbleiterschalter durch eine Ausschaltsteuerung zu schützen, wenn der Halbleiterschalter überhitzt wird.

10. Stromversorgungssteuereinheit nach Anspruch 1, bei welcher der Halbleiterschalter, die Bezugsspannungserzeugungsvorrichtung, die Detektorvorrichtung, die Steuervorrichtung und die Überhitzungsschutzvorrichtung auf demselben Chip vorgesehen sind.

11. Stromversorgungssteuereinheit nach Anspruch 1, bei welcher ein Zyklus einer Ein/Ausschaltsteuerung des Halbleiterschalters durch die Steuervorrichtung als ein Steuertakt verwendet wird.

12. Stromversorgungssteuereinheit nach Anspruch 1, die weiterhin eine Sperrvorrichtung zum Sperren der Ein/Ausschaltsteuerung des Halbleiterschalters durch die Steuervorrichtung in einem vorbestimmten Zeitraum aufweist, nachdem der Halbleiterschalter in den Einschaltzustand umgeschaltet wurde.

13. Stromversorgungssteuereinheit nach Anspruch 9, die weiterhin eine Überhitzungsabschaltbeschleunigungsvorrichtung aufweist, um die Ausschaltsteuerung durch die Überhitzungsschutzvorrichtung während der Ein/Ausschaltsteuerung des Halbleiterschalters durch die Steuervorrichtung zu beschleunigen.

14. Stromversorgungssteuereinheit nach Anspruch 1, die weiterhin eine Frequenzsteuervorrichtung aufweist, um die Ein/Ausschaltsteuerfrequenz des Halbleiterschalters durch die Steuervorrichtung zu integrieren, und dann, wenn die Steuervorrichtung eine vorbestimmte Frequenz erreicht, den Halbleiterschalter auszuschalten.

15. Stromversorgungssteuerverfahren unter Verwendung einer Stromversorgungssteuereinheit, welche aufweist:
eine Stromübertragungsvorrichtung zum Liefern eines Stroms von einer Stromquelle (VB) an einen ersten Verbraucher (510); eine Hilfsstromversorgungsvorrichtung (540) zur Erzeugung zumindest einer Art von Spannung, die sich von einer Spannung der Stromversorgungsquelle unterscheidet; und einen Halbleiterschalter (QA) zum Steuern der Stromversorgung zu einem zweiten Verbraucher (520) von der Hilfsstromversorgungsvorrichtung (540) durch Schaltsteuerung in Abhängigkeit von einem Steuersignal, das einer Steuersignaleingangsklemme des Schalters zugeführt wird, wobei das Stromversorgungssteuerverfahren umfaßt:
einen Bezugsspannungserzeugungsschritt zur Erzeugung einer Bezugsspannung, die eine Spannungscharakteristik entsprechend der Spannungscharakteristik einer Spannung zwischen Klemmen des Halbleiterschalters aufweist, wenn dort ein vorbestimmter Verbraucher angeschlossen ist;
einen Detektorschritt zum Detektieren einer Differenz zwischen einer Spannung zwischen den Klemmen des Halbleiterschalters und der Bezugsspannung;
einen Steuerschritt zur Ein/Ausschaltsteuerung des Halbleiterschalters in Abhängigkeit von einer Differenz zwischen der detektierten Spannung zwischen den Klemmen und der Bezugsspannung; und
einen Steuerbezugsspannungslieferschritt zum Liefern einer Spannung, die als Bezugsgröße für die Steuerung dient, an die Steuervorrichtung.

16. Stromversorgungssteuerverfahren nach Anspruch 15, bei welchem in dem Bezugsspannungserzeugungsschritt die Spannungscharakteristik, welche die Bezugsspannung aufweist, der Spannungscharakteristik in einem Zustand entspricht, in welchem ein Sollstrom, der den maximalen Strom im normalen Betriebsbereich darstellt, zu dem Halbleiterschalter fließt, und zum zweiten Verbraucher.

17. Stromversorgungssteuerverfahren nach Anspruch 15, bei welchem der Steuerschritt umfaßt:
einen Ausschaltsteuerschritt zum Ausschalten des Halbleiterschalters, wenn eine Differenz zwischen einer detektierten Spannung zwischen den Klemmen und der Bezugsspannung einen ersten Schwellenwert überschreitet; und
einen Einschaltsteuerschritt zum Einschalten des Halbleiterschalters, wenn die Differenz zwischen der detektierten Spannung zwischen den Klemmen und der Bezugsspannung unter einen zweiten Schwellenwert absinkt.

18. Stromversorgungssteuerverfahren nach Anspruch 15, bei welchem weiterhin ein Überhitzungsschutzschritt vorgesehen ist, um den Halbleiterschalter durch Ausschaltsteuerung zu schützen, wenn der Halbleiterschalter überhitzt wird.

19. Stromversorgungssteuerverfahren nach Anspruch 15, bei welchem weiterhin ein Sperrschritt vorgesehen ist, um die Ein/Ausschaltsteuerung des Halbleiterschalters durch den Steuerschritt in einem vorbestimmten Zeitraum zu sperren, nachdem der Halbleiterschalter in den Einschaltzustand umgeschaltet wurde.

20. Stromversorgungssteuerverfahren nach Anspruch 18, bei welchem die Ausschaltsteuerung durch den Überhitzungsschutzschritt zum Zeitpunkt der Ein/Ausschaltsteuerung des Halbleiterschalters durch den Steuerschritt beschleunigt wird.

21. Stromversorgungssteuerverfahren nach Anspruch 15, bei welchem weiterhin ein Frequenzsteuerschritt vorgesehen ist, um die Ein/Ausschaltsteuerfrequenz des Halbleiterschalters durch den Steuerschritt zu integrieren, und dann, wenn die Steuerfrequenz eine vorbestimmte Frequenz erreicht, den Halbleiterschalter auszuschalten.