DE2524642A1

DE2524642A1 - Treiberanordnung fuer einen schalttransistor

Info

Publication number: DE2524642A1
Application number: DE19752524642
Authority: DE
Inventors: James Hamilton Burens; Kenneth A Wallace
Original assignee: North Electric Co
Current assignee: North Electric Co
Priority date: 1974-06-04
Filing date: 1975-06-03
Publication date: 1976-02-05
Also published as: US3930170A; GB1516695A

Description

2. Juni 1975 E 9041

North Electric Company Galion, Ohio (Y.St.A.)

Treiberanordnung für einen Schalttransistor

Die Erfindung betrifft eine Treiberanordnung für einen Schalttransistor mit einem Transformator, der eine Primärwicklung, eine erste Sekundärwicklung größerer und eine zweite Sekundärwicklung kleinerer Windungszahl aufweist, wobei der Strom in der Primärwicklung mittels eines Steuertransistors beeinflußbar ist, die erste Sekundärwicklung in den Basiskreis des Schalttransistors und die zweite Sekundärwicklung im Sinne einer Unterstützung des Basisstromes in den vom Schalttransistor zu schaltenden Lastkreis eingeschaltet ist.

Eine Anordnung dieser Gattung ist aus der US-Patentschrift 5 683 208 der Anmelderin bekannt. Diese Schrift zeigt einen Steuerkreis zum genau gesteuerten Schalten von zwei als letzte

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Stufe angeordneten Leitungsschalttransistoren. Bei diesem bekannten Steuerkreis sind Stromimpulsgeneratoren benutzt, die auf Signale von bei logischen Schaltungen üblichem Potentialniveau ansprechen und die in einen Stromtransformator mit mehreren Wicklungen einspeisen. Bei diesem Stromtransformator ist ein regenerativer Eückkopplungspfad vorgesehen, welcher den Basisstrom der Ausgangstransistoren verstärkt.

Es ist ganz allgemein charakteristisch für Hochleistungstransisto. ren, daß sie im Vergleich mit Relaiskontakten, bei denen das Ein- und Ausschalten augenblicklich erfolgt, verhältnismäßig große Einschalt- und Ausschaltzeiten haben. Dies ist eine Punktion der Halbleiterwerkstoffe, die bei der Konstruktion der Leistungstransistoren benutzt werden. Da die momentane Leistung, die beim Schalten in den Transistoren verbraucht wird, gleich dem Produkt aus der an den Anschlüssen gemessenen Spannung und dem durchfließenden Strom ist, wird verständlich, daß verhältnismäßig lange Stromanstiegs- und Stromabfallzeiten in einem System, das Lexstungsschalttransistoren enthält, hinsichtlich des Leistungsverlusts ernst zunehmende Probleme mit sich bringen kann.

Die Erfindung hat das Ziel, die eingangs erwähnte Treiberanordnung, bei der die Stromabfall zeit der Schalt transistoren schon erheblich verkürzt werden konnte, weiter zu verbessern, insbesondere hinsichtlich einer Verkürzung der Stromanstiegszeit. Ein anderes Ziel der Erfindung besteht darin, eine Schaltung zu schaffen, die weniger zu Störschwingungen und durch Storspannungen verursachten Ausfällen neigt. Es soll ferner eine Schaltung geschaffen werden, bei der der Basisstrom des Leistungstransistors während der Sättigung proportional zum Kollektorstrom ist, was die Speicherzeit verringert. Auch der Wirkungsgrad und die Zuverlässigkeit der bekannten Anordnungen soll verbessert werden. Schließlich ist es ein Ziel der Erfindung, eine einfache Treiberanordnung zu schaffen, bei der ein Transformator verwendet werden kann, dessen Kern aus billigem Ferrit hergestellt ist und dessen

Kenndaten, z.B. dessen Streuinduktivität, innerhalb eines verhältnismäßig großen Toleranzbereiches liegen.

Diese Ziele werden bei einer Treiberanordnung der einleitend näher bezeichneten Gattung erfindungsgemäß dadurch erreicht, daß der Kollektor des Steuertransistors über ein Widerstandsnetzwerk mit dem einen Anschluß einer Quelle und über ein zweites Netzwerk mit dem einen Ende der Primärwicklung verbunden ist, daß der Emitter des Steuertransistors mit dem anderen Ende der Primärwicklung und dem anderen Anschluß der Quelle verbunden ist, und daß die zweite Sekundärwicklung mit ihren Enden unmittelbar an der Basis und dem Emitter des Schalttransistors angeschlossen ist.

Die Erfindung umfaßt mindestens drei miteinander verwandte Treiberanordnungen für Leistungsschalttransistoren. In jedem Fall ist ein Treibertransformator, verwendet, der die Regeneration des Basisstromes des Schalttransistors mittels einer Hilfs-Sekundärwicklung bewirkt. Die Regeneration verbessert die Stromanstiegsund Stromabfallcharakteristiken nachdrücklich und verbessert dadurch insgesamt den Wirkungsgrad der Anordnung. Ferner wird die erfoderliche Steuerleistung herabgesetzt und der Basisstrom von Veränderungen der Steuerspannungsquelle bemerkenswert unabhängig gemacht.

Weitere wichtige Merkmale der Erfindung sind: ein Steuertransistor, an den ein bestimmtes Eingangssignal angelegt wird, ein Widerstand, ein Kondensator und eine Transformator-Primärwicklung zum Laden des Kondensators, wenn der Steuertransistor gesättigt ist, und zum Entladen des Kondensators, wenn der Steuertransistor nichtleitend ist, eine derartige Konfiguration der Primärwicklung und von Sekundärwicklungen, daß ein Schalttransistor gesättigt und regenerativ gesättigt wird, und das Ausschalten des Schalttransistors, wenn ein positiver Impuls an die Basis des Steuertransistors angelegt wird. Die Formung einer Rechteckwelle am Ausgang

η 9 « « s / η 7

des Schalttransistors wird erreicht durch ein dem Steuertransistor vorgeschaltetes Widerstandsnetzwerk und durch eine Kette von Dioden mit einem Parallelwiderstand, die parallel zu einer der Sekundärwicklungen oder zwischen der Basis und dem Emitter des Schalttransistors angeschlossen ist.

Diese und andere Ziele und Vorteile der Erfindung werden noch deutlicher bei näherer Betrachtung der nachfolgenden detaillierten Beschreibung anhand der beigefügten Zeichnungen. Im einzelnen zeigt:

Fig. 1 ein schematisches Schaltbild einer Ausführungsform der Erfindung mit einem einzigen Transistor und einem Kollektorwiderstand zur Steuerung eines Schalttransistors,

Fig. 2 ein schematisches Schaltbild einer weiteren Ausführungsform, bei der der Kollektorwiderstand durch einen komplementären zweiten Transistor und weitere Schaltelemente ersetzt ist,

Fig. 3 ein schematisches Schaltbild einer Ausführungsform, bei der eine weitere Verbesserung der SchaltCharakteristiken erzielt wird durch die Benutzung bestimmter passiver Schaltelemente im Basiskreis des Schalttransistors,

Pig. 4A Wellenformen, die sich auf die Schaltung nach den Figuren 1 und 2 beziehen,

Fig. 4B Wellenformen, die sich auf den Ausschaltvorgang des Schalttransistors nach den Figuren 1 und 2 beziehen und

Fig. 4C Wellenformen, die sich auf den Ausschaltvorgang des Schalttransistors nach Fig. 3 beziehen.

In Fig. 1 stellt ein Transistor 10 einen Steuertransistor dar, der an einen Kollektorwiderstand 12 angeschlossen ist. Eine Diode 14 und ein Kondensator 16 in Parallelschaltung verbindenden Kollektor mit der Primärwicklung 18 eines Transformators 20. Diese Primärwicklung hat die Windungszahl N1. Die Sekundärseite

des Transformators 20 besteht aus zwei getrennten Wicklungen 28 und 30 mit den Windungszahlen N2 bzw. N3. Der Wickelsinn ist jeweils durch einen Punkt am Wicklungsende angegeben. Die Wicklung 28 liefert einen Teil des Basisstromes für einen Leistungsschalttransistor, der im folgenden als Transistor 36 bezeichnet wird, und die Wicklung 30 liefert einen zusätzlichen Teil des Basisstromes.

Die folgende ins einzelne gehende Beschreibung der allgemeinen Wirkungsweise dieser Schaltung macht die dabei auftretenden Grundgesetze verständlich. Es sei angenommen, daß (wie in Pig. 1 gezeigt) das Eingangssignal an der Basis des Transistors 10 eine Rechteckwelle 40 ist, die potentialmäßig in der Nähe der bei logischen Schaltungen üblichen Potentiale von 0 und 5 Volt liegt. Die folgende Analyse setzt diesen konstanten dynamischen Zustand voraus.

Der Transistor 10 bestimmt den statischen Betriebszustand des Transistors 36, d.h. wenn der Transistor 10 nichtleitend ist, ist der Transistor 36 gesättigt, und wenn der Transistor 10 gesättigt ist, ist der Transistor 36 nichtleitend. Die Ein- und Ausschaltvorgänge des Transistors 36 werden durch die Übertragung der Zustände des Transistors 10 eingeleitet. Der Transformator 20 ist so gewickelt, daß der in der Wicklung 30 fließende Strom in der Wicklung 28 einen Strom hervorruft, der einen positiven Basisstrom für den Transistor 36 liefert. Man versteht dies besser bei Betrachtung der Fig. 1, die zeigt, daß der Strom I_n^ in Richtung des mit einem Punkt bezeichneten Endes der Wicklung 30 einen Strom I^p aus dem mit einem Punkt bezeichneten Ende der Wicklung 28 erzeugt. Die Ströme stehen nach der folgenden Gleichung miteinander in Beziehung

τ fm

f) + P

Ή2 " ^2/¹NI ⁺ ^2/^3, wobei

Um die Einschaltung des Transistors 36 einzuleiten, wird an die Basis des Transistors 10 das niedrige Signal angelegt, welches

r. η 9 β ft β / η 7 9 η

bewirkt, daJ3 er abschaltet und einen Strom ~L„. durch den Widerstand 12, den Kondensator 16 und die Primärwicklung 18 fließen läßt. Die Transformatorwirkung erhöht den als Folge davon in der Wicklung 28 induzierten positiven Basisstrom, dessen Stromstärke dazu ausreicht, die Stromleitung des Transistors 36 einzuleiten. Sobald der Transistor 36 zu leiten beginnt, fließt auch ein Strom in der Wicklung 30, der einen den bisherigen Anteil des Basisstromes unterstützenden weiteren Teilstrom in der Wicklung 28 induziert, sodaß der gesamte Basisstrom weiter anwächst, bis der Transistor 36 gesättigt ist. Dieser regenerative Effekt folgt aus dem Wi ekel sinn der Wicklungen 18, 28 und 30. Während der Sättigung des Transistors 36 besteht der Basisstrom zum größten Teil aus dem von der Wicklung 30 induzierten Strom. Nur ein kleiner Prozentsatz des Basisstromes beruht auf der von der Wicklung 18 übertragenen Energie. Die mit dem Widerstand 12 verbundene Seite des Kondensators 16 wird auf positives Potential aufgeladen. Dadurch wird Energie in dem Kondensator 16 gespeichert, die beim Ausschaltvorgang des Transistors 36 wieder verbraucht wird. Wenn die Zeitkonstante des Widerstandes 12 und des Kondensators 16 größer ist als die Einschaltzeit des Transistors 36, dauert die Aufladung des Kondensators 16 auch während der Zeit fort, in der der Transistor 36 schon gesättigt ist.

Der Ausschaltvorgang des Transistors 36 wird eingeleitet durch Anlegen des positiven Signals an die Basis des Transistors 10, das diesen Transistor sättigt und das Ende des Widerstandes 12 in die Nähe von Massepotential bringt. Der Kondensator 16 beginnt sich durch den Transistor 10 und die Wicklung 18 zu entladen und erzeugt dabei einen entgegengesetzten Strom in der Wicklung 28. Dieser bewirkt eine negative Basis-Emitter-Spannung am Transistor 36. Der Transistor 36 tritt damit in die Speicher- und Abfallzeit ein und kehrt in den nichtleitenden Zustand zurück. Nachdem dieser Zustand erreicht ist, entlädt sich der Kondensator 16 weiter, jedoch mit einer geringeren Geschwindigkeit, wobei er Tür die Dauer der ßperrzeit eine entgegengesetzte Basis-Emitter-Spannung am Transistor 36 herbeiführt.

R η a β η 6 / ο 7 <η

Durch entsprechende Auswahl des Widerstandes 12 und des Übersetzungsverhältnisses N1/N2 kann während des Teils des Zyklus, in dem der Transistor 36 leitend sein soll, ein Basisstrom erreicht werden, der ausreicht, sogar unter kapazitiver Belastung den leitenden Zustand des Transistors 36 zu sichern. Sobald der Transistor 36 zu leiten beginnt, erzeugt die Wicklung 30 einen regenerativen Strom, der sich in der Wicklung 28 zu dem von der Wicklung 18 beigesteuerten Basisstrom addiert. Diese zweite Basisstromquelle für den Transistor 36 wird durch das übersetzungsverhältnis N3/N2 bestimmt. Für die meisten Leistungsschalttransistoren sollte das Übersetzungsverhältnis N3/N2 in der Größenordnung von 0,2 bis 0,5 liegen. Sobald ein nennenswerter Kollektorstrom fließt, wird der größte Teil des Basisstromes des Transistors 36 von der Wicklung 30 geliefert.

Sollte der Kollektorstrom des Transistors 36 während des eingeschalteten Zustandes zu 0 werden, erscheint der Strom wieder nach der Eückkehr der positiven Kollektorspannung und zwai* infolge des Stromes I_n,. und seines in die Wicklung 28 übertragenen positiven Basisstromes. Dies ist ein bemerkenswerter Vorteil dieser Schaltungsanordnung.

Während der Sättigung des Transistors 36 wird der Basisstrom I„p durch den Strom Ι~* der Wicklung 18 und den Strom 1^·^ der Wi cklung30 geliefert, wobei I^ einen kleinen Prozentsatz von möglicherweise 10% des Vollastbasisstromes beisteuert. Die Schaltungsart, nach der hierbei der zuerst erwähnte Basisstromanteil entsteht, wird oft als "Stromrückkopplung" bezeichnet. Eine Anordnung bei der der Basisstrom für den Transistor 36 sich proportional zu dem Kollektorstrom ändert, wird als "regenerative Steuerung" (regenerative drive) oder als "Proportionalsteuerung" (proportional drive) bezeichnet. Diese beiden letzteren Bezeichnungen beziehen sich auf die dominierende Quelle des Stromes I^p der Wicklung 28. Die regenerative Steuerung kann als unverzögert angesehen werden, da die einzige Zeitverzögerung die auftritt, vom Transformator 20 herrührt und minimal ist.

f; η q a η r, / η 7 η

Zwei Beispiele eines gesättigten Betriebes müssen unterschieden werden. Das erste betrifft den Betrieb bei kleinen Kollektorströmen. In diesem Pail ist auch der Basisstrom IjT₂ niedrig und ermöglicht entsprechend niedrige Verluste. Die einzigen nennenswerten Verluste sind der Leistungsverlust im Widerstand 12, der verhältnismäßig klein ist, der Basis-Emitter-Verlust des Transistors 36, der gleich dem Produkt aus der Basis-Emitter-Spannung U-gg und dem Basisstrom 1^₂ ist, und der Leistungsverlust im Widerstand 4-2. Dieser Widerstand 42 ist zu der Basis-Emitter-Strecke des Transistors 36 parallel geschaltet. Sein Strom ist viel kleiner als der Basisstrom des Transistors 36 und deshalb ist auch der Leistungsverlust im Widerstand 4-2 verhältnismäßig klein.

Im Falle des Betriebes bei hohem Kollektorstrom muß der Basisstrom für den schlechtesten Fall bemessen werden und zwar durch Auswahl von N3/N2 in der Weise, daß der Basisstrom zur Aufrechterhaltung der Sättigung ausreicht und doch die Speicherzeit des Transistors 36 während des Ausschaltvorganges so klein wie möglich macht. Bei einer abnormalen Überlastung kann der Kollektorstrom das normale Maximum übersteigen. In diesem Fall wird der Basisstrom Ijrp fflit einer durch N3/N2 bestimmten Geschwindigkeit weiter ansteigen und den zum überstehen des Fehlers notwendigen Strom liefern.

Der Basis-Emitter-Verlust des Transistors 36 bestimmt sich auch bei hohen Kollektorströmen in erster Linie nach dem Produkt U-gg · Ijjp* ^Der Leistungsverlust im Widerstand 12 ist bei hohen Kollektorströmen prozentual kleiner als bei niedrigen Kollektorströmen. Da möglicherweise 10% des Basisstromes von der Wicklung 18 hergeleitet wird, bewirkt eine Änderung der Steuerspannung nur eine kleine Änderung der Basis-Emitter-Verluste und auch nur eine unerhebliche Änderung des gesamten Basisstromes. Eine 20%ige SteuerSpannungsänderung ergibt so annähernd eine 2%ige Änderung des gesamten Basisstromes.

a r, / ο 7

2 5 2 A 6 4 2

Um den Transistor 36 ausschalten zu können, muB der Transistor eine positive Basisspannung erhalten, die eine Sättigung des Transistors 10 "bewirkt. Der Kondensator 16 "beginnt sich dann über die aus dem Kondensator 16, dem Transistor 10 und der Wicklung gebildete Schleife zu entladen. Der Strom I™, den der Kondensator 16 erzeugt, ist seiner Sichtung nach negativ. Daher ist entsprechend der oben angegebenen Gleichung der Basisstromanteil

TT1 N^

■£5- I«,, von dem positiven Basisstromanteil -^a- !„-? abzuziehen. Bei geeigneter Auswahl der Windungszahlen N1, N2 und N3 wird der reine Basisstrom negativ und bringt so den Transistor 36 in den Speieherzustand.

Nach Ablauf der Speicherzeit wird der Kollektorstrom durch die Stromverstärkung des Transistors 36 begrenzt und beginnt abzunehmen. Der entgegengesetzte Basisstrom wird dann während des Stromabfalls in gleicher Weise begrenzt und nimmt ab, bis der Transistor 36 den nichtleitenden Zustand erreicht. Zu diesem Zeitpunkt wird der Basis-Emitter-Strom und der Kollektorstrom Während des Stromabfalls entsteht eine entgegengesetzte Basis-Emitter-Spannung am Transistor 36. Sie wird durch Übertragung der Spannung aufrechterhalten, welche infolge der Restladung des Kondensators 16 an der Wicklung 18 liegt. Die im Kondensator 16 gespeicherte Energie muß so groß sein, daß die Schaltung bei kleinsten Einschaltzeiten des Transistors 36, bei kleinstem Steuerspannungsbereich und bei höchsten Kollektorströmen betrieben werden kann.

Der durch den Widerstand 12 und durch den Transistor 10 fließende Strom setzt ein am Anfang des Ausschaltvorganges und dauert an während des nichtleitenden Zustandes des Transistors 36. Die Diode 14 bildet einen Kurzschlußpfad für den Kondensator 16, sofern er während einer Überlastung oder während extrem kurzer stromleitender Perioden des Transistors 36 entladen werden sollte. In diesen Fällen ist die Ladezeit des Kondensators 16 zu kurz, um ein normales Ausschalten des Transistors 36 herbeiführen zu

r, η q β β β / ο 7^fη

können. Daher wird die Ausschaltung des Transistors 36 geradewegs durch den Kurzschluß "bewirkt, der von der Wicklung 18 auf die Wicklung 28 übertragen wird und allerdings eine längere Speicher- und Abfallzeit verursacht.

Um den Transistor 36 im nichtleitenden Zustand zu halten, ist es wünschenswert, während dieses Zustandes eine entgegengesetzte Steuerspannung an der Basis-Emitter-Verbindung des Transistors 36 aufrechtzuerhalten, um die Empfindlichkeit der Anordnung gegen äußere Einflüsse so gering wie möglich zu halten. Dies wird mit dem Kondensator 16 erreicht, der einen Wechselstromausgleich des Transformators 20 bewirkt.

Gewisse Anwendungen können es erfordern, daß der Transistor 36 während etwa der Hälfte des Zyklus im gesättigten Zustand arbeitet und während der anderen Hälfte im nichtleitenden Zustand. Die Schaltung kann aber auch so bemessen werden, daß relative Einschaltzeiten von sehr viel weniger und von mehr als 50% möglich sind. Die Arbeitsfrequenz ist begrenzt auf die durch die Bemessung festgesetzten Höchstwerte. Viele Anwendungen dieser Schaltung sind deshalb möglich, weil die Bemessungsparameter vom Konstrukteur so variiert werden können, daß die Schaltung für die verschiedensten Inverter, Konverter, pulsbreitemodulierten Leistungsschaltungen, Leistungsservomechanismen usw. geeignet ist.

Wenn die relative Einschaltzeit mehr als 50 % beträgt, ist die an die Basis-Emitter-Verbindung des Transistors 36 angelegte Steuerspannung "Ο™, während der Sättigung gleich der Gegensteuerspannung _U_BE während des nichtleitenden Zustandes. Bei relativen Einschaltzeiten unter 50% ist der Betrag der Gegensteuerspannung ^-ÜBE Ρ^ΓΟΡ^ΟΓ*^χοηει1 geringer bis er bei einer relativen Einschaltzeit von 0% den Nullwert erreicht. Die Gegensteuer spannung verringert den Einfluß von Störspitzen und Veränderungen der Kollektor-Emitter-Spannung des Transistors 36. Der Widerstand 42 dient

zur Aufrechterhaltung eines geringen Gegenstromes in der Wicklung 28, der dazu verhilft, die StörungεImmunität weiter zu erhöhen und Schwingungen während des AusschaltVorganges oder durch externe Einflüsse während des nichtleitenden Zustandes hervorgerufene Schwingungen zu dämpfen.

Die Anwesenheit des Transformators 20 in der Schaltung hat eine Isolation der niedervoltigen Eingangssignale von der unmittelbaren Treiberkomponente des Transistors 36 zur Folge. Diese Anordnung hat bestimmte Vorteile in den Fällen, wo die Gleichspannungsniveaus, die an der Einbaustelle des Schalttransistors und des Steuerkreises herrschen, bemerkenswert unterschiedlich sind. Die Isolation schützt auch die logischen Schaltkreise gegen niederfrequente Spannungsstoße und durch Masseschluß hervorgerufene Störspannungen, die bei und in der Nähe von Hochleistungsschaltkreisen auftreten können. Es sollte auch klar sein, daß die Schaltung Vorteile hat, wenn zwei oder mehr solcher Leistungsschaltkreise in Synchronismus betätigt werden müssen, obwohl dies in Fig. 1 nicht dargestellt ist. Auch hier bietet die Verwendung des Transformators 20 eine Isolation zwischen den Leistungsschaltkreisen, obwohl es möglich ist, diese gleichzeitig mit einem logischen Schaltkreis zu steuern.

Die meisten bekannten Schaltungen, in denen ein Transformator zwei Leistungsschalttransistoren treibt, haben einen Transformator mit einem einzigen magnetischen Kern und erfordern bifilare Wicklungen, um die Toleranzen zu beherrschen. Die gegenseitige Beeinflussung die sich bei dieser Anordnung ergibt, kann zu einer fehlerhaften Arbeitsweise und möglicherweise zu einem Versagen der Leistungsschalteinrichtung führen.

Bei der vorliegenden Erfindung können beim Transformator 20 Ferrite als magnetische Werkstoffe vorgesehen sein, die leicht bearbeitbar und billig sind. Die Konstruktion des Transformators wird auch durch die niedrigen Toleranzen begünstigt, die für Parameter wie z.B. die Streuinduktivität erforderlich sind.

η π R fl π / η ι

Die Schaltung ist auch in den Fällen nützlich, in denen die Schalttransistoren an entfernter Stelle angeordnet werden müssen und sie erlaubt die Anordnung der Steuer- und Einstellkomponenten gemeinsam mit anderen ähnlichen Schaltungen und Komponenten an anderer vorteilhafter Stelle. Dies wird möglich, weil die Wicklung 18 einen so niedrigen Strom benötigt, was den Einsatz von langen Leitungsverbindungen zwischen den einzelnen Stellen erlaubt, ohne daß damit Spannungs- und Leistungsverluste verbunden sind.

Eine zweite Ausführungsform der Erfindung ist in Fig. 2 gezeigt. Sie ist gegenüber der ersten Ausführungsform so modifiziert, daß sie den Betrieb des Leistungsschalttransistors 36 bei höheren Strömen erlaubt. Dies wurde erreicht durch den Austausch des Widerstandes 12 der ersten Ausführungsform gegen eine Kombination 50, bestehend aus einem Transistor 56, Widerständen 58 und 60, einer Diode 62, einem Widerstand 64 und einem Transistor 66. Der Transistor 66 wird als Schalter betrieben, der die Transistoren 10 und 56 steuert, die komplementär arbeiten, d.h. daß jeweils einer der Transistoren 10 und 56 gesättigt ist, solange der andere nichtleitend ist.

Wenn der Transistor 36 während des Einschaltvorganges in den leitenden Zustand getrieben wird, liegt an der Basis des Transistors 66 ein niedriges Potential, sodaß der Transistor 66 nichtleitend ist. Dies hat zur Folge, daß auch der Transistor 10 nichtleitend wird, während der Transistor 56 gesättigt wird und ein Strom von der Steuerspannungsquelle 72 über den Widerstand 58» den Transistor 56, den Kondensator 16 und die Wicklung 18 fließt. Der Einschaltvorgang setzt sich dann fort wie beim ersten Ausführung sbeispiel mit der Ausnahme, daß nun von der Wicklung 18 her ein wesentlich höherer Basisstrom für den Transistor 36 zur Verfügung steht. Der Widerstand 58 muß einen niedrigeren Ohmwert als der Widerstand 12 nach Fig. 1 haben.

Während des gesättigten Betriebes des Transistors 36 setzt sich die Aufladung des Kondensators 16 fort, wobei immer noch der Transistor 56 gesättigt und der Transistor 10 nichtleitend ist. Da der Widerstand 58 einen geringeren Ohmwert als der Widerstand 12 des ersten Ausführungsbeispiels hat, wird infolge des erhöhten Stromes I«™ in dem Kondensator 16 mehr Energie gespeichert trotz der erhöhten aus Wicklung 28 zur Wicklung 18 übertragenen Spannung, die von der für erhöhte Kollektorstromführung typischen erhöhten Basis-Emitter-Spannung des Transistors 36 herrührt.

Der Ausschaltvorgang wird eingeleitet von einem Zustandswechsel des Transistors 66, der bewirkt, daß der Transistor 10 leitend wird und der Transistor 56 in den nichtleitenden Zustand übergeht. Der Leistungsverlust im Widerstand 58 ist dann Null und der Ausschaltvorgang setzt sich fort wie beim ersten Ausführungsbeispiel. Während des Sperrintervalls des Zyklus bleibt der Transistor 10 gesättigt und der Transistor 56 nichtleitend, sodaß kein Strom durch den Widerstand 58 fließt und dadurch eine relative Leistungseinsparung gegenüber dem ersten Ausführungsbeispiel erzielt wird.

Die Diode 62 bewirkt eine Begrenzung der Gegensteuerspannung am Transistor 56 während des Ausschaltvorganges und im nichtleitenden Zustand des Transistors 36.

Ein drittes Ausführungsbeispiel ist in Pig, 3 gezeigt. Bei dieser Anordnung sind die Schaltkreise im wesentlichen identisch mit den in Pig. 2 gezeigten mit Ausnahme eines neuen zusätzlichen Basiskreises 70 beim Transistor 36, der zur Verbesserung des Ausschaltvorganges vorgesehen wurde. Der zusätzliche Basiskreis 70 besteht aus einem Widerstand 72 und 'Dioden 74» 76 und 78. Der Einächluß dieses Kreises hat verschiedene Vorteile. Zunächst wird die Gegensteuerspannung -"Ow des Transistors 36 während des Ausschal tvorganges gesteuert. Schwingungen, die möglicherweise in dem Basiskreis auftreten, werden gedämpft. Die Stromabfallzeit

und als Folge davon die auf die Stromabfallzeit zurückzuführenden Verluste im Transistor 36 werden verringert. Die Wirkungsweise der Ausführungsform nach Pig. 3 läßt sich am besten verstehen bei näherer Betrachtung der Fig. 4-C, die Strom- und Spannungs-Wellenformen zeigt, wie sie beim Transistor 36 während des Betriebes des in Fig. 3 gezeigten Stromkreises auftreten.

Der zusätzliche Basiskreis 70 der dritten Ausführungsform hat während des Einschaltvorganges, der Sättigung und des nichtleitenden Zustandes des Transistors 36 keine Wirkung. Der Basiskreis zeigt vielmehr seinen vollen Vorteil während des Ausschaltvorganges. Um den vollen Vorteil zur Wirkung zu bringen, müssen Maßnahmen zur Erhöhung der Streuinduktivität der Wicklung 28 des Transformators 20 ergriffen werden. Man erreicht dies durch Veränderung der Spulenkonfiguration und der Wicklungsfolge. Der genaue Wert der Streuinduktivität für übliche Schaltgeschwindigkeiten sollte zwischen dem 2- und 3fachen des bei den Ausführungsbeispielen nach den Figuren 1 oder 2 gewählten Wertes liegen.

Wenn man eine erhöhte Streuinduktivität der Wicklung 28 voraussetzt, wird der Ausschaltvorgang des Transistors 36 wie in den Ausführungsbeispielen nach den Figuren 1 und 2 eingeleitet als Folge des Aufbaues des Gegensteuerstromes -Ijgvi» der seinerseits wieder zur Folge hat, daß ein negativer Basisstrom fließt. Die Aufbaugeschwindigkeit des negativen Basisstromes ist notwendigerweise langsamer als bei den Ausführungsbeispielen nach Fig. 1 und 2 wegen der erhöhten Streuinduktivität der Wicklung 28. Das erhöht die in Erscheinung tretende Speicherzeit, aber nicht die Verluste. Sowie der Transistor 36 seine Speicherung beendet hat und der Kollektorstrom abzufallen beginnt, werden drei Einflüsse wirksam. Erstens wird der entgegengesetzte Strom I_Np durch die Gerätecharakteristik begrenzt, zweitens erhöht der Strom Ijro» der infolge einer erhöhten Induktivität der Wicklung 28 als Stromquelle wirkt, die negative Spannung ÜW, bis ein Teil des Basisstromes in Parallelschaltung in den Widerstand 72 und die

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Diodenkette 74, 76 und 78 einfließt. Drittens hat die wachsende Kollektorspannung eine senkende Wirkung auf die Stromabfallzeit infolge der internen kapazitiven Kopplung zwischen dem Kollektor des Transistors 36 und seiner Basis. Der zweite Faktor, der die Induktivität der Wicklung 28 ausnutzt, macht die Wirkung der kapazitiven Kopplung, wonach der Stromabfall sich in kürzester Zeit vollzieht, zunichte. In dem Maße, in dem der Kollektorstrom abfällt, wird die Stromleitung der Basis-Emitter-Verbindung immer geringer und der übrige negative Basisstrom fließt in die Dioden 76 und 78 ^un<^ äen Widerstand 72. Wenn sich dieser Nebenschlußstrom aufbaut, wird die Spannung am Widerstand 72 durch die Diode 74 kurzgeschlossen. Mit Beendigung des Stromabfalls tritt der Transistor 36 in sein nichtleitendes Stadium ein, bei dem sein Kollektor-Emitter-Strom und sein Basis-Emitter-Strom gleich Null sind. Der Strom in der Wicklung 28 wird dann vollständig zu der Diodenkette aus den Dioden 74-, 76 und 78 übergewechselt sein und langsam auf Null abklingen. Das verhindert durch die Kombination der Basis-Emitter-Kapazität des Transistors 36 und der Induktivität der Wicklung 28 verursachte Resonanzschwingungen. Während dieses Abklingens des Stromes verhilft der Widerstand 72 dazu, ein abruptes Aufhören des Nebenschlußstromes zu verhindern, wenn die negative Basis-Emitter-Spannung unter den Spannungspegelbereich von 2,1 biß 2,4 Volt abfällt, der durch die drei Spannungsabfälle in den Dioden 7²S 76 und 78 gegeben ist. Vielmehr wird eine Stromleitung bis hinunter zu dem Pegelbereich von 1,4 bis 1,6 Volt ermöglicht. Dieser Spannungspegel ist normalerweise so niedrig wie der Pegel der negativen Basisspannung U-g-g während des nichtleitenden statischen Zustandes und ruft deshalb weder eine Richtungsänderung des Stromes in der Wicklung 28 hervor noch erlaubt er die Entwicklung einer positiven Basis-Emitter-Spannung.

So zeigt sich die Ausführungsform nach Fig. 3 als gegenüber denjenigen nach Fig. 1 und 2 verbessert, da der Transistor 36 eine besondere kleine Stromabfallzeit und deshalb entsprechend kleine,

durch diese Zeit "bedingte Verluste hat, gegen ein Zusammenbrechen der Gegenspannung geschützt ist und Schwingungen, die möglicherweise im Basiskreis entstehen können, klein gehalten werden.

Die Fig. 4-A zeigt Wellenformen, wie sie beim Stromkreis nach den Figuren 1 und 2 auftreten. In den Einzeldarstellungen zeigt

(a) die Kollektor-Emitter-Spannung des Transistors 10,

(b) den Strom in der Primärwicklung 18,

(c) den Strom in der Sekundärwicklung 28,

(d) die Basis-Emitter-Spannung des Transistors 36 und

(e) den EoIlektorstrom des Transistors 36.

In den Figuren 4-B und 4-C ist eine zeitlich gedehnte Darstellung des Ausschaltvorganges gegeben. Die Fig. 4B betrifft die Ausführungsbeispiele nach den Figuren 1 und 2. Im einzelnen zeigt, jeweils bezogen auf den Transistor 36

(a) den Basisstrom,

(b) die Basis-Emitter-Spannung,

(c) den Eollektorstrom.

Die Fig. 4C betrifft das Ausfuhrungsbeispiel nach Fig. 3-einzelnen zeigt

(a) den Basisstrom,

(b) den Strom in der Wicklung 28,

(c) die Basis-Emitter-Spannung,

(d) den Kollektorstrom.

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Claims

Patentansprüche

/ 1J Treiberanordnung für einen Schalttransistor mit einem Transformator, der eine Primärwicklung, eine erste Sekundärwicklung größerer und eine zweite Sekundärwicklung kleinerer Windungszahl aufweist, wobei der Strom in der Primärwicklung mittels eines Steuertransistors beeinflußbar ist, die erste Sekundärwicklung in den Basiskreis des Schalttransistors und die zweite Sekundärwicklung im Sinne einer Unterstützung des Basisstromes in den vom Schalttransistor zu schaltenden Lastkreis eingeschaltet ist, dadurch gekennzeichnet, daß der Kollektor des Steuertransistors (10) über ein Widerstandsnetzwerk (12, 50) mit dem einen Anschluß einer Quelle (72) und über ein zweites Netzwerk (14-, 16) mit dem einen Ende der Primärwicklung (18) verbunden ist, daß der Emitter des Steuertransistors mit dem anderen Ende der Primärwicklung und dem anderen Anschluß der Quelle verbunden ist, und daß die zweite Sekundärwicklung (28) mit ihren Enden unmittelbar an der Basis und dem Emitter des Schalttransistors (36) angeschlossen ist.
2. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das weitere Netzwerk eine Parallelschaltung eines Kondensators (16) mit einer Diode (1²I-) ist.
3. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß sobald der Schalttransistor (36) zu leiten beginnt, der Strom (Ijj,) in der zweiten Sekundärwicklung (30) über die erste Sekundärwicklung (28) den Basisstrom (Ig) des Schalttransistors bis zu dessen Sättigung weiter erhöht, und daß während des gesättigten Betriebes des Schalttransistors dessen Basisstrom von dem in der Primärwicklung (18) fließenden Strom (I^) abhängt.
4. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Widerstandsnetzwerk ein Netzwerk ist, das einen zwischen die Quelle (72) und den Kollektor des Steuertransistors (10) einge-

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schalteten zweiten Steuertransistor (56) einschließt, daß ein weiterer Widerstand (60) zwischen die Quelle und den Kollektor eines dritten Steuertransistors (66) eingeschaltet ist, daß der Emitter des dritten Steuertransistors mit der Basis des ersten Steuertransistors (10) verbunden ist, daß ein weiterer Widerstand (64) zwischen die Basis und den Emitter des ersten Steuertransistors eingeschaltet ist, daß eine Verbindung zwischen der Basis des zweiten Steuertransistors (56) und dem Kollektor des dritten Steuertransistors (66) besteht, daß eine Diode (62) zwischen den Kollektor des dritten Streuertransistors (66) und den Kollektor des ersten Steuertransistors (10) eingeschaltet ist und ein Widerstand (58) zwischen die Quelle (72) und den zweiten Steuertransistor (56) eingeschaltet ist.
5. Anordnung nach Anspruch 1 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Basiskreis des Schalttransistors (36) drei Seriendioden (74, 76, 78), die parallel zur Sekundärwicklung (28) angeordnet sind und bei leitendem Zustand dieses Transistors sperren, sowie einen zu einer der Dioden (74) parallel geschalteten Widerstand (72) enthält, und daß diese Anordnung während des Ausschaltvorganges wirksam ist.
6. Treiberanordnung für einen Schalttransistor, der Leistung von einer Quelle zu einer Last leitet, sofern er vorwärts gesteuert ist, dadurch gekennzeichnet, daß ein Transformator (20) mit mehreren Wicklungen, nämlidi einer Primärwicklung (18), einer Basiswicklung (28) und einer Eückkopplungswicklung (30) vorgesehen ist, sowie eine Schaltanordnung, bestehend aus einer zweiten Quelle (72) von der aus Strom (Ij™) durch die Reihenschaltung eines Widerstandes (12, 58), eines Kondensators (16) und die Primärwicklung (18) fließt zur Vorwärtssteuerung des Schalttransistors (36), daß die Basiswicklung die Schaltanordnung mit dem Schalttransistor kuppelt, daß die Eückkopplungswi cklung einen regenerativen Basisstrom zur Vorwärtssteuerung des Schalttransistors zur

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Verfügung stellt und daß zum Ausschalten (Rückwärtssteuern) ein Steuertransistor (10) vorgesehen ist, der in leitendem Zustand
eine Umkehrung des Stromes (Ijm) in der Primärwicklung (18) und dementsprechend in der Basiswicklung (28) des Transformators bewirkt.

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