JP2000299926A - 電源供給制御装置および電源供給制御方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 マイコンを用いることなく、大電流負荷駆動
時のラッシュ電流による発生するノイズ及び負荷故障を
低減し、集積化が容易で安価な電源供給制御装置及び電
源供給制御方法を提供する。 【解決手段】 温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡは、ゲート端
子へ供給される制御信号に応じてスイッチング制御され
電源１０１から負荷１０２への電力供給を制御し、抵抗
Ｒｒは、負荷１０２を駆動した際に負荷１０２に流れる
電流が異常電流に上昇した後に異常電流から下降して一
定の正常電流になる場合における正常電流値と異常電流
値との間のしきい電流値を設定し、コンパレータＣＭＰ
１は、負荷１０２を駆動した際に負荷１０２に流れる電
流の値としきい電流値とを比較し、オン／オフ制御回路
１０８は、比較結果、負荷１０２に流れる電流の値がし
きい電流値を超えた場合に温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡの
オン制御及びオフ制御を交互に繰り返す。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は電源供給制御装置お
よび電源供給制御方法に関し、より詳しくは、制御信号
に応じてスイッチング制御により、電源から負荷への電
力供給を制御する半導体スイッチを備えた電源供給制御
装置および電源供給制御方法に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来の半導体スイッチを備えた電源供給
制御装置としては、例えば図１４に示すようなものがあ
る。本従来例の電源供給制御装置は、自動車においてバ
ッテリからの電源を選択的に各負荷に供給して、負荷へ
の電力供給を制御する装置である。

【０００３】同図において、本従来例の電源供給制御装
置は、電源１０１の出力電圧ＶＢをヘッドライトやパワ
ーウィンドウの駆動モータ等々の負荷１０２に供給する
経路にシャント抵抗ＲＳおよび温度センサ内蔵ＦＥＴＱ
ＦのドレインＤ−ソースＳを直列接続した構成である。
また、シャント抵抗ＲＳを流れる電流を検出してハード
ウェア回路により温度センサ内蔵ＦＥＴＱＦの駆動を制
御するドライバ９０１と、ドライバ９０１でモニタした
電流値に基づいて温度センサ内蔵ＦＥＴＱＦの駆動信号
をオン／オフ制御するＡ／Ｄ変換器９０２およびマイコ
ン（ＣＰＵ）９０３とを備えている。

【０００４】半導体スイッチとしての温度センサ内蔵Ｆ
ＥＴＱＦは、図示しない温度センサを内蔵して温度セン
サ内蔵ＦＥＴＱＦが規定以上の温度まで上昇した場合に
は、内蔵するゲート遮断回路によって温度センサ内蔵Ｆ
ＥＴＱＦを強制的にオフ制御する過熱遮断機能を備えて
いる。また、図中のＲＧは抵抗であり、ＺＤ１はゲート
Ｇ−ソースＳ間を１２［Ｖ］に保ってゲートＧに過電圧
が印加されようとした場合にこれをバイパスさせるツェ
ナーダイオードである。

【０００５】また、本従来例の電源供給制御装置では、
負荷１０２または温度センサ内蔵ＦＥＴＱＦのドレイン
Ｄ−ソースＳ間における過電流に対する保護機能をも備
えている。即ち、ドライバ９０１は、電流モニタ回路と
しての差動増幅器９１１，９１３と、電流制限回路とし
ての差動増幅器９１２と、チャージポンプ回路９１５
と、マイコン９０３からのオン／オフ制御信号および電
流制限回路からの過電流判定結果に基づき、内部抵抗Ｒ
Ｇを介して温度センサ内蔵ＦＥＴＱＦのゲートＧを駆動
する駆動回路９１４を備えて構成されている。

【０００６】シャント抵抗ＲＳの電圧降下に基づき差動
増幅器９１２を介して、電流が判定値（上限）を超えた
として過電流が検出された場合には、駆動回路９１４に
よって温度センサ内蔵ＦＥＴＱＦをオフ動作とし、その
後電流が低下して判定値（下限）を下回ったら温度セン
サ内蔵ＦＥＴＱＦをオン動作させる。

【０００７】一方、マイコン９０３は、電流モニタ回路
（差動増幅器９１１，９１３）を介して電流を常時モニ
タしており、正常値を上回る異常電流が流れていれば、
温度センサ内蔵ＦＥＴＱＦの駆動信号をオフすることに
より温度センサ内蔵ＦＥＴＱＦをオフ動作させる。な
お、マイコン９０３からオフ制御の駆動信号が出力され
る前に、温度センサ内蔵ＦＥＴＱＦの温度が規定値を超
えていれば、過熱遮断機能によって温度センサ内蔵ＦＥ
ＴＱＦはオフ動作となる。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、図１４
に示す従来の電源供給制御装置にあっては、電流検出を
行うために電力の供給経路に直列接続されるシャント抵
抗ＲＳを必要とした構成であり、近年の温度センサ内蔵
ＦＥＴＱＦのオン抵抗の低減に伴う負荷の大電流化によ
り、シャント抵抗の熱損失が無視できないという問題点
がある。

【０００９】また、上述の過熱遮断機能や過電流制限回
路は、負荷１０２や配線にほぼ完全な短絡状態が発生し
て大電流が流れる場合には機能するが、ある程度の短絡
抵抗を持つ不完全短絡などのレアショートが発生して小
さい短絡電流が流れた場合には機能せず、電流のモニタ
回路を介してマイコン９０３により異常電流を検出して
温度センサ内蔵ＦＥＴＱＦをオフ制御するしかなく、こ
のような異常電流に対するマイコン制御による応答性が
悪いという事情もあった。

【００１０】また、シャント抵抗ＲＳ、Ａ／Ｄ変換器９
０２、マイコン９０３等が必要であるため、大きな実装
スペースが必要であり、またこれらの比較的高価な部品
により装置コストが高くなってしまうという問題点もあ
る。

【００１１】さらに、ランプや駆動モータ等の負荷を駆
動する場合には、負荷駆動時に図１５に示すような正常
電流を超えて異常電流となるラッシュ電流が発生し、所
定時間経過後に正常電流に落ち着く。このラッシュ電流
は、ノイズの原因となったり、あるいは、ラッシュ電流
の電流値が大きいために負荷が故障する原因ともなって
いた。

【００１２】このため、図１６に示すように、負荷駆動
時に、マイコン９０３から一定周期のパルス信号を温度
センサ内蔵ＦＥＴＱＦゲート端子に送り、ソフトスター
トさせることで、ラッシュ電流の発生を防止していた。

【００１３】本発明の目的は、上記従来の問題点や事情
を解決することにあり、電流検出を行うために電力の供
給経路に直列接続されるシャント抵抗を不要として装置
の熱損失を抑え、マイコンを用いることなく、大電流負
荷駆動時のラッシュ電流による発生するノイズ及び負荷
故障を低減し、集積化が容易で安価な電源供給制御装置
及び電源供給制御方法を提供することにある。

【００１４】

【課題を解決するための手段】上記目的を解決するため
に、本発明の請求項１の電源供給制御装置は、制御信号
入力端子へ供給される制御信号に応じてスイッチング制
御され電源から負荷への電力供給を制御する半導体スイ
ッチと、前記負荷を駆動した際に前記負荷に流れる電流
が異常電流に上昇した後に異常電流から下降して一定の
正常電流になる場合における正常電流値と異常電流値と
の間のしきい電流値を設定する設定手段と、前記負荷を
駆動した際に前記負荷に流れる電流の値と前記設定手段
で設定されたしきい電流値とを比較する比較手段と、こ
の比較手段の比較結果、前記負荷に流れる電流の値が前
記しきい電流値を超えた場合に前記半導体スイッチのオ
ン制御及びオフ制御を交互に繰り返す制御手段とを備え
ることを特徴とする。

【００１５】請求項１の発明によれば、負荷を駆動した
際に負荷に流れる電流が異常電流に上昇した後に異常電
流から下降して一定の正常電流になる場合に、設定手段
は、正常電流値と異常電流値との間のしきい電流値を設
定し、比較手段は、負荷を駆動した際に前記負荷に流れ
る電流の値と設定手段で設定されたしきい電流値とを比
較し、制御手段は、比較手段の比較結果、負荷に流れる
電流の値がしきい電流値を超えた場合に半導体スイッチ
のオン制御及びオフ制御を交互に繰り返すため、マイコ
ンを用いることなく、大電流負荷駆動時のラッシュ電流
による発生するノイズ及び負荷故障を低減し、集積化が
容易で安価な電源供給制御装置及び電源供給制御方法を
提供することができる。

【００１６】請求項２の発明の電源供給制御装置では、
前記設定手段は、前記半導体スイッチ及び前記負荷に並
列接続され、前記制御信号に応じてスイッチング制御さ
れる第２半導体スイッチと第２負荷とを直列接続した回
路を備え、前記第２負荷は、抵抗であり、該抵抗は、前
記しきい電流値が流れるように抵抗値が設定されてなる
ことを特徴とする。

【００１７】請求項２の発明によれば、第２負荷が、抵
抗であり、該抵抗は、しきい電流値が流れるように抵抗
値が設定されてなるため、負荷駆動時にしきい電流値以
下のオンオフする負荷駆動出力を得ることができる。

【００１８】請求項３の発明の電源供給制御装置では、
前記制御手段は、前記負荷に流れる電流の値が前記しき
い電流値を下回った場合に前記半導体スイッチをオン制
御することを特徴とする。

【００１９】請求項３の発明によれば、制御手段は、負
荷に流れる電流の値がしきい電流値を下回った場合に半
導体スイッチをオン制御するため、負荷を正常電流で動
作させることができる。

【００２０】請求項４の発明の電源供給制御装置では、
前記第２負荷は、複数個の抵抗を備え、前記第２負荷の
抵抗値は、前記複数個の抵抗の選択接続により可変設定
されることを特徴とする。

【００２１】請求項４の発明によれば、第２負荷は、複
数個の抵抗を備え、第２負荷の抵抗値は、複数個の抵抗
の選択接続により可変設定されるため、目標の仕様に設
定することができる。

【００２２】請求項５の発明の電源供給制御装置では、
前記半導体スイッチが過熱した場合に該半導体スイッチ
をオフ制御して保護する過熱保護手段を有することを特
徴とする。

【００２３】請求項５の発明によれば、半導体スイッチ
が過熱した場合に該半導体スイッチをオフ制御して保護
するため、半導体スイッチの遮断を速めることができ
る。

【００２４】請求項６の発明の電源供給制御装置は、前
記半導体スイッチ、前記設定手段、前記比較手段、及び
前記制御手段は、同一チップ上に形成されることを特徴
とする。

【００２５】請求項６の発明によれば、半導体スイッ
チ、設定手段、比較手段、及び制御手段は、同一チップ
上に形成されるため、装置の回路構成を小型化でき、実
装スペースを縮小できるとともに、装置コストを削減す
ることができる。

【００２６】請求項７の発明は、制御信号入力端子へ供
給される制御信号に応じてスイッチング制御され電源か
ら負荷への電力供給を制御する半導体スイッチを備えた
電源供給制御装置の電源供給制御方法であって、前記負
荷を駆動した際に前記負荷に流れる電流が異常電流に上
昇した後に異常電流から下降して一定の正常電流になる
場合における正常電流値と異常電流値との間のしきい電
流値を設定する設定ステップと、前記負荷を駆動した際
に前記負荷に流れる電流の値と前記設定ステップで設定
されたしきい電流値とを比較する比較ステップと、この
比較ステップによる比較結果、前記負荷に流れる電流の
値が前記しきい電流値を超えた場合に前記半導体スイッ
チのオン制御及びオフ制御を交互に繰り返す制御ステッ
プとを備えることを特徴とする。

【００２７】請求項８の発明の電源供給制御方法は、前
記半導体スイッチ及び前記負荷に並列接続され、前記制
御信号に応じてスイッチング制御される第２半導体スイ
ッチと第２負荷とを直列接続した回路を用いるととも
に、前記第２負荷は、抵抗であり、該抵抗は、前記しき
い電流値が流れるように抵抗値が設定されてなることを
特徴とする。

【００２８】請求項９の発明の電源供給制御方法では、
前記制御ステップは、前記負荷に流れる電流の値が前記
しきい電流値を下回った場合に前記半導体スイッチをオ
ン制御することを特徴とする。

【００２９】請求項１０の発明の電源供給制御方法は、
複数個の抵抗を備えた前記第２負荷の抵抗値は、前記複
数個の抵抗の選択接続により可変設定されることを特徴
とする。

【００３０】請求項１１の発明の電源供給制御方法は、
前記半導体スイッチが過熱した場合に該半導体スイッチ
をオフ制御して保護する過熱保護ステップを有すること
を特徴とする。

【００３１】

【発明の実施の形態】以下、本発明に係る電源供給制御
装置及び電源供給制御方法の実施の形態例について、
［第１の実施形態］、［第２の実施形態］、［第３の実
施形態］、［第４の実施形態］、［第５の実施形態］、
［変形例］を、順に図１乃至図１３を参照して詳細に説
明する。以下の説明では、電源供給制御装置及び電源供
給制御方法は、例えば自動車においてバッテリからの電
源を選択的にランプ等の各負荷に供給して、負荷への電
力供給を制御する装置に適用した実施の形態例について
説明するが、本発明はこのような形態に限定されるもの
ではなく、電源から負荷への電力供給をスイッチング制
御する電源供給制御装置および電源供給制御方法であれ
ばどのような形態であっても適用可能である。

【００３２】ここで、図１は本発明の第１の実施形態の
電源供給制御装置の回路構成図、図２は実施形態で使用
する半導体スイッチ（温度センサ内蔵ＦＥＴ）の詳細な
回路構成図、図３、図４および図５は実施形態の電源供
給制御装置及び電源供給制御方法が利用する原理を説明
する説明図、図６は短絡故障時および通常動作時の実施
形態の電源供給制御装置における半導体スイッチの電流
と電圧を例示する波形図、図７は本発明の第２の実施形
態の電源供給制御装置の回路構成図、図８は本発明の第
３の実施形態の電源供給制御装置の回路構成図、図９は
本発明の第４の実施形態の電源供給制御装置の回路構成
図、図１０は本発明の第５の実施形態の電源供給制御装
置の回路構成図、図１１は第５の実施形態の電源供給制
御装置の大電流負荷時の電流特性を示す図である。図１
２はラッシュ電流カットを説明する図、図１３は変形例
の電源供給制御装置における第２負荷（抵抗）の構成を
説明する回路図である。

【００３３】［第１の実施形態］本発明の第１の実施形
態の電源供給制御装置について、図１を参照して説明す
ると、本実施形態の電源供給制御装置は、電源１０１の
出力電圧ＶＢを負荷１０２に供給する経路に、半導体ス
イッチとしての温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡのドレインＤ
−ソースＳを直列接続した構成である。ここで、温度セ
ンサ内蔵ＦＥＴＱＡにはＤＭＯＳ構造のＮＭＯＳ型を使
用しているがＰＭＯＳ型でも実現可能である。

【００３４】また同図において、温度センサ内蔵ＦＥＴ
ＱＡを駆動制御する部分については、リファレンスＦＥ
ＴＱＢ、抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ５，Ｒ１０，ＲＧ，Ｒｒ，
ＲＶ、ツェナーダイオードＺＤ１、ダイオードＤ１、コ
ンパレータＣＭＰ１、駆動回路１１１およびスイッチＳ
Ｗ１を備えた構成である。なお、参照符号として抵抗に
は“Ｒ”とそれに続く数字及び文字を使用しているが、
以下の説明では参照符号として使用すると共に、それぞ
れ該抵抗の抵抗値をも表すものとする。また、図１中の
点線で囲った部分である電流振動型遮断機能付きスイッ
チング回路１１０ａはアナログ集積化されるチップ部分
を示す。

【００３５】負荷１０２は例えばヘッドランプ、バック
ランプ、駆動モータ等であり、ユーザ等がスイッチＳＷ
１をオンさせることにより機能する。駆動回路１１１に
は、コレクタ側が電位ＶＰに接続されたソーストランジ
スタＱ５と、エミッタ側が接地電位（ＧＮＤ）に接続さ
れたシンクトランジスタＱ６とを直列接続して備え、ス
イッチＳＷ１のオン／オフ切換えによる切換え信号に基
づき、ソーストランジスタＱ５およびシンクトランジス
タＱ６をオン／オフ制御して、温度センサ内蔵ＦＥＴＱ
Ａを駆動制御する信号を出力する。なお図中、ＶＢは電
源１０１の出力電圧であり、例えば１２［Ｖ］である。

【００３６】半導体スイッチとしての温度センサ内蔵Ｆ
ＥＴＱＡは、より詳しくは図２に示すような構成を備え
ている。図２において、温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡは、
内蔵抵抗ＲＧ、温度センサ１２１、ラッチ回路１２２及
び過熱遮断用ＦＥＴＱＳを備えている。なお、ＺＤ１は
ゲートＧ−ソースＳＡ間を１２［Ｖ］に保ってゲートＧ
に過電圧が印加されようとした場合にこれをバイパスさ
せるツェナーダイオードである。

【００３７】つまり、本実施形態で使用する温度センサ
内蔵ＦＥＴＱＡは、温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡが規定以
上の温度まで上昇したことが温度センサ１２１によって
検出された場合には、その旨の検出情報がラッチ回路１
２２に保持され、ゲート遮断回路としての過熱遮断用Ｆ
ＥＴＱＳがオン動作となることによって、温度センサ内
蔵ＦＥＴＱＡを強制的にオフ制御する過熱遮断機能を備
えている。

【００３８】温度センサ１２１は４個のダイオードが縦
続接続されてなり、実装上、温度センサ１２１は温度セ
ンサ内蔵ＦＥＴＱＡの近傍に配置形成されている。温度
センサ内蔵ＦＥＴＱＡの温度が上昇するにつれて温度セ
ンサ１２１の各ダイオードの抵抗値が減少するので、Ｆ
ＥＴＱ５１のゲート電位が“Ｌ”レベルとされる電位ま
で下がると、ＦＥＴＱ５１がオン状態からオフ状態に遷
移する。これにより、ＦＥＴＱ５４のゲート電位が温度
センサ内蔵ＦＥＴＱＡのゲート制御端子（Ｇ）の電位に
プルアップされ、ＦＥＴＱ５４がオフ状態からオン状態
に遷移して、ラッチ回路１２２に“１”がラッチされる
こととなる。このとき、ラッチ回路１２２の出力が
“Ｈ”レベルとなって過熱遮断用ＦＥＴＱＳがオフ状態
からオン状態に遷移するので、温度センサ内蔵ＦＥＴＱ
Ａの真のゲート（ＴＧ）と温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡの
ソース（ＳＡ）が同電位になって、温度センサ内蔵ＦＥ
ＴＱＡがオン状態からオフ状態に遷移して、過熱遮断さ
れることとなる。

【００３９】また、本実施形態の電源供給制御装置で
は、負荷１０２または温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡのドレ
インＤ−ソースＳ間において発生する短絡故障による過
電流、或いは不完全短絡故障による異常電流に対する保
護機能をも備えている。以下、図１を参照して、この保
護機能を実現する構成について説明する。

【００４０】まず、基準電圧発生手段は、リファレンス
ＦＥＴ（第２半導体スイッチ）ＱＢ、抵抗Ｒｒ１、抵抗
Ｒｒ２及びコンデンサＣ１により構成されている。リフ
ァレンスＦＥＴＱＢのドレインおよびゲートはそれぞれ
温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡのドレイン（Ｄ）および真の
ゲート（ＴＧ）に接続され、リファレンスＦＥＴＱＢの
ソース（ＳＢ）は抵抗Ｒｒを介して接地電位（ＧＮＤ）
に接続されている。このように、リファレンスＦＥＴＱ
Ｂおよび温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡのドレイン（Ｄ）お
よびゲート（ＴＧ）を共通化することにより同一チップ
である電流振動型遮断機能付きスイッチング回路（１１
０ａ）への集積化を容易にすることができる。

【００４１】また、リファレンスＦＥＴＱＢおよび温度
センサ内蔵ＦＥＴＱＡは同一プロセスで同一チップ（１
１０ａ）上に形成されたものを使用している。本実施形
態における電流検出手法は、コンパレータＣＭＰ１によ
る温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡのソース電圧ＶSAと基準電
圧との差の検出によって行われることから、同一チップ
上にリファレンスＦＥＴＱＢおよび温度センサ内蔵ＦＥ
ＴＱＡを形成することにより、電流検出における同相的
誤差要因、即ち電源電圧、温度ドリフトやロット間のバ
ラツキの影響を除去（削減）することができる。さら
に、抵抗Ｒ１をチップ１１０ａの外部に設置しているの
で、基準電圧へのチップ１１０ａの温度変化の影響を受
け難くすることができ、高精度の電流検出を実現するこ
とが可能となる。

【００４２】また、リファレンスＦＥＴＱＢの電流容量
が温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡの電流容量よりも小さくな
るように、それぞれのＦＥＴを構成する並列接続のトラ
ンジスタ数の比を（リファレンスＦＥＴＱＢのトランジ
スタ数：１個）＜（温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡのトラン
ジスタ数：１０００個）となるように構成している。

【００４３】さらに、抵抗Ｒｒの抵抗値は、後述のよう
に負荷１０２の抵抗値×（温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡの
トランジスタ数：１０００個／リファレンスＦＥＴＱＢ
のトランジスタ数：１個）の値となるように設定され
る。この抵抗Ｒｒの設定により、温度センサ内蔵ＦＥＴ
ＱＡに負荷電流（５［Ａ］）が流れたときに抵抗Ｒｒに
５［ｍＡ］の電流が流れると、温度センサ内蔵ＦＥＴＱ
Ａと同じドレイン−ソース間電圧ＶDSをリファレンスＦ
ＥＴＱＢに発生させることができる。また、以上のよう
な回路規定により、リファレンスＦＥＴＱＢおよび抵抗
Ｒｒで構成される基準電圧発生手段の構成を極力小型化
することができ、実装スペースを縮小して装置コストを
低減することができる。

【００４４】可変抵抗ＲＶはチップ外部に設置され、抵
抗Ｒ２に並列に接続される。可変抵抗ＲＶの抵抗値を変
えることにより抵抗Ｒ２の抵抗値を等価的に可変設定す
る。即ち、抵抗Ｒ１，Ｒ２，ＲＶは、温度センサ内蔵Ｆ
ＥＴＱＡのドレイン−ソース間電圧ＶDSを抵抗比に基づ
く分圧比で分圧してコンパレータＣＭＰ１に供給する。
該分圧比を抵抗ＲＶの可変設定により調整する。これに
より、基準電圧生成手段の固定された設定値（基準）に
対してコンパレータＣＭＰ１の出力を“Ｈ”レベルから
“Ｌ”レベルに切り替えるドレイン−ソース間電圧ＶDS
のしきい値を変えることが可能となる。これにより、ア
ナログ集積化する場合でも１種類の電流振動遮断型素子
１１０ａで複数の仕様をカバーすることが可能となる。

【００４５】コンパレータＣＭＰ１の“＋”入力端子に
は、温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡのソース電圧ＶSAが供給
され、“−”入力端子には、リファレンスＦＥＴＱＢの
ソース電圧ＶSBが供給されている。つまり、“−”入力
端子に供給される電位より“＋”入力端子に供給される
電位が大きいときに出力は有効（“Ｈ”レベル）とな
り、“−”入力端子に供給される電位より“＋”入力端
子に供給される電位が小さいときに出力は無効（“Ｌ”
レベル）となる。

【００４６】次に、以上説明した本実施形態の電源供給
制御装置の回路構成を踏まえて、電源供給制御方法を説
明する。具体的な動作説明を行う前に、図３、図４およ
び図５を参照して、本実施形態の電源供給制御装置およ
び電源供給制御方法が利用する原理について説明する。
ここで、図３はオフ状態からオン状態への遷移時のドレ
イン−ソース間電圧の立ち下がり特性の説明図、図４は
概念的回路図、図５は温度センサ内蔵ＦＥＴのドレイン
電流とゲート−ソース間電圧との特性を説明する説明図
である。

【００４７】半導体スイッチとして温度センサ内蔵ＦＥ
ＴＱＡを使用した場合、電源１０１から負荷１０２への
電力供給経路は、概念的に図４に示すような回路として
表される。負荷１０２には電力供給経路の配線インダク
タンスＬ０と配線抵抗Ｒ０とを含む。なお、経路または
負荷１０２において短絡故障が発生した場合にはＲ０に
は短絡抵抗も含まれることとなる。ここで短絡抵抗は、
本実施形態が適用対象としている自動車において負荷１
０２をヘッドライトと仮定した場合には、上述の完全短
絡（デッドショート）の場合に約４０［ｍΩ］以下であ
り、不完全短絡の場合は約４０〜５００［ｍΩ］であ
る。

【００４８】このような電力供給経路の一部を成す温度
センサ内蔵ＦＥＴＱＡのドレイン−ソース間電圧ＶDS
は、温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡがオフ状態からオン状態
へ遷移する際の立ち下がり電圧特性として、図３に示す
如くなる。即ち、短絡の場合、基準負荷（通常動作）の
場合、負荷１０２が抵抗１［ＫΩ］の場合についての立
ち下がり電圧特性である。このように、立ち下がり特性
は、電力供給経路および負荷の状態、即ち、経路が持つ
配線インダクタンス並びに配線抵抗および短絡抵抗に基
づく時定数に応じて変化する。

【００４９】このようなドレイン−ソース間電圧ＶDSの
特性の変化を利用して過電流検出を行う手法として、以
下で説明する手法の他に、所定タイミングで所定しきい
値との比較を行って過電流検出を行う手法が考えられる
が、所定タイミングを規定する手段および所定しきい値
との比較手段を構成するために、コンデンサや複数の抵
抗といった部品を必要とし、これらの部品がばらつくと
検出誤差となってしまうという問題がある。また、コン
デンサが必要であり、該コンデンサはチップ内に搭載で
きないことから、外付け部品が必要となり、装置コスト
のアップ要因となってしまうという問題もあった。

【００５０】図３において、温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡ
がオン状態に遷移してドレイン−ソース間電圧ＶDSが飽
和するまでの期間は、温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡはピン
チオフ領域で動作する。

【００５１】また、負荷１０２の抵抗が１［ＫΩ］のと
きのドレイン−ソース間電圧ＶDSの変化について、次の
ように考察できる。つまり、第１に、例えば、温度セン
サ内蔵ＦＥＴＱＡに日立製の「ＨＡＦ２００１］を使用
した場合、電源電圧１２［Ｖ］のとき、ドレイン電流Ｉ
Ｄ＝１２［ｍＡ］だから、ゲート−ソース間電圧ＶTGS
は、ほぼしきい値電圧１．６［Ｖ ］に維持される。第
２に、駆動回路１１１によるゲート（Ｇ）への充電は継
続されるから、このまま行くとゲート−ソース間電圧Ｖ
TGSは上昇して行ってしまうが、ドレイン−ソース間電
圧ＶDSが低下して、ゲート−ドレイン間の容量ＣGDの電
荷を放電させるので、ゲート−ソース間電圧ＶTGSに達
する電荷を吸収してしまう ことになる。即ち、ドレイ
ン−ソース間電圧ＶDSはゲート−ソース間電圧ＶTGS に
達した電荷が電位上昇を生じさせないだけの電荷をゲー
ト−ドレイン間の容量ＣGDから放電させるような速度で
降下することになる。これにより、ゲート−ソース間電
圧ＶTGSは約１．６［Ｖ］ に維持される。そして、ゲー
ト−ドレイン間電圧ＶTGD の低下につられてドレイン−
ソース間電圧ＶDSも低下する。なお、この時、電荷を吸
収する要因は２つあり、第１はゲート−ドレイン間電圧
ＶTGD の低下によるゲート−ドレイン間容量ＣGDの放電
（ミラー容量）であり、第２はｎ領域の空乏層減少によ
るゲート−ドレイン間容量ＣGDの容量増大である。

【００５２】また、負荷抵抗＝１［ＫΩ］時のドレイン
−ソース間電圧ＶDSの変化について、次のような解釈も
可能である。つまり、温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡがオン
状態に遷移した後の各経過時点で、駆動回路１１１によ
ってゲート（Ｇ）の送られる充電電荷を吸収し、真のゲ
ート（ＴＧ）の電圧ＶTGSを一定に保つうようなドレイ
ン− ソース間電圧ＶDSの値を表わしている。したがっ
て、ある経過時間の後にドレイン−ソース間電圧ＶDSが
図４の負荷抵抗＝１［ＫＧ］時の曲線より上側にあれ
ば、ゲート−ソース間電圧ＶTGSは１．６［Ｖ］よりも
高くなっていることを意味する。

【００５３】さらに、同一経過時間における図３の負荷
抵抗＝１［ＫΩ］時の曲線からの距離をΔＶDSGAPとす
る と、ΔＶDSGAP×ＣGD分の電荷をゲート−ソース間電
圧ＶTGSから引き去れば、ゲート−ソース間電圧電圧ＶT
GSは１．６［Ｖ］になることを意味する。換言すれ
ば、ゲート−ソース間電圧ＶTGSは１．６［Ｖ］からこ
の電荷分だけ電位が上昇 していることを意味する。こ
のことを式で示せば次式となる。

【００５４】

【数１】 ＶTGS−１．６＝ΔＶDSGAP×２ＣGD／（ＣGS×２ＣGD） …（１） 即ち、ΔＶDSGAP は（ゲート−ソース間電圧ＶTGS −
１．６［Ｖ］）に比例する。

【００５５】また、ゲート−ソース間電圧ＶTGSとドレ
イン電流ＩＤとの間には、図５の特性に示すように、比
例に近い１対１の関係がある。ここで、図５の特性は日
立製の「ＨＡＦ２００１」のものであり、図中のＶGSは
ここではゲート−ソース間電圧ＶTGSに相当する。した
がって、ΔＶDSGAPは図６の特性に示されるような対応
関係に基づいてドレイン電流ＩＤを表すということがで
きる。図５において、ドレイン電流ＩＤ＝１０［Ａ］近
辺の分解能は約６０［ｍＶ／Ａ］である。即ち、１
［Ａ］のドレイン電流ＩＤの変化が６０［ｍＶ］のゲー
ト−ソース間電圧ＶTGSの変化に対応し、±５［Ａ］の
ドレイン電流ＩＤの変化に対して±０．３［Ｖ］のゲー
ト−ソース間電圧ＶTGSの変化が対応する。なお、この
分解能は従来例においてシャ ント抵抗ＲＳ＝６０［ｍ
Ω］相当の分解能に相当します。

【００５６】なお、ドレイン電流ＩＤがゼロの時はゲー
トを充電する回路およびミラー容量だけでドレイン−ソ
ース間電圧ＶDSの曲線は決まるが、ドレイン電流ＩＤが
流れると、回路のインダクタンスＬｃおよび回路全体の
抵抗Ｒｃの影響を受けることになる。ドレイン電流ＩＤ
が増大するに連れてドレイン−ソース間電圧ＶDSの局線
は浮き上がって行くが、完全短路（デッドショート）の
ようにドレイン電流ＩＤが大きくなると、ドレイン電流
ＩＤの立ち上り勾配はゲートを充電する回路による充電
速度で決まる一定値に収れんし、したがって、ゲート−
ソース間電圧ＶTGSの曲線も収れんすることとなる。な
お、ゲート−ドレイン間電圧ＶTGD が変化ゼロであると
きのゲート−ソース間電圧ＶTGS の曲線の立ち上がりで
決まるドレイン電流ＩＤの立ち上がり勾配が極限勾配で
ある。

【００５７】次に、再び図４に示す概念的回路図を参照
しながら、駆動回路１１１がオフ制御を行う時の温度セ
ンサ内蔵ＦＥＴＱＡにおける動作（ドレイン−ソース間
電圧ＶDSおよびドレイン電流ＩＤの力関係）について詳
細に説明する。

【００５８】駆動回路１１１のソーストランジスタＱ５
がオフ状態に遷移してシンクトランジスタＱ６がオン状
態に遷移すると、真のゲート（ＴＧ）に蓄積された電荷
は抵抗ＲＧおよびＲ８並びにシンクトランジスタＱ６を
介して放電する。

【００５９】この時、温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡがオー
ミック領域にある間は、ゲート電荷が放電し、ゲート−
ソース間電圧ＶTGS が低下してもドレイン電流ＩＤには
殆ど影響を受けない。またドレイン−ソース間電圧ＶDS
も殆ど変化しない。

【００６０】温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡがピンチオフ領
域に入ると、ゲート電荷の放電はゲート−ソース間電圧
ＶTGS を低下させてドレイン電流ＩＤを減少させようと
するが、ドレイン電流ＩＤは外部回路で決まる条件で動
作を続けようとするので、ドレイン−ソース間電圧ＶDS
が増加してゲート−ドレイン間容量ＣGDを充電すること
により、ゲートの放電電荷量をキャンセルしてドレイン
電流ＩＤへの影響を無くす働きをする。なお、ドレイン
−ソース間電圧ＶDSが変化できる範囲でこのうようなカ
バー動作が続くことになる。また、この現象は、ドレイ
ン電流ＩＤを変化させる力とドレイン−ソース間電圧Ｖ
DSを変化させる力の大小関係から生じるものであり、ド
レイン電流ＩＤを変化させる力に比べてドレイン−ソー
ス間電圧ＶDSを変化させる力が圧倒的に弱いことによる
ものである。

【００６１】ドレイン電流ＩＤの増加過程で駆動回路１
１１がオフ制御を行うようになっても、同様に、ドレイ
ン電流ＩＤはドレイン−ソース間電圧ＶDSが変化（増
加）できる間は、該ドレイン−ソース間電圧ＶDSの変化
によってカバーされ、ドレイン電流ＩＤは増加し続け
る。ドレイン−ソース間電圧ＶDSが増加できなくなった
時点で、ドレイン電流ＩＤはゲート電荷の放電のみで決
まる電位（ゲート−ソース間電圧ＶTGS ）に従って減少
する。すなわち、駆動回路１１１がオフ制御を行うよう
になっても、ドレイン電流ＩＤはドレイン−ソース間電
圧ＶDSの変化が終わるまではあまり影響を受けないこと
になる。以上のメカニズムが温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡ
のオン／オフ動作の根源になっている。

【００６２】最後に、ゲートを充電する回路が異なる
と、同じ負荷電流に対してドレイン−ソース間電圧ＶDS
の曲線は変わってくる。したがって、ゲート充電電流は
常に同じ条件を保つ必要がある。なお、ゲート充電電流
を減らせばドレイン−ソース間電圧ＶDSの曲線は上方に
シフトすることになる。この性質を利用して、同じドレ
イン電流ＩＤに対してドレイン−ソース間電圧ＶDSを増
大させるようにすれば、過熱遮断保護機能による過熱遮
断を促進させることができる。後述の過熱遮断促進回路
（過熱遮断促進回路）はこれを利用したものである。

【００６３】次に、以上の考察を踏まえて、本実施形態
の電源供給制御装置の動作を説明する。先ず、温度セン
サ内蔵ＥＦＴＱＡおよび基準電圧の生成（リファレンス
ＦＥＴＱＢ、抵抗Ｒ１）について説明する。温度センサ
内蔵ＦＥＴＱＡおよびリファレンスＦＥＴＱＢは１００
０：１のカレントミラー（Current mirror）回路を構成
し、両者のソース電位が等しいときは、

【数２】 ドレイン電流ＩＤQA＝１０００×ドレイン電流ＩＤQB …（２） となる。

【００６４】したがって、温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡの
ドレイン電流としてＩＤQA＝５［Ａ］、リファレンスＦ
ＥＴＱＢのドレイン電流としてＩＤQB＝５［ｍＡ］がそ
れぞれ流れているときは、温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡお
よびリファレンスＦＥＴＱＢのそれぞれのドレイン−ソ
ース間電圧ＶDSとゲート−ソース間電圧ＶTGS は一致す
る。即ち、

【数３】 ＶDSA ＝ＶDSB ，ＶTGSA＝ＶTGSB …（３） となる。

【００６５】ここで、ＶDSA ＝ＶDSB はそれぞれ温度セ
ンサ内蔵ＦＥＴＱＡ、リファレンスＦＥＴＱＢのドレイ
ン−ソース間電圧であり、ＶTGSA＝ＶTGSBはそれぞれ温
度センサ内蔵ＦＥＴＱＡ、リファレンスＦＥＴＱＢのゲ
ート−ソース間電圧である。

【００６６】したがって、リファレンスＦＥＴＱＢが完
全にオン状態に遷移しているときは、抵抗Ｒ１の両端に
ほぼ電源電圧ＶＢが印加されるから、温度センサ内蔵Ｆ
ＥＴＱＡに接続する５［Ａ］負荷に等価なリファレンス
ＦＥＴＱＢの負荷として、抵抗Ｒ１の抵抗値は、

【数４】 Ｒ１＝１２［Ｖ］／５［ｍＡ］＝１．４［ＫΩ］ …（４） として決定される。

【００６７】このように、ここでは、温度センサ内蔵Ｆ
ＥＴＱＡに５［Ａ］の負荷電流が流れたときのドレイン
−ソース間電圧ＶDSの値（曲線）を基準とするが、温度
センサ内蔵ＦＥＴＱＡに対してトランジスタ数比（＝電
流容量比）の小さいリファレンスＦＥＴＱＢを用いて基
準電圧を生成することにより、基準電圧を生成するため
の回路構成をより小型化して、小さなチップ占有面積で
要求機能を実現できるわけである。さらに、上述のよう
に、リファレンスＦＥＴＱＢと温度センサ内蔵ＦＥＴＱ
Ａと同一プロセスで、同一チップ上に構成することによ
り、ロット間ばらつき、温度ドリフトの影響を除去する
ことができて、検出精度を大幅に改善できる。

【００６８】次に、ピンチオフ領域における動作につい
て説明する。温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡがオフ状態から
オン状態になると、ドレイン電流はＩＤQAは回路抵抗で
決まる最終負荷電流値を目指して立ち上がっていく。ま
た、温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡのゲート−ソース間電圧
ＶTGSAは、ドレイン電流ＩＤQAで決まる値を取り、ドレ
イン−ソース間電圧ＶDSA の低下によるコンデンサ容量
ＣGDのミラー効果でブレーキをかけられながら、これも
立ち上がっていく。さらに、リファレンスＦＥＴＱＢの
ゲート−ソース間電圧ＶTGSBは、リファレンスＦＥＴＱ
Ｂが抵抗Ｒ１＝１．４［ＫΩ］を負荷とするソースフォ
ロアとして動作することにより決まる。

【００６９】また、温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡのゲート
−ソース間電圧ＶTGSAは、ドレイン電流ＩＤQAの増加に
応じて大きくなっていくので、ゲート−ソース間電圧は
ＶTGSB＜ＶTGSAとなる。また、

【数５】 ＶDSA ＝ＶTGSB＋ＶTGD ，ＶDSB ＝ＶTGSB＋ＶTGD …（５） の関係があるから、

【数６】 ＶDSA −ＶDSB ＝ＶTGSA−ＶTGSB …（６） となる。

【００７０】ここで、ゲート−ソース間電圧の差ＶTGSA
−ＶTGSBは、ドレイン電流ＩＤQA−ＩＤQBを表わすか
ら、ＶTGSA−ＶTGSBを検出することにより、ＩＤQAと基
準電圧発生手段を流れる電流ＩＤQBは、ＶDSB が小さく
なるにつれて（このときはＶDSAも小さくなっている）I
ＤQA＝５［Ａ］に相当する５［ｍＡ］に近づく。

【００７１】リファレンスＦＥＴＱＢのドレイン−ソー
ス間電圧ＶDSBは コンパレータＣＭＰ１に直接入力さ
れ、温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡのドレイン−ソース間電
圧ＶDSA もコンパレータＣＭＰ１に直接入力される。温
度センサ内蔵ＦＥＴＱＡがオン状態に遷移した直後は、
リファレンスＦＥＴＱＢのドレイン−ソース間電圧ＶDS
B ＞温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡのドレイン−ソース間電
圧ＶDSA であるが、温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡのドレイ
ン電流ＩＤQAが増加するに連れて温度センサ内蔵ＦＥＴ
ＱＡのドレイン−ソース間電圧ＶDSA は増加し、ついに
はリファレンスＦＥＴＱＢのドレイン−ソース間電圧Ｖ
DSB より大きくなり、この時、コンパレータＣＭＰ１の
出力は“Ｈ”レベルから“Ｌ”レベルに変化して、温度
センサ内蔵ＦＥＴＱＡをオフ状態に遷移させる。

【００７２】温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡがオフ状態に遷
移するときのドレイン−ソース間電圧ＶDSA をしきい値
ＶDSAth とすると、次式が成立する。

【００７３】

【数７】 ＶDSAth −ＶDSA ＝ＶDSB （at ５［ｍＡ］） …（７） 過電流判定値は（７）式で決まることになる。

【００７４】次に、オーミック領域における動作につい
て説明する。配線が正常な状態で、温度センサ内蔵ＦＥ
ＴＱＡがオン状態に遷移すると、温度センサ内蔵ＦＥＴ
ＱＡは連続的にオン状態を維持することとなるので、ゲ
ート−ソース間電圧ＶTGSA、ＶTGSBは１０［Ｖ］近くま
で達し、温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡ，リファレンスＦＥ
ＴＱＢともオーミック領域で動作する。

【００７５】このオーミック領域では、ゲート−ソース
間電圧ＶGSとドレイン電流ＩＤの間には１対１の関係は
無くなる。日立製の「ＨＡＦ２００１」の場合、オン抵
抗はゲート−ソース間電圧ＶGS＝１０［Ｖ］のとき、Ｒ
DS（ON）＝３０［ｍΩ］であるので、次式となる。

【００７６】

【数８】 ＶDSB ＝５［Ａ］×３０［ｍΩ］＝０．１５［Ｖ］ ＶDSA ＝ＩＤQA×３０［ｍΩ］ ＶDSA −ＶDSB ＝３０［ｍΩ］×（ＩＤQA−５［Ａ］） …（８） また、配線の短絡等でドレイン電流ＩＤQAが増加すると
式（８）の値が大きくなり、過電流判定値を超えると温
度センサ内蔵ＦＥＴＱＡをオフ状態に遷移させる。この
後は上記ピンチオフ領域の状態に移り、温度センサ内蔵
ＦＥＴＱＡはオン状態およびオフ状態への遷移を繰り返
して、最終的に過熱遮断に至る。なお、過熱遮断に至る
前に、配線が正常に復帰すれば、（間欠的短絡故障の
例）、温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡは連続的にオン状態を
維持するようになり、オーミック領域の動作に戻る。

【００７７】図６には、本実施形態の電源供給制御装置
における温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡの電流と電圧の波形
図を例示している。ここで、図６（ａ）はドレイン電流
ＩＤ（Ａ）を、図６（ｂ）はドレイン−ソース間電圧Ｖ
DSをそれぞれ示し、図中、は通常動作の場合、は過
負荷（ソース〜負荷間の配線短絡抵抗を含む）の場合で
ある。

【００７８】過負荷状態の場合（図中）は、上述のよ
うに温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡのオン／オフ制御を繰り
返して行って、温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡの周期的な発
熱作用によって、過熱遮断保護機能を働かせている。

【００７９】以上説明したように、本実施形態の電源供
給制御装置および電源供給制御方法では、電流検出を行
うために電力の供給経路に直列接続される従来のような
シャント抵抗を不要とし、シャント抵抗を用いずに高精
度の過電流検出、ランプ断線検出が可能であり、装置全
体としての熱損失を抑えることができ、また、完全短絡
による過電流検出のみならず、ある程度の短絡抵抗を持
つ不完全短絡などのレアショートが発生した場合の異常
電流をもハードウェア回路によって連続的に検出可能で
ある。

【００８０】また、マイコンを用いないハードウェア回
路のみで構成して半導体スイッチのオン／オフ制御を行
えるため、電源供給制御装置の実装スペースを縮小で
き、装置コストを大幅に削減することができる。

【００８１】また、本実施形態と同様に、ドレイン−ソ
ース間電圧ＶDSの特性の変化を利用するものの所定タイ
ミングで所定しきい値との比較を行って過電流検出を行
う他の手法と比較して、コンデンサや複数の抵抗といっ
た部品が不要になるので、該部品のバラツキによる検出
誤差がより低減できるとともに、電流振動遮断型素子１
１０ａに対する外付けコンデンサも不要であることか
ら、実装スペースおよび装置コストをより削減すること
ができる。

【００８２】さらに、可変抵抗ＲＶの調整により、負荷
１０２の種別（ヘッドランプ、駆動モータ等）に応じた
完全短絡、不完全短絡の切り分けを確実に検出すること
が可能となり、短絡故障に対する保護を精度良く行うこ
とができる。

【００８３】〔第２の実施形態〕次に、第２の実施形態
の電源供給制御装置および電源供給制御方法について、
図８を参照して説明する。本実施形態の電源供給制御装
置の構成は、図１の第１の実施形態の構成に対して、抵
抗Ｒ３，Ｒ４，Ｒ６，Ｒ９、ＦＥＴＱｌ，Ｑ２およびツ
ェナーダイオードＺＤ２を付加した構成である。なお、
図中の点線で囲った電流振動型遮断機能付きスイッチン
グ回路１１０ｂはアナログ集積化されるチップ部分を示
す。

【００８４】即ち、ゲート−ソース間を抵抗Ｒ９で接続
したＦＥＴＱｌのゲートに、ツェナーダイオードＺＤ２
および抵抗Ｒ６を介して温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡの真
のゲートＴＧを接続し、ＦＥＴＱｌのドレインを抵抗Ｒ
４を介してＶＢ＋５〔Ｖ］に接続し、ＦＥＴＱｌのソー
スを温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡのソースＳＡに接続して
いる。また、抵抗Ｒｌに対して並列に、抵抗Ｒ３とＦＥ
ＴＱ２のドレインとを接続した回路を接続し、ＦＥＴＱ
２のオン／オフ制御によって温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡ
のドレイン−ソース間電圧ＶDSAの分圧を変えるように
構成している。

【００８５】次に、本実施形態の電源供給制御装置の動
作を説明する。先ず、ピンチオフ領域における動作につ
いて説明する。第１の実施形態と同様に、リファレンス
ＦＥＴＱＢのドレイン−ソース間電圧ＶDSB はコンパレ
ータＣＭＰｌに直接入力され、温度センサ内蔵ＦＥＴＱ
Ａのドレイン−ソース間電圧ＶDSA は抵抗Ｒｌ，Ｒ３の
並列抵抗（Ｒｌ‖Ｒ３）と抵抗Ｒ２で分圧した値（ここ
では可変抵抗ＲＶについて考慮に入れないものとする）
がコンパレータＣＭＰｌに入力される。

【００８６】即ち、次式の値がコンパレー夕ＣＭＰｌに
入力されることになる。

【００８７】 ＶDSA ×（Ｒ１‖Ｒ３）／（（Ｒ１‖Ｒ３）＋Ｒ２）‥‥‥（１′） 温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡがオン状態に遷移した直後
は、リファレンスＦＥＴＱＢのドレイン−ソース間電圧
ＶDSB ＞（１′）であるが、過負荷状態では、温度セン
サ内蔵ＦＥＴＱＡのドレイン電流ＩＤQAが増加するに連
れて（１′）は増加し、ついにはリファレンスＦＥＴＱ
Ｂのドレイン−ソース間電圧ＶDSB より大きくなり、こ
の時、コンパレータＣＭＰｌの出力は“Ｈ”レベルから
“Ｌ”レベルに変化して、温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡを
オフ状態に遷移させる。

【００８８】温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡがオフ状態に遷
移するときのドレイン−ソース間電圧ＶDSA をしきい値
ＶDSAth とすると、次式が成立する。

【００８９】 ＶDSAth−ＶDSA＝Ｒ２／（Ｒ１‖Ｒ３）×ＶDSB ……（２′） 過電流判定値は（２′）式で決まることになる。なお、
過電流判定値を変更するには、第１の実施形態と同様
に、電流振動型遮断機能付きスイッチング回路１１０ａ
の外部に接地されている抵抗Ｒ２に並列接続の可変抵抗
ＲＶを調整する。可変抵抗ＲＶの抵抗値を小さくするこ
とにより過電流判定値を下方にシフトさせることができ
る。

【００９０】オーミック領域における動作や図６を参照
して説明した動作等については第１の実施形態と同様で
あるので省略する。

【００９１】次に、過電流判定値について考察する。こ
こでは、過電流判定値はピンチオフ領域、オーミック領
域とも同一の値を用いるとする。

【００９２】先ず、ピンチオフ領域における△（ＶDSA
−ＶDSB ）／△ＩＤを求める。ＨＡＦ２００１の特性曲
線より、次式が得られる。

【００９３】 △ＶTGSA／△ＩＤQA＝６０［ｍＶ／Ａ］ ……（４） △ＶTGSA＝△（ＶDSA−ＶDSB ）×２ＣGD ／（ＣGS＋２ＣGD ） ＝△（ＶDSA−ＶDSB ） ２×１２００ｐＦ／（１８００ｐＦ＋２×１２００ｐＦ） ＝△（ＶDSA−ＶDSB ）×０．５７ ……（５） 式（４），（５）より、 △（ＶDSA−ＶDSB ）／△ＩＤ＝１０５［ｍＶ／Ａ〕……（６） となる。

【００９４】また、オーミック領域における△（ＶDSA
−ＶDSB ）／△ＩＤは、式（３）より、 △（ＶDSA−ＶDSB ）／△ＩＤ＝３０［ｍＶ／Ａ〕……（７） となる。

【００９５】式（６），（７）を比較すると、ピンチオ
フ領域ではオーミック領域より電流感度が敏感になり、
オーミック領域で適切な過電流判定値でも、ピンチオフ
領域では低すぎて引っ掛かり過ぎる恐れがある。この対
策としては、ピンチオフ領域とオーミック領域で過電流
判定値を変える方法がある。第１の実施形態の構成に対
して本実施形態で付加された回路がこの対策回路であ
る。

【００９６】ピンチオフ領域かオーミック領域かの判定
は、ゲート−ソース間電圧ＶTGSAの大きさで行う。ドレ
イン電流ＩＤが増えるに連れてピンチオフ領域のゲート
−ソース間電圧ＶTGSAは大きくなるが、完全短絡（デッ
ドショート）の場合でも５［Ｖ］を超えることはない。
したがって、ゲート−ソース間電圧ＶTGSA＞５〔Ｖ］で
あればオーミック領域にあると判定できる。

【００９７】温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡがオン状態に遷
移した直後は、ＦＥＴＱｌはオフ状態で、ＦＥＴＱ２は
オン状態にある。ＦＥＴＱ２をオン状態に遷移させるた
めには、電源電圧ＶＢ以上の電圧、例えばＶＢ＋５
［Ｖ］が必要となる。

【００９８】ツェナーダイオードＺＤ２のツェナー降伏
電圧を５［Ｖ〕−１．６［Ｖ］（ＦＥＴＱｌのしきい値
電圧）に設定すれば、ゲート−ソース間電圧ＶTGSA＞５
〔Ｖ］になるとＦＥＴＱｌがオン状態に遷移し、ＦＥＴ
Ｑ２がオフ状態に遷移するので、抵抗Ｒ２に並列に入っ
ていた抵抗Ｒ３が回路的に除去されることとなる。

【００９９】ドレイン−ソース間電圧ＶDSA の圧縮率が
小さくなるので、過電流と判定されるドレイン−ソース
間電圧の差ＶDSA−ＶDSB がより小さくなる。これによ
りオーミック領域では対策前より少ない電流値で過電流
判定されるようになる。

【０１００】しかし、本実施形態における付加回路によ
る対策を行わなくても、実用的には問題ない可能性があ
る。つまり、ピンチオフ領域では最終負荷電流値が小さ
いときは、ピンチオフ領域内で完全に立ち上がってしま
う。即ち、ピンチオフ領域内で最終負荷電流値に達する
が、最終負荷電流値が大きい場合には、ピンチオフ領域
内ではまだ立ち上がり途上にあり、ピンチオフ領域の電
流値は、完全短絡（デッドショート）の場合でも最大４
０［Ａ］位に制限される。

【０１０１】つまり、最終負荷電流値が大きくなるに連
れて、ある一定の勾配を持った電流立ち上がり特性に収
れんし、最終負荷電流値の差ほどドレイン−ソース間電
圧ＶDSA の差がつかなくなる。この現象があるため、ピ
ンチオフ領域の電流感度が大きくても、ドレイン−ソー
ス間電圧の差ＶDSA−ＶDSB が大きくならず、基準電圧
生成回路における電流値の選択しだいで本実施形態のよ
うな付加回路による対策を用いなくても、第１の実施形
態の構成によって、実用的な過電流検出保護を行う電源
供給制御装置を実現できる。

【０１０２】本実施形態の電源供給制御装置および電源
供給制御方法では、第１の実施形態で詳述したものと同
等の効果を奏することができる。

【０１０３】ここで最後に、過電流制御の考え方につい
て整理しておく。基本構想としては次の通りである。先
ず、配線が正常なときは温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡがオ
ン状態に遷移するとオーミック領域に入り、配線が正常
である限り、オーミック領域に留まり、温度センサ内蔵
ＦＥＴＱＡはオン状態を維持し続ける。次に、配線に異
常が発生して、電流が増えドレイン−ソース間電圧の差
ＶDSA−ＶDSB が過電流判定値を超えると、温度センサ
内蔵ＦＥＴＱＡはオフ状態に遷移し、ピンチオフ領域に
入る。配線異常が続く限り、温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡ
はオン状態／オフ状態の遷移を繰り返し続けて、ピンチ
オフ領域に留まり、最終的に過熱遮断に至る。

【０１０４】上記基本構想を実現し、かつ制御を最適化
するために、過電流判定値は次の２つの条件を満足しな
ければならない。第１に、正常電流範囲では温度センサ
内蔵ＦＥＴＱＡを絶対にオフさせないことである。第２
に、オーミック領域で過電流と判定した後は、配線異常
が改善されない限り、ピンチオフ領域で温度センサ内蔵
ＦＥＴＱＡはオン状態／オフ状態への遷移を繰り返し行
い続けることである。これはオン／オフ制御の周期を安
定させるために必要である。オン／オフ制御の周期を安
定させることは制御の安定性につながるし、オン／オフ
制御の周期を用いてタイマを設定する（後述の第５の実
施形態を参照）ので、そのためにも周期の安定化は必要
である。

【０１０５】上記第１および第２の条件を満足させるた
めには、オーミック領域の過電流判定値を「正常電流最
大値＋α」の電流値（相当するＶDSA−ＶDSB ）に設定
し、ピンチオフ領域の過電流判定値を「正常電流最大値
＋β」に設定する必要がある。このときα＞βとする。
つまり、α−βがピンチオフ領域に留まらせるために必
要なオフセット量である。

【０１０６】〔第３の実施形態〕次に、第３の実施形態
の電源供給制御装置および電源供給制御方法について、
図８を参照して説明する。第２の実施形態の電源供給制
御装置における回路構成（図７）との違いは、リファレ
ンスＦＥＴＱＢのゲートを温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡの
真のゲートＴＧに接続せず、リファレンスＦＥＴＱＢの
ゲート抵抗としてＲ４１を追加し、該抵抗Ｒ４１の他端
を温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡのゲートＧに接続してい
る。それ以外は第２の実施形態の回路構成と同じであ
る。なお、図８中の点線で囲った電流振動型遮断機能付
きスイッチング回路１１０ｃはアナログ集積化されるチ
ッブ部分を示す。

【０１０７】また、抵抗Ｒ４１の抵抗値は、Ｒ４１＝１
０００×ＲＧに設定する必要がある。例えば、ＲＧ＝１
０〔ＫΩ］とした場合にはＲ４１＝１０［ＭΩ］とな
る。非常に高い抵抗値になるので、コスト、生産性を考
慮するトランジスタ数比を１：１００位にして、Ｒ４１
＝１〔ＭΩ］位になるようにすることが望ましい。

【０１０８】なお、本実施形態の電源供給制御装置の動
作は第２の実施形態と同等であり、第１の実施形態と同
等の効果を奏する。

【０１０９】〔第４の実施形態〕次に、第４の実施形態
の電源供給制御装置および電源供給制御方法について、
図９を参照して説明する。本実施形態の電源供給制御装
置は、第１の実施形態の電源供給制御装置における回路
構成（図１）に対して、突入電流マスク回路１０５およ
び過熱促進回路１０６を付加した構成である。なお、図
９中の点線で囲った電流振動型遮断機能付きスイッチン
グ回路１１０ｄはアナログ集積化されるチップ部分を示
す。

【０１１０】負荷１０２（例えばヘッドライト）をオン
させると、安定状態の数倍から数十倍の突入電流が流れ
る。その突入電流が流れる期間は負荷１０２の種類や容
量（大きさ）によって異なり、だいたい３［msec］から
２０〔msec〕である。この突入電流が流れる期間に、上
記第１、第２または第３の実施形態で説明したような過
電流制御が行われると、負荷１０２が定常状態に至るま
でに時間を要してしまい、ライトの点灯が遅れるなどの
負荷自身の応答が悪くなる場合がある。本実施形態で
は、突入電流マスク回路１０５を図１の構成に付加する
ことによってこのような問題を解消する。

【０１１１】また、上記第１，第２または第３の実施形
態では、完全短絡による過電流が検出された場合には、
すぐに過熱遮断による保護が機能して温度センサ内蔵Ｆ
ＥＴＱＡを過熱遮断（オフ制御）することが可能である
が、不完全短絡の場合には、温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡ
のオン／オフ制御を繰り返し行って、温度センサ内蔵Ｆ
ＥＴＱＡの周期的な発熱作用によって過熱遮断を機能さ
せるので、過熱遮断までの時間が相対的に長くなること
が考えられる。本実施形態では、過熱遮断促進回路１０
６によって不完全短絡の場合でも温度センサ内蔵ＦＥＴ
ＱＡの遮断を速めるようにしている。

【０１１２】図９において、突入電流マスク回路１０５
は、ＦＥＴＱ１１，Ｑ１２、ダイオードＤｌｌ、抵抗Ｒ
ｌｌ〜Ｒ１３およびコンデンサＣ１１を備えて構成され
ている。

【０１１３】次に、突入電流マスク回路１０５の動作に
ついて説明する。温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡがオン状態
に遷移すると、ゲート−ソース間電圧ＶGSA がダイオ
ードＤ１１および抵抗Ｒ１２を介してＦＥＴＱ１２のゲ
ートに供給され、また同じくゲート−ソース間電圧ＶGS
AがダイオードＤ１１および抵抗Ｒ１１を介してＦＥＴ
Ｑ１１のゲートに供給される。

【０１１４】ＦＥＴＱ１２のゲートはコンデンサＣ１１
を介して温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡのソースＳＡに接続
されており、温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡがオン状態に遷
移した直後はコンデンサＣ１１が未充電であるため、Ｆ
ＥＴＱ１２のゲート電位が十分に上がらずＦＥＴＱｌ２
はオン状態に遷移できない。また、ＦＥＴＱ１１はＦＥ
ＴＱ１２がオフ状態にある間はオン状態にあり、コンパ
レータＣＭＰｌの“−”入力端子を温度センサ内蔵ＦＥ
ＴＱＡのソースＳＡに結合させる。そのため、コンパレ
ータＣＭＰ１の出力は“Ｈ”レベルに保たれて、大きな
突入電流が流れても温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡはオフ状
態に遷移しないことになる。

【０１１５】時間の経過により、コンデンサＣ１１は抵
抗Ｒ１２を介して充電されていき、ついにはＦＥＴＱ１
２がオン状態に遷移する。これに伴ってＦＥＴＱ１１が
オフ状態に遷移し上記マスク状態が終了して、過電流検
出制御が機能することとなる。

【０１１６】なお、抵抗Ｒ１３は温度センサ内蔵ＦＥＴ
ＱＡがオフ状態に遷移した後、コンデンサＣ１１をリセ
ットするための放電抵抗である。Ｒ１２≪Ｒ１３となる
ように設定してマスク時間に影響しないようにするのが
望ましい。また、マスク時間はＲｌ２×Ｃ１１の時定数
で決定されるので、１チップ化する場合には外付けのコ
ンデンサＣ１１の容量値を任意に変更することにより、
マスク時間の調整が可能となる。

【０１１７】次に、過熱遮断促進回路１０６は、ＦＥＴ
Ｑ２１、ダイオードＤ２１、ツェナーダイオードＺＤ
１、抵抗Ｒ２１〜Ｒ２３およびコンデンサＣ２１を備え
て構成されている。

【０１１８】次に、過熱遮断促進回路１０６の動作につ
いて鋭明する。過電流制御に入り、ゲート駆動回路が周
期的にオフ制御して温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡのゲート
電位が“Ｌ”レベルになるが、その間、ソース電位ＶSA
が“Ｌ”レベルになっている間にコンデンサＣ２１はト
ランジスタＱ２２，Ｑ２４及び抵抗Ｒ２１を介して充電
される。ＦＥＴＱ２１のゲート電位は最初はしきい値以
下なのでオフ状態にあるが、コンデンサＣ２１の充電に
伴ってゲート電位が上昇するとＦＥＴＱ２１はオン状態
に遷移する。

【０１１９】抵抗Ｒ２１を介して端子ＴＧ（温度センサ
内蔵ＦＥＴＱＡの真のゲート）から接地電位（ＧＮＤ）
に電流が流れ、端子ＴＧに蓄積される電荷量が減少す
る。このため、同じ負荷抵抗に対してもドレイン−ソー
ス間電圧ＶDSA が大きくなり、温度センサ内蔵ＦＥＴ
ＱＡの電力消費が増大して過熱遮断が早まることとな
る。なお、抵抗Ｒ２１が小さいほど過熱遮断は早まる。
また、抵抗Ｒ２３はコンデンサＣ２１の放電抵抗であ
り、Ｒ２２≪Ｒ２３となるように設定するのが望まし
い。

【０１２０】〔第５の実施形態〕次に、第５の実施形態
の電源供給制御装置および電源供給制御方法について、
図１０を参照して説明する。本実施形態の電源供給制御
装置は、第１の実施形態の電源供給制御装置における回
路構成（図１）に対して、オン／オフ回数積算回路１０
７、及び大電流負荷駆動時のラッシュ電流により発生す
るノイズ及び負荷故障を防止するためのオン／オフ制御
回路１０８を付加した構成である。なお、図１０中の点
線で囲った電流振動型遮断機能付きスイッチング回路１
１０ｅはアナログ集積化されるチップ部分を示す。

【０１２１】上記第１、第２または第３の実施形態にお
いて、不完全短絡の場合に、温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡ
のオン／オフ制御を繰り返し行って、温度センサ内蔵Ｆ
ＥＴＱＡの周期的な発熱作用によって過熱遮断を機能さ
せることから、過熱遮断までの時間が相対的に長くなる
という問題点を、本実施形態では次のようにして解消す
る。即ち、温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡのオン／オフ制御
回数が所定回数に達したときにオフ制御させるオン／オ
フ回数積算回路１０７を付加することにより、温度セン
サ内蔵ＦＥＴＱＡの遮断を速める。

【０１２２】図１０において、オン／オフ回数積算回路
１０７は、ＦＥＴＱ３１、ダイオードＤ３１，Ｄ３２、
抵抗Ｒ３１〜Ｒ３３およびコンデンサＣ３１を備えて構
成されている。

【０１２３】次に、オン／オフ回数積算回路１０７の動
作について説明する。過電流制御に入り、温度センサ内
蔵ＦＥＴＱＡのオン／オフ制御される（ゲート電位が
“Ｌ”レベルになる）度に、コンデンサＣ３１は抵抗Ｒ
３１を介して充電される。なお、コンデンサＣ３１が充
電されるのは、オフ制御（ゲート電位が“Ｌ”レベル）
の間にドレイン−ソース間電圧ＶDSAが“Ｈ”レベルに
なる時のみであり、連続的にオン制御またはオン制御さ
れる時には充電されない。ＦＥＴＱ３１のゲート電位は
最初はしきい値以下なのでオフ状態にあるが、コンデン
サＣ３１の充電に伴ってゲート電位が上昇するとＦＥＴ
Ｑ３１はオン状態に遷移する。この時、温度センサ１２
１（４個のダイオード）のアノード側が引き下げられる
ので、高温状態と同じ条件となって過熱遮断用ＦＥＴＱ
Ｓがオン状態に遷移して、温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡを
遮断（オフ制御）する。

【０１２４】なお、回数積算による遮断時間は約１［se
c ］程度が望ましい。また、オン／オフ回数積算回路１
０７を安定に動作させるためには、さらに、温度センサ
内蔵ＦＥＴＱＡのオン／オフ制御の周期を安定させるこ
とが必要である。本実施形態においては、負荷電流の変
化に対する温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡのドレイン−ソー
ス間電圧ＶDSA の変化はピンチオフ領域の方がオーミッ
ク領域より大きいので、温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡがオ
ン／オフ制御の間はピンチオフ領域でオフ状態に遷移す
る（ピンチオフ領域をパスしてオーミック領域でオフ状
態に遷移することはない）こととなり、したがって、温
度センサ内蔵ＦＥＴＱＡのオン／オフ制御の周期が安定
したものとなる。

【０１２５】また、本実施形態の電源供給制御装置で
は、オン／オフ回数積算回路１０７において、温度セン
サ内蔵ＦＥＴＱＡのオン／オフ制御回数をコンデンサＣ
３１に蓄えられる電荷量で判断したが、駆動回路１１１
の出力をそのまま計数するカウンタによってオン／オフ
回数積算回路を構成しても良い。この場合、駆動回路１
１１の出力を計数するカウンタの計数値が所定値に達し
た時に、過熱遮断用ＦＥＴＱＳをオン状態に遷移させ
て、温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡを遮断（オフ制御）する
こととなる。

【０１２６】なお、以上説明した第５の実施形態の電源
供給制御装置においては、オン／オフ回数積算回路１０
７による回数積算の後、過熱遮断機能即ち、温度センサ
１２１、ラッチ回路１２２及び過熱遮断用ＦＥＴＱＳ
（図２参照）を用いて温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡを遮断
（オフ制御）する構成としたが、以下のように変形した
構成を用いることも可能である。

【０１２７】すなわち、第１の変形は、ＦＥＴＱ３１の
ドレインを温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡの真のゲート（Ｔ
Ｇ）に接続した構成であり、また第２の変形は、コンパ
レータＣＭＰ１の出力に禁止ゲート（２入力ＡＮＤゲー
ト）を設け、その禁止制御信号にＦＥＴＱ３１のドレイ
ン電位を用いる（ＦＥＴＱ３１のドレイン電位を２入力
ＡＮＤゲートの他方の入力に供給する）構成であり、さ
らに第３の変形は、ＦＥＴＱ３１のドレインを抵抗を介
してコンパレータＣＭＰ１の“＋”入力端子に接続した
構成である。但し、これらの変形構成においては、抵抗
Ｒ３１は不要となり、また、オン／オフ回数積算回路１
０７により温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡの遮断を行ったこ
とを情報として保持するためには、ゲートをＦＥＴＱ３
１のドレインに、ソースを電源電圧ＶＢに、ドレインを
抵抗を介してＦＥＴＱ３１のゲートにそれぞれ接続し、
さらにソース−ゲート間に抵抗を接続したＦＥＴを設け
て、ラッチを構成する必要がある。ここで、追加するＦ
ＥＴはＦＥＴＱ３１とは逆の導電型、即ちＮＭＯＳ型Ｆ
ＥＴＱ３１に対してＰＭＯＳ型ＦＥＴを使用する。

【０１２８】次に、オン／オフ制御回路１０８について
説明する。この場合には、図１１に示すように、ランプ
やモータ等の大負荷駆動時に流れるラッシュ電流の値が
正常電流値Ｉｎと異常電流値Ｉｅとの間のしきい電流値
Ｉｔｈとなるように第２負荷Ｒｒの抵抗値（しきい抵抗
値）を設定しておく。

【０１２９】また、コンパレータＣＭＰ１は、ＦＥＴＱ
Ｂのソース電圧（第２負荷Ｒｒの抵抗値によるしきい値
電圧）と、温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡのソース電圧とを
比較することにより、ラッシュ電流が上昇して、しきい
電流値に達した場合には、大電流負荷駆動時のラッシュ
電流を検出し、ラッシュ電流検出出力をオン／オフ制御
回路１０８に出力し、ラッシュ電流が下降して、しきい
電流値に達した場合には、ラッシュ電流検出出力をオン
／オフ制御回路１０８に出力しない。

【０１３０】オン／オフ制御回路１０８は、ＦＥＴＱ３
２、ダイオードＤ３３、抵抗Ｒ３４〜Ｒ３６およびコン
デンサＣ３２を備えて構成されている。コンデンサＣ３
２の容量値は、コンデンサＣ３１の容量値に比較してか
なり小さい値である。オン／オフ制御回路１０８は、コ
ンパレータＣＭＰ１からのラッシュ電流検出出力によ
り、ＦＥＴＱ３２をオンし所定時間経過後にＦＥＴＱ３
２をオフする。

【０１３１】ＦＥＴＱ３２のドレインにはＰチャンネル
型のＦＥＴＱ３３のゲートが接続されており、このＦＥ
ＴＱ３３は、ＦＥＴＱ３２がオン時にオフし、ＦＥＴＱ
３２がオフ時にオンする。ＦＥＴＱ３３のドレインは、
温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡのゲートに接続され、ＦＥＴ
Ｑ３３のソースは、抵抗Ｒ４１を介して接地されてい
る。温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡは、ＦＥＴＱ３３がオン
時にオンし、ＦＥＴＱ３３がオフ時にオフする。このた
め、ラッシュ電流がしきい電流値よりも大きいときに
は、しきい電流値以下のパルス状の駆動電流が出力され
るようになっている。

【０１３２】次に、オン／オフ制御回路１０８の動作に
ついて説明する。まず、ランプ等の大電流駆動時には、
図１１に示すように電流が上昇してゆき、ラッシュ電流
がしきい電流値Ｉｔｈを超えると、コンパレータＣＭＰ
１は、ラッシュ電流検出出力をオン／オフ制御回路１０
８に出力する（処理１）。すると、コンデンサＣ３２は
抵抗Ｒ３４，Ｒ３５を介して充電される（処理２）。Ｆ
ＥＴＱ３２のゲート電位は最初はオフ状態にあるが、コ
ンデンサＣ３２の充電に伴ってゲート電位が上昇する
と、ＦＥＴＱ３２はオン状態に遷移する。このため、Ｆ
ＥＴＱ３３は、オフし、温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡもオ
フする（処理３）。

【０１３３】次に、コンデンサＣ３２の容量値が小さい
ため、比較的短い時間でコンデンサＣ３２の電荷は、抵
抗Ｒ３６により放電されて、ＦＥＴＱ３２のゲート電位
はオフ状態になるため、ＦＥＴＱ３３は、オンし、温度
センサ内蔵ＦＥＴＱＡもオンする（処理４）。

【０１３４】さらに、ラッシュ電流がしきい電流値Ｉｔ
ｈを超えている状態が継続している場合には、処理１乃
至処理４の処理を繰り返し行う。このため、図１１及び
図１２に示すように、時刻ｔ_１から時刻ｔ_２までの期間
にわたって、しきい電流値以下のパルス状の信号を駆動
信号として出力することができる。このため、大電流負
荷駆動時のラッシュ電流により発生するノイズ（図１１
中の点線部分）をカットできるとともに、ラッシュ電流
がしきい電流値に抑えられるから、ランプ、駆動モータ
等の負荷の故障を防止することができる。また、従来の
ようにマイコンを用いないで済むため、安価で済む。

【０１３５】また、コンパレータＣＭＰ１は、負荷が暖
まり、ラッシュ電流が下降してゆき、しきい電流値以下
になった場合には、ラッシュ電流検出出力をオン／オフ
制御回路１０８に出力しない。このため、ＦＥＴＱ３２
のゲート電位はオフ状態になるため、ＦＥＴＱ３３は、
オンし、温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡもオンし、負荷に流
れる電流が正常電流になっていく。

【０１３６】〔変形例〕次に、各実施形態の電源供給制
御装置および電源供給制御方法の変形例について、図１
３を参照して説明する。以上の各実施形態の説明では、
基準電圧生成手段を固定（上述の説明では、５［Ａ］負
荷相当に固定）しておき、第２負荷（抵抗Ｒｒ）の変更
には過電流判定値を変化させて対応していた。即ち、使
用最大負荷に合わせて抵抗Ｒｌ，Ｒ２，Ｒ３を設定して
チップを作成し、負荷１０２が小さい場合はチップ外部
に抵抗Ｒ２に並列に可変抵抗ＲＶを追加して、過電流判
定値を下げていた。

【０１３７】この方法では次のような問題点がある。第
１に、過電流判定値が大きくなるほど制御精度は低下す
る。第２に、ピンチオフ領域とオーミック領域では過電
流判定値を変える必要がある。この場合ピンチオフ領域
の過電流判定値は、厳密にはドレイン電流ＩＤの立ち上
がり勾配に合わせて設定する必要があるが、ドレイン電
流ＩＤ立ち上がり勾配は、配線インダクタンスおよび配
線抵抗が変わると変化するので、ぴったりに設定するこ
とは難しい。

【０１３８】この対策として、基準電圧生成手段を負荷
１０２に合わせて設定することが有効である。即ち、先
ず、負荷１０２の最大電流値に相当する基準電圧生成手
段を設定する。次に、基準電圧生成手段におけるドレイ
ン−ソース間電圧ＶDS（即ち、リファレンスＦＥＴＱＢ
のドレイン−ソース間電圧ＶＤSB）を、負荷駆動トラン
ジスタ（即ち、温度センサ内蔵ＦＥＴＱＡのドレイン−
ソース間電圧ＶDSA ）が少しでも超えれば過電流値と判
定する。

【０１３９】この手法では、過電流判定値をピンチオフ
領域とオーミック領域で変える必要はない。基準電圧生
成手段のドレイン−ソース間電圧ＶDSを超えたか杏かで
判定すれば良いから、検出精度はコンパレータＣＭＰｌ
の分解能だけで決まることになる。

【０１４０】また、温度ドリフト、ＩＣロット間ばらつ
き、配線インダクタンスおよび配線抵抗の影響を除去で
き、電源電圧の変動に対してもコンパレータＣＭＰｌが
正常に作動する限り影響を受けない。したがって、誤差
要素の少ない（ほとんど無い）電源供給制御装置および
電源供給制御方法を実現することができる。

【０１４１】なお、基準電圧生成手段の設定変更方法を
まとめて列挙すれば、次のようなものが考えられる。

【０１４２】（ａ）抵抗Ｒｒに並列に外部に可変抵抗Ｒ
Ｖを追加接続する。

【０１４３】（ｂ）抵抗Ｒｒをチップ外部に設置して、
仕様に合わせて選択・設定する。

【０１４４】（ｃ）チップ内部の抵抗Ｒｒの抵抗値を変
える。

【０１４５】例えば図１３に示すように、チップ内部に
数種類の抵抗Ｒｒ１〜Ｒｒ４を並列に配置しておき、チ
ップをパッケージするとき、またはべアチップ実装する
ときに、抵抗Ｒｒｌ〜Ｒｒ４の中からスイッチＳＷ２に
より選択接続することにより、基準電圧生成手段の設定
値（基準）を目標の仕様に設定することが可能となる。
これにより、電源供給制御装置を集積化する場合でも１
種類のチップで複数の仕様をカバーすることが可能とな
る。また抵抗の可変設定により、負荷の種別（ヘッドラ
ンプ、駆動モータ等）に応じた完全短絡、不完全短絡の
切り分けを確実に検出することが可能となり、短絡故障
に対する保護を精度良く行うことができる。

【０１４６】以上説明した第１、第２、第３、第４およ
び第５の実施形態並びに変形例に係る電源供給制御装置
の回路構成においては、スイッチング素子、即ち温度セ
ンサ内蔵ＦＥＴＱＡ，リファレンスＦＥＴＱＢ、トラン
ジスタＱ５，Ｑ６、過熱遮断用ＦＥＴＱＳおよびＦＥＴ
Ｑｌｌ〜Ｑ５４としてｎチャネル型のものを使用した
が、本発明に係る電源供給制御装置の回路構成はこれに
限定されるものではなく、Ｐチャネル型のものを使用し
てもよい。但し、各スイッチング素子のオン／オフ制御
を行うゲート電位が“Ｌ”／“Ｈ”レベルに逆転するこ
とに伴う回路変更が必要となる。

【０１４７】

【発明の効果】請求項１の発明、請求項７の発明によれ
ば、負荷を駆動した際に負荷に流れる電流が異常電流に
上昇した後に異常電流から下降して一定の正常電流にな
る場合に、正常電流値と異常電流値との間のしきい電流
値を設定し、負荷を駆動した際に前記負荷に流れる電流
の値と設定手段で設定されたしきい電流値とを比較し、
比較結果、負荷に流れる電流の値がしきい電流値を超え
た場合に半導体スイッチのオン制御及びオフ制御を交互
に繰り返すため、マイコンを用いることなく、大電流負
荷駆動時のラッシュ電流による発生するノイズ及び負荷
故障を低減し、集積化が容易で安価な電源供給制御装置
及び電源供給制御方法を提供することができる。

【０１４８】請求項２の発明、請求項８の発明によれ
ば、第２負荷が、抵抗であり、該抵抗は、しきい電流値
が流れるように抵抗値が設定されてなるため、負荷駆動
時にしきい電流値以下のオンオフする負荷駆動出力を得
ることができる。

【０１４９】請求項３の発明、請求項９の発明によれ
ば、負荷に流れる電流の値がしきい電流値を下回った場
合に半導体スイッチをオン制御するため、負荷を正常電
流で動作させることができる。

【０１５０】請求項４の発明、請求項１０の発明によれ
ば、第２負荷は、複数個の抵抗を備え、第２負荷の抵抗
値は、複数個の抵抗の選択接続により可変設定されるた
め、目標の仕様に設定することができる。

【０１５１】請求項５の発明、請求項１１の発明によれ
ば、半導体スイッチが過熱した場合に該半導体スイッチ
をオフ制御して保護するため、半導体スイッチの遮断を
速めることができる。

【０１５２】請求項６の発明によれば、半導体スイッ
チ、設定手段、比較手段、及び制御手段は、同一チップ
上に形成されるため、装置の回路構成を小型化でき、実
装スペースを縮小できるとともに、装置コストを削減す
ることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施形態の電源供給制御装置の
回路構成図である。

【図２】実施形態で使用する半導体スイッチ（温度セン
サ内蔵ＦＥＴ）の詳細な回路構成図である。

【図３】実施形態の電源供給制御装置および電源供給制
御方法が利用する原理を説明する説明図（その１）であ
り、オフ状態からオン状態への遷移時のドレイン−ソス
間電圧の立ち下がり特性の説明図である。

【図４】実施形態の電源供給制御装置および電源供給制
御方法が利用する原理を説明する説明図（その２）であ
り、概念的回路図である。

【図５】実施形態の電源供給制御装置および電源供給制
御方法が利用する原理を説明する説明図（その３）であ
り、温度センサ内蔵ＦＥＴのドレイン電流とゲート−ソ
ース間電圧との特性を説明する説明図である。

【図６】短絡故障時および通常動作時の実施形態の電源
供給制御装置における半導体スイッチの電流（ａ）と電
圧（ｂ）を例示する波形図である。

【図７】本発明の第２の実施形態の電源供給制御装置の
回路構成図である。

【図８】本発明の第３の実施形態の電源供給制御装置の
回路構成図である。

【図９】本発明の第４の実施形態の電源供給制御装置の
回路構成図である。

【図１０】本発明の第５の実施形態の電源供給制御装置
の回路構成図である。

【図１１】第５の実施形態の電源供給制御装置の大電流
負荷時の電流特性を示す図である。

【図１２】ラッシュ電流カットを説明する図である。

【図１３】変形例の電源供給制御装置における第２負荷
（抵抗）の構成を説明する回路図である。

【図１４】従来の半導体スイッチを備えた電源供給制御
装置の回路構成図である。

【図１５】大電流負荷駆動時に発生するラッシュ電流を
示す図である。

【図１６】マイコンによりラッシュ電流の発生を防止す
る方法を示す図である。

【符号の説明】

１０ マイコン １０１ 電源 １０２ 負荷 １０５ 突入電流マスク回路 １０６ 過熱遮断促進回路 １０７ オン／オフ回数積算回路 １０８ オン／オフ制御回路（制御手段） １１０ａ〜１１０ｅ チップ構成部分 １１１ 駆動回路（制御手段） ＱＡ，ＱＦ 温度センサ内蔵ＦＥＴ（半導体スイッチ） ＲＧ 内部抵抗 ＱＢ リファレンスＦＥＴ Ｒｒ，Ｒｒｌ〜Ｒｒ４ 抵抗（第２負荷） Ｑ５，Ｑ６ トランジスタ Ｑｌｌ〜Ｑ５４ ＦＥＴ ＣＭＰｌ，ＣＯＭＰ２ コンパレータ（検出手段） Ｒｌ〜Ｒ５５ 拡抗 ＲＶ 可変抵抗 ＺＤｌ，ＺＤ２ ツェナーダイオード Ｄｌ〜Ｄ５１ ダイオード Ｃｌｌ〜Ｃ３１ コンデンサ １２１ 温度センサ １２２ ラッチ回路 ＱＳ 過熱遮断用ＦＥＴ ＳＷｌ，ＳＷ２ スイッチ ＶＢ 電源電圧 ＶＰ チャージポンプ出力電圧

Claims (11)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 制御信号入力端子へ供給される制御信号
   に応じてスイッチング制御され電源から負荷への電力供
   給を制御する半導体スイッチと、 前記負荷を駆動した際に前記負荷に流れる電流が異常電
   流に上昇した後に異常電流から下降して一定の正常電流
   になる場合における正常電流値と異常電流値との間のし
   きい電流値を設定する設定手段と、 前記負荷を駆動した際に前記負荷に流れる電流の値と前
   記設定手段で設定されたしきい電流値とを比較する比較
   手段と、 この比較手段の比較結果、前記負荷に流れる電流の値が
   前記しきい電流値を超えた場合に前記半導体スイッチの
   オン制御及びオフ制御を交互に繰り返す制御手段と、を
   備えることを特徴とする電源供給制御装置。
2. 【請求項２】 前記設定手段は、前記半導体スイッチ及
   び前記負荷に並列接続され、前記制御信号に応じてスイ
   ッチング制御される第２半導体スイッチと第２負荷とを
   直列接続した回路を備え、 前記第２負荷は、抵抗であり、該抵抗は、前記しきい電
   流値が流れるように抵抗値が設定されてなることを特徴
   とする請求項１記載の電源供給制御装置。
3. 【請求項３】 前記制御手段は、前記負荷に流れる電流
   の値が前記しきい電流値を下回った場合に前記半導体ス
   イッチをオン制御することを特徴とする請求項１または
   ２記載の電源供給制御装置。
4. 【請求項４】 前記第２負荷は、複数個の抵抗を備え、 前記第２負荷の抵抗値は、前記複数個の抵抗の選択接続
   により可変設定されることを特徴とする請求項２記載の
   電源供給制御装置。
5. 【請求項５】 前記半導体スイッチが過熱した場合に該
   半導体スイッチをオフ制御して保護する過熱保護手段を
   有することを特徴とする請求項１記載の電源供給制御装
   置。
6. 【請求項６】 前記半導体スイッチ、前記設定手段、前
   記比較手段、及び前記制御手段は、同一チップ上に形成
   されることを特徴とする請求項１記載の電源供給制御装
   置。
7. 【請求項７】 制御信号入力端子へ供給される制御信号
   に応じてスイッチング制御され電源から負荷への電力供
   給を制御する半導体スイッチを備えた電源供給制御装置
   の電源供給制御方法であって、 前記負荷を駆動した際に前記負荷に流れる電流が異常電
   流に上昇した後に異常電流から下降して一定の正常電流
   になる場合における正常電流値と異常電流値との間のし
   きい電流値を設定する設定ステップと、 前記負荷を駆動した際に前記負荷に流れる電流の値と前
   記設定ステップで設定されたしきい電流値とを比較する
   比較ステップと、 この比較ステップによる比較結果、前記負荷に流れる電
   流の値が前記しきい電流値を超えた場合に前記半導体ス
   イッチのオン制御及びオフ制御を交互に繰り返す制御ス
   テップと、を備えることを特徴とする電源供給制御方
   法。
8. 【請求項８】 前記半導体スイッチ及び前記負荷に並列
   接続され、前記制御信号に応じてスイッチング制御され
   る第２半導体スイッチと第２負荷とを直列接続した回路
   を用いるとともに、前記第２負荷は、抵抗であり、該抵
   抗は、前記しきい電流値が流れるように抵抗値が設定さ
   れてなることを特徴とする請求項７記載の電源供給制御
   方法。
9. 【請求項９】 前記制御ステップは、前記負荷に流れる
   電流の値が前記しきい電流値を下回った場合に前記半導
   体スイッチをオン制御することを特徴とする請求項７ま
   たは８記載の電源供給制御方法。
10. 【請求項１０】 複数個の抵抗を備えた前記第２負荷の
    抵抗値は、前記複数個の抵抗の選択接続により可変設定
    されることを特徴とする請求項８記載の電源供給制御方
    法。
11. 【請求項１１】 前記半導体スイッチが過熱した場合に
    該半導体スイッチをオフ制御して保護する過熱保護ステ
    ップを有することを特徴とする請求項７記載の電源供給
    制御方法。