JP2000299194A - 自動点滅式街路灯 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 ランプ回路や電圧変換器が絶縁不良や短絡を
生じた場合に高速に回路を遮断して保護することのでき
る自動点滅式街路灯を提供する。 【解決手段】 昼間ソーラセル９１８で発電された電力
は充電器９１７により蓄電池１０１に蓄えられる。周囲
が暗くなると、フォトダイオードＰＤの端子間電圧がＲ
９１とＲ９２との分圧電圧を上回るので、コンパレータ
９１１の出力が高レベルとなり、電流振動型遮断機能付
スイッチング・デバイス１１０の制御端子Ｃに駆動電圧
が印加される。これによりスイッチング・デバイス１１
０のＤ−Ｓ間が導通し、電圧変換器に蓄電池１０１の電
圧ＶＢが印加され、ランプ９１５が点灯する。負荷の短
絡時またはレアショート時にはスイッチング・デバイス
１１０が負荷電流を遮断する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は自動点滅式街路灯に
関し、より詳しくは、ソーラセルで発電された電力を蓄
電池に蓄え、明るさに応じて半導体スイッチをオン／オ
フして自動点滅する自動点滅式街路灯に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来の半導体スイッチを備えた自動点滅
式街路灯としては、例えば図１３に示すようなものがあ
る。

【０００３】同図において、従来例の自動点滅式街路灯
は、昼間に太陽光を受けて発電するソーラセル９１８
と、定格電圧ＶＢの蓄電池１０１と、ソーラセル９１８
が発電した電力を蓄電池１０１に充電する充電器９１７
と、蓄電池１０１の電圧をランプ９１５の点灯電圧に変
換するＤＣ／ＡＣコンバータのような電圧変換器１０２
と、電圧変換器１０２と蓄電池１０１の負極との間に挿
入され、電圧変換器１０２の通電をオン／オフする電力
スイッチング用のＦＥＴ９１４とを備えている。

【０００４】また、自動点滅式街路灯は、周囲の明るさ
に応じて光電流が流れるフォトダイオードＰＤと、フォ
トダイオードＰＤの端子間電圧と、電源電圧ＶＢを抵抗
Ｒ９１及びＲ９２で分圧した電圧（ＶＢ×Ｒ９２／（Ｒ
９１＋Ｒ９２）とを比較し、フォトダイオードＰＤの端
子間電圧が上回れば、ＦＥＴ９１４に駆動電圧を供給す
るコンパレータ９１１と、Ｒ９７、ツェーナーダイオー
ドＺＤ９、Ｒ９８、トランジスタ９１３、９１２からな
る蓄電池過放電保護回路とを備えている。

【０００５】この自動点滅式街路灯の動作は、以下の通
りである。

【０００６】周囲が明るい昼間は、フォトダイオードＰ
Ｄの光電流が大きいため、抵抗Ｒ９３による電圧降下が
大きく、フォトダイオードＰＤの端子間電圧は小さい。
従ってコンパレータ９１１の出力は低レベルとなり、Ｆ
ＥＴ９１４は駆動されずオフの状態となる。これによ
り、電圧変換器１０２には電流が流れず、従ってランプ
９１５は消灯状態にある。一方、ソーラセル９１８は太
陽に照らされて発電し、この電力は充電器９１７により
適当な電圧・電流に変換されて蓄電池１０１を充電し、
夜間のランプ９１５の点灯に備える。

【０００７】周囲が暗くなると、フォトダイオードＰＤ
の光電流が小さくなり、抵抗Ｒ９３による電圧降下が小
さくなって、フォトダイオードＰＤの端子間電圧は大き
くなる。従ってコンパレータ９１１の出力は高レベルと
なり、ＦＥＴ９１４が駆動されてオンの状態となる。こ
れにより、電圧変換器１０２には蓄電池１０１からの電
圧ＶＢが印加され、この電圧が電圧変換器１０２により
ランプ点灯電圧に変換されてランプ９１５に印加されラ
ンプ９１５が点灯する。

【０００８】蓄電池１０１の充電量が少なくなって、蓄
電池電圧ＶＢが、ツェーナーダイオードＺＤ９のツェー
ナー電圧とトランジスタ９１３のベース電圧との和以下
になると、トランジスタ９１３がオフし、トランジスタ
９１２がオンするため、コンパレータ９１１の出力は、
強制的にトランジスタ９１２のオン電圧まで引き下げら
れ、これによってＦＥＴ９１４はオフとなる。これによ
って、所定電圧まで蓄電池１０１が放電したとき、これ
以上の放電を抑制して過放電状態となることを防止して
いる。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来の自動点滅式街路灯にあっては、屋外で使用されるた
めに防水処置を施されているが、長年の日照や風雨によ
り、防水機能が劣化し、雨水がしみ込んで、ランプ回路
や電圧変換器が絶縁不良を起こしたり、短絡またはレア
ショートを生じて回路素子が破壊されたりする問題点が
あった。

【００１０】本発明の目的は、上記従来の問題点を解決
することにあり、ランプ回路や電圧変換器が絶縁不良や
短絡を生じた場合に高速に回路を遮断して回路を保護す
ることのできる自動点滅式街路灯を提供することにあ
る。

【００１１】また本発明の目的は、ある程度の短絡抵抗
を持つ不完全短絡などのレアショートが発生した場合の
異常電流に対しても高速応答を可能とし、制御回路の集
積化が容易で安価な自動点滅式街路灯を提供することに
ある。

【００１２】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、本発明の請求項１に係る自動点滅式街路灯は、ソー
ラセルにより発電された電力を蓄電池に蓄え、この蓄電
池の電力により点灯される自動点滅式街路灯において、
周囲の明るさに応じて点滅制御信号を発生する点滅制御
回路と、前記蓄電池の電圧を前記街路灯の点灯電圧に変
換する電圧変換器と、前記点滅制御信号に応じて前記蓄
電池から前記電圧変換器への電力供給を制御する第１半
導体スイッチと、前記第１半導体スイッチに正常な前記
電圧変換器を接続した状態における該半導体スイッチの
端子間電圧の電圧特性とほぼ等価な電圧特性である基準
電圧を生成する第２半導体スイッチ及び抵抗の直列接続
回路と、前記第１半導体スイッチの端子間電圧と前記第
２半導体スイッチの端子間電圧との差を検出する検出手
段と、検出された端子間電圧相互の差に応じて前記第１
半導体スイッチをオン／オフ制御する制御手段と、を備
えたことを要旨とする。

【００１３】また、請求項２に係る自動点滅式街路灯
は、請求項１記載の自動点滅式街路灯において、前記第
１半導体スイッチは、前記第２半導体スイッチと電圧電
流特性が等価な半導体スイッチを複数並列接続して構成
されたことを要旨とする。

【００１４】また、請求項３に係る自動点滅式街路灯
は、請求項１または請求項２記載の自動点滅式街路灯に
おいて、前記第１半導体スイッチが過熱した場合に該半
導体スイッチをオフ制御して保護する過熱保護手段を備
えたことを要旨とする。

【００１５】また、請求項４に係る自動点滅式街路灯
は、請求項１ないし請求項３のいずれか１項記載の自動
点滅式街路灯において、前記第１半導体スイッチ、前記
第２半導体スイッチ、前記検出手段、前記制御手段、及
び前記過熱保護手段は、同一チップ上に形成されたこと
を要旨とする。

【００１６】

【発明の実施の形態】以下、本発明に係る自動点滅式街
路灯の実施の形態例について、［第１の実施形態］、
［第２の実施形態］、［第３の実施形態］、［第４の実
施形態］、［第５の実施形態］、［変形例］を、順に図
１２及び図１乃至図１１を参照して詳細に説明する。

【００１７】ここで、図１は本発明の第１の実施形態の
自動点滅式街路灯における電流振動型遮断機能付スイッ
チング・デバイスの詳細を示す回路構成図、図２は実施
形態で使用する電流振動型遮断機能付スイッチング・デ
バイスのうちの第１半導体スイッチである過熱保護機能
付ＦＥＴの詳細な回路構成図、図３、図４および図５は
実施形態の自動点滅式街路灯の電流振動型遮断機能付ス
イッチング・デバイスが利用する原理を説明する説明
図、図６は短絡故障時および通常動作時の実施形態の自
動点滅式街路灯における半導体スイッチの電流と電圧を
例示する波形図、図７は本発明の第２の実施形態の自動
点滅式街路灯における電流振動型遮断機能付スイッチン
グ・デバイスの詳細を示す回路構成図、図８は本発明の
第３の実施形態の自動点滅式街路灯における電流振動型
遮断機能付スイッチング・デバイスの詳細を示す回路構
成図、図９は本発明の第４の実施形態の自動点滅式街路
灯における電流振動型遮断機能付スイッチング・デバイ
スの詳細を示す回路構成図、図１０は本発明の第５の実
施形態の自動点滅式街路灯における電流振動型遮断機能
付スイッチング・デバイスの詳細を示す回路構成図、図
１１は変形例の自動点滅式街路灯における負荷抵抗の構
成を説明する回路図である。

【００１８】［第１の実施形態］図１２は、上記第１な
いし第５の実施形態及び変形例に共通の自動点滅式街路
灯の全体構成図である。各実施例間の相違は、符号１１
０または１１０ａないし１１０ｅで示す電流振動型遮断
機能付スイッチング・デバイスの内部構成が異なること
である。なお、電流振動型遮断機能付スイッチング・デ
バイス１１０は、請求項１との対応で言えば、第１半導
体スイッチと第２半導体スイッチと抵抗と検出手段と制
御手段とを含めた構成に対応する。

【００１９】また以下の説明において、参照符号として
抵抗には“Ｒ”とそれに続く数字を使用しているが、以
下の説明では参照符号として使用すると共に、それぞれ
該抵抗の抵抗値をも表すものとする。

【００２０】同図において、本発明に係る自動点滅式街
路灯は、昼間に太陽光を受けて発電するソーラセル９１
８と、定格電圧ＶＢの蓄電池１０１と、ソーラセル９１
８が発電した電力を蓄電池１０１に充電する充電器９１
７と、蓄電池１０１の電圧をランプ９１５の点灯電圧に
変換するＤＣ／ＡＣコンバータのような電圧変換器１０
２と、蓄電池１０１の正極と電圧変換器１０２との間に
Ｄ端子及びＳ端子が直列に挿入された電流振動型遮断機
能付スイッチング・デバイス１１０とを備えている。

【００２１】また、電流振動型遮断機能付スイッチング
・デバイス１１０は、点滅制御信号が入力される端子Ｃ
と、電源の正極に接続される端子ＶＢ、電源の負極に接
続される端子ＧＮＤとを備えている。

【００２２】また、自動点滅式街路灯は、周囲の明るさ
に応じて光電流が流れるフォトダイオードＰＤと、フォ
トダイオードＰＤの端子間電圧と、電源電圧ＶＢを抵抗
Ｒ９１及びＲ９２で分圧した電圧（ＶＢ×Ｒ９２／（Ｒ
９１＋Ｒ９２）とを比較し、フォトダイオードＰＤの端
子間電圧が上回れば、電流振動型遮断機能付スイッチン
グ・デバイス１１０に駆動電圧を供給するコンパレータ
９１１と、Ｒ９７、ツェーナーダイオードＺＤ９、Ｒ９
８、トランジスタ９１３、９１２からなる蓄電池過放電
保護回路とを備えている。

【００２３】請求項１と図１２との対応で言えば、第１
半導体スイッチと第２半導体スイッチと抵抗と検出手段
と制御手段とを含めた構成に電流振動型遮断機能付スイ
ッチング・デバイス１１０が対応する。また点滅制御回
路は、フォトダイオードＰＤと、抵抗Ｒ９１、Ｒ９２、
Ｒ９３、Ｒ９４、Ｒ９５及びコンパレータ９１１に対応
する。

【００２４】この自動点滅式街路灯の概略動作は、以下
の通りである。

【００２５】周囲が明るい昼間は、フォトダイオードＰ
Ｄの光電流が大きいため、抵抗Ｒ９３による電圧降下が
大きく、フォトダイオードＰＤの端子間電圧は小さい。
従ってコンパレータ９１１の出力は低レベルとなり、電
流振動型遮断機能付スイッチング・デバイス１１０は駆
動されずオフの状態となる。これにより、電圧変換器１
０２には電流が流れず、従ってランプ９１５は消灯状態
にある。一方、ソーラセル９１８は太陽に照らされて発
電し、この電力は充電器９１７により適当な電圧・電流
に変換されて蓄電池１０１を充電し、夜間のランプ９１
５の点灯に備える。

【００２６】周囲が暗くなると、フォトダイオードＰＤ
の光電流が小さくなり、抵抗Ｒ９３による電圧降下が小
さくなって、フォトダイオードＰＤの端子間電圧は大き
くなる。従ってコンパレータ９１１の出力は高レベルと
なり、電流振動型遮断機能付スイッチング・デバイス１
１０が駆動されてオンの状態となる。これにより、電圧
変換器１０２には蓄電池１０１からの電圧ＶＢが印加さ
れ、この電圧が電圧変換器１０２によりランプ点灯電圧
に変換されてランプ９１５に印加されランプ９１５が点
灯する。

【００２７】蓄電池１０１の充電量が少なくなって、蓄
電池電圧ＶＢが、ツェーナーダイオードＺＤ９のツェー
ナー電圧とトランジスタ９１３のベース電圧との和以下
になると、トランジスタ９１３がオフし、トランジスタ
９１２がオンするため、コンパレータ９１１の出力は、
強制的にトランジスタ９１２のオン電圧まで引き下げら
れ、これによって電流振動型遮断機能付スイッチング・
デバイス１１０はオフとなる。これによって、所定電圧
まで蓄電池１０１が放電したとき、これ以上の放電を抑
制して過放電状態となることを防止している。

【００２８】本発明の第１の実施形態の自動点滅式街路
灯の電流振動型遮断機能付スイッチング・デバイスにつ
いて、図１を参照して説明すると、本実施形態の電流振
動型遮断機能付スイッチング・デバイス１１０ａは、電
源（蓄電池）１０１の出力電圧ＶＢを負荷１０２に供給
する経路に、第１半導体スイッチとしての過熱保護機能
付ＦＥＴＱＡのドレインＤ−ソースＳを直列接続した構
成である。ここで、過熱保護機能付ＦＥＴＱＡにはＤＭ
ＯＳ構造のＮＭＯＳ型を使用しているがＰＭＯＳ型でも
実現可能である。

【００２９】また同図において、過熱保護機能付ＦＥＴ
ＱＡを駆動制御する部分については、第２半導体スイッ
チであるＦＥＴＱＢ、抵抗Ｒ１〜Ｒ１０、ツェナーダイ
オードＺＤ１、ダイオードＤ１、検出手段の主要な要素
であるコンパレータＣＭＰ１、制御手段である駆動回路
１１１および点滅信号入力端子Ｃを備えた構成である。
また、図１中の点線で囲った部分１１０ａはアナログ集
積化されるチップ部分を示す。

【００３０】負荷１０２は、例えば図外のランプを点灯
するためのＤＣ／ＡＣコンバータやＤＣ／ＤＣコンバー
タ等々であり、電流振動型遮断機能付スイッチング・デ
バイス１１０ａの点滅制御信号Ｃが高レベルになること
により機能する。駆動回路１１１には、コレクタ側が電
位ＶＰに接続されたソーストランジスタＱ５と、エミッ
タ側が接地電位（ＧＮＤ）に接続されたシンクトランジ
スタＱ６とを直列接続して備え、点滅制御信号Ｃに基づ
き、ソーストランジスタＱ５およびシンクトランジスタ
Ｑ６をオン／オフ制御して、過熱保護機能付ＦＥＴＱＡ
を駆動制御する信号を出力する。なお図中、ＶＢは電源
１０１の出力電圧であり、例えば１２［Ｖ］である。ま
た、ＶＰは図示しない内蔵電源電圧昇圧回路であるチャ
ージポンプの出力電圧であり、例えばＶＢ＋１０［Ｖ］
である。

【００３１】半導体スイッチとしての過熱保護機能付Ｆ
ＥＴＱＡは、特開平６−２４４４１４号公報として公知
のデバイスであり、より詳しくは図２に示すような構成
を備えている。図２において、過熱保護機能付ＦＥＴＱ
Ａは、内蔵抵抗ＲＧ、温度センサ１２１、ラッチ回路１
２２及び過熱遮断用ＦＥＴＱＳを備えている。尚、ＺＤ
１は、ゲートＧを過電圧から保護するためのツェナー電
圧１２［Ｖ］のツェナーダイオードである。すなわち、
ＺＤ１は、ゲートＧ−ソースＳ間に過電圧が印加されよ
うとした場合にこれをバイパスさせ、１２［Ｖ］以下に
保つ働きをする。

【００３２】また、本実施形態で使用する過熱保護機能
付ＦＥＴＱＡは、過熱保護機能付ＦＥＴＱＡが規定以上
の温度まで上昇したことが温度センサ１２１によって検
出された場合には、その旨の検出情報がラッチ回路１２
２に保持され、ゲート遮断回路としての過熱遮断用ＦＥ
ＴＱＳがオン動作となることによって、過熱保護機能付
ＦＥＴＱＡを強制的にオフ制御する過熱遮断機能を備え
ている。

【００３３】温度センサ１２１は４個のダイオードを縦
続接続して構成され、ＰＮ接合の順方向電圧が温度の上
昇に連れて低下する特性を利用して温度を検出するもの
であり、実装上、温度センサ１２１は過熱保護機能付Ｆ
ＥＴＱＡの近傍に配置形成されている。過熱保護機能付
ＦＥＴＱＡの温度が上昇するにつれて温度センサ１２１
の各ダイオードの電圧値が減少するので、ＦＥＴＱ５１
のゲート電位が“Ｌ”レベルとされる電位まで下がる
と、ＦＥＴＱ５１がオン状態からオフ状態に遷移する。
これにより、ＦＥＴＱ５４のゲート電位が過熱保護機能
付ＦＥＴＱＡのゲート制御端子（Ｇ）の電位にプルアッ
プされ、ＦＥＴＱ５４がオフ状態からオン状態に遷移し
て、ラッチ回路１２２に“１”がラッチされることとな
る。

【００３４】このとき、ラッチ回路１２２の出力が
“Ｈ”レベルとなって過熱遮断用ＦＥＴＱＳがオフ状態
からオン状態に遷移するので、過熱保護機能付ＦＥＴＱ
Ａの真のゲート（ＴＧ）の電位レベルが“Ｌ”レベルと
なって、過熱保護機能付ＦＥＴＱＡがオン状態からオフ
状態に遷移して、過熱遮断されることとなる。

【００３５】また、本実施形態では、負荷１０２または
過熱保護機能付ＦＥＴＱＡのドレインＤ−ソースＳ間に
おいて発生する短絡故障による過電流、或いは不完全短
絡故障による異常電流に対する保護機能をも備えてい
る。以下、図１を参照して、この保護機能を実現する構
成について説明する。

【００３６】先ず、特許請求の範囲にいう第２半導体ス
イッチはＦＥＴＱＢであり、第２半導体スイッチに直列
接続される抵抗はＲｒで構成されている。ＦＥＴＱＢの
ドレインおよびゲートはそれぞれ過熱保護機能付ＦＥＴ
ＱＡのドレイン（Ｄ）および真のゲート（ＴＧ）に接続
され、ＦＥＴＱＢのソース（ＳＢ）は抵抗Ｒｒの一方の
端子に接続され、抵抗Ｒｒの他の端子は接地電位（ＧＮ
Ｄ）に接続されている。このように、ＦＥＴＱＢおよび
過熱保護機能付ＦＥＴＱＡのドレイン（Ｄ）およびゲー
ト（ＴＧ）を共通化することにより同一チップ（１１０
ａ）への集積化を容易にすることができる。

【００３７】また、ＦＥＴＱＢおよび過熱保護機能付Ｆ
ＥＴＱＡは同一プロセスで同一チップ（１１０ａ）上に
形成されたものを使用することとして、温度ドリフトや
ロット間のバラツキの影響を除去（削減）するようにし
ている。また、ＦＥＴＱＢの電流容量が過熱保護機能付
ＦＥＴＱＡの電流容量よりも小さくなるように、それぞ
れのＦＥＴを構成する並列接続のトランジスタ数を（Ｆ
ＥＴＱＢのトランジスタ数：１個）＜（過熱保護機能付
ＦＥＴＱＡのトランジスタ数：１０００個）となるよう
に構成している。

【００３８】さらに、抵抗Ｒｒの抵抗値は、後述のよう
に負荷１０２の抵抗値×（ＦＥＴＱＢのトランジスタ
数：１個／過熱保護機能付ＦＥＴＱＡのトランジスタ
数：１０００個）の値となるように設定される。この抵
抗Ｒｒの設定により、過熱保護機能付ＦＥＴＱＡに正常
動作の負荷電流（例えば５［ｍＡ］）が流れたときと同
じドレイン−ソース間電圧ＶDSをＦＥＴＱＢに発生させ
ることができる。また、以上のような回路規定により、
ＦＥＴＱＢおよび抵抗Ｒｒの構成を極力小型化すること
ができ、実装スペースを縮小して装置コストを低減する
ことができる。

【００３９】可変抵抗ＲＶは過熱保護機能付ＦＥＴＱＡ
のソースＳＡ抵抗Ｒ１，Ｒ２の分圧点との間に負荷１０
２に対して直列に接続されている。可変抵抗ＲＶの抵抗
値を変えることによりＲｒの抵抗値を等価的に可変設定
する。即ち、チップ１１０ａの外部に可変抵抗ＲＶを設
置し、該可変抵抗ＲＶを調整することにより第２半導体
スイッチの端子間電圧を目標の仕様に設定することが可
能となる。これにより、アナログ集積化する場合でも１
種類のチップ１１０ａで複数の仕様をカバーすることが
可能となる。

【００４０】コンパレータＣＭＰ１は、特許請求の範囲
にいう第１半導体スイッチ（ＱＡ）の端子間電圧（Ｄ−
Ｓ間電圧）と第２半導体スイッチ（ＱＢ）の端子間電圧
（Ｄ−Ｓ間電圧）との差を検出する検出手段の一部を成
す。コンパレータＣＭＰ１の“＋”入力端子には、過熱
保護機能付ＦＥＴＱＡのドレインＤ−ソースＳ間電圧Ｖ
DSを抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２および可変抵抗ＲＶの並列抵抗
（Ｒ２‖ＲＶ）とで分圧した電圧が抵抗Ｒ５を介して供
給されている。また、コンパレータＣＭＰ１の“−”入
力端子には、ＦＥＴＱＢのソース電圧ＶＳが供給されて
いる。つまり、これら“＋”および“−”の両入力端子
に供給される電位がほぼ一致したときに出力は有効
（“Ｈ”レベル）となり、一致しないときに無効
（“Ｌ”レベル）となる。なお、後述のように、コンパ
レータＣＭＰ１は一定のヒステリシスを持っている。

【００４１】次に、以上説明した本実施形態の自動点滅
式街路灯の回路構成を踏まえて、その制御方法を説明す
る。具体的な動作説明を行う前に、図３、図４および図
５を参照して、本実施形態の自動点滅式街路灯における
電流振動型遮断機能付スイッチング・デバイスが利用す
る原理について説明する。ここで、図３はオフ状態から
オン状態への遷移時のドレイン−ソース間電圧の立ち下
がり特性の説明図、図４は概念的回路図、図５は過熱保
護機能付ＦＥＴのドレイン電流とゲート−ソース間電圧
との特性を説明する説明図である。

【００４２】半導体スイッチとして過熱保護機能付ＦＥ
ＴＱＡを使用した場合、電源１０１から負荷１０２への
電力供給経路は、概念的に図４に示すような回路として
表される。負荷１０２には電力供給経路の配線インダク
タンスＬ０と配線抵抗Ｒ０とを含む。なお、経路または
負荷１０２において短絡故障が発生した場合にはＲ０に
は短絡抵抗も含まれることとなる。ここで短絡抵抗は、
本実施形態が適用対象としている負荷１０２を電圧変換
器と仮定した場合には、上述の完全短絡（デッドショー
ト）の場合に約４０［ｍΩ］以下であり、不完全短絡の
場合は約４０〜５００［ｍΩ］である。

【００４３】このような電力供給経路の一部を成す過熱
保護機能付ＦＥＴＱＡのドレイン−ソース間電圧ＶDS
は、過熱保護機能付ＦＥＴＱＡがオフ状態からオン状態
へ遷移する際の立ち下がり電圧特性として、図３に示す
如くなる。即ち、短絡の場合、基準負荷（通常動作）の
場合、負荷１０２が抵抗１［ＫΩ］の場合についての立
ち下がり電圧特性である。このように、立ち下がり特性
は、電力供給経路および負荷の状態、即ち、経路が持つ
配線インダクタンス並びに配線抵抗および短絡抵抗に基
づく時定数に応じて変化する。

【００４４】このようなドレイン−ソース間電圧ＶDSの
特性の変化を利用して過電流検出を行う手法として、以
下で説明する手法の他に、所定タイミングで所定しきい
値との比較を行って過電流検出を行う手法が考えられる
が、所定タイミングを規定する手段および所定しきい値
との比較手段を構成するために、コンデンサや複数の抵
抗といった部品を必要とし、これらの部品がばらつくと
検出誤差となってしまうという問題がある。また、コン
デンサが必要であり、該コンデンサはチップ内に搭載で
きないことから、外付け部品が必要となり、装置コスト
のアップ要因となってしまうという問題もあった。

【００４５】図３において、過熱保護機能付ＦＥＴＱＡ
がオン状態に遷移してドレイン−ソース間電圧ＶDSが飽
和するまでの期間は、過熱保護機能付ＦＥＴＱＡはピン
チオフ領域で動作する。

【００４６】また、負荷１０２の抵抗が１［ＫΩ］のと
きのドレイン−ソース間電圧ＶDSの変化について、次の
ように考察できる。つまり、第１に、例えば、過熱保護
機能付ＦＥＴＱＡに日立製の「ＨＡＦ２００１」を使用
した場合、ドレイン電流ＩＤ＝１２［ｍＡ］だから、ゲ
ート−ソース間電圧ＶTGS は、ほぼしきい値電圧１．６
［Ｖ］に維持される。第２に、駆動回路１１１によるゲ
ート（Ｇ）への充電は継続されるから、このまま行くと
ゲート−ソース間電圧ＶTGS は上昇して行ってしまう
が、ドレイン−ソース間電圧ＶDSが低下して、ゲート−
ドレイン間の容量値ＣGDを増大させるので、ゲート−ソ
ース間電圧ＶTGS に達する電荷を吸収してしまうことに
なる。

【００４７】即ち、ドレイン−ソース間電圧ＶDSはゲー
ト−ソース間電圧ＶTGS に達した電荷が電位上昇を生じ
させないだけの容量を発生させるような速度で降下する
ことになる。これにより、ゲート−ソース間電圧ＶTGS
は約１．６［Ｖ］ に維持される。

【００４８】また、負荷抵抗＝１［ＫΩ］時のドレイン
−ソース間電圧ＶDSの変化について、次のような解釈も
可能である。つまり、過熱保護機能付ＦＥＴＱＡがオン
状態に遷移した後の各経過時点で、駆動回路１１１によ
ってゲート（Ｇ）の送られる充電電荷を吸収し、真のゲ
ート（ＴＧ）の電圧ＶTGS を一定に保つうようなドレイ
ン−ソース間電圧ＶDSの値を表わしている。したがっ
て、ある経過時間の後にドレイン−ソース間電圧ＶDSが
図３の負荷抵抗＝１［ＫＧ］時の曲線より上側にあれ
ば、ゲート−ソース間電圧ＶTGS は１．６［Ｖ］よりも
高くなっていることを意味する。なお、ドレイン−ソー
ス間電圧ＶDSは図３の負荷抵抗＝１［ＫΩ］時の曲線よ
り下側に来ることはない。

【００４９】さらに、図３の負荷抵抗＝１［ＫΩ］時の
曲線からの距離をΔＶDSGAP とすると、ΔＶDSGAP ×Ｃ
GD分の電荷をゲート−ソース間電圧ＶTGS から引き去れ
ば、ゲート−ソース間電圧電圧ＶTGS は１．６［Ｖ］に
なることを意味する。換言すれば、ゲート−ソース間電
圧ＶTGS は１．６［Ｖ］からこの電荷分だけ電位が上昇
していることを意味する。このことを式で示せば次式と
なる。

【００５０】

【数１】 ＶTGS −１．６＝ΔＶDSGAP ×ＣGD／（ＣGS×ＣGD） 即ち、ΔＶDSGAP は（ゲート−ソース間電圧ＶTGS −
１．６［Ｖ］に比例する。

【００５１】また、ゲート−ソース間電圧ＶTGS とドレ
イン電流ＩＤとの間には、図５の特性に示すように、比
例に近い１対１の関係がある。ここで、図５の特性は日
立製の「ＨＡＦ２００１」のものであり、図中のＶGSは
ここではゲート−ソース間電圧ＶTGS に相当する。した
がって、ΔＶDSGAP は図５の特性に示されるような対応
関係に基づいてドレイン電流ＩＤを表すということがで
きる。

【００５２】図５において、ドレイン電流ＩＤ＝１０
［Ａ］近辺の分解能は約８０［ｍＶ／Ａ］である。即
ち、１［Ａ］のドレイン電流ＩＤが８０［ｍＶ］のゲー
ト−ソース間電圧ＶTGS に対応し、±５［Ａ］のドレイ
ン電流ＩＤの変化に対して±０．４［Ｖ］のゲート−ソ
ース間電圧ＶTGS の変化が対応する。なお、この分解能
は従来例においてシャ ント抵抗ＲＳ＝８０［ｍΩ］相
当の分解能に相当します。

【００５３】なお、ドレイン電流ＩＤがゼロの時はゲー
トを充電する回路およびミラー容量だけでドレイン−ソ
ース間電圧ＶDSの曲線は決まるが、ドレイン電流ＩＤが
流れると、回路のインダクタンスＬｃおよび回路全体の
抵抗Ｒｃの影響を受けることになる。完全短路（デッド
ショート）のようにドレイン電流ＩＤが大きくなると、
ドレイン電流ＩＤの立ち上り勾配はインダクタンスＬｃ
及び抵抗Ｒｃでほぼ決まるので、ドレイン電流ＩＤの立
上がり勾配は一定値に収れんし、したがって、ゲート−
ソース間電圧ＶTGS の曲線も収れんすることとなる。

【００５４】図５に示される特性には温度の特異点が存
在する。日立製の「ＨＡＦ２００１」の場合、ドレイン
電流ＩＤ＝１５［Ａ］、ゲート−ソース間電圧ＶTGS ＝
３．３〜３．４［Ｖ］の付近である。通常の正常負荷電
流はほぼ１５［Ａ］以下なので、特異点の下側に来るこ
とになる。この下側の領域では、同じドレイン電流ＩＤ
に対し、温度上昇に応じてゲート−ソース間電圧ＶTGS
は小さくなる。したがって、高温条件下でも誤作動が低
減されることになり有利といえる。

【００５５】また、ゲートを充電する回路が異なると、
同じ負荷電流に対してドレイン−ソース間電圧ＶDSの曲
線は変わってくる。したがって、ゲート充電電流は常に
同じ条件を保つ必要がある。なお、ゲート充電電流を減
らせばドレイン−ソース間電圧ＶDSの曲線は上方にシフ
トすることになる。この性質を利用して、同じドレイン
電流ＩＤに対してドレイン−ソース間電圧ＶDSを増大さ
せるようにすれば、過熱遮断保護機能による過熱遮断を
促進させることができる。後述の過熱遮断促進回路（過
熱遮断促進回路）はこれを利用したものである。

【００５６】次に、以上の考察を踏まえて、本実施形態
の自動点滅式街路灯の動作を説明する。先ず、第１半導
体スイッチであるサーマルＥＦＴＱＡおよび第２半導体
スイッチであるＦＥＴＱＢについて説明する。過熱保護
機能付ＦＥＴＱＡおよびＦＥＴＱＢがピンチオフ領域で
動作しているときは、カレントミラー（Current mirro
r）回路が構成され、ドレイン電流ＩＤGA＝１０００×
ドレイン電流ＩＤGSとなる。

【００５７】したがって、過熱保護機能付ＦＥＴＱＡの
ドレイン電流としてＩＤQA＝５［Ａ］、ＦＥＴＱＢのド
レイン電流としてＩＤQB＝５［ｍＡ］がそれぞれ流れて
いるときは、過熱保護機能付ＦＥＴＱＡおよびＦＥＴＱ
Ｂのそれぞれのドレイン−ソース間電圧ＶDSとゲート−
ソース間電圧ＶTGS は一致する。即ち、ＶDSA ＝ＶDSB
，ＶTGSA＝ＶTGSBとなる。ここで、ＶDSA ＝ＶDSB は
それぞれ過熱保護機能付ＦＥＴＱＡ、ＦＥＴＱＢのドレ
イン−ソース間電圧であり、ＶTGSA＝ＶTGSBはそれぞれ
過熱保護機能付ＦＥＴＱＡ、ＦＥＴＱＢのゲート−ソー
ス間電圧である。

【００５８】したがって、ＦＥＴＱＢが完全にオン状態
に遷移しているときは、抵抗Ｒｒの両端にほぼ電源電圧
ＶＢが印加されるから、過熱保護機能付ＦＥＴＱＡに接
続する５［Ａ］負荷に等価なＦＥＴＱＢの負荷として、
抵抗Ｒｒの抵抗値は、Ｒｒ＝１２［Ｖ］／５［ｍＡ］−
１．４［ＫΩ］として決定される。

【００５９】このように、ここでは、過熱保護機能付Ｆ
ＥＴＱＡに５［Ａ］の負荷電流が流れたときのドレイン
−ソース間電圧ＶDSの値（曲線）を基準とするが、過熱
保護機能付ＦＥＴＱＡに対してトランジスタ数比（＝電
流容量比）の小さいＦＥＴＱＢを用いて基準電圧を生成
することにより、小さなチップ占有面積で要求機能を実
現できるわけである。さらに、上述のように、ＦＥＴＱ
Ｂと過熱保護機能付ＦＥＴＱＡと同一プロセスで、同一
チップ上に構成することにより、ロット間ばらつき、温
度ドリフトの影響を除去することができて、検出精度を
大幅に改善できる。

【００６０】次に、ピンチオフ領域における動作につい
て説明する。過熱保護機能付ＦＥＴＱＡがオン状態に遷
移すると、ドレイン電流はＩＤQAは回路抵抗で決まる最
終負荷電流値を目指して立ち上がっていく。また、過熱
保護機能付ＦＥＴＱＡのゲート−ソース間電圧ＶTGSA
は、ドレイン電流ＩＤQAで決まる値を取り、ドレイン−
ソース間電圧ＶDSA の低下によるコンデンサ容量ＣGDの
ミラー効果でブレーキをかけられながら、これも立ち上
がっていく。

【００６１】さらに、ＦＥＴＱＢのゲート−ソース間電
圧ＶTGSBは、ドレイン電流ＩＤQB＝５［ｍＡ］（ドレイ
ン電流ＩＤQA＝５［Ａ］に相当）までは、ゲート−ソー
ス間電圧ＶTGSB＝ＶTGSAで増加していくが、それ以降は
ドレイン電流ＩＤQB＝５［ｍＡ］一定になるため（ピン
チオフ領域内で一定になる）、ゲート−ソース間電圧Ｖ
TGSBも一定になり、日立製の「ＨＡＦ２００１」の場合
は、約２．７［Ｖ］一定になる。

【００６２】また、過熱保護機能付ＦＥＴＱＡのゲート
−ソース間電圧ＶTGSAは、ドレイン電流ＩＤQAの増加に
応じて大きくなっていくので、ゲート−ソース間電圧は
ＶTGSB＜ＶTGSAとなる。また、ＶDSA ＝ＶTGSB＋ＶTGD
，ＶDSB ＝ＶTGSB＋ＶTGD の関係があるから、ＶDSA
−ＶDSB ＝ＶTGSA−ＶTGSBとなる。ここで、ゲート−ソ
ース間電圧の差ＶTGSA−ＶTGSBは、ドレイン電流ＩＤQA
−５［Ａ］を表わすから、ドレイン−ソース間電圧の差
ＶDSA −ＶDSB を検出することにより、ドレイン電流Ｉ
ＤQA−５［Ａ］を得ることができる。

【００６３】ＦＥＴＱＢのドレイン−ソース間電圧ＶDS
B はコンパレータＣＭＰ１に直接入力され、過熱保護機
能付ＦＥＴＱＡのドレイン−ソース間電圧ＶDSA はＲ１
と抵抗Ｒ２で分圧した値（ここでは可変抵抗ＲＶについ
て考慮に入れないものとする）がコンパレータＣＭＰ１
に入力される。即ち、

【数２】 ＶDSA ×Ｒ１／（Ｒ１＋Ｒ２）………（１） がコンパレータＣＭＰ１に入力されることになる。サー
マルＦＥＧＱＡがオン状態に遷移した直後は、ＦＥＴＱ
Ｂのドレイン−ソース間電圧ＶDSB ＞（１）であるが、
過熱保護機能付ＦＥＴＱＡのドレイン電流ＩＤQAが増加
するに連れて（１）は増加し、ついにはＦＥＴＱＢのド
レイン−ソース間電圧ＶDSB より大きくなり、この時、
コンパレータＣＭＰ１の出力は“Ｈ”レベルから“Ｌ”
レベルに変化して、過熱保護機能付ＦＥＴＱＡをオフ状
態に遷移させる。

【００６４】なお、コンパレータＣＭＰ１では、ダイオ
ードＤ１と抵抗Ｒ５でヒステリシスが形成されている。
過熱保護機能付ＦＥＴＱＡがオフ状態に遷移したとき、
駆動回路１１１のシンクトランジスタＱ６によりゲート
電位は接地され、ダイオードＤ１のカソード側電位は、
ＶDSB −０．７［Ｖ］（ツェナーダイオードＺＤ１の順
方向電圧）になるので、抵抗Ｒ１→抵抗Ｒ５→ダイオー
ドＤ１の経路で電流が流れ、コンパレータＣＭＰ１の
“＋”入力端子の電位は、駆動回路１１１がオン制御し
ているときより低下する。したがって、オフ状態に遷移
したときより小さいドレイン−ソース間電圧の差ＶDSA
−ＶDSB まで過熱保護機能付ＦＥＴＱＡはオフ状態を維
持し、その後オン状態に遷移することとなる。なお、ヒ
ステリシス特性の付け方にはいろいろな方法があるが、
これはその一例である。

【００６５】過熱保護機能付ＦＥＴＱＡがオフ状態に遷
移するときのドレイン−ソース間電圧ＶDSA をしきい値
ＶDSAth とすると、次式が成立する。

【００６６】

【数３】 ＶDSAth −ＶDSA ＝Ｒ２／Ｒ１×ＶDSB （at ５［ｍＡ］）…（２） 過電流判定値は（２）式で決まることになる。なお、過
電流判定値を変更するには、チップ１１０ａ外部に接地
されている抵抗Ｒ２に並列接続の可変抵抗ＲＶを調整す
る。この調整により過電流判定値を下方にシフトさせる
ことができる。

【００６７】次に、オーミック領域における動作につい
て説明する。配線が正常な状態で、過熱保護機能付ＦＥ
ＴＱＡがオン状態に遷移すると、過熱保護機能付ＦＥＴ
ＱＡは連続的にオン状態を維持することとなるので、ゲ
ート−ソース間電圧ＶTGSA、ＶTGSBは１０［Ｖ］近くま
で達し、過熱保護機能付ＦＥＴＱＡ，ＦＥＴＱＢともオ
ーミック領域で動作する。

【００６８】この領域ではドレイン−ソース間電圧ＶDS
とドレイン電流ＩＤの間には１対１の関係は無くなる。
日立製の「ＨＡＦ２００１」の場合、オン抵抗がドレイ
ン−ソース間電圧ＶDS＝１０［Ｖ］のとき、ＲDS（ON）
＝３０［ｍΩ］であるので、次式となる。

【００６９】

【数４】 ＶDSB ＝５［Ａ］×３０［ｍΩ］＝０．１５［Ｖ］ ＶDSA ＝ＩＤQA×３０［ｍΩ］ ＶDSA −ＶDSB ＝３０［ｍΩ］×（ＩＤQA−５［Ａ］）……（３） また、配線の短絡等でドレイン電流ＩＤQAが増加すると
式（３）の値が大きくなり、過電流判定値を超えると過
熱保護機能付ＦＥＴＱＡをオフ状態に遷移させる。この
後は上記ピンチオフ領域の状態に移り、過熱保護機能付
ＦＥＴＱＡはオン状態およびオフ状態への遷移を繰り返
して、最終的に過熱遮断に至る。なお、過熱遮断に至る
前に、配線が正常に復帰すれば、（間欠的短絡故障の
例）、過熱保護機能付ＦＥＴＱＡは連続的にオン状態を
維持するようになり、オーミック領域の動作に戻る。

【００７０】図６には、本実施形態の自動点滅式街路灯
における過熱保護機能付ＦＥＴＱＡの電流と電圧の波形
図を例示している。ここで、図６（ａ）はドレイン電流
ＩＤ〔Ａ〕を、図６（ｂ）ドレイン−ソース間電圧ＶDS
をそれぞれ示し、図中、Ａは完全短絡（デッドショー
ト）の場合、Ｂは通常動作の場合、Ｃは不完全短絡の場
合である。

【００７１】完全短絡（デッドショート）が発生してい
る場合（図中Ａ）には、過熱保護機能付ＦＥＴＱＡがオ
フ状態からオン状態に遷移したとき、ドレイン電流ＩＤ
が急激に流れるが、過熱保護機能付ＦＥＴＱＡのオン状
態を継続して、過熱保護機能付ＦＥＴＱＡを過熱させ、
過熱遮断の保護機能、即ち過熱遮断用ＦＥＴＱＳのオン
状態への遷移によって過熱保護機能付ＦＥＴＱＡを過熱
遮断する。

【００７２】また、ある程度の短絡抵抗を持つ不完全短
絡が発生している場合（図中Ｃ）には、上述のように過
熱保護機能付ＦＥＴＱＡのオン／オフ制御を繰り返して
行って、ドレイン電流ＩＤを大きく変動させ、過熱保護
機能付ＦＥＴＱＡの周期的な発熱作用によって、過熱遮
断の保護機能、即ち過熱遮断用ＦＥＴＱＳのオン状態へ
の遷移によって過熱保護機能付ＦＥＴＱＡを過熱遮断を
速めている。

【００７３】以上説明したように、本実施形態の自動点
滅式街路灯では、電流検出を行うために電力の供給経路
に直列接続される従来のようなシャント抵抗を不要と
し、シャント抵抗を用いずに高精度の過電流検出が可能
であり、装置全体としての熱損失を抑えることができ、
また、完全短絡による過電流検出のみならず、ある程度
の短絡抵抗を持つ不完全短絡などのレアショートが発生
した場合の異常電流をもハードウェア回路によって連続
的に検出可能である。

【００７４】また、不完全短絡の場合、過熱保護機能付
ＦＥＴＱＡのオン／オフ制御を繰り返し行って電流を大
きく変動させ、半導体スイッチの周期的な発熱作用によ
って過熱保護機能による過熱保護機能付ＦＥＴＱＡの遮
断（オフ制御）を速めることができる。さらに、マイコ
ンを用いないハードウェア回路のみで構成して半導体ス
イッチのオン／オフ制御を行えるため、自動点滅式街路
灯の制御部の実装スペースを縮小でき、装置コストを大
幅に削減することができる。

【００７５】また、本実施形態と同様に、ドレイン−ソ
ース間電圧ＶDSの特性の変化を利用するものの所定タイ
ミングで所定しきい値との比較を行って過電流検出を行
う他の手法と比較して、コンデンサや複数の抵抗といっ
た部品が不要になるので、該部品のバラツキによる検出
誤差がより低減できるとともに、チップ１１０ａに対す
る外付けコンデンサも不要であることから、実装スペー
スおよび装置コストをより削減することができる。

【００７６】さらに、可変抵抗ＲＶの調整により、負荷
１０２の種別に応じた完全短絡、不完全短絡の切り分け
を確実に検出することが可能となり、短絡故障に対する
保護を精度良く行うことができる。

【００７７】〔第２の実施形態〕次に、第２の実施形態
の自動点滅式街路灯における電流振動型遮断機能付スイ
ッチング・デバイスついて、図７を参照して説明する。
本実施形態の電流振動型遮断機能付スイッチング・デバ
イスの構成は、図１の第１の実施形態の構成に対して、
抵抗Ｒ３，Ｒ４，Ｒ６，Ｒ９、ＦＥＴＱｌ，Ｑ２および
ツェナーダイオードＺＤ２を付加した構成である。な
お、図７中の点線で囲った部分１１０ｂはアナログ集積
化されるチップ部分を示す。

【００７８】即ち、ゲート−ソース間を抵抗Ｒ９で接続
したＦＥＴＱｌのゲートに、ツェナーダイオードＺＤ２
および抵抗Ｒ６を介して過熱保護機能付ＦＥＴＱＡの真
のゲートＴＧを接続し、ＦＥＴＱｌのドレインを抵抗Ｒ
４を介してＶＢ＋５〔Ｖ］に接続し、ＦＥＴＱｌのソー
スを過熱保護機能付ＦＥＴＱＡのソースＳＡに接続して
いる。また、抵抗Ｒｌに対して並列に、抵抗Ｒ３とＦＥ
ＴＱ２のドレインとを接続した回路を接続し、ＦＥＴＱ
２のオン／オフ制御によって過熱保護機能付ＦＥＴＱＡ
のドレイン−ソース間電圧ＶDSの分圧を変えるように構
成している。

【００７９】次に、本実施形態の電流振動型遮断機能付
スイッチング・デバイスの動作を説明する。先ず、ピン
チオフ領域における動作について説明する。第１の実施
形態と同様に、ＦＥＴＱＢのドレイン−ソース間電圧Ｖ
DSB はコンパレータＣＭＰｌに直接入力され、過熱保護
機能付ＦＥＴＱＡのドレイン−ソース間電圧ＶDSA は抵
抗Ｒｌ，Ｒ３の並列抵抗（Ｒｌ‖Ｒ３）と抵抗Ｒ２で分
圧した値（ここでは可変抵抗ＲＶについて考慮に入れな
いものとする）がコンパレータＣＭＰｌに入力される。

【００８０】即ち、次式の値がコンパレー夕ＣＭＰｌに
入力されることになる。

【００８１】

【数５】 ＶDSA ×（Ｒ１‖Ｒ３）／（（Ｒ１‖Ｒ３）＋Ｒ２）‥‥‥（１′） 過熱保護機能付ＦＥＴＱＡがオン状態に遷移した直後
は、ＦＥＴＱＢのドレイン−ソース間電圧ＶDSB ＞
（１′）であるが、過熱保護機能付ＦＥＴＱＡのドレイ
ン電流ＩＤQAが増加するに連れて（１′）は増加し、つ
いにはＦＥＴＱＢのドレイン−ソース間電圧ＶDSB より
大きくなり、この時、コンパレータＣＭＰｌの出力は
“Ｈ”レベルから“Ｌ”レベルに変化して、過熱保護機
能付ＦＥＴＱＡをオフ状態に遷移させる。

【００８２】過熱保護機能付ＦＥＴＱＡがオフ状態に遷
移するときのドレイン−ソース間電圧ＶDSA をしきい値
ＶDSAth とすると、次式が成立する。

【００８３】

【数６】 ＶDSAth −ＶDSA ＝Ｒ２／（Ｒ１‖Ｒ３）×ＶDSB ……（２′） 過電流判定値は（２′）式で決まることになる。なお、
過電流判定値を変更するには、第１の実施形態と同様
に、チップ１１０ａ外部に接地されている抵抗Ｒ２に並
列接続の可変抵抗ＲＶを調整する。この調整により過電
流判定値を下方にシフトさせることができる。

【００８４】オーミック領域における動作や図６を参照
して説明した動作等については第１の実施形態と同様で
あるので省略する。

【００８５】次に、過電流判定値について考察する。こ
こでは、過電流判定値はピンチオフ領域、オーミック領
域とも同一の値を用いるとする。

【００８６】先ず、ピンチオフ領域における△（ＶDSA
−ＶDSB ）／△ＩＤを求める。ＨＡＦ２００１の特性曲
線より、次式が得られる。

【００８７】

【数７】 △ＶTGSA／△ＩＤQA＝８０［ｍＶ／Ａ］ ……（４） △ＶTGSA＝△（ＶDSA −ＶDSB ）×ＣTGD ／（ＣTGS ＋ＣTGD ） ＝△（ＶDSA −ＶDSB ） ×１２００ｐＦ／（１８００ｐＦ＋１２００ｐＦ） ＝△（ＶDSA −ＶDSB ）×０．４ ……（５） 式（４），（５）より、

【数８】 △（ＶDSA −ＶDSB ）／△ＩＤ＝２００［ｍＶ／Ａ〕……（６） となる。

【００８８】また、オーミック領域における△（ＶDSA
−ＶDSB ）／△ＩＤは、式（３）より、

【数９】 △（ＶDSA −ＶDSB ）／△ＩＤ＝３０［ｍＶ／Ａ〕……（７） となる。

【００８９】式（６），（７）を比較すると、ピンチオ
フ領域ではオーミック領域より電流感度が敏感になり、
オーミック領域で適切な過電流判定値でも、ピンチオフ
領域では低すぎて引っ掛かり過ぎる恐れがある。この対
策としては、ピンチオフ領域とオーミック領域で過電流
判定値を変える方法がある。第１の実施形態の構成に対
して本実施形態で付加された回路がこの対策回路であ
る。

【００９０】ピンチオフ領域かオーミック領域かの判定
は、ゲート−ソース間電圧ＶTGSAの大きさで行う。ドレ
イン電流ＩＤが増えるに連れてピンチオフ領域のゲート
−ソース間電圧ＶTGSAは大きくなるが、完全短絡（デッ
ドショート）の場合でも５［Ｖ］を超えることはない。
したがって、ゲート−ソース間電圧ＶTGSA＞５〔Ｖ］で
あればオーミック領域にあると判定できる。

【００９１】過熱保護機能付ＦＥＴＱＡがオン状態に遷
移した直後は、ＦＥＴＱｌはオフ状態で、ＦＥＴＱ２は
オン状態にある。ＦＥＴＱ２をオン状態に遷移させるた
めには、電源電圧ＶＢ以上の電圧、例えばＶＢ＋５
［Ｖ］が必要となる。

【００９２】ツェナーダイオードＺＤ２のツェナー降伏
電圧を５［Ｖ〕−１．６［Ｖ］（ＦＥＴＱｌのしきい値
電圧）に設定すれば、ゲート−ソース間電圧ＶTGSA＞５
〔Ｖ］になるとＦＥＴＱｌがオン状態に遷移し、ＦＥＴ
Ｑ２がオフ状態に遷移するので、抵抗Ｒ２に並列に入っ
ていた抵抗Ｒ３が回路的に除去されることとなる。

【００９３】ドレイン−ソース間電圧ＶDSA の圧縮率が
小さくなるので、過電流と判定されるドレイン−ソース
間電圧の差ＶDSA −ＶDSB がより小さくなる。これによ
りオーミック領域では対策前より少ない電流値で過電流
判定されるようになる。

【００９４】しかし、本実施形態における付加回路によ
る対策を行わなくても、実用的には問題ない可能性があ
る。つまり、ピンチオフ領域では最終負荷電流値が小さ
いときは、ピンチオフ領域内で完全に立ち上がってしま
う。即ち、ピンチオフ領域内で最終負荷電流値に達する
が、最終負荷電流値が大きい場合には、ピンチオフ領域
内ではまだ立ち上がり途上にあり、ピンチオフ領域の電
流値は、完全短絡（デッドショート）の場合でも最大４
０［Ａ］位に制限される。

【００９５】つまり、最終負荷電流値が大きくなるに連
れて、ある一定の勾配を持った電流立ち上がり特性に収
れんし、最終負荷電流値の差ほどドレイン−ソース間電
圧ＶDSA の差がつかなくなる。この現象があるため、ピ
ンチオフ領域の電流感度が大きくても、ドレイン−ソー
ス間電圧の差ＶDSA −ＶDSB が大きくならず、基準電圧
生成回路における電流値の選択しだいで本実施形態のよ
うな付加回路による対策を用いなくても、第１の実施形
態の構成によって、実用的な過電流検出保護を行う電流
振動型遮断機能付スイッチング・デバイスを用いた自動
点滅式街路灯を実現できる。

【００９６】本実施形態の自動点滅式街路灯では、第１
の実施形態で詳述したものと同等の効果を奏することが
できる。

【００９７】ここで最後に、過電流制御の考え方につい
て整理しておく。基本構想としては次の通りである。先
ず、配線が正常なときは過熱保護機能付ＦＥＴＱＡがオ
ン状態に遷移するとオーミック領域に入り、配線が正常
である限り、オーミック領域に留まり、過熱保護機能付
ＦＥＴＱＡはオン状態を維持し続ける。次に、配線に異
常が発生して、電流が増えドレイン−ソース間電圧の差
ＶDSA −ＶDSB が過電流判定値を超えると、過熱保護機
能付ＦＥＴＱＡはオフ状態に遷移し、ピンチオフ領域に
入る。配線異常が続く限り、過熱保護機能付ＦＥＴＱＡ
はオン状態／オフ状態の遷移を繰り返し続けて、ピンチ
オフ領域に留まり、最終的に過熱遮断に至る。

【００９８】上記基本構想を実現し、かつ制御を最適化
するために、過電流判定値は次の２つの条件を満足しな
ければならない。第１に、正常電流範囲では過熱保護機
能付ＦＥＴＱＡを絶対にオフさせないことである。第２
に、オーミック領域で過電流と判定した後は、配線異常
が改善されない限り、ピンチオフ領域で過熱保護機能付
ＦＥＴＱＡはオン状態／オフ状態への遷移を繰り返し行
い続けることである。これはオン／オフ制御の周期を安
定させるために必要である。オン／オフ制御の周期を安
定させることは制御の安定性につながるし、オン／オフ
制御の周期を用いてタイマを設定する（後述の第５の実
施形態を参照）ので、そのためにも周期の安定化は必要
である。

【００９９】上記第１および第２の条件を満足させるた
めには、オーミック領域の過電流判定値を「正常電流最
大値＋α」の電流値（相当するＶDSA −ＶDSB ）に設定
し、ピンチオフ領域の過電流判定値を「正常電流最大値
＋β」に設定する必要がある。このときα＞βとする。
つまり、α−βがピンチオフ領域に留まらせるために必
要なオフセット量である。

【０１００】〔第３の実施形態〕次に、第３の実施形態
の自動点滅式街路灯における電流振動型遮断機能付スイ
ッチング・デバイスについて、図８を参照して説明す
る。第２の実施形態における電流振動型遮断機能付スイ
ッチング・デバイスの回路構成（図７）との違いは、Ｆ
ＥＴＱＢのゲートを過熱保護機能付ＦＥＴＱＡの真のゲ
ートＴＧに接続せず、ＦＥＴＱＢのゲート抵抗としてＲ
４１を追加し、該抵抗Ｒ４１の他端を過熱保護機能付Ｆ
ＥＴＱＡのゲートＧに接続している。それ以外は第２の
実施形態の回路構成と同じである。なお、図８中の点線
で囲った部分１１０ｃはアナログ集積化されるチッブ部
分を示す。

【０１０１】また、抵抗Ｒ４１の抵抗値は、Ｒ４１＝１
０００×Ｒ７に設定する必要がある。例えば、Ｒ７＝１
０〔ＫΩ］とした場合にはＲ４１＝１０［ＭΩ］とな
る。非常に高い抵抗値になるので、コスト、生産性を考
慮するトランジスタ数比を１：１００位にして、Ｒ４１
＝１〔ＭΩ］位になるようにすることが望ましい。

【０１０２】なお、本実施形態の自動点滅式街路灯にお
ける電流振動型遮断機能付スイッチング・デバイスの動
作は第２の実施形態と同等であり、第１の実施形態と同
等の効果を奏する。

【０１０３】〔第４の実施形態〕次に、第４の実施形態
の自動点滅式街路灯における電流振動型遮断機能付スイ
ッチング・デバイスについて、図９を参照して説明す
る。本実施形態の電流振動型遮断機能付スイッチング・
デバイスは、第１の実施形態の電流振動型遮断機能付ス
イッチング・デバイスにおける回路構成（図１）に対し
て、突入電流マスク回路１０５および過熱促進回路１０
６を付加した構成である。なお、図９中の点線で囲った
部分１１０ｄはアナログ集積化されるチップ部分を示
す。

【０１０４】負荷１０２をオンさせると、安定状態の数
倍から数十倍の突入電流が流れる。その突入電流が流れ
る期間は負荷１０２の種類や容量（大きさ）によって異
なり、だいたい３［msec］から２０〔msec〕である。こ
の突入電流が流れる期間に、上記第１、第２または第３
の実施形態で説明したような過電流制御が行われると、
負荷１０２が定常状態に至るまでに時間を要してしま
い、ランプの点灯が遅れるなどの負荷自身の応答が悪く
なる場合がある。本実施形態では、突入電流マスク回路
１０５を図１の構成に付加することによってこのような
問題を解消する。

【０１０５】また、上記第１，第２または第３の実施形
態では、完全短絡による過電流が検出された場合には、
すぐに過熱遮断による保護が機能して過熱保護機能付Ｆ
ＥＴＱＡを過熱遮断（オフ制御）することが可能である
が、不完全短絡の場合には、過熱保護機能付ＦＥＴＱＡ
のオン／オフ制御を繰り返し行って、過熱保護機能付Ｆ
ＥＴＱＡの周期的な発熱作用によって過熱遮断を機能さ
せるので、過熱遮断までの時間が相対的に長くなること
が考えられる。本実施形態では、過熱遮断促進回路１０
６によって不完全短絡の場合でも過熱保護機能付ＦＥＴ
ＱＡの遮断を速めるようにしている。

【０１０６】図９において、突入電流マスク回路１０５
は、ＦＥＴＱ１１，Ｑ１２、ダイオードＤｌｌ、抵抗Ｒ
ｌｌ〜Ｒ１３およびコンデンサＣ１１を備えて構成され
ている。

【０１０７】次に、突入電流マスク回路１０５の動作に
ついて説明する。過熱保護機能付ＦＥＴＱＡがオン状態
に遷移すると、ゲート−ソース間電圧ＶGSA がダイオー
ドＤ１１および抵抗Ｒ１２を介してＦＥＴＱ１２のゲー
トに供給され、また同じくゲート−ソース間電圧ＶGSA
がダイオードＤ１１および抵抗Ｒ１１を介してＦＥＴＱ
１１のゲートに供給される。

【０１０８】ＦＥＴＱ１２のゲートはコンデンサＣ１１
を介して過熱保護機能付ＦＥＴＱＡのソースＳＡに接続
されており、過熱保護機能付ＦＥＴＱＡがオン状態に遷
移した直後はコンデンサＣ１１が未充電であるため、Ｆ
ＥＴＱ１２のゲート電位が十分に上がらずＦＥＴＱｌ２
はオン状態に遷移できない。また、ＦＥＴＱ１１はＦＥ
ＴＱ１２がオフ状態にある間はオン状態にあり、コンパ
レータＣＭＰｌの＋端子に供給される分圧点を過熱保護
機能付ＦＥＴＱＡのソースＳＡに結合させる。そのた
め、コンパレータＣＭＰ１の出力は“Ｈ”レベルに保た
れて、大きな突入電流が流れても過熱保護機能付ＦＥＴ
ＱＡはオフ状態に遷移しないことになる。

【０１０９】時間の経過により、コンデンサＣ１１は抵
抗Ｒ１２を介して充電されていき、ついにはＦＥＴＱ１
２がオン状態に遷移する。これに伴ってＦＥＴＱ１１が
オフ状態に遷移し上記マスク状態が終了して、過電流検
出制御が機能することとなる。

【０１１０】なお、抵抗Ｒ１３は過熱保護機能付ＦＥＴ
ＱＡがオフ状態に遷移した後、コンデンサＣ１１をリセ
ットするための放電抵抗である。Ｒ１２≪Ｒ１３となる
ように設定してマスク時間に影響しないようにするのが
望ましい。また、マスク時間はＲｌ２×Ｃ１１の時定数
で決定されるので、１チップ化する場合には外付けのコ
ンデンサＣ１１の容量値を任意に変更することにより、
マスク時間の調整が可能となる。

【０１１１】次に、過熱遮断促進回路１０６は、ＦＥＴ
Ｑ２１、ダイオードＤ２１、抵抗Ｒ２１〜Ｒ２３および
コンデンサＣ２１を備えて構成されている。

【０１１２】次に、過熱遮断促進回路１０６の動作につ
いて鋭明する。過電流制御に入り、過熱保護機能付ＦＥ
ＴＱＡのゲート電位が周期的に“Ｈ”レベルになる度に
コンデンサＣ２１は抵抗Ｒ２１および逆流阻止用ダイオ
ードＤ２１を介して充電される。ＦＥＴＱ２１のゲート
電位は最初はしきい値以下なのでオフ状態にあるが、コ
ンデンサＣ２１の充電に伴ってゲート電位が上昇すると
ＦＥＴＱ２１はオン状態に遷移する。

【０１１３】抵抗Ｒ２１を介して端子ＴＧ（過熱保護機
能付ＦＥＴＱＡの真のゲート）から接地電位（ＧＮＤ）
に電流が流れ、端子ＴＧに蓄積される電荷量が減少す
る。このため、同じドレイン電流ＩＤに対してもドレイ
ン−ソース間電圧ＶDSA が大きくなり、過熱保護機能付
ＦＥＴＱＡの電力消費が増大して過熱遮断が早まること
となる。なお、抵抗Ｒ２１が小さいほど過熱遮断は早ま
る。また、抵抗Ｒ２３はコンデンサＣ２１の放電抵抗で
あり、Ｒ２２≪Ｒ２３となるように設定するのが望まし
い。

【０１１４】〔第５の実施形態〕次に、第５の実施形態
の自動点滅式街路灯における電流振動型遮断機能付スイ
ッチング・デバイスについて、図１０を参照して説明す
る。本実施形態の電流振動型遮断機能付スイッチング・
デバイスは、第１の実施形態の電流振動型遮断機能付ス
イッチング・デバイスの回路構成（図１）に対して、オ
ン／オフ回数積算回路１０７を付加した構成である。な
お、図１０中の点線で囲った部分１１０ｅはアナログ集
積化されるチップ部分を示す。

【０１１５】上記第１、第２または第３の実施形態にお
いて、不完全短絡の場合に、過熱保護機能付ＦＥＴＱＡ
のオン／オフ制御を繰り返し行って、過熱保護機能付Ｆ
ＥＴＱＡの周期的な発熱作用によって過熱遮断を機能さ
せることから、過熱遮断までの時間が相対的に長くなる
という問題点を、本実施形態では次のようにして解消す
る。即ち、過熱保護機能付ＦＥＴＱＡのオン／オフ制御
回数が所定回数に達したときにオフ制御させるオン／オ
フ回数積算回路１０７を付加することにより、過熱保護
機能付ＦＥＴＱＡの遮断を速める。

【０１１６】図１０において、オン／オフ回数積算回路
１０７は、ＦＥＴＱ３１、ダイオードＤ３１，Ｄ３２、
抵抗Ｒ３１〜Ｒ３３およびコンデンサＣ３１を備えて構
成されている。

【０１１７】次に、オン／オフ回数積算回路１０７の動
作について説明する。過電流制御に入り、過熱保護機能
付ＦＥＴＱＡのゲート電位が周期的に“Ｈ”レベルにな
る度にコンデンサＣ３１は抵抗Ｒ３１および逆流阻止用
ダイオードＤ３１を介して充電される。ＦＥＴＱ３１の
ゲート電位は最初はしきい値以下なのでオフ状態にある
が、コンデンサＣ３１の充電に伴ってゲート電位が上昇
するとＦＥＴＱ３１はオン状態に遷移する。この時、温
度センサ１２１（４個のダイオード）のアノード側が引
き下げられるので、高温状態と同じ条件となって過熱遮
断用ＦＥＴＱＳがオン状態に遷移して、過熱保護機能付
ＦＥＴＱＡを遮断（オフ制御）する。

【０１１８】なお、回数積算による遮断時間は約１［se
c ］程度が望ましい。また、オン／オフ回数積算回路１
０７を安定に動作させるためには、さらに、過熱保護機
能付ＦＥＴＱＡのオン／オフ制御の周期を安定させるこ
とが必要である。本実施形態においては、負荷電流の変
化に対する過熱保護機能付ＦＥＴＱＡのドレイン−ソー
ス間電圧ＶDSA の変化はピンチオフ領域の方がオーミッ
ク領域より大きいので、過熱保護機能付ＦＥＴＱＡがオ
ン／オフ制御の間はピンチオフ領域でオフ状態に遷移す
る（ピンチオフ領域をパスしてオーミック領域でオフ状
態に遷移することはない）こととなり、したがって、過
熱保護機能付ＦＥＴＱＡのオン／オフ制御の周期が安定
したものとなる。

【０１１９】〔変形例〕次に、各実施形態の自動点滅式
街路灯における電流振動型遮断機能付スイッチング・デ
バイスの変形例について、図１１を参照して説明する。
以上の各実施形態の説明では、基準電圧を生成する第２
半導体スイッチを固定（上述の説明では、５［Ａ］負荷
相当に固定）しておき、第２負荷（抵抗Ｒｒ）の変更に
は過電流判定値を変化させて対応していた。即ち、使用
最大負荷に合わせて抵抗Ｒｌ，Ｒ２，Ｒ３を設定してチ
ップを作成し、負荷１０２が小さい場合はチップ外部に
抵抗Ｒ２に並列に可変抵抗ＲＶを追加して、過電流判定
値を下げていた。

【０１２０】この方法では次のような問題点がある。第
１に、過電流判定値が大きくなるほど制御精度は低下す
る。第２に、ピンチオフ領域とオーミック領域では過電
流判定値を変える必要がある。この場合ピンチオフ領域
の過電流判定値は、厳密にはドレイン電流ＩＤの立ち上
がり勾配に合わせて設定する必要があるが、ドレイン電
流ＩＤ立ち上がり勾配は、配線インダクタンスおよび配
線抵抗が変わると変化するので、ぴったりに設定するこ
とは難しい。

【０１２１】この対策として、第２半導体スイッチを負
荷１０２に合わせて設定することが有効である。即ち、
先ず、負荷１０２の最大電流値に相当する第２半導体ス
イッチを設定する。次に、第２半導体スイッチにおける
ドレイン−ソース間電圧ＶDS（即ち、ＦＥＴＱＢのドレ
イン−ソース間電圧ＶＤSB）を、負荷駆動トランジスタ
（即ち、過熱保護機能付ＦＥＴＱＡのドレイン−ソース
間電圧ＶDSA ）が少しでも越えれば過電流値と判定す
る。

【０１２２】この手法では、過電流判定値をピンチオフ
領域とオーミック領域で変える必要はない。第２半導体
スイッチのドレイン−ソース間電圧ＶDSを越えたか杏か
で判定すれば良いから、検出精度はコンパレータＣＭＰ
ｌの分解能だけで決まることになる。

【０１２３】また、温度ドリフト、ＩＣロット間ばらつ
き、配線インダクタンスおよび配線抵抗の影響を除去で
き、電源電圧の変動に対してもコンパレータＣＭＰｌが
正常に作動する限り影響を受けない。したがって、誤差
要素の少ない若しくはほとんど無い自動点滅式街路灯に
おける電流振動型遮断機能付スイッチング・デバイスを
実現することができる。

【０１２４】なお、基準電圧生成部の設定変更は、抵抗
Ｒｒに並列に外部に可変抵抗ＲＶを追加接続して行って
もよいが、チップ内の抵抗Ｒｒを変えることにより行っ
てもよい。

【０１２５】図１１に示すように、チップ内部に数種類
の抵抗Ｒｒ１〜Ｒｒ４を並列に配置しておき、チップを
パッケージするとき、またはべアチップ実装するとき
に、抵抗Ｒｒｌ〜Ｒｒ４の中からスイッチＳＷ２により
選択接続することにより、基準電圧生成部の設定値（基
準）を目標の仕様に設定することが可能となる。これに
より、電流振動型遮断機能付スイッチング・デバイスを
集積化する場合でも１種類のチップで複数の仕様をカバ
ーすることが可能となる。また抵抗の可変設定により、
負荷ランプの種類に応じた完全短絡、不完全短絡の切り
分けを確実に検出することが可能となり、短絡故障に対
する保護を精度良く行うことができる。

【０１２６】以上説明した第１、第２、第３、第４およ
び第５の実施形態並びに変形例に係る自動点滅式街路灯
における電流振動型遮断機能付スイッチング・デバイス
においては、スイッチング素子、即ち過熱保護機能付Ｆ
ＥＴＱＡ，ＦＥＴＱＢ、トランジスタＱ５，Ｑ６、過熱
遮断用ＦＥＴＱＳおよびＦＥＴＱｌｌ〜Ｑ５４としてｎ
チャネル型のものを使用したが、本発明に係る自動点滅
式街路灯の電流振動型遮断機能付スイッチング・デバイ
スの回路構成はこれに限定されるものではなく、Ｐチャ
ネル型のものを使用してもよい。但し、各スイッチング
素子のオン／オフ制御を行うゲート電位が“Ｌ”／
“Ｈ”レベルに逆転することに伴う回路変更が必要とな
る。

【０１２７】

【発明の効果】以上説明したように、本発明に係る自動
点滅式街路灯によれば、電源から電圧変換器への電力供
給を第１半導体スイッチによってスイッチング制御する
際に、第１半導体スイッチの端子間電圧の電圧特性と等
価な電圧特性を持つ第２半導体スイッチと抵抗の直列接
続回路により基準電圧を生成し、第１半導体スイッチの
端子間電圧と第２半導体スイッチの端子間電圧との差を
検出し、制御手段により該検出された端子間電圧の差に
応じて第１半導体スイッチをオン／オフ制御することに
したので、従来のシャント抵抗を不要として装置の熱損
失を抑え、また、完全短絡による過電流のみならず、あ
る程度の短絡抵抗を持つ不完全短絡などのレアショート
が発生した場合の異常電流をもハードウェア回路によっ
て連続的に検出できるため、実装スペースを縮小できる
とともに、装置コストを大幅に削減することができる。

【０１２８】また、本発明によれば、第２半導体スイッ
チの電流容量が第１半導体スイッチの電流容量よりも小
さくなるように設定し、第１半導体スイッチの負荷およ
び第２半導体スイッチの負荷の抵抗値比が第１半導体ス
イッチおよび第２半導体スイッチの電流容量比と逆とな
るように設定することとしたので、第２半導体スイッチ
および第２負荷による基準電圧生成のための回路構成を
小型化でき、実装スペースを縮小できるとともに、装置
コストを削減できる。

【０１２９】また、本発明によれば、第２半導体スイッ
チの負荷に複数個の抵抗を具備して該複数個の抵抗を選
択的に接続するか、或いは、負荷に直列接続または並列
接続された可変抵抗を具備し、該可変抵抗の抵抗値を変
えることにより、第２負荷の抵抗値を等価的に可変設定
して、基準電圧の設定値を目標の仕様に設定することと
したので、１種類のチップで複数の仕様をカバーするこ
とができ、負荷の種類に応じた完全短絡、不完全短絡の
切り分けを確実に検出することが可能となり、短絡故障
に対する保護を精度良く行うことができる。

【０１３０】また、本発明によれば、半導体スイッチが
過熱した場合に該半導体スイッチをオフ制御して保護す
る過熱保護手段を備え、ある程度の短絡抵抗を持つ不完
全短絡を発生したとき、制御手段により、半導体スイッ
チのオン／オフ制御を繰り返し行って電流を大きく変動
させ、半導体スイッチの周期的な発熱作用によって過熱
保護手段による半導体スイッチの遮断を速めることがで
きるので、不完全短絡発生時の異常電流に対して高速な
応答を実現できる。

【０１３１】また、本発明によれば、第１半導体スイッ
チ、第２半導体スイッチおよび、検出手段、制御手段ま
たは過熱保護手段を、同一チップ上で集積化することに
より、装置の回路構成を小型化でき、実装スペースを縮
小できるとともに、装置コストを削減でき、また、同一
チップ上に第１半導体スイッチおよび第２半導体スイッ
チを形成することにより、温度ドリフトやロット間のバ
ラツキによる影響を除去または削減することができる。

【０１３２】また、本発明によれば、半導体スイッチが
オン状態となった後の一定期間、制御手段による半導体
スイッチのオン／オフ制御を禁止することとしたので、
負荷立ち上げ時に突入電流が流れる際の過電流制御を禁
止して、負荷応答の遅れを抑制することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施形態の自動点滅式街路灯に
用いられる電流振動型遮断機能付スイッチング・デバイ
スの回路構成図である。

【図２】実施形態で使用する半導体スイッチ（過熱保護
機能付ＦＥＴ）の詳細な回路構成図である。

【図３】実施形態の電流振動型遮断機能付スイッチング
・デバイスが利用する原理を説明する説明図（その１）
であり、オフ状態からオン状態への遷移時のドレイン−
ソス間電圧の立ち下がり特性の説明図である。

【図４】実施形態の電流振動型遮断機能付スイッチング
・デバイスが利用する原理を説明する説明図（その２）
であり、概念的回路図である。

【図５】実施形態の電流振動型遮断機能付スイッチング
・デバイスが利用する原理を説明する説明図（その３）
であり、過熱保護機能付ＦＥＴのドレイン電流とゲート
−ソース間電圧との特性を説明する説明図である。

【図６】短絡故障時および通常動作時の実施形態の電流
振動型遮断機能付スイッチング・デバイスにおける半導
体スイッチの電流（ａ）と電圧（ｂ）を例示する波形図
である。

【図７】本発明の第２の実施形態の自動点滅式街路灯に
用いられる電流振動型遮断機能付スイッチング・デバイ
スの回路構成図である。

【図８】本発明の第３の実施形態の自動点滅式街路灯に
用いられる電流振動型遮断機能付スイッチング・デバイ
スの回路構成図である。

【図９】本発明の第４の実施形態の自動点滅式街路灯に
用いられる電流振動型遮断機能付スイッチング・デバイ
スの回路構成図である。

【図１０】本発明の第５の実施形態の自動点滅式街路灯
に用いられる電流振動型遮断機能付スイッチング・デバ
イスの回路構成図である。

【図１１】変形例の自動点滅式街路灯に用いられる電流
振動型遮断機能付スイッチング・デバイスにおける第２
負荷（抵抗）の構成を説明する回路図である。

【図１２】本発明に係る自動点滅式街路灯の回路構成図
である。

【図１３】従来の半導体スイッチを備えた自動点滅式街
路灯の回路構成図である。

【符号の説明】 １０１ 蓄電池 １０２ 電圧変換器 １１０ 電流振動型遮断機能付スイッチング・デバイス ９１１ コンパレータ ９１２ トランジスタ ９１３ トランジスタ ９１５ ランプ ９１７ 充電器 ９１８ ソーラセル ＰＤ フォトダイオード

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 ソーラセルにより発電された電力を蓄電
   池に蓄え、この蓄電池の電力により点灯される自動点滅
   式街路灯において、 周囲の明るさに応じて点滅制御信号を発生する点滅制御
   回路と、 前記蓄電池の電圧を前記街路灯の点灯電圧に変換する電
   圧変換器と、 前記点滅制御信号に応じて前記蓄電池から前記電圧変換
   器への電力供給を制御する第１半導体スイッチと、 前記第１半導体スイッチに正常な前記電圧変換器を接続
   した状態における該半導体スイッチの端子間電圧の電圧
   特性とほぼ等価な電圧特性である基準電圧を生成する第
   ２半導体スイッチ及び抵抗の直列接続回路と、 前記第１半導体スイッチの端子間電圧と前記第２半導体
   スイッチの端子間電圧との差を検出する検出手段と、 検出された端子間電圧相互の差に応じて前記第１半導体
   スイッチをオン／オフ制御する制御手段と、 を備えたことを特徴とする自動点滅式街路灯。
2. 【請求項２】 前記第１半導体スイッチは、前記第２半
   導体スイッチと電圧電流特性が等価な半導体スイッチを
   複数並列接続して構成されたことを特徴とする請求項１
   記載の自動点滅式街路灯。
3. 【請求項３】 前記第１半導体スイッチが過熱した場合
   に該半導体スイッチをオフ制御して保護する過熱保護手
   段を備えたことを特徴とする請求項１または請求項２記
   載の自動点滅式街路灯。
4. 【請求項４】 前記第１半導体スイッチ、前記第２半導
   体スイッチ、前記検出手段、前記制御手段、及び前記過
   熱保護手段は、同一チップ上に形成されたことを特徴と
   する請求項１ないし請求項３のいずれか１項記載の自動
   点滅式街路灯。