JP2000299922A - 電源供給制御装置および電源供給制御方法 - Google Patents

電源供給制御装置および電源供給制御方法

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JP2000299922A
JP2000299922A JP2000010875A JP2000010875A JP2000299922A JP 2000299922 A JP2000299922 A JP 2000299922A JP 2000010875 A JP2000010875 A JP 2000010875A JP 2000010875 A JP2000010875 A JP 2000010875A JP 2000299922 A JP2000299922 A JP 2000299922A
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晃 馬場
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Abstract

(57)【要約】 【課題】 複数電圧の供給に関し、装置の熱損失を抑
え、不完全短絡発生時の異常電流に対しても高速応答を
可能とした電源供給制御装置および電源供給制御方法を
提供する 【解決手段】 ＤＣ／ＤＣコンバータ５４０およびツェ
ナダイオード５３０による安定化電源を備え、電流振動
型遮断機能付きスイッチング回路５００に給電する。電
源１０１から負荷１０２への電力供給を半導体スイッチ
ＱＡによってスイッチング制御する際に、基準電圧生成
手段により半導体スイッチＱＡに所定の負荷を接続し
て、該半導体スイッチＱＡの端子間電圧の電圧特性と等
価な電圧特性を持つ基準電圧を生成し、半導体スイッチ
ＱＡの端子間電圧と基準電圧との差を検出手段ＣＭＰ１
によって検出し、制御手段１１１により該検出された端
子間電圧と基準電圧との差に応じて半導体スイッチＱＡ
をオン／オフ制御する。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は電源供給制御装置お
よび電源供給制御方法に関し、より詳しくは、制御信号
に応じてスイッチング制御により、電源から負荷への電
力供給を制御する半導体スイッチを備えた電源供給制御
装置および電源供給制御方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来の半導体スイッチを備えた電源供給
制御装置としては、たとえば図１２に示すようなものが
ある。本従来例の電源供給制御装置は、自動車において
バッテリからの電源を選択的に各負荷に供給して、負荷
への電力供給を制御する装置である。
【０００３】同図において、本従来例の電源供給制御装
置は、電源１０１の出力電圧ＶＢをヘッドライトやパワ
ーウィンドウの駆動モータ等々の負荷１０２に供給する
経路にシャント抵抗ＲＳおよびサーマルＦＥＴＱＦのド
レインＤ−ソースＳを直列接続した構成である。また、
シャント抵抗ＲＳを流れる電流を検出してハードウェア
回路によりサーマルＦＥＴＱＦの駆動を制御するドライ
バ９０１と、ドライバ９０１でモニタした電流値に基づ
いてサーマルＦＥＴＱＦの駆動信号をオン／オフ制御す
るＡ／Ｄ変換器９０２およびマイコン（ＣＰＵ）９０３
とを備えている。
【０００４】半導体スイッチとしてのサーマルＦＥＴＱ
Ｆは、図示しない温度センサを内蔵してサーマルＦＥＴ
ＱＦが規定以上の温度まで上昇した場合には、内蔵する
ゲート遮断回路によってサーマルＦＥＴＱＦを強制的に
オフ制御する過熱遮断機能を備えている。また、図中の
ＲＧは内蔵抵抗であり、ＺＤ１はゲートＧ−ソースＳ間
を１２［Ｖ］に保ってゲートＧに過電圧が印加されよう
とした場合にこれをバイパスさせるツェナーダイオード
である。
【０００５】また、本従来例の電源供給制御装置では、
負荷１０２またはサーマルＦＥＴＱＦのドレインＤ−ソ
ースＳ間における過電流に対する保護機能をも備えてい
る。即ち、ドライバ９０１は、電流モニタ回路としての
差動増幅器９１１，９１３と、電流制限回路としての差
動増幅器９１２と、チャージポンプ回路９１５と、マイ
コン９０３からのオン／オフ制御信号および電流制限回
路からの過電流判定結果に基づき、内部抵抗ＲＧを介し
てサーマルＦＥＴＱＦのゲートＧを駆動する駆動回路９
１４を備えて構成されている。
【０００６】また、電源１０１の出力電圧ＶＢ以外の異
なった電圧を用いる場合において、たとえばＶＢが４２
Ｖであり、その他の必要な電圧が１２Ｖであった場合に
おいては、上述のチャージポンプ回路９１５を含めた電
源供給制御装置を新たに設ける必要がある。１２Ｖ用の
電源供給制御装置を備えることによりたとえば４２Ｖ以
外の１２Ｖも得ることができる。
【０００７】シャント抵抗ＲＳの電圧降下に基づき差動
増幅器９１２を介して、電流が判定値（上限）を超えた
として過電流が検出された場合には、駆動回路９１４に
よってサーマルＦＥＴＱＦをオフ動作とし、その後電流
が低下して判定値（下限）を下回ったらサーマルＦＥＴ
ＱＦをオン動作させる。
【０００８】一方、マイコン９０３は、電流モニタ回路
（差動増幅器９１１，９１３）を介して電流を常時モニ
タしており、正常値を上回る異常電流が流れていれば、
サーマルＦＥＴＱＦの駆動信号をオフすることによりサ
ーマルＦＥＴＱＦをオフ動作させる。なお、マイコン９
０３からオフ制御の駆動信号が出力される前に、サーマ
ルＦＥＴＱＦの温度が規定値を超えていれば、過熱遮断
機能によってサーマルＦＥＴＱＦはオフ動作となる。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来の電源供給制御装置にあっては、その制御にチャージ
ポンプ回路が必要であり、一般にこのチャージポンプ回
路はその回路規模が大きくなるので小型化やコストダウ
ンが難しかった。
【００１０】また、チャージポンプ回路が必要なことに
より、この電源供給制御装置全体の部品点数や回路も複
雑化してしまうので、信頼性の面でも決して満足の行く
ものではなかった。
【００１１】また、電流検出を行うために電力の供給経
路に直列接続されるシャント抵抗ＲＳを必要とした構成
であり、近年のサーマルＦＥＴＱＦのオン抵抗の低減に
伴う負荷の大電流化により、シャント抵抗の熱損失が無
視できないという問題点がある。
【００１２】また、上述の過熱遮断機能や過電流制限回
路は、負荷１０２や配線にほぼ完全な短絡状態が発生し
て大電流が流れる場合には機能するが、ある程度の短絡
抵抗を持つ不完全短絡などのレアショートが発生して小
さい短絡電流が流れた場合には機能せず、電流のモニタ
回路を介してマイコン９０３により異常電流を検出して
サーマルＦＥＴＱＦをオフ制御するしかなく、このよう
な異常電流に対するマイコン制御による応答性が悪いと
いう事情もあった。
【００１３】また、シャント抵抗ＲＳやＡ／Ｄ変換器９
０２、マイコン９０３等が必要であるため、大きな実装
スペースが必要であり、またこれらの比較的高価な部品
により装置コストが高くなってしまうという問題点もあ
る。
【００１４】本発明の目的は、上記従来の問題点や事情
を解決することにあり、チャージポンプ回路を省略で
き、かつ回路規模も簡素で信頼性の高い電源供給制御装
置を提供することであり、また、電流検出を行うために
電力の供給経路に直列接続されるシャント抵抗を不要と
して装置の熱損失を抑え、ある程度の短絡抵抗を持つ不
完全短絡などのレアショートが発生した場合の異常電流
に対しても高速応答を可能とし、集積化が容易で安価な
電源供給制御装置および電源供給制御方法を提供するこ
とにある。
【００１５】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に、本発明においては、電源から第１負荷への電力供給
を行う電力伝達手段と、前記電源の電圧とは異なった少
なくとも１種類以上の電圧を生成する副電源手段と、制
御信号入力端子へ供給される制御信号に応じてスイッチ
ング制御され前記副電源手段から第２負荷への電力供給
を制御する半導体スイッチと、前記半導体スイッチに所
定の負荷を接続した状態における該半導体スイッチの端
子間電圧の電圧特性と等価な電圧特性を持つ基準電圧を
生成する基準電圧生成手段と、前記半導体スイッチの端
子間電圧と前記基準電圧との差を検出する検出手段と、
検出された端子間電圧と基準電圧との差に応じて前記半
導体スイッチをオン／オフ制御する制御手段と前記制御
手段に制御の基準となる電圧を供給する制御基準電圧供
給手段と、を有することを特徴とする電源供給制御装置
をもって解決手段とする。
【００１６】また、前記基準電圧生成手段は、前記半導
体スイッチおよび前記第２負荷に並列接続され、前記制
御信号に応じてスイッチング制御される第２半導体スイ
ッチと第３負荷とを直列接続した回路を備え、前記第２
半導体スイッチの端子間電圧を前記基準電圧として生成
することを特徴とする請求項１に記載の電源供給制御装
置をもって解決手段とする。
【００１７】また、前記基準電圧生成手段の基準電圧が
持つ電圧特性は、前記半導体スイッチおよび前記第２負
荷に正常動作範囲での最大電流である目標電流が流れる
状態における電圧特性と等価であることを特徴とする請
求項１または２に記載の電源供給制御装置をもって解決
手段とする。
【００１８】また、前記半導体スイッチと前記第２半導
体スイッチは、オフ状態からオン状態へ遷移する際の端
子間電圧の過渡的な電圧特性について等価な特性を持つ
ことを特徴とする請求項２または３に記載の電源供給制
御装置をもって解決手段とする。
【００１９】また、前記第２半導体スイッチの電流容量
は前記半導体スイッチの電流容量よりも小さく、前記負
荷および前記第３負荷の抵抗値比は前記半導体スイッチ
および第２半導体スイッチの電流容量比と等価であるこ
とを特徴とする請求項２、３または４に記載の電源供給
制御装置をもって解決手段とする。
【００２０】また、前記第３負荷は、複数個の抵抗を備
え、前記第３負荷の抵抗値は、前記複数個の抵抗の選択
接続により可変設定されることを特徴とする請求項２、
３、４または５に記載の電源供給制御装置をもって解決
手段とする。
【００２１】また、前記第２負荷に直列接続または前記
第３負荷に並列接続された可変抵抗を有し、前記第３負
荷の抵抗値は、前記可変抵抗により可変設定されること
を特徴とする請求項２、３、４、５または６に記載の電
源供給制御装置をもって解決手段とする。
【００２２】また、前記制御手段は、検出された端子間
電圧と基準電圧との差が第１しきい値を超えたときに前
記半導体スイッチをオフ制御し、検出された端子間電圧
と基準電圧との差が第２しきい値を下回ったときに前記
半導体スイッチをオン制御することを特徴とする請求項
１、２、３、４、５、６または７に記載の電源供給制御
装置をもって解決手段とする。
【００２３】また、前記半導体スイッチが過熱した場合
に該半導体スイッチをオフ制御して保護する過熱保護手
段を有することを特徴とする請求項１、２、３、４、
５、６、７、または８に記載の電源供給制御装置をもっ
て解決手段とする。
【００２４】また、前記半導体スイッチ、前記基準電圧
生成手段、前記検出手段、前記制御手段または前記過熱
保護手段は、同一チップ上に形成されることを特徴とす
る請求項１、２、３、４、５、６、７、８または９に記
載の電源供給制御装置をもって解決手段とする。
【００２５】また、前記制御手段による前記半導体スイ
ッチのオン／オフ制御の周期を制御用クロックとして使
用することを特徴とする請求項１、２、３、４、５、
６、７、８、９または１０に記載の電源供給制御装置を
もって解決手段とする。
【００２６】また、前記半導体スイッチがオン状態とな
った後の一定期間、前記制御手段による前記半導体スイ
ッチのオン／オフ制御を禁止する禁止手段を有すること
を特徴とする請求項１、２、３、４、５、６、７、８、
９、１０または１１に記載の電源供給制御装置をもって
解決手段とする。
【００２７】また、前記制御手段による前記半導体スイ
ッチのオン／オフ制御時に、前記過熱保護手段によるオ
フ制御を速める過熱遮断促進手段を有することを特徴と
する請求項９、１０、１１または１２に記載の電源供給
制御装置をもって解決手段とする。
【００２８】また、前記制御手段による前記半導体スイ
ッチのオン／オフ制御回数を積算し、該制御回数が所定
回数に達したときに前記半導体スイッチをオフ制御する
回数制御手段を有することを特徴とする請求項１、２、
３、４、５、６、７、８、９、１０、１１、１２または
１３に記載の電源供給制御装置をもって解決手段とす
る。
【００２９】また、電源から第１負荷への電力供給を行
う電力伝達手段と、前記電源の電圧とは異なった少なく
とも１種類以上の電圧を生成する副電源手段と、制御信
号入力端子へ供給される制御信号に応じてスイッチング
制御され前記副電源手段から第２負荷への電力供給を制
御する半導体スイッチと、を備えた電源供給制御装置の
電源供給方法において、前記半導体スイッチに所定の負
荷を接続した状態における該半導体スイッチの端子間電
圧の電圧特性と等価な電圧特性を持つ基準電圧を生成す
る基準電圧生成ステップと、前記半導体スイッチの端子
間電圧と前記基準電圧との差を検出する検出ステップ
と、検出された端子間電圧と基準電圧との差に応じて前
記半導体スイッチをオン／オフ制御する制御ステップと
前記制御手段に制御の基準となる電圧を供給する制御基
準電圧供給ステップと、を有することを特徴とする電源
供給制御方法をもって解決手段とする。
【００３０】また、前記基準電圧生成ステップにおいて
前記基準電圧が持つ電圧特性は、前記半導体スイッチお
よび前記第２負荷に正常動作範囲での最大電流である目
標電流が流れる状態における電圧特性と等価であること
を特徴とする請求項１５に記載の電源供給制御方法をも
って解決手段とする。
【００３１】また、前記制御ステップは、検出された端
子間電圧と基準電圧との差が第１しきい値を超えたとき
に前記半導体スイッチをオフ制御するオフ制御ステップ
と、検出された端子間電圧と基準電圧との差が第２しき
い値を下回ったときに前記半導体スイッチをオン制御す
るオン制御ステップと、を有することを特徴とする請求
項１５または１６に記載の電源供給制御方法をもって解
決手段とする。
【００３２】また、前記半導体スイッチが過熱した場合
に該半導体スイッチをオフ制御して保護する過熱保護ス
テップを有することを特徴とする請求項１５、１６また
は１７に記載の電源供給制御方法をもって解決手段とす
る。
【００３３】また、前記半導体スイッチがオン状態とな
った後の一定期間、前記制御ステップによる前記半導体
スイッチのオン／オフ制御を禁止する禁止ステップを有
することを特徴とする請求項１５、１６、１７または１
８に記載の電源供給制御方法をもって解決手段とする。
【００３４】また、前記制御ステップによる前記半導体
スイッチのオン／オフ制御時に、前記過熱保護ステップ
によるオフ制御を速めることを特徴とする請求項１８ま
たは１９に記載の電源供給制御方法をもって解決手段と
する。
【００３５】また、前記制御ステップによる前記半導体
スイッチのオン／オフ制御回数を積算し、該制御回数が
所定回数に達したときに前記半導体スイッチをオフ制御
する回数制御ステップを有することを特徴とする請求項
１５、１６、１７、１８、１９または２０に記載の電源
供給制御方法をもって解決手段とする。
【００３６】以上のように構成された解決手段により、
電源の所定電圧を必要とする第１負荷と、副電源手段に
より得られる前記所定電圧とは異なった値の電圧を必要
とする第２負荷との両方の負荷に対して電力を供給し、
第２負荷への電力供給には電流振動型遮断機能付きスイ
ッチング回路を介して行うようにすることで、電流を監
視し、レアショートや短絡および過大電流などの電流異
常を検出できるようにし、異常検出時には電力供給を遮
断することを目的とする。
【００３７】また、副電源から第２負荷への電力供給を
半導体スイッチによってスイッチング制御する際に、基
準電圧生成手段（基準電圧生成ステップ）により半導体
スイッチに所定の負荷を接続した状態における該半導体
スイッチの端子間電圧の電圧特性と等価な電圧特性を持
つ基準電圧を生成し、半導体スイッチの端子間電圧と基
準電圧との差を検出手段（検出ステップ）によって検出
し、制御手段（制御ステップ）により該検出された端子
間電圧と基準電圧との差に応じて半導体スイッチをオン
／オフ制御することとし、また基準電圧生成手段を、第
２半導体スイッチと第３負荷とを直列接続した回路を半
導体スイッチおよび第２負荷に並列に接続して構成し、
第２半導体スイッチの端子間電圧を基準電圧として生成
して、半導体スイッチの端子間電圧と基準電圧生成手段
（基準電圧生成ステップ）によって生成された基準電圧
（正常状態）との差を検出することによって、電力供給
経路の一部を成す半導体スイッチの端子間電圧（即ち、
電力供給経路の電流）が正常状態から逸脱している程度
を判定することとし、従来のシャント抵抗を不要として
装置の熱損失を抑え、また、完全短絡による過電流のみ
ならず、ある程度の短絡抵抗を持つ不完全短絡などのレ
アショートが発生した場合の異常電流をもハードウェア
回路またはマイコン等のプログラム処理によって連続的
に検出でき、特に半導体スイッチのオン／オフ制御をハ
ードウェア回路で構成した場合はマイコンも不要である
ため、実装スペースを縮小できるとともに、装置コスト
を大幅に削減することを目的とする。
【００３８】また、第２半導体スイッチの電流容量が半
導体スイッチの電流容量よりも小さくなるように設定
し、負荷および第３負荷の抵抗値比が半導体スイッチお
よび第２半導体スイッチの電流容量比と等価となるよう
に設定することとし、第２半導体スイッチおよび第３負
荷を持つ基準電圧生成手段の回路構成を小型化でき、実
装スペースを縮小できるとともに、装置コストを削減す
ることを目的とする。
【００３９】また、第３負荷に複数個の抵抗を具備して
該複数個の抵抗を選択的に接続するか、或いは、負荷に
直列接続または第３負荷に並列接続された可変抵抗を具
備し、該可変抵抗の抵抗値を変えることにより、第３負
荷の抵抗値を等価的に可変設定して、基準電圧生成手段
の設定値（基準）を目標の仕様に設定することとするこ
とで、１種類のチップで複数の仕様をカバ−することと
し、負荷の種別に応じた完全短絡、不完全短絡の切り分
けを確実に検出することを可能として、短絡故障に対す
る保護を精度良く行うことを目的とする。
【００４０】また、半導体スイッチが過熱した場合に該
半導体スイッチをオフ制御して保護する過熱保護手段
（過熱保護ステップ）を備え、ある程度の短絡抵抗を持
つ不完全短絡が発生したとき、制御手段（制御ステッ
プ、即ちオフ制御ステップおよびオン制御ステップ）に
より、半導体スイッチのオン／オフ制御を繰り返し行っ
て電流を大きく変動させ、半導体スイッチの周期的な発
熱作用によって過熱保護手段（過熱保護ステップ）によ
る半導体スイッチの遮断を速めることとして、不完全短
絡発生時の異常電流に対して高速な応答を実現すること
を目的とする。
【００４１】また、半導体スイッチ、第２半導体スイッ
チおよび第３負荷を含む基準電圧生成手段、検出手段、
制御手段または過熱保護手段を、同一チップ上で集積化
することにより、装置の回路構成を小型化でき、実装ス
ペースを縮小できるとともに、装置コストを削減し、ま
た、同一チップ上に半導体スイッチおよび第２半導体ス
イッチを形成することにより、温度ドリフトやロット間
のバラツキによる影響を除去（削滅）することを目的と
する。
【００４２】また、制御手段による半導体スイッチのオ
ン／オフ制御の周期を制御用クロックとして使用し、制
御用クロック専用の発振回路を不要とし、また、半導体
スイッチ（ＦＥＴ）のオン／オフ制御の周期が安定して
いることから、制御クロックとして安定したクロックを
得ることを目的とする。
【００４３】また、半導体スイッチがオン状態となった
後の一定期間、制御手段（制御ステップ）による半導体
スイッチのオン／オフ制御を禁止手段（禁止ステップ）
によって禁止することとし、第２負荷立ち上げ時に突入
電流が流れる際の過電流制御を禁止して、負荷応答の遅
れを抑制することを目的とする。
【００４４】また、制御手段（制御ステップ）による半
導体スイッチのオン／オフ制御時に、過熱保護手段（過
熱保護ステップ）によるオフ制御を過熱遮断促進手段に
よって速めることとし、不完全短絡時における半導体ス
イッチの遮断を速めて高速応答を実現することを目的と
する。
【００４５】さらに、回数制御手段（回数制御ステッ
プ）により、制御手段（制御ステップ）による半導体ス
イッチのオン／オフ制御回数を積算し、該制御回数が所
定回数に達したときに半導体スイッチをオフ制御するこ
ととし、不完全短絡時でも半導体スイッチの遮断を任意
に設定した時間まで速めることで、高速応答を実現する
ことを目的とする。
【００４６】
【発明の実施の形態】以下、本発明に係る電源供給制御
装置および電源供給制御方法の実施の形態例について、
［第１の実施形態］、［第２の実施形態］、［第３の実
施形態］、［第４の実施形態］、［第５の実施形態］、
［変形例］を、順に図１乃至図１１および図１３を参照
して詳細に説明する。
【００４７】以下の説明では、電源供給制御装置および
電源供給制御方法は、例えば自動車においてバッテリか
らの電源を選択的にランプ等の各負荷に供給して、負荷
への電力供給を制御する装置に適用した実施の形態例に
ついて説明するが、本発明はこのような形態に限定され
るものではなく、電源から負荷への電力供給をスイッチ
ング制御する電源供給制御装置および電源供給制御方法
であればどのような形態であっても適用可能である。
【００４８】ここで、図１３および図１は本発明の第１
の実施形態の電源供給制御装置の回路構成図、図２は実
施形態で使用する半導体スイッチ（温度センサ内蔵ＦＥ
Ｔ）の詳細な回路構成図、図３、図４および図５は実施
形態の電源供給制御装置および電源供給制御方法が利用
する原理を説明する説明図、図６は短絡故障時および通
常動作時の実施形態の電源供給制御装置における半導体
スイッチの電流と電圧を例示する波形図、図７は本発明
の第２の実施形態の電源供給制御装置の回路構成図、図
８は本発明の第３の実施形態の電源供給制御装置の回路
構成図、図９は本発明の第４の実施形態の電源供給制御
装置の回路構成図、図１０は本発明の第５の実施形態の
電源供給制御装置の回路構成図、図１１は変形例の電源
供給制御装置における第３負荷（抵抗）の構成を説明す
る回路図である。
【００４９】［第１の実施形態］本発明の第１の実施形
態の電源供給制御装置について、まず、図１３を用いて
説明する。
【００５０】図１３に示されるのは、本発明に係る電源
供給制御装置を用いてハイサイド側（電源ＶＢと第２負
荷５１０との間）において電源供給制御を行う場合の一
例である。この図においては電源電圧ＶＢを第１負荷５
１０に供給する回路と、および電源電圧ＶＢを駆動回路
１１１とＤＣ／ＤＣコンバータ５４０とに供給する回路
とからなっている。
【００５１】近年において、自動車の電源電圧を従来の
値から更に高い値にまで引き上げる試みが行われてい
る。たとえば従来の１２Ｖの電源電圧に対して、４２Ｖ
といった高圧の電源系が採用され始めている。これは電
圧を上げることによって例えばエアコンやブロアファン
などの回転機器の運転効率を上昇させることを目的とし
ている。また、電圧を上昇することにより電流を流す量
が少なくて済むので、自動車のワイヤハーネスを従来の
ものに比べて細径のものに置き換えることができ、自動
車全体の軽量化及び省資源化が達成できる。
【００５２】また、自動車の各種制御機器に用いられて
いる電子部品などは低圧動作が前提で作られているもの
が大部分であるため、高圧化の一方でたとえば従来の１
２Ｖ系といったような低圧の電源も同時に必要とされて
いる。
【００５３】図１３に示す回路図は、上述の要求を満足
するために、電源電圧ＶＢはそのまま第１負荷５１０に
供給しており、例えば４２Ｖといったような高圧を供給
する。その一方で、本発明に係る電流振動型遮断機能付
きスイッチング回路５００を介して第２負荷５２０に対
して電源供給を行っている。この供給される電源の電圧
は例えば１２Ｖといった低圧であり、自動車の制御機器
を制御するためのコンピュータなどに供給する電源とな
る。
【００５４】この低圧を作り出すために、まず副電源手
段としてＤＣ／ＤＣコンバータ５４０を用いて、例えば
電源電圧ＶＢが４２Ｖであった場合においては１２Ｖに
まで降圧させる。このようにして作り出された１２Ｖは
温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡを介して第２負荷５２０に給
電される。なお、温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡならびに周
辺回路の説明は、後述の図１を用いて行う。
【００５５】また、一方では電源電圧ＶＢはツェナダイ
オード５３０により電圧降下され、駆動回路１１１に給
電される。この駆動回路１１１に給電されることにより
前述の温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡが制御される。なお、
電流制限抵抗５３１は駆動回路１１１側の等価抵抗値が
開放に近くなった場合の過大電流発生を防止するための
ものである。なお、ＳＷ１の開閉により駆動回路１１１
の動作／非動作が制御され、これに伴って第２負荷５２
０への給電も制御される。
【００５６】以上に述べた本発明の実施形態に係る電源
供給制御装置について、その回路及び動作制御について
以下に詳細を説明する。
【００５７】まず、図１を参照して説明すると、本実施
形態の電源供給制御装置は、電源１０１の出力電圧ＶＢ
を負荷１０２に供給する経路に、半導体スイッチとして
の温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡのドレインＤ−ソースＳを
直列接続した構成である。ここで、温度センサ内蔵ＦＥ
ＴＱＡにはＤＭＯＳ構造のＮＭＯＳ型を使用しているが
ＰＭＯＳ型でも実現可能である。
【００５８】また同図において、温度センサ内蔵ＦＥＴ
ＱＡを駆動制御する部分については、ＦＥＴＱＢ、抵抗
Ｒ１〜Ｒ１０、ツェナーダイオードＺＤ１、ダイオード
Ｄ１、コンパレータＣＭＰ１、駆動回路１１１およびス
イッチＳＷ１を備えた構成である。なお、参照符号とし
て抵抗には“Ｒ”とそれに続く数字を使用しているが、
以下の説明では参照符号として使用すると共に、それぞ
れ該抵抗の抵抗値をも表すものとする。また、図１中の
点線で囲った部分１１０ａはアナログ集積化されるチッ
プ部分を示す。
【００５９】負荷１０２は例えばヘッドライトやパワー
ウィンドウの駆動モータ等々であり、ユーザ等がスイッ
チＳＷ１をオンさせることにより機能する。駆動回路１
１１には、コレクタ側が電位ＶＰに接続されたソースト
ランジスタＱ５と、エミッタ側が接地電位（ＧＮＤ）に
接続されたシンクトランジスタＱ６とを直列接続して備
え、スイッチＳＷ１のオン／オフ切換えによる切換え信
号に基づき、ソーストランジスタＱ５およびシンクトラ
ンジスタＱ６をオン／オフ制御して、温度センサ内蔵Ｆ
ＥＴＱＡを駆動制御する信号を出力する。なお図中、Ｖ
Ｂは電源１０１の出力電圧であり、例えば４２［Ｖ］で
ある。また、ＶＰはツェナダイオード５３０からの出力
電圧被印加端子であり、例えばＶＢ＋２２［Ｖ］であ
る。
【００６０】半導体スイッチとしての温度センサ内蔵Ｆ
ＥＴＱＡは、より詳しくは図２に示すような構成を備え
ている。
【００６１】図２において、温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡ
は、内蔵抵抗ＲＧ、温度センサ１２１、ラッチ回路１２
２及び過熱遮断用ＦＥＴＱＳを備えている。なお、ＺＤ
１はゲートＧ−ソースＳ間を１２［Ｖ］に保ってゲート
Ｇに過電圧が印加されようとした場合にこれをバイパス
させるツェナーダイオードである。
【００６２】つまり、本実施形態で使用する温度センサ
内蔵ＦＥＴＱＡは、温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡが規定以
上の温度まで上昇したことが温度センサ１２１によって
検出された場合には、その旨の検出情報がラッチ回路１
２２に保持され、ゲート遮断回路としての過熱遮断用Ｆ
ＥＴＱＳがオン動作となることによって、温度センサ内
蔵ＦＥＴＱＡを強制的にオフ制御する過熱遮断機能を備
えている。
【００６３】温度センサ１２１は４個のダイオードが縦
続接続されてなり、実装上、温度センサ１２１は温度セ
ンサ内蔵ＦＥＴＱＡの近傍に配置形成されている。温度
センサ内蔵ＦＥＴＱＡの温度が上昇するにつれて温度セ
ンサ１２１の各ダイオードの抵抗値が減少するので、Ｆ
ＥＴＱ５１のゲート電位が“Ｌ”レベルとされる電位ま
で下がると、ＦＥＴＱ５１がオン状態からオフ状態に遷
移する。これにより、ＦＥＴＱ５４のゲート電位が温度
センサ内蔵ＦＥＴＱＡのゲート制御端子（Ｇ）の電位に
プルアップされ、ＦＥＴＱ５４がオフ状態からオン状態
に遷移して、ラッチ回路１２２に“１”がラッチされる
こととなる。このとき、ラッチ回路１２２の出力が
“Ｈ”レベルとなって過熱遮断用ＦＥＴＱＳがオフ状態
からオン状態に遷移するので、温度センサ内蔵ＦＥＴＱ
Ａの真のゲート（ＴＧ）の電位レベルが“Ｌ”レベルと
なって、温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡがオン状態からオフ
状態に遷移して、過熱遮断されることとなる。
【００６４】また、本実施形態の電源供給制御装置で
は、負荷１０２または温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡのドレ
インＤ−ソースＳ間において発生する短絡故障による過
電流、或いは不完全短絡故障による異常電流に対する保
護機能をも備えている。
【００６５】以下、再び図１を参照して、この保護機能
を実現する構成について説明する。
【００６６】先ず、特許請求の範囲にいう基準電圧発生
手段は、ＦＥＴ（第２半導体スイッチ）ＱＢおよび抵抗
（第３負荷）Ｒｒで構成されている。ＦＥＴＱＢのドレ
インおよびゲートはそれぞれ温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡ
のドレイン（Ｄ）および真のゲート（ＴＧ）に接続さ
れ、ＦＥＴＱＢのソース（ＳＢ）は抵抗Ｒｒの一方の端
子に接続され、抵抗Ｒｒの他の端子は接地電位（ＧＮ
Ｄ）に接続されている。このように、ＦＥＴＱＢおよび
温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡのドレイン（Ｄ）およびゲー
ト（ＴＧ）を共通化することにより同一チップ（１１０
ａ）への集積化を容易にすることができる。
【００６７】また、ＦＥＴＱＢおよび温度センサ内蔵Ｆ
ＥＴＱＡは同一プロセスで同一チップ（１１０ａ）上に
形成されたものを使用することとして、温度ドリフトや
ロット間のバラツキの影響を除去（削減）するようにし
ている。また、ＦＥＴＱＢの電流容量が温度センサ内蔵
ＦＥＴＱＡの電流容量よりも小さくなるように、それぞ
れのＦＥＴを構成する並列接続のトランジスタ数を（Ｆ
ＥＴＱＢのトランジスタ数：１個）＜（温度センサ内蔵
ＦＥＴＱＡのトランジスタ数：１０００個）となるよう
に構成している。
【００６８】さらに、抵抗Ｒｒの抵抗値は、後述のよう
に負荷１０２の抵抗値×（ＦＥＴＱＢのトランジスタ
数：１個／温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡのトランジスタ
数：１０００個）の値となるように設定される。この抵
抗Ｒｒの設定により、温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡに正常
動作の負荷電流（５［ｍＡ］）が流れたときと同じドレ
イン−ソース間電圧ＶDSをＦＥＴＱＢに発生させること
ができる。また、以上のような回路規定により、ＦＥＴ
ＱＢおよび抵抗Ｒｒで構成される基準電圧発生手段の構
成を極力小型化することができ、実装スペースを縮小し
て装置コストを低減することができる。
【００６９】可変抵抗ＲＶはチップ外部に設置され、抵
抗Ｒ２に並列に接続される。可変抵抗ＲＶの抵抗値を変
えることにより抵抗Ｒ２の抵抗値を等価的に可変設定す
る。即ち、抵抗Ｒ１、Ｒ２、ＲＶは、温度センサ内蔵Ｆ
ＥＴＱＡのドレイン−ソース間電圧ＶＤＳＡを抵抗値の
比に基づく分圧比で分圧してコンパレータＣＭＰ１に供
給する分圧手段に該当しており、該分圧比を抵抗ＲＶの
可変設定により調整する。これにより、基準電圧生成手
段の固定された設定値（基準）に対してコンパレータＣ
ＭＰ１の出力を“Ｈ”レベルから“Ｌ”レベルに切替え
るドレイン−ソース間電圧ＶＤＳのしきい値を変えるこ
とが可能となる。これにより、アナログ集積化する場合
でも１種類のチップ１１０ａで複数の仕様をカバーする
ことが可能となる。
【００７０】コンパレータＣＭＰ１は、特許請求の範囲
にいう検出手段の一部を成す。コンパレータＣＭＰ１の
“＋”入力端子には、温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡのドレ
インＤ−ソースＳ間電圧ＶDSを抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２およ
び可変抵抗ＲＶの並列抵抗（Ｒ２‖ＲＶ）とで分圧した
電圧が抵抗Ｒ５を介して供給されている。また、コンパ
レータＣＭＰ１の“−”入力端子には、ＦＥＴＱＢのソ
ース電圧ＶＳが供給されている。つまり、これら“＋”
および“−”の両入力端子に供給される電位がほぼ一致
したときに出力は有効（“Ｈ”レベル）となり、一致し
ないときに無効（“Ｌ”レベル）となる。なお、後述の
ように、コンパレータＣＭＰ１は一定のヒステリシスを
持っている。
【００７１】次に、以上説明した本実施形態の電源供給
制御装置の回路構成を踏まえて、電源供給制御方法を説
明する。具体的な動作説明を行う前に、図３、図４およ
び図５を参照して、本実施形態の電源供給制御装置およ
び電源供給制御方法が利用する原理について説明する。
ここで、図３はオフ状態からオン状態への遷移時のドレ
イン−ソース間電圧の立ち下がり特性の説明図、図４は
概念的回路図、図５は温度センサ内蔵ＦＥＴのドレイン
電流とゲート−ソース間電圧との特性を説明する説明図
である。
【００７２】半導体スイッチとして温度センサ内蔵ＦＥ
ＴＱＡを使用した場合、電源１０１から負荷１０２への
電力供給経路は、概念的に図４に示すような回路として
表される。負荷１０２には電力供給経路の配線インダク
タンスＬ０と配線抵抗Ｒ０とを含む。なお、経路または
負荷１０２において短絡故障が発生した場合にはＲ０に
は短絡抵抗も含まれることとなる。ここで短絡抵抗は、
本実施形態が適用対象としている自動車において負荷１
０２をヘッドライトと仮定した場合には、上述の完全短
絡（デッドショート）の場合に約４０［ｍΩ］以下であ
り、不完全短絡の場合は約４０〜５００［ｍΩ］であ
る。
【００７３】このような電力供給経路の一部を成す温度
センサ内蔵ＦＥＴＱＡのドレイン−ソース間電圧ＶDS
は、温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡがオフ状態からオン状態
へ遷移する際の立ち下がり電圧特性として、図３に示す
如くなる。即ち、短絡の場合、基準負荷（通常動作）の
場合、負荷１０２が抵抗１［ＫΩ］の場合についての立
ち下がり電圧特性である。このように、立ち下がり特性
は、電力供給経路および負荷の状態、即ち、経路が持つ
配線インダクタンス並びに配線抵抗および短絡抵抗に基
づく時定数に応じて変化する。
【００７４】このようなドレイン−ソース間電圧ＶDSの
特性の変化を利用して過電流検出を行う手法として、以
下で説明する手法の他に、所定タイミングで所定しきい
値との比較を行って過電流検出を行う手法が考えられる
が、所定タイミングを規定する手段および所定しきい値
との比較手段を構成するために、コンデンサや複数の抵
抗といった部品を必要とし、これらの部品がばらつくと
検出誤差となってしまうという問題がある。また、コン
デンサが必要であり、該コンデンサはチップ内に搭載で
きないことから、外付け部品が必要となり、装置コスト
のアップ要因となってしまうという問題もあった。
【００７５】図３において、温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡ
がオン状態に遷移してドレイン−ソース間電圧ＶDSが飽
和するまでの期間は、温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡはピン
チオフ領域で動作する。
【００７６】また、負荷１０２の抵抗が１［ＫΩ］のと
きのドレイン−ソース間電圧ＶDSの変化について、次の
ように考察できる。つまり、第１に、例えば、温度セン
サ内蔵ＦＥＴＱＡに日立製の「ＨＡＦ２００１］を使用
した場合、ドレイン電流ＩＤ＝１２［ｍＡ］だから、ゲ
ート−ソース間電圧ＶTGSは、ほぼしきい値電圧１．６
［Ｖ ］に維持される。第２に、駆動回路１１１による
ゲート（Ｇ）への充電は継続されるから、このまま行く
とゲート−ソース間電圧ＶTGSは上昇して行ってしまう
が、ドレイン−ソース間電圧ＶDSが低下して、ゲート−
ドレイン間の容量値ＣGDを増大させるので、ゲート−ソ
ース間電圧ＶTGSに達する電荷を吸収してしまう ことに
なる。即ち、ドレイン−ソース間電圧ＶDSはゲート−ソ
ース間電圧ＶTGS に達した電荷が電位上昇を生じさせな
いだけの容量を発生させるような速度で降下することに
なる。これにより、ゲート−ソース間電圧ＶTGSは約
１．６［Ｖ］ に維持される。
【００７７】また、負荷抵抗＝１［ＫΩ］時のドレイン
−ソース間電圧ＶDSの変化について、次のような解釈も
可能である。つまり、温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡがオン
状態に遷移した後の各経過時点で、駆動回路１１１によ
ってゲート（Ｇ）の送られる充電電荷を吸収し、真のゲ
ート（ＴＧ）の電圧ＶTGSを一定に保つうようなドレイ
ン− ソース間電圧ＶDSの値を表わしている。したがっ
て、ある経過時間の後にドレイン−ソース間電圧ＶDSが
図３の負荷抵抗＝１［ＫＧ］時の曲線より上側にあれ
ば、ゲート−ソース間電圧ＶTGSは１．６［Ｖ］よりも
高くなっていることを意味 する。なお、ドレイン−ソ
ース間電圧ＶDSは図３の負荷抵抗＝１［ＫΩ］時の曲線
より下側に来ることはない。
【００７８】さらに、図３の負荷抵抗＝１［ＫΩ］時の
曲線からの距離をΔＶDSGAPとすると、ΔＶDSGAP×ＣGD
分の電荷をゲート−ソース間電圧ＶTGSから引き去れ
ば、ゲート−ソース間電圧ＶTGSは１．６［Ｖ］になる
ことを意味する。換言すれ ば、ゲート−ソース間電圧
ＶTGSは１．６［Ｖ］からこの電荷分だけ電位が上昇 し
ていることを意味する。このことを式で示せば次式とな
る。
【００７９】 ＶTGS−１．６＝ΔＶDSGAP×ＣGD／（ＣGS×ＣGD） 即ち、ΔＶDSGAPは（ゲート−ソース間電圧ＶTGS−１．
６［Ｖ］に比例する。
【００８０】また、ゲート−ソース間電圧ＶTGSとドレ
イン電流ＩＤとの間には、図５の特性に示すように、比
例に近い１対１の関係がある。ここで、図５の特性は日
立製の「ＨＡＦ２００１」のものであり、図中のＶGSは
ここではゲート−ソース間電圧ＶTGSに相当する。した
がって、ΔＶDSGAPは図５の特性に示されるような対応
関係に基づいてドレイン電流ＩＤを表すということがで
きる。図５において、ドレイン電流ＩＤ＝１０［Ａ］近
辺の分解能は約８０［ｍＶ／Ａ］である。即ち、１
［Ａ］のドレイン電流ＩＤが８０［ｍＶ］のゲート−ソ
ース間電圧ＶTGSに対応し、±５［Ａ］のドレイン電流
ＩＤの変化に対して±０．４［Ｖ］のゲート−ソース間
電圧ＶTGSの変化が対応する。なお、この分解能は従来
例においてシャント抵抗ＲＳ＝８０［ｍΩ］相当の分解
能に相当する。
【００８１】なお、ドレイン電流ＩＤがゼロの時はゲー
トを充電する回路およびミラー容量だけでドレイン−ソ
ース間電圧ＶDSの曲線は決まるが、ドレイン電流ＩＤが
流れると、回路のインダクタンスＬｃおよび回路全体の
抵抗Ｒｃの影響を受けることになる。完全短路（デッド
ショート）のようにドレイン電流ＩＤが大きくなると、
ドレイン電流ＩＤの立ち上り勾配はインダクタンスＬｃ
及び抵抗Ｒｃでほぼ決まるので、ドレイン電流ＩＤの立
上がり勾配は一定値に収れんし、したがって、ゲート−
ソース間電圧ＶTGSの曲線も収れんすることとなる。
【００８２】図５に示される特性には温度の特異点が存
在する。日立製の「ＨＡＦ２００１」の場合、ドレイン
電流ＩＤ＝１５［Ａ］、ゲート−ソース間電圧ＶTGS＝
３．３〜３．４［Ｖ］の付近である。通常の正常負荷電
流はほぼ１５［Ａ］以下なので、特異点の下側に来るこ
とになる。この下側の領域では、同じドレイン電流ＩＤ
に対し、温度上昇に応じてゲート−ソース間電圧ＶTGS
は小さくなる。したがって、高温条件下でも誤作動が低
減されることになり有利といえる。
【００８３】また、ゲートを充電する回路が異なると、
同じ負荷電流に対してドレイン−ソース間電圧ＶDSの曲
線は変わってくる。したがって、ゲート充電電流は常に
同じ条件を保つ必要がある。なお、ゲート充電電流を減
らせばドレイン−ソース間電圧ＶDSの曲線は上方にシフ
トすることになる。この性質を利用して、同じドレイン
電流ＩＤに対してドレイン−ソース間電圧ＶDSを増大さ
せるようにすれば、過熱遮断保護機能による過熱遮断を
促進させることができる。後述の過熱遮断促進回路（過
熱遮断促進回路）はこれを利用したものである。
【００８４】次に、以上の考察を踏まえて、本実施形態
の電源供給制御装置の動作を説明する。先ず、温度セン
サ内蔵ＥＦＴＱＡおよび基準電圧生成手段（ＦＥＴＱ
Ｂ、抵抗Ｒｒ）について説明する。温度センサ内蔵ＦＥ
ＴＱＡとＦＥＴＱＢは１００：１のカレントミラー（Cu
rrent mirror）回路を構成し、両者のソース電位が等し
いときはドレイン電流ＩＤQA＝１０００×ドレイン電流
ＩＤQBとなる。
【００８５】したがって、温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡの
ドレイン電流としてＩＤQA＝５［Ａ］、ＦＥＴＱＢのド
レイン電流としてＩＤQB＝５［ｍＡ］がそれぞれ流れて
いるときは、温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡおよびＦＥＴＱ
Ｂのそれぞれのドレイン−ソース間電圧ＶDSとゲート−
ソース間電圧ＶTGSは一致する。即ち、ＶDSA ＝ＶDSB，
ＶTGSA＝ ＶTGSBとなる。ここで、ＶDSA ＝ＶDSB はそ
れぞれ温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡ、ＦＥＴＱＢのドレイ
ン−ソース間電圧であり、ＶTGSA＝ＶTGSBはそれぞれ温
度センサ内蔵ＦＥＴＱＡ、ＦＥＴＱＢのゲート−ソース
間電圧である。
【００８６】したがって、ＦＥＴＱＢが完全にオン状態
に遷移しているときは、抵抗Ｒｒの両端にほぼ電源電圧
ＶＢが印加されるから、温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡに接
続する５［Ａ］負荷に等価なＦＥＴＱＢの負荷として、
抵抗Ｒｒの抵抗値は、Ｒｒ＝１１．７［Ｖ］／１０［ｍ
Ａ］＝１．１７［ＫΩ］として決定される。
【００８７】このように、ここでは、温度センサ内蔵Ｆ
ＥＴＱＡに５［Ａ］の負荷電流が流れたときのドレイン
−ソース間電圧ＶDSの値（曲線）を基準とするが、温度
センサ内蔵ＦＥＴＱＡに対してトランジスタ数比（＝電
流容量比）の小さいＦＥＴＱＢを用いて基準電圧生成手
段を構成することにより、基準電圧生成手段をより小型
化して、小さなチップ占有面積で要求機能を実現できる
わけである。さらに、上述のように、ＦＥＴＱＢと温度
センサ内蔵ＦＥＴＱＡと同一プロセスで、同一チップ上
に構成することにより、ロット間ばらつき、温度ドリフ
トの影響を除去することができて、検出精度を大幅に改
善できる。
【００８８】次に、ピンチオフ領域における動作につい
て説明する。温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡがオン状態に遷
移すると、ドレイン電流はＩＤQAは回路抵抗で決まる最
終負荷電流値を目指して立ち上がっていく。また、温度
センサ内蔵ＦＥＴＱＡのゲート−ソース間電圧ＶTGSA
は、ドレイン電流ＩＤQAで決まる値を取り、ドレイン−
ソース間電圧ＶDSAの低下によるコンデンサ容量ＣGDの
ミラー効果でブレーキをかけられなが ら、これも立ち
上がっていく。さらに、ＦＥＴＱＢのゲート−ソース間
電圧ＶTGSBは、ドレイン電流ＩＤQB＝５［ｍＡ］（ドレ
イン電流ＩＤQA＝５［Ａ］に相当）までは、ゲート−ソ
ース間電圧ＶTGSB＝ＶTGSAで増加していくが、それ以降
はドレイン電流ＩＤQB＝５［ｍＡ］一定になるため（ピ
ンチオフ領域内で一定になる）、ゲート−ソース間電圧
ＶTGSBも一定になり、日立製の「ＨＡＦ２００１」の場
合は、約２．７［Ｖ］一定になる。
【００８９】また、温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡのゲート
−ソース間電圧ＶTGSAは、ドレイン電流ＩＤQAの増加に
応じて大きくなっていくので、ゲート−ソース間電圧は
ＶTGSB＜ＶTGSAとなる。また、ＶDSA ＝ＶTGSB＋ＶTGD
，ＶDSB ＝ＶTGSB＋ＶTGD の関係があるから、ＶDSA
−ＶDSB ＝ＶTGSA−ＶTGSBとなる。ここで、ゲート−ソ
ース間電圧の差ＶTGSA−ＶTGSBは、ドレイン電流ＩＤQA
−５［Ａ］を表わすから、ドレイン−ソース間電圧の差
ＶDSA−ＶDSBを検出することにより、ドレイン電流ＩＤ
QA−５［Ａ］を得ることができる。
【００９０】ＦＥＴＱＢのドレイン−ソース間電圧ＶDS
BはコンパレータＣＭＰ１に直接入力され、温度センサ
内蔵ＦＥＴＱＡのドレイン−ソース間電圧ＶDSAはＲ１
と抵抗Ｒ２ で分圧した値（ここでは可変抵抗ＲＶにつ
いて考慮に入れないものとする）がコンパレータＣＭＰ
１に入力される。即ち、 ＶDSA×Ｒ１／（Ｒ１＋Ｒ２）………（１） がコンパレータＣＭＰ１に入力されることになる。温度
センサ内蔵ＦＥＧＱＡがオン状態に遷移した直後は、Ｆ
ＥＴＱＢのドレイン−ソース間電圧ＶDSB＞（１）であ
るが、温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡのドレイン電流ＩＤQA
が増加するに連れて（１）は増加し、ついにはＦＥＴＱ
Ｂのドレイン−ソース間電圧ＶDSBより大きくなり、こ
の時、コンパレータＣＭＰ１の出力は“Ｈ”レベルから
“Ｌ”レベルに変化して、温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡを
オフ状態に遷移させる。
【００９１】なお、コンパレータＣＭＰ１では、ダイオ
ードＤ１と抵抗Ｒ５でヒステリシスが形成されている。
温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡがオフ状態に遷移したとき、
駆動回路１１１のシンクトランジスタＱ６によりゲート
電位は接地され、ダイオードＤ１のカソード側と温度セ
ンサ内蔵ＦＥＴＱＡのドレインＤ間の電位差は、ＶDSB
＋０．７［Ｖ］（ツェナーダイオードＺＤ１の順方向
電圧）になるので、抵抗Ｒ１→抵抗Ｒ５→ダイオードＤ
１の経路で電流が流れ、コンパレータＣＭＰ１の“＋”
入力端子の電位は、駆動回路１１１がオン制御している
ときより低下する。したがって、オフ状態に遷移したと
きより小さいドレイン−ソース間電圧の差ＶDSA−ＶDSB
まで温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡはオフ状態を維持し、そ
の後オン状態に遷移することとなる。なお、ヒステリシ
ス特性の付け方にはいろいろな方法があるが、これはそ
の一例である。
【００９２】温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡがオフ状態に遷
移するときのドレイン−ソース間電圧ＶDSAをしきい値
ＶDSAthとすると、次式が成立する。
【００９３】 ＶDSAth−ＶDSA＝Ｒ２／Ｒ１×ＶDSB（at ５［ｍＡ］）………（２） 過電流判定値は（２）式で決まることになる。なお、過
電流判定値を変更するには、チップ１１０ａ外部に接地
されている抵抗Ｒ２に並列接続の可変抵抗ＲＶを調整す
る。可変抵抗ＲＶの抵抗値を小さくすることにより過電
流判定値を下方にシフトさせることができる。
【００９４】次に、オーミック領域における動作につい
て説明する。配線が正常な状態で、温度センサ内蔵ＦＥ
ＴＱＡがオン状態に遷移すると、温度センサ内蔵ＦＥＴ
ＱＡは連続的にオン状態を維持することとなるので、ゲ
ート−ソース間電圧ＶTGSA、ＶTGSBは１０［Ｖ］近くま
で達し、温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡ，ＦＥＴＱＢともオ
ーミック領域で動作する。
【００９５】この領域ではドレイン−ソース間電圧ＶDS
とドレイン電流ＩＤの間には１対１の関係は無くなる。
日立製の「ＨＡＦ２００１」の場合、オン抵抗がドレイ
ン−ソース間電圧ＶDS＝１０［Ｖ］のとき、ＲDS（ON）
＝３０［ｍΩ］であるので、次式となる。
【００９６】 ＶDSB＝５［Ａ］×３０［ｍΩ］＝０．１５［Ｖ］ ＶDSA＝ＩＤQA×３０［ｍΩ］ ＶDSA−ＶDSB＝３０［ｍΩ］×（ＩＤQA−５［Ａ］）……（３） また、配線の短絡等でドレイン電流ＩＤQAが増加すると
式（３）の値が大きくなり、過電流判定値を超えると温
度センサ内蔵ＦＥＴＱＡをオフ状態に遷移させる。この
後は上記ピンチオフ領域の状態に移り、温度センサ内蔵
ＦＥＴＱＡはオン状態およびオフ状態への遷移を繰り返
して、最終的に過熱遮断に至る。なお、過熱遮断に至る
前に、配線が正常に復帰すれば、（間欠的短絡故障の
例）、温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡは連続的にオン状態を
維持するようになり、オーミック領域の動作に戻る。
【００９７】図６には、本実施形態の電源供給制御装置
における温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡの電流と電圧の波形
図を例示している。ここで、図６（ａ）はドレイン電流
ＩＤ（Ａ）を、図６（ｂ）ドレイン−ソース間電圧ＶDS
をそれぞれ示し、図中、は完全短絡（デッドショー
ト）の場合、は通常動作の場合、は不完全短絡の場
合である。
【００９８】完全短絡（デッドショート）が発生してい
る場合（図中）には、温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡがオ
フ状態からオン状態に遷移したとき、ドレイン電流ＩＤ
が急激に流れるが、温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡのオン状
態を継続して、温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡを過熱させ、
過熱遮断の保護機能、即ち過熱遮断用ＦＥＴＱＳのオン
状態への遷移によって温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡを過熱
遮断する。
【００９９】また、ある程度の短絡抵抗を持つ不完全短
絡が発生している場合（図中）には、上述のように温
度センサ内蔵ＦＥＴＱＡのオン／オフ制御を繰り返して
行って、ドレイン電流ＩＤを大きく変動させ、温度セン
サ内蔵ＦＥＴＱＡの周期的な発熱作用によって、過熱遮
断の保護機能、即ち過熱遮断用ＦＥＴＱＳのオン状態へ
の遷移によって温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡを過熱遮断を
速めている。
【０１００】以上説明したように、本実施形態の電源供
給制御装置および電源供給制御方法では、電流検出を行
うために電力の供給経路に直列接続される従来のような
シャント抵抗を不要とし、シャント抵抗を用いずに高精
度の過電流検出が可能であり、装置全体としての熱損失
を抑えることができ、また、完全短絡による過電流検出
のみならず、ある程度の短絡抵抗を持つ不完全短絡など
のレアショートが発生した場合の異常電流をもハードウ
ェア回路によって連続的に検出可能である。
【０１０１】また、不完全短絡の場合、温度センサ内蔵
ＦＥＴＱＡのオン／オフ制御を繰り返し行って電流を大
きく変動させ、半導体スイッチの周期的な発熱作用によ
って過熱保護機能による温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡの遮
断（オフ制御）を速めることができる。さらに、マイコ
ンを用いないハードウェア回路のみで構成して半導体ス
イッチのオン／オフ制御を行えるため、電源供給制御装
置の実装スペースを縮小でき、装置コストを大幅に削減
することができる。
【０１０２】また、本実施形態と同様に、ドレイン−ソ
ース間電圧ＶDSの特性の変化を利用するものの所定タイ
ミングで所定しきい値との比較を行って過電流検出を行
う他の手法と比較して、コンデンサや複数の抵抗といっ
た部品が不要になるので、該部品のバラツキによる検出
誤差がより低減できるとともに、チップ１１０ａに対す
る外付けコンデンサも不要であることから、実装スペー
スおよび装置コストをより削減することができる。
【０１０３】さらに、可変抵抗ＲＶの調整により、負荷
１０２の種別（ヘッドランプ、駆動モータ等）に応じた
完全短絡、不完全短絡の切り分けを確実に検出すること
が可能となり、短絡故障に対する保護を精度良く行うこ
とができる。
【０１０４】〔第２の実施形態〕次に、第２の実施形態
の電源供給制御装置および電源供給制御方法について、
図７を参照して説明する。本実施形態の電源供給制御装
置の構成は、図１の第１の実施形態の構成に対して、抵
抗Ｒ３，Ｒ４，Ｒ６，Ｒ９、ＦＥＴＱｌ，Ｑ２およびツ
ェナーダイオードＺＤ２を付加した構成である。なお、
図７中の点線で囲った部分１１０ｂはアナログ集積化さ
れるチップ部分を示す。
【０１０５】即ち、ゲート−ソース間を抵抗Ｒ９で接続
したＦＥＴＱｌのゲートに、ツェナーダイオードＺＤ２
および抵抗Ｒ６を介して温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡの真
のゲートＴＧを接続し、ＦＥＴＱｌのドレインを抵抗Ｒ
４を介してＶＢ＋５〔Ｖ］に接続し、ＦＥＴＱｌのソー
スを温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡのソースＳＡに接続して
いる。また、抵抗Ｒｌに対して並列に、抵抗Ｒ３とＦＥ
ＴＱ２のドレインとを接続した回路を接続し、ＦＥＴＱ
２のオン／オフ制御によって温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡ
のドレイン−ソース間電圧ＶDSの分圧を変えるように構
成している。
【０１０６】次に、本実施形態の電源供給制御装置の動
作を説明する。先ず、ピンチオフ領域における動作につ
いて説明する。第１の実施形態と同様に、ＦＥＴＱＢの
ドレイン−ソース間電圧ＶDSB はコンパレータＣＭＰｌ
に直接入力され、温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡのドレイン
−ソース間電圧ＶDSA は抵抗Ｒｌ，Ｒ３の並列抵抗（Ｒ
ｌ‖Ｒ３）と抵抗Ｒ２で分圧した値（ここでは可変抵抗
ＲＶについて考慮に入れないものとする）がコンパレー
タＣＭＰｌに入力される。
【０１０７】即ち、次式の値がコンパレー夕ＣＭＰｌに
入力されることになる。
【０１０８】 ＶDSA ×（Ｒ１‖Ｒ３）／（（Ｒ１‖Ｒ３）＋Ｒ２）‥‥‥（１′） 温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡがオン状態に遷移した直後
は、ＦＥＴＱＢのドレイン−ソース間電圧ＶDSB ＞
（１′）であるが、温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡのドレイ
ン電流ＩＤQAが増加するに連れて（１′）は増加し、つ
いにはＦＥＴＱＢのドレイン−ソース間電圧ＶDSB より
大きくなり、この時、コンパレータＣＭＰｌの出力は
“Ｈ”レベルから“Ｌ”レベルに変化して、温度センサ
内蔵ＦＥＴＱＡをオフ状態に遷移させる。
【０１０９】温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡがオフ状態に遷
移するときのドレイン−ソース間電圧ＶDSA をしきい値
ＶDSAth とすると、次式が成立する。
【０１１０】 ＶDSAth −ＶDSA ＝Ｒ２／（Ｒ１‖Ｒ３）×ＶDSB ……（２′） 過電流判定値は（２′）式で決まることになる。なお、
過電流判定値を変更するには、第１の実施形態と同様
に、チップ１１０ａ外部に接地されている抵抗Ｒ２に並
列接続の可変抵抗ＲＶを調整する。この調整により過電
流判定値を下方にシフトさせることができる。
【０１１１】オーミック領域における動作や図６を参照
して説明した動作等については第１の実施形態と同様で
あるので省略する。
【０１１２】次に、過電流判定値について考察する。こ
こでは、過電流判定値はピンチオフ領域、オーミック領
域とも同一の値を用いるとする。
【０１１３】先ず、ピンチオフ領域における△（ＶDSA
−ＶDSB ）／△ＩＤを求める。ＨＡＦ２００１の特性曲
線より、次式が得られる。
【０１１４】 △ＶTGSA／△ＩＤQA＝８０［ｍＶ／Ａ］ ……（４） △ＶTGSA＝△（ＶDSA −ＶDSB ）×ＣTGD ／（ＣTGS ＋ＣTGD ） ＝△（ＶDSA −ＶDSB ） ×１２００ｐＦ／（１８００ｐＦ＋１２００ｐＦ） ＝△（ＶDSA −ＶDSB ）×０．４ ……（５） 式（４），（５）より、 △（ＶDSA −ＶDSB ）／△ＩＤ＝２００［ｍＶ／Ａ〕……（６） となる。
【０１１５】また、オーミック領域における△（ＶDSA
−ＶDSB ）／△ＩＤは、式（３）より、 △（ＶDSA −ＶDSB ）／△ＩＤ＝３０［ｍＶ／Ａ〕……（７） となる。
【０１１６】式（６），（７）を比較すると、ピンチオ
フ領域ではオーミック領域より電流感度が敏感になり、
オーミック領域で適切な過電流判定値でも、ピンチオフ
領域では低すぎて引っ掛かり過ぎる恐れがある。この対
策としては、ピンチオフ領域とオーミック領域で過電流
判定値を変える方法がある。第１の実施形態の構成に対
して本実施形態で付加された回路がこの対策回路であ
る。
【０１１７】ピンチオフ領域かオーミック領域かの判定
は、ゲート−ソース間電圧ＶTGSAの大きさで行う。ドレ
イン電流ＩＤが増えるに連れてピンチオフ領域のゲート
−ソース間電圧ＶTGSAは大きくなるが、完全短絡（デッ
ドショート）の場合でも５［V］を超えることはない。
したがって、ゲート−ソース間電圧ＶTGSA＞５〔V］で
あればオーミック領域にあると判定できる。
【０１１８】温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡがオン状態に遷
移した直後は、ＦＥＴＱｌはオフ状態で、ＦＥＴＱ２は
オン状態にある。ＦＥＴＱ２をオン状態に遷移させるた
めには、電源電圧ＶＢ以上の電圧、例えばＶＢ＋５
［V］が必要となる。
【０１１９】ツェナーダイオードＺＤ２のツェナー降伏
電圧を５［V〕−１．６［V］（ＦＥＴＱｌのしきい値電
圧）に設定すれば、ゲート−ソース間電圧ＶTGSA＞５
〔V］になるとＦＥＴＱｌがオン状態に遷移し、ＦＥＴ
Ｑ２がオフ状態に遷移するので、抵抗Ｒ２に並列に入っ
ていた抵抗Ｒ３が回路的に除去されることとなる。
【０１２０】ドレイン−ソース間電圧ＶDSA の圧縮率が
小さくなるので、過電流と判定されるドレイン−ソース
間電圧の差ＶDSA −ＶDSB がより小さくなる。これによ
りオーミック領域では対策前より少ない電流値で過電流
判定されるようになる。
【０１２１】しかし、本実施形態における付加回路によ
る対策を行わなくても、実用的には問題ない可能性があ
る。つまり、ピンチオフ領域では最終負荷電流値が小さ
いときは、ピンチオフ領域内で完全に立ち上がってしま
う。即ち、ピンチオフ領域内で最終負荷電流値に達する
が、最終負荷電流値が大きい場合には、ピンチオフ領域
内ではまだ立ち上がり途上にあり、ピンチオフ領域の電
流値は、完全短絡（デッドショート）の場合でも最大４
０［Ａ］位に制限される。
【０１２２】つまり、最終負荷電流値が大きくなるに連
れて、ある一定の勾配を持った電流立ち上がり特性に収
れんし、最終負荷電流値の差ほどドレイン−ソース間電
圧ＶDSA の差がつかなくなる。この現象があるため、ピ
ンチオフ領域の電流感度が大きくても、ドレイン−ソー
ス間電圧の差ＶDSA −ＶDSB が大きくならず、基準電圧
生成回路における電流値の選択しだいで本実施形態のよ
うな付加回路による対策を用いなくても、第１の実施形
態の構成によって、実用的な過電流検出保護を行う電源
供給制御装置を実現できる。
【０１２３】本実施形態の電源供給制御装置および電源
供給制御方法では、第１の実施形態で詳述したものと同
等の効果を奏することができる。
【０１２４】ここで最後に、過電流制御の考え方につい
て整理しておく。基本構想としては次の通りである。先
ず、配線が正常なときは温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡがオ
ン状態に遷移するとオーミック領域に入り、配線が正常
である限り、オーミック領域に留まり、温度センサ内蔵
ＦＥＴＱＡはオン状態を維持し続ける。次に、配線に異
常が発生して、電流が増えドレイン−ソース間電圧の差
ＶDSA −ＶDSB が過電流判定値を超えると、温度センサ
内蔵ＦＥＴＱＡはオフ状態に遷移し、ピンチオフ領域に
入る。配線異常が続く限り、温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡ
はオン状態／オフ状態の遷移を繰り返し続けて、ピンチ
オフ領域に留まり、最終的に過熱遮断に至る。
【０１２５】上記基本構想を実現し、かつ制御を最適化
するために、過電流判定値は次の２つの条件を満足しな
ければならない。第１に、正常電流範囲では温度センサ
内蔵ＦＥＴＱＡを絶対にオフさせないことである。第２
に、オーミック領域で過電流と判定した後は、配線異常
が改善されない限り、ピンチオフ領域で温度センサ内蔵
ＦＥＴＱＡはオン状態／オフ状態への遷移を繰り返し行
い続けることである。これはオン／オフ制御の周期を安
定させるために必要である。オン／オフ制御の周期を安
定させることは制御の安定性につながるし、オン／オフ
制御の周期を用いてタイマを設定する（後述の第５の実
施形態を参照）ので、そのためにも周期の安定化は必要
である。
【０１２６】上記第１および第２の条件を満足させるた
めには、オーミック領域の過電流判定値を「正常電流最
大値＋α」の電流値（相当するＶDSA −ＶDSB ）に設定
し、ピンチオフ領域の過電流判定値を「正常電流最大値
＋β」に設定する必要がある。このときα＞βとする。
つまり、α−βがピンチオフ領域に留まらせるために必
要なオフセット量である。
【０１２７】〔第３の実施形態〕次に、第３の実施形態
の電源供給制御装置および電源供給制御方法について、
図８を参照して説明する。第２の実施形態の電源供給制
御装置における回路構成（図７）との違いは、ＦＥＴＱ
Ｂのゲートを温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡの真のゲートＴ
Ｇに接続せず、ＦＥＴＱＢのゲート抵抗としてＲ４１を
追加し、該抵抗Ｒ４１の他端を温度センサ内蔵ＦＥＴＱ
ＡのゲートＧに接続している。それ以外は第２の実施形
態の回路構成と同じである。なお、図８中の点線で囲っ
た部分１１０ｃはアナログ集積化されるチッブ部分を示
す。
【０１２８】また、抵抗Ｒ４１の抵抗値は、Ｒ４１＝１
０００×Ｒ７に設定する必要がある。例えば、Ｒ７＝１
０〔ＫΩ］とした場合にはＲ４１＝１０［ＭΩ］とな
る。非常に高い抵抗値になるので、コスト、生産性を考
慮するトランジスタ数比を１：１００位にして、Ｒ４１
＝１〔ＭΩ］位になるようにすることが望ましい。
【０１２９】なお、本実施形態の電源供給制御装置の動
作は第２の実施形態と同等であり、第１の実施形態と同
等の効果を奏する。
【０１３０】〔第４の実施形態〕次に、第４の実施形態
の電源供給制御装置および電源供給制御方法について、
図９を参照して説明する。本実施形態の電源供給制御装
置は、第１の実施形態の電源供給制御装置における回路
構成（図１）に対して、突入電流マスク回路１０５およ
び過熱促進回路１０６を付加した構成である。なお、図
９中の点線で囲った部分１１０ｄはアナログ集積化され
るチップ部分を示す。
【０１３１】負荷１０２（例えばヘッドライト）をオン
させると、安定状態の数倍から数十倍の突入電流が流れ
る。その突入電流が流れる期間は負荷１０２の種類や容
量（大きさ）によって異なり、だいたい３［msec］から
２０〔msec〕である。この突入電流が流れる期間に、上
記第１、第２または第３の実施形態で説明したような過
電流制御が行われると、負荷１０２が定常状態に至るま
でに時間を要してしまい、ライトの点灯が遅れるなどの
負荷自身の応答が悪くなる場合がある。本実施形態で
は、突入電流マスク回路１０５（特許請求の範囲にいう
禁止手段に該当する）を図１の構成に付加することによ
ってこのような問題を解消する。
【０１３２】また、上記第１，第２または第３の実施形
態では、完全短絡による過電流が検出された場合には、
すぐに過熱遮断による保護が機能して温度センサ内蔵Ｆ
ＥＴＱＡを過熱遮断（オフ制御）することが可能である
が、不完全短絡の場合には、温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡ
のオン／オフ制御を繰り返し行って、温度センサ内蔵Ｆ
ＥＴＱＡの周期的な発熱作用によって過熱遮断を機能さ
せるので、過熱遮断までの時間が相対的に長くなること
が考えられる。本実施形態では、過熱遮断促進回路（過
熱遮断促進手段）１０６によって不完全短絡の場合でも
温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡの遮断を速めるようにしてい
る。
【０１３３】図９において、突入電流マスク回路１０５
は、ＦＥＴＱ１１，Ｑ１２、ダイオードＤｌｌ、抵抗Ｒ
ｌｌ〜Ｒ１３およびコンデンサＣ１１を備えて構成され
ている。
【０１３４】次に、突入電流マスク回路１０５の動作に
ついて説明する。温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡがオン状態
に遷移すると、ゲート−ソース間電圧ＶGSA がダイオ
ードＤ１１および抵抗Ｒ１２を介してＦＥＴＱ１２のゲ
ートに供給され、また同じくゲート−ソース間電圧ＶGS
A がダイオードＤ１１および抵抗Ｒ１１を介してＦＥ
ＴＱ１１のゲートに供給される。
【０１３５】ＦＥＴＱ１２のゲートはコンデンサＣ１１
を介して温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡのソースＳＡに接続
されており、温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡがオン状態に遷
移した直後はコンデンサＣ１１が未充電であるため、Ｆ
ＥＴＱ１２のゲート電位が十分に上がらずＦＥＴＱｌ２
はオン状態に遷移できない。また、ＦＥＴＱ１１はＦＥ
ＴＱ１２がオフ状態にある間はオン状態にあり、コンパ
レータＣＭＰｌの＋端子に供給される分圧点を温度セン
サ内蔵ＦＥＴＱＡのソースＳＡに結合させる。そのた
め、コンパレータＣＭＰ１の出力は“Ｈ”レベルに保た
れて、大きな突入電流が流れても温度センサ内蔵ＦＥＴ
ＱＡはオフ状態に遷移しないことになる。
【０１３６】時間の経過により、コンデンサＣ１１は抵
抗Ｒ１２を介して充電されていき、ついにはＦＥＴＱ１
２がオン状態に遷移する。これに伴ってＦＥＴＱ１１が
オフ状態に遷移し上記マスク状態が終了して、過電流検
出制御が機能することとなる。
【０１３７】なお、抵抗Ｒ１３は温度センサ内蔵ＦＥＴ
ＱＡがオフ状態に遷移した後、コンデンサＣ１１をリセ
ットするための放電抵抗である。Ｒ１２≪Ｒ１３となる
ように設定してマスク時間に影響しないようにするのが
望ましい。また、マスク時間はＲｌ２×Ｃ１１の時定数
で決定されるので、１チップ化する場合には外付けのコ
ンデンサＣ１１の容量値を任意に変更することにより、
マスク時間の調整が可能となる。
【０１３８】次に、過熱遮断促進回路１０６は、ＦＥＴ
Ｑ２１、ダイオードＤ２１、抵抗Ｒ２１〜Ｒ２３および
コンデンサＣ２１を備えて構成されている。
【０１３９】次に、過熱遮断促進回路１０６の動作につ
いて鋭明する。過電流制御に入り、温度センサ内蔵ＦＥ
ＴＱＡのゲート電位が周期的に“Ｈ”レベルになる度に
コンデンサＣ２１は抵抗Ｒ２１および逆流阻止用ダイオ
ードＤ２１を介して充電される。ＦＥＴＱ２１のゲート
電位は最初はしきい値以下なのでオフ状態にあるが、コ
ンデンサＣ２１の充電に伴ってゲート電位が上昇すると
ＦＥＴＱ２１はオン状態に遷移する。
【０１４０】抵抗Ｒ２１を介して端子ＴＧ（温度センサ
内蔵ＦＥＴＱＡの真のゲート）から接地電位（ＧＮＤ）
に電流が流れ、端子ＴＧに蓄積される電荷量が減少す
る。このため、同じドレイン電流ＩＤに対してもドレイ
ン−ソース間電圧ＶDSA が大きくなり、温度センサ内
蔵ＦＥＴＱＡの電力消費が増大して過熱遮断が早まるこ
ととなる。なお、抵抗Ｒ２１が小さいほど過熱遮断は早
まる。また、抵抗Ｒ２３はコンデンサＣ２１の放電抵抗
であり、Ｒ２２≪Ｒ２３となるように設定するのが望ま
しい。
【０１４１】〔第５の実施形態〕次に、第５の実施形態
の電源供給制御装置および電源供給制御方法について、
図１０を参照して説明する。本実施形態の電源供給制御
装置は、第１の実施形態の電源供給制御装置における回
路構成（図１）に対して、オン／オフ回数積算回路１０
７を付加した構成である。なお、図１０中の点線で囲っ
た部分１１０ｅはアナログ集積化されるチップ部分を示
す。
【０１４２】上記第１、第２または第３の実施形態にお
いて、不完全短絡の場合に、温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡ
のオン／オフ制御を繰り返し行って、温度センサ内蔵Ｆ
ＥＴＱＡの周期的な発熱作用によって過熱遮断を機能さ
せることから、過熱遮断までの時間が相対的に長くなる
という問題点を、本実施形態では次のようにして解消す
る。即ち、温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡのオン／オフ制御
回数が所定回数に達したときにオフ制御させるオン／オ
フ回数積算回路（回数制御手段）１０７を付加すること
により、温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡの遮断を速める。
【０１４３】図１０において、オン／オフ回数積算回路
１０７は、ＦＥＴＱ３１、ダイオードＤ３１，Ｄ３２、
抵抗Ｒ３１〜Ｒ３３およびコンデンサＣ３１を備えて構
成されている。
【０１４４】次に、オン／オフ回数積算回路１０７の動
作について説明する。過電流制御に入り、温度センサ内
蔵ＦＥＴＱＡのゲート電位が周期的に“Ｈ”レベルにな
る度にコンデンサＣ３１は抵抗Ｒ３１および逆流阻止用
ダイオードＤ３１を介して充電される。ＦＥＴＱ３１の
ゲート電位は最初はしきい値以下なのでオフ状態にある
が、コンデンサＣ３１の充電に伴ってゲート電位が上昇
するとＦＥＴＱ３１はオン状態に遷移する。この時、温
度センサ１２１（４個のダイオード）のアノード側が引
き下げられるので、高温状態と同じ条件となって過熱遮
断用ＦＥＴＱＳがオン状態に遷移して、温度センサ内蔵
ＦＥＴＱＡを遮断（オフ制御）する。
【０１４５】なお、回数積算による遮断時間は約１［se
c ］程度が望ましい。また、オン／オフ回数積算回路１
０７を安定に動作させるためには、さらに、温度センサ
内蔵ＦＥＴＱＡのオン／オフ制御の周期を安定させるこ
とが必要である。本実施形態においては、負荷電流の変
化に対する温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡのドレイン−ソー
ス間電圧ＶDSA の変化はピンチオフ領域の方がオーミッ
ク領域より大きいので、温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡがオ
ン／オフ制御の間はピンチオフ領域でオフ状態に遷移す
る（ピンチオフ領域をパスしてオーミック領域でオフ状
態に遷移することはない）こととなり、したがって、温
度センサ内蔵ＦＥＴＱＡのオン／オフ制御の周期が安定
したものとなる。
【０１４６】〔変形例〕次に、名実施形態の電源供給制
御装置および電源供給制御方法の変形例について、図１
１を参照して説明する。以上の各実施形態の説明では、
基準電圧生成手段を固定（上述の説明では、５［Ａ］負
荷相当に固定）しておき、第３負荷（抵抗Ｒｒ）の変更
には過電流判定値を変化させて対応していた。即ち、使
用最大負荷に合わせて抵抗Ｒｌ，Ｒ２，Ｒ３を設定して
チップを作成し、負荷１０２が小さい場合はチップ外部
に抵抗Ｒ２に並列に可変抵抗ＲＶを追加して、過電流判
定値を下げていた。
【０１４７】この方法では次のような問題点がある。第
１に、過電流判定値が大きくなるほど制御精度は低下す
る。第２に、ピンチオフ領域とオーミック領域では過電
流判定値を変える必要がある。この場合ピンチオフ領域
の過電流判定値は、厳密にはドレイン電流ＩＤの立ち上
がり勾配に合わせて設定する必要があるが、ドレイン電
流ＩＤ立ち上がり勾配は、配線インダクタンスおよび配
線抵抗が変わると変化するので、ぴったりに設定するこ
とは難しい。
【０１４８】この対策として、基準電圧生成手段を負荷
１０２に合わせて設定することが有効である。即ち、先
ず、負荷１０２の最大電流値に相当する基準電圧生成手
段を設定する。次に、基準電圧生成手段におけるドレイ
ン−ソース間電圧ＶDS（即ち、ＦＥＴＱＢのドレイン−
ソース間電圧ＶＤSB）を、負荷駆動トランジスタ（即
ち、温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡのドレイン−ソース間電
圧ＶDSA ）が少しでも越えれば過電流値と判定する。
【０１４９】この手法では、過電流判定値をピンチオフ
領域とオーミック領域で変える必要はない。基準電圧生
成手段のドレイン−ソース間電圧ＶDSを越えたか杏かで
判定すれば良いから、検出精度はコンパレータＣＭＰｌ
の分解能だけで決まることになる。
【０１５０】また、温度ドリフト、ＩＣロット間ばらつ
き、配線インダクタンスおよび配線抵抗の影響を除去で
き、電源電圧の変動に対してもコンパレータＣＭＰｌが
正常に作動する限り影響を受けない。したがって、誤差
要素の少ない（ほとんど無い）電源供給制御装置および
電源供給制御方法を実現することができる。
【０１５１】なお、基準電圧生成手段の設定変更は、抵
抗Ｒｒに並列に外部に可変抵抗ＲＶを追加接続して行っ
てもよいが、チップ内の抵抗Ｒｒを変えることにより行
ってもよい。
【０１５２】図１１に示すように、チップ内部に数種類
の抵抗Ｒｒ１〜Ｒｒ４を並列に配置しておき、チップを
パッケージするとき、またはべアチップ実装するとき
に、抵抗Ｒｒｌ〜Ｒｒ４の中からスイッチＳＷ２により
選択接続することにより、基準電圧生成手段の設定値
（基準）を目標の仕様に設定することが可能となる。こ
れにより、電源供給制御装置を集積化する場合でも１種
類のチップで複数の仕様をカバーすることが可能とな
る。また抵抗の可変設定により、負荷の種別（ヘッドラ
ンプ、駆動モータ等）に応じた完全短絡、不完全短絡の
切り分けを確実に検出することが可能となり、短絡故障
に対する保護を精度良く行うことができる。
【０１５３】以上説明した第１、第２、第３、第４およ
び第５の実施形態並びに変形例に係る電源供給制御装置
の回路構成においては、スイッチング素子、即ち温度セ
ンサ内蔵ＦＥＴＱＡ，ＦＥＴＱＢ、トランジスタＱ５，
Ｑ６、過熱遮断用ＦＥＴＱＳおよびＦＥＴＱｌｌ〜Ｑ５
４としてｎチャネル型のものを使用したが、本発明に係
る電源供給制御装置の回路構成はこれに限定されるもの
ではなく、Ｐチャネル型のものを使用してもよい。但
し、各スイッチング素子のオン／オフ制御を行うゲート
電位が“Ｌ”／“Ｈ”レベルに逆転することに伴う回路
変更が必要となる。
【０１５４】
【発明の効果】以上説明したように、本発明の電源供給
制御装置および電源供給制御方法によれば、複数電圧の
電源設計においてチャージポンプ回路を省略でき、かつ
回路規模も簡素で信頼性の高い電源供給制御装置を提供
することができる。
【０１５５】また、電源の所定電圧を必要とする第１負
荷と、副電源手段により得られる前記所定電圧とは異な
った値の電圧を必要とする第３負荷との両方の負荷に対
して電力を供給し、第３負荷への電力供給には電流振動
型遮断機能付きスイッチング回路を介して行うようにす
ることができるので、電流を監視し、レアショートや短
絡および過大電流などの電流異常を検出でき、異常検出
時には電力供給を遮断することが実現できる。
【０１５６】また、電源から負荷への電力供給を半導体
スイッチによってスイッチング制御する際に、基準電圧
生成手段（基準電圧生成ステップ）により半導体スイッ
チに所定の負荷を接続した状態における該半導体スイッ
チの端子間電圧の電圧特性と等価な電圧特性を持つ基準
電圧を生成し、半導体スイッチの端子間電圧と基準電圧
との差を検出手段（検出ステップ）によって検出し、制
御手段（制御ステップ）により該検出された端子間電圧
と基準電圧との差に応じて半導体スイッチをオン／オフ
制御することとし、また基準電圧生成手段を、第２半導
体スイッチと第３負荷とを直列接続した回路を半導体ス
イッチおよび負荷に並列に接続して構成し、第２半導体
スイッチの端子間電圧を基準電圧として生成して、半導
体スイッチの端子間電圧と基準電圧生成手段（基準電圧
生成ステップ）によって生成された基準電圧（正常状
態）との差を検出することによって、電力供給経路の一
部を成す半導体スイッチの端子間電圧（即ち、電力供給
経路の電流）が正常状態から逸脱している程度を判定す
ることとしたので、従来のシャント抵抗を不要として装
置の熱損失を抑え、また、完全短絡による過電流のみな
らず、ある程度の短絡抵抗を持つ不完全短絡などのレア
ショートが発生した場合の異常電流をもハードウェア回
路またはマイコン等のプログラム処理によって連続的に
検出でき、特に半導体スイッチのオン／オフ制御をハー
ドウェア回路で構成した場合はマイコンも不要であるた
め、実装スペースを縮小できるとともに、装置コストを
大幅に削減することができる。
【０１５７】また、本発明によれば、第２半導体スイッ
チの電流容量が半導体スイッチの電流容量よりも小さく
なるように設定し、負荷および第３負荷の抵抗値比が半
導体スイッチおよび第２半導体スイッチの電流容量比と
等価となるように設定することとしたので、第２半導体
スイッチおよび第３負荷を持つ基準電圧生成手段の回路
構成を小型化でき、実装スペースを縮小できるととも
に、装置コストを削減できる。
【０１５８】また、本発明によれば、第３負荷に複数個
の抵抗を具備して該複数個の抵抗を選択的に接続する
か、或いは、負荷に直列接続または第３負荷に並列接続
された可変抵抗を具備し、該可変抵抗の抵抗値を変える
ことにより、第３負荷の抵抗値を等価的に可変設定し
て、基準電圧生成手段の設定値（基準）を目標の仕様に
設定することとしたので、１種類のチップで複数の仕様
をカバ−することができ、負荷の種別に応じた完全短
絡、不完全短絡の切り分けを確実に検出することが可能
となり、短絡故障に対する保護を精度良く行うことがで
きる。
【０１５９】また、本発明によれば、半導体スイッチが
過熱した場合に該半導体スイッチをオフ制御して保護す
る過熱保護手段（過熱保護ステップ）を備え、ある程度
の短絡抵抗を持つ不完全短絡が発生したとき、制御手段
（制御ステップ、即ちオフ制御ステップおよびオン制御
ステップ）により、半導体スイッチのオン／オフ制御を
繰り返し行って電流を大きく変動させ、半導体スイッチ
の周期的な発熱作用によって過熱保護手段（過熱保護ス
テップ）による半導体スイッチの遮断を速めることがで
きるので、不完全短絡発生時の異常電流に対して高速な
応答を実現できる。
【０１６０】また、本発明によれば、半導体スイッチ、
第２半導体スイッチおよび第３負荷を含む基準電圧生成
手段、検出手段、制御手段または過熱保護手段を、同一
チップ上で集積化することにより、装置の回路構成を小
型化でき、実装スペースを縮小できるとともに、装置コ
ストを削減でき、また、同一チップ上に半導体スイッチ
および第２半導体スイッチを形成することにより、温度
ドリフトやロット間のバラツキによる影響を除去（削
滅）することができる。
【０１６１】また、本発明によれば、制御手段による半
導体スイッチのオン／オフ制御の周期を制御用クロック
として使用するので、制御用クロック専用の発振回路を
不要とすることができ、また、半導体スイッチ（ＦＥ
Ｔ）のオン／オフ制御の周期が安定していることから、
制御クロックとして安定したクロックを得ることができ
る。
【０１６２】また、本発明によれば、半導体スイッチが
オン状態となった後の一定期間、制御手段（制御ステッ
プ）による半導体スイッチのオン／オフ制御を禁止手段
（禁止ステップ）によって禁止することとしたので、負
荷立ち上げ時に突入電流が流れる際の過電流制御を禁止
して、負荷応答の遅れを抑制することができる。
【０１６３】また、本発明によれば、制御手段（制御ス
テップ）による半導体スイッチのオン／オフ制御時に、
過熱保護手段（過熱保護ステップ）によるオフ制御を過
熱遮断促進手段によって速めることとしたので、不完全
短絡時における半導体スイッチの遮断を速めて高速応答
を実現できる。
【０１６４】さらに、本発明によれば、回数制御手段
（回数制御ステップ）により、制御手段（制御ステッ
プ）による半導体スイッチのオン／オフ制御回数を積算
し、該制御回数が所定回数に達したときに半導体スイッ
チをオフ制御することとしたので、不完全短絡時でも半
導体スイッチの遮断を任意に設定した時間まで速めるこ
とができ、高速応答を実現できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態の電源供給制御装置の
回路構成図である。
【図２】実施形態で使用する半導体スイッチ（温度セン
サ内蔵ＦＥＴ）の詳細な回路構成図である。
【図３】実施形態の電源供給制御装置および電源供給制
御方法が利用する原理を説明する説明図（その１）であ
り、オフ状態からオン状態への遷移時のドレイン−ソス
間電圧の立ち下がり特性の説明図である。
【図４】実施形態の電源供給制御装置および電源供給制
御方法が利用する原理を説明する説明図（その２）であ
り、概念的回路図である。
【図５】実施形態の電源供給制御装置および電源供給制
御方法が利用する原理を説明する説明図（その３）であ
り、温度センサ内蔵ＦＥＴのドレイン電流とゲート−ソ
ース間電圧との特性を説明する説明図である。
【図６】短絡故障時および通常動作時の実施形態の電源
供給制御装置における半導体スイッチの電流（ａ）と電
圧（ｂ）を例示する波形図である。
【図７】本発明の第２の実施形態の電源供給制御装置の
回路構成図である。
【図８】本発明の第３の実施形態の電源供給制御装置の
回路構成図である。
【図９】本発明の第４の実施形態の電源供給制御装置の
回路構成図である。
【図１０】本発明の第５の実施形態の電源供給制御装置
の回路構成図である。
【図１１】変形例の電源供給制御装置における第３負荷
（抵抗）の構成を説明する回路図である。
【図１２】従来の半導体スイッチを備えた電源供給制御
装置の回路構成図である。
【図１３】本発明に係る実施形態の電源供給制御装置の
回路構成図である。
【符号の説明】
１０１ 電源 １０２ 負荷 １０５ 突入電流マスク回路（禁止手段） １０６ 過熱遮断促進回路（過熱遮断促進手段） １０７ オン／オフ回数積算回路（同数制御手段） １１０ａ〜１１０ｅ チップ構成部分 １１１ 駆動回路（制御手段） ＱＡ，ＱＦ 温度センサ内蔵ＦＥＴ（半導体スイッチ） ＲＧ 内部抵抗 ＱＢ ＦＥＴ（第２半導体スイッチ） Ｒｒ，Ｒｒｌ〜Ｒｒ４ 抵抗（第３負荷） Ｑ５，Ｑ６ トランジスタ Ｑｌｌ〜Ｑ５４ ＦＥＴ ＣＭＰｌ コンパレータ（検出手段） Ｒｌ〜Ｒ５５ 拡抗 ＲＶ 可変抵抗 ＺＤｌ，ＺＤ２ ツェナーダイオード Ｄｌ〜Ｄ５１ ダイオード Ｃｌｌ〜Ｃ３１ コンデンサ １２１ 温度センサ １２２ ラッチ回路 ＱＳ 過熱遮断用ＦＥＴ ＳＷｌ，ＳＷ２ スイッチ ＶＢ 電源電圧 ＶＰ ツェナダイオード出力電圧印加端子

Claims (21)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 電源から第１負荷への電力供給を行う電
    力伝達手段と、 前記電源の電圧とは異なった少なくとも１種類以上の電
    圧を生成する副電源手段と、 制御信号入力端子へ供給される制御信号に応じてスイッ
    チング制御され前記副電源手段から第２負荷への電力供
    給を制御する半導体スイッチと、 前記半導体スイッチに所定の負荷を接続した状態におけ
    る該半導体スイッチの端子間電圧の電圧特性と等価な電
    圧特性を持つ基準電圧を生成する基準電圧生成手段と、 前記半導体スイッチの端子間電圧と前記基準電圧との差
    を検出する検出手段と、 検出された端子間電圧と基準電圧との差に応じて前記半
    導体スイッチをオン／オフ制御する制御手段と、 前記制御手段に制御の基準となる電圧を供給する制御基
    準電圧供給手段と、 を有することを特徴とする電源供給制御装置。
  2. 【請求項２】 前記基準電圧生成手段は、前記半導体ス
    イッチおよび前記第２負荷に並列接続され、前記制御信
    号に応じてスイッチング制御される第２半導体スイッチ
    と第３負荷とを直列接続した回路を備え、 前記第２半導体スイッチの端子間電圧を前記基準電圧と
    して生成することを特徴とする請求項１に記載の電源供
    給制御装置。
  3. 【請求項３】 前記基準電圧生成手段の基準電圧が持つ
    電圧特性は、前記半導体スイッチおよび前記第２負荷に
    正常動作範囲での最大電流である目標電流が流れる状態
    における電圧特性と等価であることを特徴とする請求項
    １または２に記載の電源供給制御装置。
  4. 【請求項４】 前記半導体スイッチと前記第２半導体ス
    イッチは、オフ状態からオン状態へ遷移する際の端子間
    電圧の過渡的な電圧特性について等価な特性を持つこと
    を特徴とする請求項２または３に記載の電源供給制御装
    置。
  5. 【請求項５】 前記第２半導体スイッチの電流容量は前
    記半導体スイッチの電流容量よりも小さく、前記負荷お
    よび前記第３負荷の抵抗値比は前記半導体スイッチおよ
    び第２半導体スイッチの電流容量比と等価であることを
    特徴とする請求項２、３または４に記載の電源供給制御
    装置。
  6. 【請求項６】 前記第３負荷は、複数個の抵抗を備え、 前記第３負荷の抵抗値は、前記複数個の抵抗の選択接続
    により可変設定されることを特徴とする請求項２、３、
    ４または５に記載の電源供給制御装置。
  7. 【請求項７】 前記第２負荷に直列接続または前記第３
    負荷に並列接続された可変抵抗を有し、 前記第３負荷の抵抗値は、前記可変抵抗により可変設定
    されることを特徴とする請求項２、３、４、５または６
    に記載の電源供給制御装置。
  8. 【請求項８】 前記制御手段は、検出された端子間電圧
    と基準電圧との差が第１しきい値を超えたときに前記半
    導体スイッチをオフ制御し、検出された端子間電圧と基
    準電圧との差が第２しきい値を下回ったときに前記半導
    体スイッチをオン制御することを特徴とする請求項１、
    ２、３、４、５、６または７に記載の電源供給制御装
    置。
  9. 【請求項９】 前記半導体スイッチが過熱した場合に該
    半導体スイッチをオフ制御して保護する過熱保護手段を
    有することを特徴とする請求項１、２、３、４、５、
    ６、７、または８に記載の電源供給制御装置。
  10. 【請求項１０】 前記半導体スイッチ、前記基準電圧生
    成手段、前記検出手段、前記制御手段または前記過熱保
    護手段は、同一チップ上に形成されることを特徴とする
    請求項１、２、３、４、５、６、７、８または９に記載
    の電源供給制御装置。
  11. 【請求項１１】 前記制御手段による前記半導体スイッ
    チのオン／オフ制御の周期を制御用クロックとして使用
    することを特徴とする請求項１、２、３、４、５、６、
    ７、８、９または１０に記載の電源供給制御装置。
  12. 【請求項１２】 前記半導体スイッチがオン状態となっ
    た後の一定期間、前記制御手段による前記半導体スイッ
    チのオン／オフ制御を禁止する禁止手段を有することを
    特徴とする請求項１、２、３、４、５、６、７、８、
    ９、１０または１１に記載の電源供給制御装置。
  13. 【請求項１３】 前記制御手段による前記半導体スイッ
    チのオン／オフ制御時に、前記過熱保護手段によるオフ
    制御を速める過熱遮断促進手段を有することを特徴とす
    る請求項９、１０、１１または１２に記載の電源供給制
    御装置。
  14. 【請求項１４】 前記制御手段による前記半導体スイッ
    チのオン／オフ制御回数を積算し、該制御回数が所定回
    数に達したときに前記半導体スイッチをオフ制御する回
    数制御手段を有することを特徴とする請求項１、２、
    ３、４、５、６、７、８、９、１０、１１、１２または
    １３に記載の電源供給制御装置。
  15. 【請求項１５】 電源から第１負荷への電力供給を行う
    電力伝達手段と、前記電源の電圧とは異なった少なくと
    も１種類以上の電圧を生成する副電源手段と、制御信号
    入力端子へ供給される制御信号に応じてスイッチング制
    御され前記副電源手段から第２負荷への電力供給を制御
    する半導体スイッチと、を備えた電源供給制御装置の電
    源供給方法において、 前記半導体スイッチに所定の負荷を接続した状態におけ
    る該半導体スイッチの端子間電圧の電圧特性と等価な電
    圧特性を持つ基準電圧を生成する基準電圧生成ステップ
    と、 前記半導体スイッチの端子間電圧と前記基準電圧との差
    を検出する検出ステップと、 検出された端子間電圧と基準電圧との差に応じて前記半
    導体スイッチをオン／オフ制御する制御ステップと、 前記制御手段に制御の基準となる電圧を供給する制御基
    準電圧供給ステップと、 を有することを特徴とする電源供給制御方法。
  16. 【請求項１６】 前記基準電圧生成ステップにおいて前
    記基準電圧が持つ電圧特性は、前記半導体スイッチおよ
    び前記第２負荷に正常動作範囲での最大電流である目標
    電流が流れる状態における電圧特性と等価であることを
    特徴とする請求項１５に記載の電源供給制御方法。
  17. 【請求項１７】 前記制御ステップは、 検出された端子間電圧と基準電圧との差が第１しきい値
    を超えたときに前記半導体スイッチをオフ制御するオフ
    制御ステップと、 検出された端子間電圧と基準電圧との差が第２しきい値
    を下回ったときに前記半導体スイッチをオン制御するオ
    ン制御ステップと、 を有することを特徴とする請求項１５または１６に記載
    の電源供給制御方法。
  18. 【請求項１８】 前記半導体スイッチが過熱した場合に
    該半導体スイッチをオフ制御して保護する過熱保護ステ
    ップを有することを特徴とする請求項１５、１６または
    １７に記載の電源供給制御方法。
  19. 【請求項１９】 前記半導体スイッチがオン状態となっ
    た後の一定期間、前記制御ステップによる前記半導体ス
    イッチのオン／オフ制御を禁止する禁止ステップを有す
    ることを特徴とする請求項１５、１６、１７または１８
    に記載の電源供給制御方法。
  20. 【請求項２０】 前記制御ステップによる前記半導体ス
    イッチのオン／オフ制御時に、前記過熱保護ステップに
    よるオフ制御を速めることを特徴とする請求項１８また
    は１９に記載の電源供給制御方法。
  21. 【請求項２１】 前記制御ステップによる前記半導体ス
    イッチのオン／オフ制御回数を積算し、該制御回数が所
    定回数に達したときに前記半導体スイッチをオフ制御す
    る回数制御ステップを有することを特徴とする請求項１
    ５、１６、１７、１８、１９または２０に記載の電源供
    給制御方法。
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