EP1527470A1 - Steueranordnung für einen elektromagnetischen antrieb - Google Patents

Steueranordnung für einen elektromagnetischen antrieb

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EP1527470A1
EP1527470A1 EP03784086A EP03784086A EP1527470A1 EP 1527470 A1 EP1527470 A1 EP 1527470A1 EP 03784086 A EP03784086 A EP 03784086A EP 03784086 A EP03784086 A EP 03784086A EP 1527470 A1 EP1527470 A1 EP 1527470A1
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EP
European Patent Office
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voltage
control
switching means
drive coil
switching
Prior art date
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EP03784086A
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English (en)
French (fr)
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EP1527470B1 (de
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Wilhelm Melchert
Gerd Schmitz
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Eaton Industries GmbH
Original Assignee
Moeller GmbH
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Publication date
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Application granted granted Critical
Publication of EP1527470B1 publication Critical patent/EP1527470B1/de
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    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01H—ELECTRIC SWITCHES; RELAYS; SELECTORS; EMERGENCY PROTECTIVE DEVICES
    • H01H47/00—Circuit arrangements not adapted to a particular application of the relay and designed to obtain desired operating characteristics or to provide energising current
    • H01H47/22—Circuit arrangements not adapted to a particular application of the relay and designed to obtain desired operating characteristics or to provide energising current for supplying energising current for relay coil
    • H01H47/32—Energising current supplied by semiconductor device
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01H—ELECTRIC SWITCHES; RELAYS; SELECTORS; EMERGENCY PROTECTIVE DEVICES
    • H01H47/00—Circuit arrangements not adapted to a particular application of the relay and designed to obtain desired operating characteristics or to provide energising current
    • H01H47/02—Circuit arrangements not adapted to a particular application of the relay and designed to obtain desired operating characteristics or to provide energising current for modifying the operation of the relay
    • H01H47/04—Circuit arrangements not adapted to a particular application of the relay and designed to obtain desired operating characteristics or to provide energising current for modifying the operation of the relay for holding armature in attracted position, e.g. when initial energising circuit is interrupted; for maintaining armature in attracted position, e.g. with reduced energising current

Definitions

  • the invention relates to a control arrangement for an electromagnetic drive, in particular the drive of an electromagnetic switching device.
  • the electromagnetic drive generally consists of a drive coil, a magnetic core and a magnet armature.
  • the drive control essentially contains a rectifier circuit fed via control inputs, a series connection of the drive coil fed by the rectifier circuit with a pulse-width-controlled transistor switch, two voltage divider circuits that interrogate the output of the rectifier circuit and are separated on the input side by a separating diode, and an electronic arrangement with a microprocessor and two To save.
  • the electronic arrangement emits control signals to the transistor for the pull-in and hold operation of the drive coil, the corresponding pulse widths in pull-in and hold operation being determined in accordance with the output signal of the assigned voltage divider via the assigned memory.
  • a circuit arrangement for controlling a relay is known from the publication DE 92 16 041 U1.
  • the series Circuit of the drive coil with a first transistor switch, and parallel to the switching path of the first transistor switch is the series connection of a holding resistor with a second transistor switch.
  • a DC voltage control input is connected to the control electrode of the first transistor switch via a differentiating timing element comprising a capacitor and a discharge resistor and to the control electrode of the second transistor switch via a series resistor.
  • both the first and the second transistor switch are turned on, as a result of which a pull-in voltage is applied across the drive coil, which results from the DC operating voltage reduced by the residual voltage of the first transistor switch.
  • the first transistor switch goes into the blocking state.
  • the drive coil is thus only subjected to a holding current which essentially results from the ratio of the DC operating voltage to the sum of the holding resistance and the ohmic resistance of the drive coil.
  • the second transistor switch is also blocked and the relay is thus switched off.
  • a circuit arrangement according to DE 44 10 819 C2, intended for the operation of a relay in turn has a first transistor switch which is activated in the tightening phase and a second transistor switch which is connected in series with the drive coil and a holding resistor via a DC operating voltage and is activated when the relay is switched on.
  • the switching path of the first transistor switch is parallel to the holding resistor.
  • a DC voltage control input is connected to the control electrode of the second transistor switch via a voltage divider.
  • the control electrode of the first transistor switch is connected to the connection point of the first transistor switch, second transistor switch and holding resistor via an integrating timing element consisting of a charging resistor and a capacitor.
  • Solenoid coils have a transistor switch in series with the solenoid coil. As soon as a control voltage is applied, the controlled transistor switch applies a high starting current to the solenoid during a time interval specified by a differentiating timer. The holding current is then determined by a series circuit comprising a holding resistor and a light-emitting diode which is arranged in parallel with the switching path of the transistor switch.
  • the pull-in and holding currents are heavily dependent on the level of the control voltage and a considerable amount of power is lost via the holding resistor.
  • the object of the invention is therefore an uncomplicated, low-power and largely voltage-independent control arrangement.
  • the object is achieved according to the invention by the circuit arrangement according to the invention.
  • a starting voltage and, in contrast, a substantially lower holding voltage become
  • the amount of the tightening voltage is below the permissible Range for the operating voltage and is largely independent of the level of the control voltage.
  • the holding voltage is regulated to a value that is far below the pull-in voltage.
  • the control arrangement is simultaneously supplied by the voltage applied to the control input, which can be selected as DC voltage or as AC voltage. After the control voltage is applied, the operating voltage is built up directly via the rectifier arrangement. Due to the build-up of the operating voltage, a timer is activated on the one hand and the holding voltage is built up via the DC voltage converter.
  • the activated voltage source causes the drive coil to carry current through the first switching means, the switching path of the second switching means lying in series with the drive coil being controlled at the same time.
  • a isolating diode prevents the pull-in voltage from reaching through to the output of the DC-DC converter. After a certain time, that is, after the tightening time has elapsed, the timer deactivates the voltage source and thus also the first switching means. The supply of the drive coil and the continued control of the second
  • the proposed control arrangement requires no complex digital means, in particular no microcontroller.
  • the control arrangement is suitable both for DC drives and for AC drives and in particular for smaller magnetic drives
  • AC magnetic drives with low-resistance drive coils can also be used with the control arrangement according to the invention, which are otherwise only suitable for AC operation without using the proposed control arrangement. Therefore, you can only rely on AC- Limit drives so that the necessary variants for the drive coils are reduced, thereby significantly reducing costs.
  • the timing element can advantageously be implemented by a simple integrating or differentiating RC element (also referred to as a low-pass or high-pass).
  • a simple integrating or differentiating RC element also referred to as a low-pass or high-pass.
  • a voltage limiting element for example a Z diode, leads to a limitation of the final charge voltage and thus to a significant reduction in the dependence of the charging or discharging process on the level of the operating voltage.
  • the controllable voltage source consists in a cost-effective manner of a voltage limiter arrangement combined with a threshold circuit.
  • the charging voltage rising at the charging capacitor of the RC element is usually evaluated by the threshold switch as a determining value for the end of the tightening phase.
  • the voltage dropping at the discharge resistor as a result of the discharge current is usually evaluated by the threshold switch.
  • Freewheel means for example a Z-diode, arranged parallel to the switching path of the second switching means ensure rapid demagnetization of the drive coil when switched off — possibly in cooperation with other freewheel means.
  • FIG 1 the schematic representation of the control arrangement according to the invention
  • Figure 2 the detailed representation of an advantageous embodiment of the control arrangement according to the invention. Best way to carry out the invention
  • the control arrangement 2 shown in FIG. 1 for a drive coil 4 of a magnetic drive, not shown, of an electromagnetic switching device, for example a contactor, is operated by a control voltage Ue via a control input 6.
  • the control voltage Ue can be applied either as a DC voltage or as an AC voltage.
  • a smoothed operating voltagemot is present at the output of a rectifier arrangement 8, which serves, inter alia, to supply power to the control arrangement 2 and the drive coil 4.
  • the rectifier arrangement 8 is followed by a DC voltage converter 10, which generates a considerably lower smoothed holding voltage Uh from the operating voltage U1.
  • a timing element 12 is triggered by the rapidly increasing operating voltage U1, the timing of which is decisive for the duration of the tightening phase of the control arrangement 2.
  • the triggered timer 12 activates a voltage source 14 which, in the active state, outputs a pull-in voltage Ua derived from the operating voltage U1 at its output.
  • the magnitude of the starting voltage Ua is below the amount of the minimum permissible operating voltage Ui and is largely independent of the operating voltage U i within a wide range.
  • the starting voltage Ua activates first electronic switching means 16, which act as a voltage follower and whose output is connected to the first connection 18 of the drive coil 4.
  • the tightening phase there is therefore a potential at the first connection 18 of the drive coil 4 which, owing to a component-related residual voltage of the first switching means 16, differs only slightly from the tightening voltage Ua.
  • the output of the first switching means 16 is also connected to the control input of second electronic switching means 22, the switching path of which leads from the second connection 20 of the drive coil 4 to the reference potential of the operating voltage U1.
  • the pull-in voltage Ua causes the switching path of the second switching means 22 to be controlled.
  • the drive coil 4 is acted upon by a voltage, the amount of which, compared to the pull-in voltage Ua, is slightly reduced by the residual voltages of the two switching means 16 and 22.
  • a separating diode 24 is guided from the output of the direct voltage converter 10 in the forward direction to the output of the first switching means 16.
  • the isolating diode 24 blocks, since the magnitude of the tightening voltage Ua is significantly greater than the magnitude of the holding voltage Uh.
  • the output signal of the timing element 12 has changed so far that the pull-in voltage Ua that was present at the output of the voltage source 14 is switched off.
  • the voltage at the output of the first switching means 16 drops to such an extent that the holding voltage Uh now passes through the isolating diode 24 to the first connection 18 of the drive coil 4 and to the control input of the second switching means 22.
  • the holding phase has now begun.
  • the drive coil 4 is supplied with a voltage, the amount of which is reduced compared to the holding voltage Uh only by the residual voltages of the conductive isolating diode 24 and the controlled switching path of the second switching means 22.
  • FIG. 2 shows a detailed advantageous embodiment of the control arrangement 2 described above.
  • the reference numerals used in FIG. 1 have been adopted for the function groups.
  • the rectifier arrangement 8 consists in the usual way of an input-side limiter arrangement 28, a bridge rectifier 26 and an output-side first smoothing capacitor 30. After the control voltage Ue has been applied, the operating voltage U i has run up in a short time. When driving and operating the control arrangement by means of a DC voltage as the control voltage Ue
  • Bridge rectifier 26 as reverse polarity protection.
  • the timing element 12 is designed as an integrating RC element. Starting from a supply line 32 carrying the operating voltage U1, after the operating voltage U1 appears, a charging current flows through the series connection of two charging resistors 34 and 36 to a charging capacitor 38. The voltage at a first connection point 40 of the two charging resistors 34, 36 is determined by a voltage limiting element in Form of a first Z diode 42 limited. The time behavior of the timing element 12 is thus largely independent of the level of the operating voltage U. It is essentially determined by the dimensioning of the RC element formed by the charging resistor 36 and the charging capacitor 38. After switching off the control voltage Ue, the charging capacitor 38 discharges via a discharge resistor 44 and a discharge diode 46 onto the now de-energized supply line 32. The timer 12 is thus ready to be switched on again.
  • the controllable voltage source 14 consists of a threshold circuit evaluating the charging voltage of the charging capacitor 38 and a voltage limiter arrangement coupled to its output.
  • the voltage limiter arrangement consists of a series connection of a first series resistor 48 and a Z-diode row 50 and is arranged between the supply line 32 and the reference potential.
  • the threshold circuit has a third transistor 52 arranged in a source circuit.
  • the charging capacitor 38 is connected to the gate connection of the third transistor 52 via a second Z diode 54.
  • a discharge resistor 56 arranged between the gate connection of the third transistor 52 and reference potential serves to protect the gate electrode.
  • the drain connection of the third transistor 52 is via a load resistor 58 with a second connection point
  • the third transistor 52 is in the blocked or non-conductive state.
  • the pull-in voltage Ua which results from the sum of the Z-voltages of the Z-diode series 50, is present at the second connection point 60. If, at the end of the pull-in phase, the voltage at the charging capacitor 38 exceeds the sum of the Z voltage of the second Z diode 54 and the switching threshold of the gate voltage of the third transistor 52, the latter goes into the controlled or conductive state. In this
  • the resistance value of the series resistor 48 is chosen to be large compared to the resistance value of the load resistor 58.
  • the first switching means 16 consist of a first one connected as a source follower
  • Transistor 62 with a first protection diode 64 to protect the first transistor 62 against negative voltage peaks between its gate and source connection.
  • the output of the first switching means 16 connected to the first connection 18 of the drive coil 4 is identical to the source connection of the first transistor 62 and outputs the holding voltage Ua reduced by the gate-source voltage of the first transistor 62 during the pull-up phase. By lowering the potential the second connection point 60 at the end of the tightening phase, the first transistor 62 is blocked.
  • the DC-DC converter 10 comprises a converter circuit 66 connected on the input side to the supply line 32, smoothing means on the output side and detection means for detecting and regulating the output holding voltage Uh.
  • the smoothing means consist in the usual way of a smoothing choke 68 and a feedback diode 70 at the output of the converter circuit 66 and of a second smoothing capacitor 72 connected downstream of the smoothing choke 68.
  • the holding voltage Uh is applied across the second smoothing capacitor 72 when the control voltage Ue is applied.
  • the detection means consist of a series connection of a third Z-diode 74 arranged in parallel to the second smoothing capacitor 72 with a photodiode 76 and of a phototransistor 78 optically coupled to the photodiode 76.
  • the emitter connection of the phototransistor 78 is connected to the output and with its collector connection to one Control input of the converter circuit 66 out.
  • the holding voltage Uh is thus determined by the sum of the Z voltage of the third Z diode 74 and the forward voltage of the photodiode 76. After the control voltage Ue has been applied, the holding voltage Uh has run up in about 30 ms. After the control voltage Ue has been switched off, the second smoothing capacitor 72 discharges in a short time via the current path formed by the isolating diode 24, the drive coil 4 and the switching path of the second switching means 22.
  • the second switching means 22 contain a second transistor 80 arranged in a source circuit. This is connected on the input side via a second series resistor 82 to the first connection 18 of the drive coil 4 and connected to a second protective diode 84.
  • the second protective diode 84 is designed as a Z-diode and protects the gate connection of the second transistor 80 - in particular during the pick-up phase - against excessive voltages.
  • the drain connection of the second transistor 80 is connected to the second connection 20 of the drive coil 4.
  • the second transistor 80 is designed as a Z-diode and protects the gate connection of the second transistor 80 - in particular during the pick-up phase - against excessive voltages.
  • the drain connection of the second transistor 80 is connected to the second connection 20 of the drive coil 4.
  • a freewheeling means 86 is arranged parallel to the switching path of the second transistor 80, which is designed as a Z diode in the example. Both in the pull-in phase and in the holding phase, the freewheeling means 86 is short-circuited by the controlled switching path of the second transistor 80 and is therefore ineffective. When the second transistor 80 is blocked, the drive coil runs
  • the present invention is not limited to the embodiment described above.
  • the invention can also be carried out with a differentiating timing element, as can be seen, for example, from the publication DE 92 16 041 U1 mentioned at the beginning.

Description

B e s c h r e i b u n g
Steueranordnung für einen elektromagnetischen Antrieb
Technisches Gebiet
Die Erfindung betrifft eine Steueranordnung für einen elektromagnetischen Antrieb, insbesondere den Antrieb eines elektromagnetischen Schaltgerätes. Der elektromagnetische Antrieb besteht im allgemeinen aus einer Antriebsspule, einem Magnetkern und einem Magnetanker.
Stand der Technik
Aus der Druckschrift DE 299 09 901 U1 ist eine elektronische Antriebssteuerung für einen Schützantrieb bekannt. Die Antriebssteuerung enthält im wesentlichen eine über Steuereingänge gespeiste Gleichrichterschaltung, eine von der Gleichrichter- Schaltung gespeiste Reihenschaltung der Antriebsspule mit einem pulsbreitengesteu- erten Transistorschalter, zwei den Ausgang der Gleichrichterschaltung abfragende und durch eine Trenndiode eingangsseitig getrennte Spannungsteilerschaltungen sowie eine elektronische Anordnung mit einem Mikroprozessor und zwei Speichern. Die elektronische Anordnung gibt für den Anzugs- und Haltebetrieb der Antriebsspule Steuersignale an den Transistor ab, wobei die entsprechenden Pulsbreiten im Anzugs- bzw. Haltebetrieb entsprechend dem Ausgangssignal des zugeordneten Spannungsteilers über den zugeordneten Speicher bestimmt werden. Aus der Druckschrift DE 299 09 904 U1 ist es weiterhin bekannt, bei derartigen Antriebsteuerungen ein erster Transistorschalter zum Schalten des Anzugsstromes und ein zweiter Transis- torschalter zum Schalten des Haltestromes vorzusehen. Der Nachteil derartiger Antriebsteuerungen ist der in der elektronischen Anordnung begründete hohe Aufwand, der besonders stark bei den Antrieben elektromagnetischer Schaltgeräte für kleinere Leistungen ins Gewicht fällt.
Aus der Druckschrift DE 92 16 041 U1 ist eine Schaltungsanordnung zur Ansteue- rung eines Relais bekannt. Über einer Betriebsgleichspannung liegt die Reihen- Schaltung der Antriebsspule mit einem ersten Transistorschalter, und parallel zur Schaltstrecke des ersten Transistorschalters liegt die Reihenschaltung eines Haltewiderstandes mit einem zweiten Transistorschalter. Ein Gleichspannungssteuereingang ist über ein differenzierendes Zeitglied aus einem Kondensator und einem Entladewi- derstand mit der Steuerelektrode des ersten Transistorschalters und über einen Vorwiderstand mit der Steuerelektrode des zweiten Transistorschalters verbunden. Nach Anlegen einer Steuerspannung werden sowohl der erste als auch der zweite Transistorschalter durchgesteuert, wodurch über die Antriebsspule eine Anzugsspannung anliegt, die sich aus der um die Restspannung des ersten Transistorschalter vermin- derten Betriebsgleichspannung ergibt. Nach dem Absinken der Kondensatorspannung des Differenziergliedes geht der erste Transistorschalter in den Sperrzustand über. Damit wird die Antriebspule nur noch mit einem Haltestrom beaufschlagt, der sich im Wesentlichen aus dem Verhältnis der Betriebsgleichspannung zu der Summe aus dem Haltewiderstand und dem ohmschen Widerstand der Antriebsspule ergibt. Nach Abschalten der Steuerspannung wird auch der zweite Transistorschalter gesperrt und damit das Relais ausgeschaltet. Mit dieser Ansteuerschaltung sind sowohl das Anzugsverhalten als auch die Sicherheit und Wärmeverluste im Haltebetrieb im starken Maße abhängig von Änderungen und Schwankungen der Betriebsgleichspannung. Die nur für den Gleichspannungsbetrieb geeignete Antriebssteuerung verwendet neben der Betriebsspannung zusätzlich eine von dieser unabhängige
Steuerspannung. Über den Haltewiderstand geht eine erhebliche zusätzliche Leistung verloren.
Eine für den Betrieb eines Relais vorgesehene Schaltungsanordnung nach DE 44 10 819 C2 weist wiederum einen in der Anzugsphase durchgesteuerten ersten Transistorschalter und einen in Reihe mit der Antriebsspule und einem Haltewiderstand über einer Betriebsgleichspannung liegenden und im eingeschalteten Zustand des Relais durchgesteuerten zweiten Transistorschalter auf. Der erste Transistorschalter liegt mit seiner Schaltstrecke parallel zum Haltewiderstand. Ein Gleichspannungssteuer- eingang ist über einen Spannungsteiler mit der Steuerelektrode des zweiten Transistorschalters verbunden. Die Steuerelektrode des ersten Transistorschalters ist über ein aus einem Ladewiderstand und einem Kondensator bestehendes integrierendes Zeitglied mit dem Verbindungspunkt von erstem Transistorschalter, zweitem Transistorschalter und Haltewiderstand verbunden. Im ausgeschalteten Zustand des Re- lais wird der Kondensator über die Antriebsspule, den Haltewiderstand und den Ladewiderstand aufgeladen, sodass beim Anlegen einer Steuerspannung beide Tran- sistorschalter durchsteuern. Dabei ergibt sich die Anzugsspannung für die Antriebsspule aus der um die Summe der Restspannungen der beiden Transistorschalter verminderten Betriebsgleichspannung. Gleichzeitig beginnt sich der Kondensator über den Vorwiderstand und die Schaltstrecke des zweiten Transistorschalters zu entladen. Nach Unterschreiten eines Schwellenwertes durch die Kondensatorspannung sperrt der erste Transistorschalter. Damit wird die Antriebspule nur noch mit einem Haltestrom beaufschlagt, der sich im Wesentlichen aus dem Verhältnis der Betriebsgleichspannung zu der Summe aus dem Haltewiderstand und dem ohmschen Widerstand der Antriebsspule ergibt. Nach Abschalten der Steuerspannung wird auch der zweite Transistorschalter gesperrt und damit das Relais ausgeschaltet. Diese Antriebsteuerung ist mit den aufgeführten Nachteilen der Lösung nach DE 92 16 041 U1 behaftet und erfordert eine ständige oder zumindest mit ausreichender Zeit vor dem Einschalten des Relais bereitgestellte Betriebsgleichspannung.
Eine nach DE 196 38 260 C2 bekannte Schaltungsanordnung zur Steuerung kleiner
Magnetspulen weist in Reihe zur Magnetspule einen Transistorschalter auf. Ab Anlegen einer Steuerspannung beaufschlagt der durchgesteuerte Transistorschalter die Magnetspule während eines durch ein differenzierendes Zeitglied vorgegebenes Zeitintervall mit einem hohen Anzugsstrom. Danach wird der Haltestrom durch eine parallel zur Schaltstrecke des Transistorschalters angeordnete Reihenschaltung aus einem Haltewiderstand und einer Leuchtdiode bestimmt. Auch hier sind Anzugs- und Haltestrom stark abhängig von der Höhe der Steuerspannung und geht über den Haltewiderstand eine erhebliche Leistung verloren.
Darstellung der Erfindung
Die Aufgabe der Erfindung liegt daher in einer unaufwändigen, leistungsarmen und weitgehend spannungsunabhängigen Steueranordnung.
Ausgehend von einer Steueranordnung der eingangs genannten Art wird die Aufgabe erfindungsgemäß durch die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung gelöst. Durch relativ unaufwändige Mittel in Form einer von einem Zeitglied gesteuerten Spannungsquelle und eines abwärtsregelnden Gleichspannungswandlers werden eine An- zugsspannung und eine demgegenüber wesentlich niedrigere Haltespannung zur
Verfügung gestellt. Der Betrag der Anzugsspannung liegt unterhalb des zulässigen Bereiches für die Betriebsspannung und ist weitgehend unabhängig von der Höhe der Steuerspannung. Die Haltespannung wird auf einen Wert geregelt, der betragsmäßig weit unterhalb der Anzugsspannung liegt. Durch die an den Steuereingang angelegte Spannung, die als Gleichspannung oder als Wechselspannung gewählt werden kann, wird gleichzeitig die Steueranordnung versorgt. Nach dem Anlegen der Steuerspannung wird unmittelbar über die Gleichrichteranordnung die Betriebsspannung aufgebaut. Durch die sich aufbauende Betriebsspannung wird zum einen ein Zeitglied aktiviert und über den Gleichspannungswandler die Haltespannung aufgebaut. Durch die aktivierte Spannungsquelle wird über die ersten Schaltmittel die Antriebsspule stromführend, wobei gleichzeitig die mit der Antriebsspule in Reihe liegende Schaltstrecke der zweiten Schaltmittel durchgesteuert wird. Eine Trenndiode verhindert ein Durchgreifen der Anzugsspannung auf den Ausgang des Gleichspannungswandlers. Nach Ablauf einer bestimmten Zeit, d.h. nach Ablauf der Anzugszeit, deaktiviert das Zeitglied die Spannungsquelle und damit auch die ersten Schaltmittel. Die Versor- gung der Antriebsspule sowie die aufrechterhaltene Durchsteuerung der zweiten
Schaltmittel wird nun von dem Gleichspannungswandler mit der über die Trenndiode gelieferten Haltespannung übernommen. Nach dem Abschalten der Steuerspannung brechen die Betriebsspannung und die Haltespannung zusammen, worauf infolge des Sperrens der zweiten Schaltmittel die Antriebsspule in den energielosen Zustand übergeht. Das Zeitverhaiten des Zeitgliedes und die Anzugsspannung sind so zu wählen, dass der von der Antriebsspule aktivierte Magnetanker sicher vom Magnetkern angezogen wird. Während der Haltephase liegt über der Antriebsspule eine wesentlich niedrigere Spannung als in der Anzugsphase. Die Haltespannung ist durch Einstellen des Gleichspannungswandlers gerade so groß zu wählen, dass der Mag- netanker sicher in seiner angezogenen Position gehalten wird.
Die vorgeschlagene Steueranordnung benötigt keine aufwändigen digitalen Mittel, insbesondere keinen Mikrocontroller. Die Steueranordnung eignet sich sowohl für DC-Antriebe als auch für AC-Antriebe und insbesondere für Magnetantriebe kleinerer
Leistung. Da die Anzugszeit und der Haltestrom niedrige Werte annehmen, können mit der erfindungsgemäßen Steueranordnung auch AC-Mag netantriebe mit nieder- ohmigen Antriebsspulen verwendet werden, die ohne Verwendung der vorgeschlagenen Steueranordnung sonst nur für den Wechselstrombetrieb geeignete sind. Daher kann man sich bei der Herstellung elektromagnetischer Schaltgeräte allein auf AC- Antriebe beschränken, damit die notwendigen Varianten für die Antriebsspulen reduzieren und dadurch die Kosten deutlich senken.
Das Zeitglied kann vorteilhaft durch ein einfaches integrierendes oder differenzierendes RC-Glied (auch als Tiefpass oder Hochpass bezeichnet) realisiert werden. Die Kombination mit einem Spannungsbegrenzungselement, beispielsweise einer Z-Dio- de, führt zu einer Begrenzung der Ladungsendspannung und damit zu einer erheblichen Herabsetzung der Abhängigkeit des Lade- bzw. Entladevorgangs von der Höhe der Betriebsspannung.
Die steuerbare Spannungsquelle besteht in kostengünstiger Weise aus einer mit einer Schwellwertschaltung kombinierten Spannungsbegrenzeranordnung. Bei Verwendung eines integrierenden Zeitgliedes wird üblicherweise die am Ladekondensator des RC-Gliedes ansteigende Ladespannung als bestimmender Wert für die Been- digung der Anzugsphase vom Schwellenwertschalter ausgewertet. Bei Verwendung eines differenzierenden Zeitgliedes wird üblicherweise die am Entladewiderstand absinkende Spannung infolge des Entladestromes vom Schwellenwertschalter ausgewertet.
Parallel zur Schaltstrecke der zweiten Schaltmittel angeordnete Freilaufmittel, beispielsweise eine Z-Diode, sorgen beim Abschalten - gegebenenfalls im Zusammenwirken mit weiteren Freilaufmitteln - für eine schnelle Entmagnetisierung der Antriebsspule.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
Weitere Einzelheiten und Vorteile der Erfindung ergeben sich aus dem folgenden, anhand von Figuren erläuterten Ausführungsbeispiel. Es zeigen
Figur 1 : die schematische Darstellung der erfindungsgemäßen Steueranordnung; Figur 2: die ausführliche Darstellung einer vorteilhaften Ausgestaltung der erfindungsgemäßen Steueranordnung. Bester Weg zur Ausführung der Erfindung
Die in Fig. 1 gezeigte Steueranordnung 2 für eine Antriebsspule 4 eines nicht weiter dargestellten Magnetantriebes eines elektromagnetischen Schaltgerätes, beispiels- weise eines Schützes, wird über einen Steuereingang 6 von einer Steuerspannung Ue betrieben. Die Steuerspannung Ue kann wahlweise als Gleichspannung oder als Wechselspannung angelegt werden. Bei angelegter Steuerspannung Ue steht am Ausgang einer Gleichrichteranordnung 8 eine geglättete Betriebsspannung Üb an, die unter anderem der Energieversorgung der Steueranordnung 2 und der Antriebsspule 4 dient. Der Gleichrichteranordnung 8 ist ein Gleichspannungswandler 10 nachgeschaltet, der aus der Betriebsspannung Üb eine erheblich niedrigere geglättete Haltespannung Uh erzeugt. Nach Anlegen der Steuerspannung Ue wird durch die rasch hochfahrende Betriebsspannung Üb ein Zeitglied 12 angestoßen, dessen Zeitverhalten bestimmend für die Dauer der Anzugsphase der Steueranordnung 2 ist. Das an- gestoßene Zeitglied 12 aktiviert eine Spannungsquelle 14, die im aktiven Zustand eine aus der Betriebsspannung Üb abgeleitete Anzugsspannung Ua an ihrem Ausgang abgibt. Der Betrag der Anzugsspannung Ua liegt unterhalb des Betrages der minimal zulässigen Betriebsspannung Üb und ist innerhalb eines weiten Bereiches der Betriebsspannung Üb weitgehend unabhängig von dieser. Durch die Anzugs- Spannung Ua werden erste elektronische Schaltmittel 16 aktiviert, die als Span- nungsfolger wirken und deren Ausgang mit dem ersten Anschluss 18 der Antriebsspule 4 verbunden ist. Damit steht in der Anzugsphase am ersten Anschluss 18 der Antriebsspule 4 ein Potenzial an, das sich - bedingt durch eine bauelementebedingte Restspannung der ersten Schaltmittel 16 - nur geringfügig von der Anzugsspannung Ua unterscheidet. Der Ausgang der ersten Schaltmittel 16 ist weiterhin mit dem Steuereingang zweiter elektronischer Schaltmittel 22 verbunden, deren Schaltstrecke vom zweiten Anschluss 20 der Antriebsspule 4 zum Bezugspotenzial der Betriebsspannung Üb führt. Die Anzugsspannung Ua bewirkt das Durchsteuern der Schaltstrecke der zweiten Schaltmittel 22. Damit ist in der Anzugsphase die Antriebsspule 4 mit ei- ner Spannung beaufschlagt, deren Betrag gegenüber der Anzugsspannung Ua geringfügig um die Restspannungen der beiden Schaltmittei 16 und 22 verringert ist. Vom Ausgang des Gleichspannungswandlers 10 ist in Durchlassrichtung eine Trenndiode 24 zum Ausgang der ersten Schaltmittel 16 geführt. In der Anzugsphase sperrt die Trenndiode 24, da der Betrag der Anzugsspannung Ua wesentlich größer als der Betrag der Haltespannung Uh ist. Am Ende der Anzugszeit hat sich das Ausgangssignal des Zeitgliedes 12 so weit verändert, dass die bisher am Ausgang der Spannungsquelle 14 anstehende Anzugsspannung Ua abgeschaltet wird. Dadurch sinkt die Spannung am Ausgang der ersten Schaltmittel 16 so weit ab, dass nun die Haltespannung Uh über die Trenndiode 24 an den ersten Anschluss 18 der Antriebsspule 4 sowie an den Steuereingang der zweiten Schaltmittel 22 durchgreift. Damit hat die Haltephase begonnen. In der Haltephase ist die Antriebsspule 4 mit einer Spannung beaufschlagt, deren Betrag gegenüber der Haltespannung Uh lediglich um die Restspannungen der leitenden Trenndiode 24 und der durchgesteuerten Schaltstrecke der zweiten Schaltmittel 22 vermindert ist.
Nach Abschaltung der Steuerspannung Ue vom Eingang 6 der Steueranordnung 2 brechen die Betriebsspannung Üb und die Haltespannung Uh rasch zusammen. Damit nehmen beide Schaltmittel 16, 22 den gesperrten Zustand an, worauf die An- triebsspule 4 in den stromlosen Zustand übergeht.
Fig. 2 zeigt eine detaillierte vorteilhafte Ausgestaltung der vorstehend beschriebenen Steueranordnung 2. Hierbei sind die in Fig. 1 benutzen Bezugszeichen für die Funktionsgruppen übernommen worden.
Die Gleichrichteranordnung 8 besteht in üblicher Weise aus einer eingangsseitigen Begrenzeranordnung 28, einem Brückengleichrichter 26 und einem ausgangsseitigen ersten Glättungskondensator 30. Nach dem Anlegen der Steuerspannung Ue ist die Betriebsspannung Üb in kurzer Zeit hochgelaufen. Beim Ansteuern und Betreiben der Steueranordnung mittels einer Gleichspannung als Steuerspannung Ue dient der
Brückengleichrichter 26 als Verpolschutz.
Das Zeitglied 12 ist als integrierendes RC-Glied ausgebildet. Ausgehend von einer die Betriebsspannung Üb führenden Versorgungsleitung 32 fließt nach Erscheinen der Betriebsspannung Üb ein Ladestrom über die Reihenschaltung zweier Ladewiderstände 34 und 36 zu einem Ladekondensator 38. Die Spannung an einem ersten Verbindungspunkt 40 der beiden Ladewiderstände 34, 36 wird durch ein Spannungs- begrenzungselement in Form einer ersten Z-Diode 42 begrenzt. Damit ist das Zeitverhalten des Zeitgliedes 12 weitgehend unabhängig von der Höhe der Betriebs- Spannung Üb. Es wird im wesentlichen durch die Dimensionierung des aus dem Ladewiderstand 36 und dem Ladekondensator 38 gebildeten RC-Gliedes bestimmt. Nach Abschaltung der Steuerspannung Ue entlädt sich der Ladekondensator 38 über einen Entladewiderstand 44 und eine Entladediode 46 auf die nun spannungslose Versorgungsleitung 32. Damit ist das Zeitglied 12 wieder einschaltbereit.
Die steuerbare Spannungsquelle 14 besteht aus einer die Ladespannung des Ladekondensators 38 auswertenden Schwellwertschaltung und einer mit deren Ausgang gekoppelten Spannungsbegrenzeranordnung. Die Spannungsbegrenzeranordnung besteht aus der Reihenschaltung eines ersten Vorwiderstandes 48 und einer Z-Dio- den-Reihe 50 und ist zwischen der Versorgungsleitung 32 und dem Bezugspotenzial angeordnet. Die Schwellwertschaltung weist einen in Sourceschaltung angeordneten dritten Transistor 52 auf. Der Ladekondensator 38 ist über eine zweite Z-Diode 54 mit dem Gateanschluss des dritten Transistors 52 verbunden. Ein zwischen dem Gate- anschluss des dritten Transistors 52 und Bezugspotenzial angeordneter Ableitwiderstand 56 dient dem Schutz der Gateelektrode. Der Drainanschluss des dritten Tran- sistors 52 ist über einen Arbeitswiderstand 58 mit einem zweiten Verbindungspunkt
60, der dem ersten Vorwiderstand 48 und der Z-Dioden-Reihe 50 gemeinsam ist, verbunden. Solange die Spannung über dem Ladekondensator 38 noch nicht die Summe aus der Z-Spannung der zweiten Z-Diode 54 und der Schaltschwelle der Gatespannung des dritten Transistors 52 überschritten hat, befindet sich der dritte Transistor 52 im gesperrten bzw. nichtleitenden Zustand. In diesem Falle steht am zweiten Verbindungspunkt 60 die Anzugsspannung Ua an, die sich aus der Summe der Z-Spannungen der Z-Dioden-Reihe 50 ergibt. Überschreitet am Ende der Anzugsphase die Spannung am Ladekondensator 38 die Summe aus der Z-Spannung der zweiten Z-Diode 54 und der Schaltschwelle der Gatespannung des dritten Tran- sistors 52, gelangt dieser in den durchgesteuerten bzw. leitenden Zustand. In diesem
Falle sinkt die Spannung am zweiten Verbindungspunkt 60 weit unter die Anzugsspannung Ua. Der Widerstandswert des Vorwiderstandes 48 wird groß gegenüber dem Widerstandswert des Arbeitswiderstandes 58 gewählt.
Die ersten Schaltmittel 16 bestehen aus einem als Sourcefolger geschalteten ersten
Transistor 62 mit einer ersten Schutzdiode 64 zum Schutz des ersten Transistors 62 vor negativen Spannungsspitzen zwischen dessen Gate- und Sourceanschluss. Der mit dem ersten Anschluss 18 der Antriebsspule 4 verbundene Ausgang der ersten Schaltmittel 16 ist mit dem Sourceanschluss des ersten Transistors 62 identisch und gibt während der Anzugsphase die um die Gate-Source-Spannung des ersten Transistors 62 verminderte Haltespannung Ua aus. Durch das Absinken des Potenzials an dem zweiten Verbindungspunkt 60 zum Ende der Anzugsphase wird der erste Transistor 62 gesperrt.
Der Gleichspannungswandler 10 besteht aus einem eingangsseitig mit der Versor- gungsleitung 32 verbundenen Wandlerschaltkreis 66, aus ausgangsseitigen Glät- tungsmitteln sowie Erfassungsmitteln zur Erfassung und Regelung der ausgegebenen Haltespannung Uh. Die Glättungsmittel bestehen in üblicher Weise aus einer Glättungsdrossel 68 sowie einer Rückführdiode 70 am Ausgang des Wandlerschaltkreises 66 und aus einem der Glättungsdrossel 68 nachgeschalteten zweiten Glät- tungskondensator 72. Über dem zweiten Glättungskondensator 72 steht bei angelegten Steuerspannung Ue die Haltespannung Uh an. Die Erfassungsmittel bestehen aus einer parallel zum zweiten Glättungskondensator 72 angeordneten Reihenschaltung einer dritten Z-Diode 74 mit einer Fotodiode 76 und aus einem optisch mit der Fotodiode 76 gekoppelten Fototransistor 78. Der Fototransistor 78 ist mit seinem Emitteranschluss an den Ausgang und mit seinem Kollektoranschluss an einen Stelleingang des Wandlerschaltkreises 66 geführt. Die Haltespannung Uh wird damit durch die Summe aus der Z-Spannung der dritten Z-Diode 74 und der Durchlassspannung der Fotodiode 76 bestimmt. Nach dem Anlegen der Steuerspannung Ue ist die Haltespannung Uh in etwa 30 ms hochgelaufen. Nach dem Abschal- ten der Steuerspannung Ue entlädt sich der zweite Glättungskondensator 72 in kurzer Zeit über den aus Trenndiode 24, Antriebsspule 4 und Schaltstrecke des zweiten Schaltmittels 22 gebildeten Strompfad.
Die zweiten Schaltmittel 22 enthalten einen in Sourceschaltung angeordneten zweiten Transistor 80. Dieser ist eingangsseitig über einen zweiten Vorwiderstand 82 mit dem ersten Anschluss 18 der Antriebsspule 4 verbunden und mit einer zweiten Schutzdiode 84 beschaltet. Die zweite Schutzdiode 84 ist als Z-Diode ausgebildet und schützt den Gateanschluss des zweiten Transistors 80 - insbesondere während der Anzugsphase - vor zu hohen Spannungen. Der Drainanschluss des zweite Transistors 80 ist mit dem zweiten Anschluss 20 der Antriebsspule 4 verbunden. Der zweite Transistor
80 ist in der Anzugsphase aufgrund der Anzugsspannung Ua vom Ausgang der ersten Schaltmittel 16 und in der Haltephase aufgrund der Haltespannung Uh über die leitende Trenndiode 24 in den durchgesteuerten bzw. leitenden Zustand geschaltet, sodass die Antriebsspule 4 in beiden Phasen dauerhaft stromführend ist. Bei fehlen- der oder abgeschalteter Steuerspannung Ue befindet sich der zweite Transistor 80 im gesperrten bzw. nichtleitenden Zustand, sodass die Antriebsspule 4 keinen dauer- haften Strom führen kann. Parallel zur Schaltstrecke des zweiten Transistors 80 ist ein Freilaufmittel 86 angeordnet, das im Beispiel als Z-Diode ausgeführt ist. Sowohl in der Anzugsphase als auch in der Haltephase ist das Freilaufmittel 86 durch die durchgesteuerte Schaltstrecke des zweiten Transistors 80 kurzgeschlossen und da- mit wirkungslos. Beim Sperren des zweiten Transistors 80 läuft sich die Antriebsspule
4 dagegen über den aus Freilaufmittel 86, Rückführdiode 70, Glättungsdrossel 68 und Trenndiode 24 bestehenden Strompfad in kurzer Zeit frei. Die in der Hauptsache durch die Z-Spannung des Freilaufmittels 86 bewirkte relativ hohe Freilaufspannung führt zu einem raschen Abbau der in der Antriebsspule 4 gespeicherten magneti- sehen Energie und damit zu einer schnellen Abschaltung des Magnetantriebes.
Die vorliegende Erfindung ist nicht auf die vorstehend beschriebene Ausführungsform beschränkt. So kann die Erfindung auch mit einem differenzierenden Zeitglied ausgeführt werden, wie es beispielsweise der eingangs genannten Druckschrift DE 92 16 041 U1 entnommen werden kann.

Claims

A n s p r ü c h e
1. Steueranordnung für einen elektromagnetischen Antrieb, insbesondere für den Antrieb eines elektromagnetischen Schaltgerätes, enthaltend
- erste elektronische Schaltmittel (16), die ausgangsseitig in Reihe mit der Antriebsspule (4) liegend nach dem Anlegen einer Steuerspannung (Ue) über ein Zeitglied (12) für die Dauer der Anzugsphase des Antriebes aktiviert sind,
- zweite elektronische Schaltmittel (22), die mit ihrer Schaltstrecke in Reihe mit der Antriebsspule (4) liegend während des Anliegens der Steuerspannung
(Ue) durchgesteuert sind, dadurch gekennzeichnet, dass
- eine mit einem Steuereingang (6) verbundene Gleichrichteranordnung (8) ausgangsseitig eine geglättete Betriebsspannung (Üb) abgibt, - ein sich an die Gleichrichteranordnung (8) anschließender abwärts regelnder
Gleichspannungswandler (10) ausgangsseitig eine geglättete Haltespannung (Uh) abgibt,
- das Zeitglied (12) mit dem Hochfahren der Betriebsspannung (Üb) aktiviert wird, - eine vom Zeitglied (12) steuerbare Spannungsquelle (14) die. ersten
Schaltmittel (16) durch eine Anzugsspannung (Ua) aktiviert,
- die als Spannungsfolger ausgebildeten ersten Schaltmittel (16) und die mit deren Ausgang verbundene Reihenschaltung aus Antriebsspule (4) und Schaltstrecke der zweiten Schaltmittel (22) von der Betriebsspannung (Üb) beaufschlagt sind und
- der Ausgang des Gleichspannungswandlers (10) über eine in Durchlassrichtung gepolte Trenndiode (24), der Ausgang der ersten Schaltmittel (16) und der Steuereingang der zweiten Schaltmittel (22) miteinander verbunden sind.
2. Steueranordnung nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, dass das Zeitglied (12) als integrierendes RC-Glied (34, 36, 38) ausgebildet ist.
3. Steueranordnung nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, dass das Zeitglied (12) als differenzierendes RC-Glied ausgebildet ist.
4. Steueranordnung nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, dass das RC-Glied (34, 36, 38) mit einem Spannungsbegrenzungselement (42) kombiniert ist.
5. Steueranordnung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Spannungsquelle (14) eine von der Betriebsspannung (Üb) beaufschlagte Spannungsbegrenzeranordnung (48, 50) enthält, deren Ausgang mit der Schaltstrecke einer eingangsseitig mit dem Zeitglied (12) verbundenen Schwellwertschaltung (52 ... 60) wirkverbunden ist.
Steueranordnung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass parallel zur Schaltstrecke der zweiten Schaltmittel (22) ein Freilaufmittel (86) angeordnet ist.
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