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PATENTANSPRÜCHE
1. Impulsübertragerschaltung zur Übertragung elektrischer Impulse mit Potentialtrennung, insbesondere für Thyristoren und Triacs, a) mit einem Impulstransformator (5), der einen Kern aus ei nem ferromagnetischen Werkstoff mit magnetischer Hysterese aufweist und b) der mit einem ersten Eingang (3) über einen Impulsanfang
Erhöhungsschaltkreis (4) mit einem Impulseingang (I) und c) mit einem zweiten Eingang (2) mit einem Impulsbezugspo tential in Wirkverbindung steht, d) wobei der Impulsanfang-Erhöhungsschaltkreis (4) einen
Kondensator (C) aufweist, der mit dem ersten Eingang (3) des Impulstransformators (5) in Wirkverbindung steht, da durch gekennzeichnet, e) dass der zweite Eingang (2) des Impulstransformators (5) über ein steuerbares elektrisches Ventil und den Kondensa tor (C) mit dem ersten Eingang des Impulstransformators in
Wirkverbindung steht,
f) wobei dieses Ventil während der Dauer eines Eingangsim pulses (8) am Impulseingang (1) gesperrt und sonst leitend ist.
2. Impulsübertragerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der zweite Eingang (2) des Impulstransformators (5) über ein Freilaufventil (D2) und den Kondensator (C) mit dem ersten Eingang des Impulstransformators in Wirkverbindung steht.
3. Impulsübertragerschaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, a) dass der Impulsanfang-Erhöhungsschaltkreis (4) über einen
Vorwiderstand (R4, R6) mit dem Impulseingang (1) verbun den ist und b) dass das steuerbare elektrische Ventil einerseits über diesen
Vorwiderstand (R4, R6) mit dem Impulseingang (1) und an dererseits über einen Umschwingwiderstand (R3, Rlo) mit dem zweiten Eingang (2) des Impulstransformators (5) in
Wirkverbindung steht.
4. Impulsübertragerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass der Impulsanfang-Erhöhungsschaltkreis (4) einen ersten Widerstand (R1) aufweist, der parallel zu einer Reihenschaltung aus dem Kondensator (C) und einem ersten elektrischen Ventil (D1) geschaltet ist.
5. Impulsübertragerschaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, a) dass der Impulsanfang-Erhöhungsschaltkreis (4) einen zwei ten Widerstand (R2) aufweist, der parallel zu dem ersten elektrischen Ventil (D1) geschaltet ist und b) dass die Quelle des als Sperrschicht-Feldeffekttransistor aus gebildeten steuerbaren elektrischen Ventils über diesen zwei ten Widerstand mit dem Kondensator (C) in Wirkverbin dung steht.
6. Impulsübertragerschaltung nach einem der Ansprüche 3 bis 5, dadurch gekennzeichnet, a) dass das steuerbare elektrische Ventil ein Sperrschicht-Feld effekttransistor ist, b) dessen Tor mit dem Impulseingang (1), c) dessen Quelle über den Vorwiderstand (R4) mit dem Impuls eingang (1) und d) dessen Abfluss über den Umschwingwiderstand (R3) mit dem zweiten Eingang (2) des Impulstransformators (5) in
Wirkverbindung steht.
7. Impulsübeflragerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, a) dass das steuerbare Ventil ein Bipolartransistor (T) ist, b) dessen Basis mit dem Impulseingang (1), c) dessen Emitter über den Vorwiderstand (R6) mit dem Im pulseingang (1) und d) dessen Kollektor über den Umschwingwiderstand (Rlo) mit dem zweiten Eingang (2) des Impulstransformators (5) in
Wirkverbindung steht.
8. Impulsübertragerschaltung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, a) dass die Basis des Bipolartransistors (T) über eine Reihen schaltung aus einem Widerstand (Rs) und einem elektrischen
Ventil (D4) mit dem Impulseingang (1), b) über ein weiteres elektrisches Ventil (D5) mit seinem Emitter und c) über einen weiteren Widerstand (Rs) mit dem zweiten Ein gang (2) des Impulstransformators (5) verbunden ist, und d) dass der Emitter des Bipolartransistors (T) über das erste elektrische Ventil (D1) mit dem Vorwiderstand (R6) verbun den ist.
Bei der Erfindung wird ausgegangen von einer Impulsübertragerschaltung nach dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1.
Mit dem Oberbegriff nimmt die Erfindung auf einen Stand der Technik von Impulsübertragerschaltung Bezug, wie er in dem Firmenprospekt Impulstransformatoren/Pulse transformators der FABRIMEX AG, Kirchenweg 5, 8032 Zürich, gedruckt in der Schweiz 2.79, auf S. 5 beschrieben ist. Dort wird eine Prinzipschaltung für einen Impulstransformator-Einsatz zur Zündung von Thyristoren und Triacs angegeben, bei dem die Steuerschaltung galvanisch vom Stromnetz des Thyristors oder Triacs getrennt ist. Parallel zur Primärwicklung des Impulstransformators ist eine Spannungsbegrenzungsschaltung aus einer Reihenschaltung einer Diode und einer zu dieser entgegengesetzt gepolten Zenerdiode vorgesehen.
In Reihe mit der Primärwicklung ist ein Widerstand und parallel zu diesem eine Reihenschaltung aus einem Kondensator und einem weiteren Widerstand geschaltet, um für die Zündstromimpulse steile Stromanstiege zu erzielen. Am Ende eines rechteckigen Steuerimpulses erfolgt keine Ummagnetisierung des Impulstransformators, so dass die Änderung der magnetischen Induktion, die dem Produkt von Spannung und Zeit proportional ist, relativ gering ist. Der Arbeitspunkt des lmpulstransformators geht aus der Hysteresisschleife bestenfalls auf den Wert der Remanenz zurück.
Die Erfindung, wie sie im Patentanspruch 1 gekennzeichnet ist, löst die Aufgabe die Impulsübertragung bekannter Impuls übertragerschaltungen zu verbessern.
Ein Vorteil der Erfindung liegt darin, dass ausgehend von einem vorgegebenen Eingangsimpuls eine stärkere Änderung der magnetischen Induktion des Impulstransformators und damit ein kräftigerer Zündimpuls in dessen Sekundärwicklung erreicht wird. Dies wird durch eine Ummagnetisierung des Impulstransformators am Impulsende bewirkt. Zum Ummagnetisieren wird die gespeicherte Energie eines Kondensators verwendet, der zur Erhöhung bzw. Aufteilung des Impulsanfangs vorgesehen ist. Für die Ummagnetisierung wird keine besondere Energiequelle benötigt. Es ist auch kein besonders teurer Impulstransformator mit teuren Magnetwerkstoffen und steiler, schmaler Hysteresisschleife erforderlich.
Gemäss einer vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung lässt sich eine kurze Umlade- und Ummagnetisierungszeit erreichen. Ummagnetisierungsstrom und Freilaufzeit des Magnetisierungsstromes sind unabhängig voneinander einstellbar. Der Ummagnetisierungsvorgang kann sofort gestoppt werden, wenn ein weiterer Impuls zur Übertragung eintrifft. Für Folgeimpulse wird die Wirksamkeit der Impulsanfang-Erhöhungsschaltung verbessert durch schnelle Kondensatorentladung am Ende des Impulses. Die Erfindung ist besonders vorteilhaft zur Erzeugung von Zündimpulsen für Thyristoren mit kurzer Zündim
pulsfolge verwendbar, wobei innerhalb von 1 lls Impulsstromstärken von 3 A erreichbar sind.
Zum einschlägigen Stand wird zusätzlich auf die US-PS 3 524 071 verwiesen, aus der eine Impulsübertragerschaltung mit einem Impulsanfang-Erhöhungsschaltkreis bekannt ist. Der mit einem Bezugspotential in Verbindung stehende Eingang des Impulstransformators steht über ein steuerbares Ventil und über einen Kondensator mit dem anderen Eingang des Impulstransformators in Verbindung. Während der Dauer des Eingangsimpulses ist das Ventil geöffnet und sonst gesperrt.
Aus der deutschen Zeitschrift Elektrotechnik , Band 59, Nr. 19 (1977) S. 10-14 ist es bekannt, bei Impulsübertragerschaltungen mit Potentialtrennung Impulstransformatoren mit ferromagnetischen Werkstoffen zu verwenden. Mittels einer sekundärseitigen Diode wird in der Impulspause eine schnelle Rückmagnetisierung des Impulsübertragers ermöglicht. Zur Erzielung einer kräftigen Stromspitze und zur Verbesserung der Stromsteilheit ist eine Steilimpulsbeschaltung vorgesehen.
Aus der deutschen Zeitschrift Neues aus der Technik , Nr.
2, 15. April 1979, Würzburg, S. 2 ist eine spannungsgesteuerte Treiberschaltung bekannt, bei der die beiden primärseitigen Eingänge des Impulstransformators über ein Freilaufventil und einen Kondensator in Verbindung stehen.
Die Erfindung wird nachstehend anhand zweier Ausführungsbeispiele beschrieben. Es zeigen:
Fig. 1 eine Impulsübertragerschaltung zur Erzeugung von Zündimpulsen für Thyristoren, mit einem Impulsanfang-Erhöhungsschaltkreis, einem Ummagnetisierungsschaltkreis für einen Impulstransformator mit einem Sperrschicht-Feldeffekttransistor als steuerbarem elektrischem Ventil und einem Impulstransformator-Sekundärschaltkreis,
Fig. 2 eine Impulsübertragerschaltung mit einem Impulstransformator-Sekundärschaltkreis, entsprechend Fig. 1, mit einem Bipolartransistor als steuerbarem elektrischem Ventil in dem Ummagnetisierungsschaltkreis,
Fig. 3 eine Hysteresiskurve eines Impulstransformator Werkstoffes zur Erläuterung der Wirkung der Ummagnetisierung des Impulstransformators und
Fig. 4 Impulsformen am Impulsausgang der Impulsübertragerschaltungen gemäss den Fig. 1 und 2.
In Fig. 1 ist mit 1 ein Impulseingang der Impulsübertragerschaltung und mit 2 ein Impulsbezugspotential-Eingang bezeichnet, der vorzugsweise geerdet ist. Der Impulseingang 1 ist über eine Reihenschaltung aus einem Vorwiderstand R4 und einem Impulsanfang-Erhöhungsschaltkreis 4, der einen Impulsausgang 3 aufweist, mit einem ersten Ende einer Primärwicklung 6 eines Übertragers bzw. Impulstransformators 5 verbunden. Ein zweites Ende dieser Primärwicklung 6 ist mit dem im Impulsbezugspotential-Eingang 2 verbunden.
Die Sekundärwicklung 7 des Impulstransformators 5 ist einerseits mit der Anode einer Diode D3 und andererseits über einen Widerstand R3 mit der Kathode dieser Diode D3 sowie direkt mit der Kathode eines Thyristors Th verbunden. Die Kathode der Diode D3 ist mit der Steuerelektrode des Thyristors Th verbunden. Dieser durch die Bauelemente D3, R5 und Th gekennzeichnete Impulstransformator-Sekundärschaltkreis zeigt eine bevorzugte Verwendung der Impulsübertragerschaltung.
Der Impulsanfang-Erhöhungsschaltkreis 4 weist einen Widerstand R1 auf, der eingangsseitig mit dem Vorwiderstand R4 und ausgangsseitig mit dem Impulsausgang 3 verbunden ist.
Parallel zu diesem Widerstand R1 ist eine Reihenschaltung aus einer Diode D1 und einem Kondensator C vorgesehen, wobei die Anode der Diode D1 mit dem Vorwiderstand R4 und die Kathode der Diode D1 mit dem Kondensator C verbunden ist.
Parallel zu der Diode D1 ist ein weiterer Widerstand R2 geschaltet.
Das zweite Ende der Primärwicklung 6 ist über eine Reihe schaltung aus einem Umschwingwiderstand R3, einer Freilaufdiode D2 und dem Kondensator C mit dem ersten Ende der Primärwicklung 6 verbunden. Dabei ist der Umschwingwiderstand R3 mit der Anode der Freilaufdiode D2 und diese Anode mit dem Abfluss (drain) D eines Sperrschicht-Feldeffekttransistors FET vom P-Kanal-Typ verbunden. Die Quelle (source) S dieses Sperrschicht-Feldeffekttransistors FET ist mit dem Impulsausgang des Vorwiderstandes R4 bzw. dem Eingang des Impulsanfang-Erhöhungsschaltkreises 4 verbunden und das Tor (gate) G dieses Sperrschicht-Feldeffekttransistors FET mit dem Impulseingang 1. Ein dem Impulseingang 1 zuführbarer rechteckförmiger Eingangsimpuls 8 erscheint am Ausgang der Primärwicklung 6 als Ausgangsimpuls 9, dessen Form in Fig. 4 detaillierter dargestellt ist.
Bei dem Ausführungsbeispiel gemäss Fig. 2 ist der Impulstransformator-Sekundärschaltkreis gegenüber demjenigen der Fig. 1 unverändert. Der zwischen dem Impulsausgang 1 und dem Impulsanfang-Erhöhungsschaltkreis 4 geschaltete Vorwiderstand ist hier mit R6 bezeichnet. Der Impulsanfang-Erhöhungsschaltkreis 4 stimmt mit dem von Fig. 1 bis auf den Widerstand R2, der hier entfallen ist, überein. Die Anode der Freilaufdiode D2 ist direkt mit dem zweiten Ende der Primärwicklung 6 verbunden. Anstelle des Sperrschicht-Feldeffekttransistors FET von Fig. 1 ist hier als steuerbares und insbesondere abschaltbares elektrisches Ventil ein PNP-Bipolartransistor T vorgesehen.
Sein Kollektor ist über einen Umschwingwiderstand Rlo mit dem zweiten Ende der Primärwicklung 6 verbunden und sein Emitter mit der Kathode der Diode D1 im Impulsanfang-Erhöhungsschaltkreis 4 sowie mit der Kathode einer Diode D5, deren Anode mit der Basis des Bipolartransistors T verbunden ist. Die Basis des Bipolartransistors T ist ferner über einen Widerstand Rs mit dem Impulsbezugspotential-Eingang 2 und über eine Reihenschaltung aus einem Widerstand R8 und einer Diode D4 mit dem Impulseingang 1 verbunden, wobei die Kathode der Diode D4 mit dem Widerstand Rs verbunden ist.
Der Impulstransformator 5 weist einen ferromagnetischen Kern auf. Der durch seine Primärwicklung 6 geschickte Ausgangsimpuls 9 bewirkt eine Änderung der magnetischen Feldstärke H und erzeugt durch Induktion in der Sekundärwicklung 7 einen vom Ausgangsimpuls potentialmässig getrennten Zündimpuls. Der Zündimpuls ist proportional zur zeitlichen Änderung der magnetischen Induktion B.
In Fig. 3, die eine Neukurve 10 und zwei Hysteresisschleifen zeigt, sind auf der Ordinate die magnetische Induktion B und auf der Abszisse die magnetische Feldstärke H in willkürlichen Einheiten aufgetragen. Erhöht man den Strom durch die Primärwicklung 6 bzw. die magnetische Feldstärke H von 0 beginnend bis zu einer Sättigungsfeldstärke Hs, so ändert sich die magnetische Induktion B entsprechend der gestrichelt gezeichneten Neukurve 10 von 0 bis zu einem Sättigungswert des Ferromagnetikums, entsprechend einer Sättigungsinduktion Bs.
Geht man dann mit dem Strom bzw. der Feldstärke H wieder auf 0 zurück, so verringert sich B entsprechend dem absteigen-.
den Ast 11 der ausgezogen dargestellten Hysteresiskurve bis zum Wert Br, deren Restinduktion bzw. Remanenz. Wird nun H erneut um den gleichen Betrag erhöht wie vorher und danach auf 0 zurückgeführt, z.B. durch einen Stromimpuls mit gleicher Amplitude wie zuvor, so erhält man eine geringere Änderung der magnetischen Induktion B als zuvor, da B eine nicht eingezeichnete Hysteresisschleife mit Br als unterem Umkehrpunkt durchläuft.
Um einen starken Zündimpuls zu erhalten, benötigt man eine starke Änderung der magnetischen Induktion B. Durch eine gegebenenfalls kurzfristige Ummagnetisierung des Impulstransformators 5 kann die Remanenz verringert oder zum Verschwinden gebracht werden, so dass ein danach in der Primärwicklung 6 eintreffender Ausgangsimpuls 9 eine relativ grosse Änderung der magnetischen Induktion B bewirkt. Dadurch wird erreicht, dass durch eine Änderung von H im Bereich von 0 bis H, eine Änderung von B im Bereich von etwa 0 bis Bs bewirkt wird und nicht nur eine solche im Bereich Br bis Bs. Vorzugsweise wird die Feldstärke in entgegengesetzter Richtung bis zum Wert Hk, der Koerzitivfeldstärke bzw. Koerzitivkraft, erhöht, bei der die Remanenz verschwindet. Die hierbei auftretende Hysteresisschleife ist durch die mit 11 und 12 bezeichneten Kurvenabschnitte angedeutet.
Der zu erzeugende Zündimpuls für den Thyristor Th soll ferner sehr schnell eine grosse Stromstärke aufweisen.
In Fig. 4 ist der Verlauf des Ausgangsimpulses 9 durch die Kurvenabschnitte c und d angedeutet. Auf der Ordinate ist der Strom i des Ausgangsimpulses 9 und auf der Abszisse die Zeit t in willkürlichen Einheiten dargestellt. Mit a und b ist zum Vergleich der Ein- und Ausschaltstromverlauf einer Drossel gezeigt, die mit einem ohm'schen Widerstand in Reihe geschaltet ist.
Der gegenüber a steilere Einschaltstromverlauf der strichpunktierten Kurve c wird mittels eines der Impulsanfang-Erhöhungsschaltkreise 4 erreicht. Der gegenüber b steiler abfallende und negativ werdende, gepunktet gezeichnete Ausschaltstromverlauf d wird mittels eines der steuerbaren elektrischen Ventile FET oder T erreicht.
Nachstehend soll die Wirkung der Impulsübertragerschaltungen gemäss den Fig. 1 und 2 erläutert werden. Bei der Schaltung gemäss Fig. 1 wird ein am Impulseingang 1 eintreffender Rechteckimpuls 8 zunächst über R4 und dann über R1 sowie parallel über D1, C und über R2, C in der Impulsform verändert durch die Primärwicklung 6 zum Impulsbezugspotential-Eingang 2 übertragen. Dabei lädt sich die linke Seite des Kondensators C positiv auf. Der Kondensator C bewirkt den steilen Anstieg des Einschaltstromverlaufs c gemäss Fig. 4 von insbesondere 3 A innerhalb 1 ills. Wenn C aufgeladen ist, fliesst der Strom nur noch über R1 zum Impulsausgang 3.
Während der Dauer des Rechteckimpulses 8 fällt an R4 eine Spannung von ca. 3 V bis 4 V ab, die zwischen der Quelle S und dem Tor G des Sperrschicht-Feldeffekttransistors FET anliegt und diesen sperrt.
Wenn der Rechteckimpuls 8 verschwindet, fällt an R4 keine Spannung ab und der Sperrschicht-Feldeffekttransistor FET wird leitend. Gleichzeitig fliesst, bedingt durch die Induktivität der Primärwicklung 6, ein Freilaufstrom von dieser Primärwicklung über R3, D2, C zur Primärwicklung 6 zurück, welcher C weiter auflädt. Ein Teil des Freilaufstromes fliesst von 6 über R3, FET, R1 zurück nach 6. Dann folgt eine Entladung des Kondensators C über R2, FET, R3, 6, der eine Ummagnetisierung des Impulstransformators 5 bewirkt, vgl. den Ausschaltstromverlauf d in Fig. 4 im negativen Strombereich. Andererseits entlädt sich der Kondensator C auch über R2 und R1. Der Kondensator C, der zur Erzielung eines steilen Stromanstiegs am Anfang des Ausgangsimpulses 9 benötigt wird, liefert also gleichzeitig die Energie für die gewünschte Ummagnetisierung.
Kommt ein neuer Eingangsimpuls 8 im Impulseingang 1 an, bevor der Umschwingvorgang beendet ist, so wird der Sperrschicht-Feldeffekttransistor FET durch den Spannungsabfall an R4 gesperrt, der Umschwingvorgang abgebrochen und ein Zündimpuls erzeugt.
Bei der Schaltung gemäss Fig. 2 erfolgt die Erzeugung des Ausgangsimpulses 9 wie bei der Schaltung nach Fig. 1. Die Schaltwirkung des Sperrschicht-Feldeffekttransistors FET wird hier von dem Bipolartransistor T übernommen. Bei Eintreffen eines Rechteckimpulses 8 liegt an der Basis und am Emitter des PNP-Transistors T dasselbe Potential an, so dass er sperrt.
Wenn der Rechteckimpuls 8 verschwindet, liegt vom Kondensator C her ein gegenüber der Basis und dem Kollektor von T ein positives Potential an dessen Emitter, so dass T leitend wird und den Umschwingvorgang ermöglicht. Ein erneuter Rechteckimpuls 8 schaltet T wieder in seinen sperrenden Zustand.
Der Freilaufstrom der Primärwicklung 6 fliesst hier über D2 und C zurück nach 6, wobei der Kondensator C weiter aufgeladen wird und die in 6 gespeicherte Energie übernimmt.
Die Amplitude der Umschwingströme kann durch die Widerstände R2, R3 (Fig. 1) und Rlo (Fig. 2) beeinflusst werden.
Die Erfindung ist auf das in den Zeichnungen Dargestellte selbstverständlich nicht beschränkt. So könnte anstelle eines Sperrschicht-Feldeffekttransistors FET vom P-Kanal-Typ auch ein Sperrschicht-Feldeffekttransistor vom N-Kanal-Typ oder ein Isolierschicht-Feldeffekttransistor (MOS-FET) verwendet werden, mit entsprechend angepasster Beschaltung. Anstelle eines PNP-Transistors T könnte auch ein NPN-Transistor verwendet werden oder ein anderes ein- und ausschaltbares Ventil, wie z.B. eine Elektronenröhre. Wichtig ist, dass dieses Ventil den Umschwingstrom führen kann und bei Verschwinden des Rechteckimpulses 8 den Kondensator C mit der Primärwicklung 6 verbindet und bei Auftreten eines Rechteckimpulses 8 am Impulseingang 1 diese Verbindung unterbricht.
Der Umschwingstrom sollte so gross sein, dass die magnetische Induktion B etwa 0 wird, entsprechend der magnetischen Feldstärke Hk in Fig. 3.
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PATENT CLAIMS
1. pulse transformer circuit for transmitting electrical pulses with electrical isolation, in particular for thyristors and triacs, a) with a pulse transformer (5) which has a core of egg nem ferromagnetic material with magnetic hysteresis and b) with a first input (3) via a Start of impulse
Boost circuit (4) with a pulse input (I) and c) with a second input (2) with an impulse reference potential is operatively connected, d) wherein the pulse start-up circuit (4) one
Has capacitor (C), which is in operative connection with the first input (3) of the pulse transformer (5), as characterized by e) that the second input (2) of the pulse transformer (5) via a controllable electrical valve and the capacitor (C) with the first input of the pulse transformer in
Active connection is established
f) whereby this valve is blocked for the duration of an input pulse (8) at the pulse input (1) and is otherwise conductive.
2. Pulse transformer circuit according to claim 1, characterized in that the second input (2) of the pulse transformer (5) via an idle valve (D2) and the capacitor (C) is in operative connection with the first input of the pulse transformer.
3. Pulse transformer circuit according to claim 1 or 2, characterized in that a) that the pulse start-up circuit (4) via a
Series resistor (R4, R6) with the pulse input (1) and the b) that the controllable electric valve on the one hand via this
Series resistor (R4, R6) with the pulse input (1) and, on the other hand, via a reversing resistor (R3, Rlo) with the second input (2) of the pulse transformer (5) in
Active connection is established.
4. Pulse transformer circuit according to one of claims 1 to 3, characterized in that the pulse start increasing circuit (4) has a first resistor (R1) which is connected in parallel to a series circuit comprising the capacitor (C) and a first electrical valve (D1) is.
5. pulse transformer circuit according to claim 4, characterized in that a) that the pulse start-up circuit (4) has a two-th resistor (R2) which is connected in parallel with the first electrical valve (D1) and b) that the source of the junction -Field effect transistor formed from controllable electric valve via this two th resistor with the capacitor (C) in operative connection.
6. Pulse transformer circuit according to one of claims 3 to 5, characterized in that a) the controllable electric valve is a junction field effect transistor, b) its gate with the pulse input (1), c) its source via the series resistor (R4) the pulse input (1) and d) its outflow via the reversing resistor (R3) with the second input (2) of the pulse transformer (5) in
Active connection is established.
7. pulse transmission circuit according to one of claims 1 to 4, characterized in that a) the controllable valve is a bipolar transistor (T), b) its base with the pulse input (1), c) its emitter via the series resistor (R6) with the In the pulse input (1) and d) its collector via the reversing resistor (Rlo) with the second input (2) of the pulse transformer (5) in
Active connection is established.
8. pulse transformer circuit according to claim 7, characterized in that a) that the base of the bipolar transistor (T) via a series circuit of a resistor (Rs) and an electrical
Valve (D4) with the pulse input (1), b) via a further electrical valve (D5) with its emitter and c) via a further resistor (Rs) with the second input (2) of the pulse transformer (5), and d) that the emitter of the bipolar transistor (T) is connected to the series resistor (R6) via the first electrical valve (D1).
The invention is based on a pulse transformer circuit according to the preamble of patent claim 1.
With the preamble, the invention relates to a prior art of pulse transformer circuit as described in the company brochure pulse transformers / pulse transformers from FABRIMEX AG, Kirchenweg 5, 8032 Zurich, printed in Switzerland 2.79, on p. 5. There, a basic circuit for a pulse transformer insert for the ignition of thyristors and triacs is specified, in which the control circuit is electrically isolated from the power supply of the thyristor or triacs. In parallel to the primary winding of the pulse transformer, a voltage limiting circuit comprising a series connection of a diode and a Zener diode polarized opposite to it is provided.
A resistor is connected in series with the primary winding, and a series circuit comprising a capacitor and a further resistor is connected in parallel with it in order to achieve steep current increases for the ignition current pulses. At the end of a rectangular control pulse, there is no magnetic reversal of the pulse transformer, so that the change in magnetic induction, which is proportional to the product of voltage and time, is relatively small. The operating point of the pulse transformer at best goes back from the hysteresis loop to the value of the remanence.
The invention, as characterized in claim 1, solves the problem of improving the pulse transmission of known pulse transmitter circuits.
An advantage of the invention is that, starting from a predetermined input pulse, a greater change in the magnetic induction of the pulse transformer and thus a stronger ignition pulse in its secondary winding is achieved. This is caused by a magnetic reversal of the pulse transformer at the end of the pulse. The stored energy of a capacitor, which is provided for increasing or dividing the start of the pulse, is used for magnetizing. No special energy source is required for the remagnetization. There is also no need for a particularly expensive pulse transformer with expensive magnetic materials and a steep, narrow hysteresis loop.
According to an advantageous embodiment of the invention, a short recharging and remagnetization time can be achieved. Magnetic reversal current and free-running time of the magnetization current can be set independently of one another. The magnetic reversal process can be stopped immediately if another pulse for transmission arrives. For subsequent pulses, the effectiveness of the pulse start-up circuit is improved by rapid capacitor discharge at the end of the pulse. The invention is particularly advantageous for generating ignition pulses for thyristors with a short Zündim
pulse sequence can be used, with pulse currents of 3 A being achievable within 1 lls.
As to the relevant status, reference is also made to US Pat. No. 3,524,071, from which a pulse transformer circuit with a pulse start-up circuit is known. The input of the pulse transformer connected to a reference potential is connected to the other input of the pulse transformer via a controllable valve and a capacitor. During the duration of the input pulse, the valve is open and otherwise blocked.
From the German magazine Elektrotechnik, Volume 59, No. 19 (1977) pp. 10-14, it is known to use pulse transformers with ferromagnetic materials in pulse transformer circuits with electrical isolation. A fast reverse magnetization of the pulse transmitter is made possible in the pulse pause by means of a diode on the secondary side. A steep pulse circuit is provided to achieve a strong current peak and to improve the current steepness.
From the German magazine Neues aus der Technik, no.
2, April 15, 1979, Würzburg, p. 2, a voltage-controlled driver circuit is known, in which the two primary-side inputs of the pulse transformer are connected via a freewheel valve and a capacitor.
The invention is described below using two exemplary embodiments. Show it:
1 is a pulse transformer circuit for generating firing pulses for thyristors, with a pulse start boost circuit, a magnetic reversal circuit for a pulse transformer with a junction field effect transistor as a controllable electrical valve and a pulse transformer secondary circuit,
FIG. 2 shows a pulse transformer circuit with a pulse transformer secondary circuit, corresponding to FIG. 1, with a bipolar transistor as a controllable electrical valve in the magnetic reversal circuit.
Fig. 3 is a hysteresis curve of a pulse transformer material to explain the effect of the magnetic reversal of the pulse transformer and
4 shows pulse shapes at the pulse output of the pulse transformer circuits according to FIGS. 1 and 2.
In Fig. 1, 1 denotes a pulse input of the pulse transformer circuit and 2 denotes a pulse reference potential input, which is preferably grounded. The pulse input 1 is connected to a first end of a primary winding 6 of a transformer or pulse transformer 5 via a series circuit comprising a series resistor R4 and a pulse start boost circuit 4, which has a pulse output 3. A second end of this primary winding 6 is connected to that in the pulse reference potential input 2.
The secondary winding 7 of the pulse transformer 5 is connected on the one hand to the anode of a diode D3 and on the other hand via a resistor R3 to the cathode of this diode D3 and directly to the cathode of a thyristor Th. The cathode of the diode D3 is connected to the control electrode of the thyristor Th. This pulse transformer secondary circuit, characterized by the components D3, R5 and Th, shows a preferred use of the pulse transformer circuit.
The pulse start increasing circuit 4 has a resistor R1 which is connected on the input side to the series resistor R4 and on the output side to the pulse output 3.
A series circuit comprising a diode D1 and a capacitor C is provided in parallel with this resistor R1, the anode of the diode D1 being connected to the series resistor R4 and the cathode of the diode D1 being connected to the capacitor C.
Another resistor R2 is connected in parallel with the diode D1.
The second end of the primary winding 6 is connected via a series circuit comprising a reversing resistor R3, a freewheeling diode D2 and the capacitor C to the first end of the primary winding 6. The reversing resistor R3 is connected to the anode of the freewheeling diode D2 and this anode is connected to the drain D of a junction field-effect transistor FET of the P-channel type. The source (source) S of this junction field-effect transistor FET is connected to the pulse output of the series resistor R4 or to the input of the pulse start-up circuit 4 and the gate G of this junction field-effect transistor FET to the pulse input 1. A feedable to the pulse input 1 Rectangular input pulse 8 appears at the output of primary winding 6 as output pulse 9, the shape of which is shown in more detail in FIG. 4.
In the exemplary embodiment according to FIG. 2, the pulse transformer secondary circuit is unchanged from that of FIG. 1. The series resistor connected between the pulse output 1 and the pulse start increasing circuit 4 is denoted here by R6. The pulse start increasing circuit 4 corresponds to that of FIG. 1 except for the resistor R2, which has been omitted here. The anode of the freewheeling diode D2 is connected directly to the second end of the primary winding 6. Instead of the junction field-effect transistor FET of FIG. 1, a PNP bipolar transistor T is provided here as a controllable and in particular switchable electrical valve.
Its collector is connected via a reversing resistor Rlo to the second end of the primary winding 6 and its emitter to the cathode of the diode D1 in the pulse start-up circuit 4 and to the cathode of a diode D5, the anode of which is connected to the base of the bipolar transistor T. The base of the bipolar transistor T is also connected to the pulse reference potential input 2 via a resistor Rs and to the pulse input 1 via a series circuit comprising a resistor R8 and a diode D4, the cathode of the diode D4 being connected to the resistor Rs.
The pulse transformer 5 has a ferromagnetic core. The output pulse 9 sent through its primary winding 6 causes a change in the magnetic field strength H and, by induction in the secondary winding 7, generates an ignition pulse which is electrically isolated from the output pulse. The ignition pulse is proportional to the change in magnetic induction B over time.
In FIG. 3, which shows a new curve 10 and two hysteresis loops, the magnetic induction B is plotted on the ordinate and the magnetic field strength H in arbitrary units on the abscissa. If the current through the primary winding 6 or the magnetic field strength H is increased from 0 to a saturation field strength Hs, the magnetic induction B changes from 0 to a saturation value of the ferromagnet, corresponding to a saturation induction Bs, in accordance with the new curve 10 shown in dashed lines.
If one then goes back to 0 with the current or the field strength H, B decreases accordingly.
branch 11 of the hysteresis curve shown in full line up to the value Br, its residual induction or remanence. If H is increased again by the same amount as before and then reduced to 0, e.g. by a current pulse with the same amplitude as before, there is less change in the magnetic induction B than before, since B passes through a hysteresis loop (not shown) with Br as the lower reversal point.
In order to obtain a strong ignition pulse, a strong change in the magnetic induction B is required. By remagnetizing the pulse transformer 5, if necessary briefly, the remanence can be reduced or made to disappear, so that an output pulse 9 subsequently arriving in the primary winding 6 causes a relatively large change of magnetic induction B. It is thereby achieved that a change in H in the range from 0 to H results in a change in B in the range from approximately 0 to Bs and not only in the range Br to Bs. The field strength is preferably increased in the opposite direction up to Hk, the coercive force or coercive force, at which the remanence disappears. The hysteresis loop occurring here is indicated by the curve sections designated 11 and 12.
The firing pulse to be generated for the thyristor Th should also have a large current very quickly.
4, the course of the output pulse 9 is indicated by the curve sections c and d. The current i of the output pulse 9 is shown on the ordinate and the time t in arbitrary units on the abscissa. With a and b the comparison of the on and off current curve of a choke is shown, which is connected in series with an ohmic resistor.
The inrush current profile of the dash-dotted curve c, which is steeper than a, is achieved by means of one of the pulse start-up boosting circuits 4. The switch-off current curve d, which drops more steeply and becomes negative compared to b, is shown by means of one of the controllable electrical valves FET or T.
The effect of the pulse transformer circuits according to FIGS. 1 and 2 will be explained below. In the circuit according to FIG. 1, a rectangular pulse 8 arriving at pulse input 1 is first transmitted via R4 and then via R1 and in parallel via D1, C and via R2, C in the pulse form through primary winding 6 to pulse reference potential input 2. The left side of the capacitor C charges positively. The capacitor C causes the steep rise in the inrush current curve c according to FIG. 4 of in particular 3 A within 1 ills. When C is charged, the current only flows via R1 to pulse output 3.
During the duration of the rectangular pulse 8, a voltage of approximately 3 V to 4 V drops at R4, which is present between the source S and the gate G of the junction field-effect transistor FET and blocks it.
When the rectangular pulse 8 disappears, no voltage drops at R4 and the junction field effect transistor FET becomes conductive. At the same time, due to the inductance of the primary winding 6, a freewheeling current flows back from this primary winding via R3, D2, C to the primary winding 6, which charges C further. Part of the freewheeling current flows from 6 via R3, FET, R1 back to 6. This is followed by a discharge of the capacitor C via R2, FET, R3, 6, which causes the pulse transformer 5 to be remagnetized, cf. the switch-off current curve d in FIG. 4 in the negative current range. On the other hand, the capacitor C also discharges through R2 and R1. The capacitor C, which is required to achieve a steep current rise at the beginning of the output pulse 9, thus simultaneously delivers the energy for the desired magnetic reversal.
If a new input pulse 8 arrives in pulse input 1 before the swinging process has ended, the junction field effect transistor FET is blocked by the voltage drop at R4, the swinging process is interrupted and an ignition pulse is generated.
In the circuit according to FIG. 2, the output pulse 9 is generated as in the circuit according to FIG. 1. The switching effect of the junction field-effect transistor FET is taken over by the bipolar transistor T. When a rectangular pulse 8 arrives, the same potential is present at the base and at the emitter of the PNP transistor T, so that it blocks.
When the rectangular pulse 8 disappears, the capacitor C has a positive potential at its emitter with respect to the base and the collector of T, so that T becomes conductive and enables the reversal process. Another rectangular pulse 8 switches T back into its blocking state.
The freewheeling current of the primary winding 6 flows here via D2 and C back to 6, the capacitor C being further charged and taking over the energy stored in 6.
The amplitude of the ringing currents can be influenced by the resistors R2, R3 (FIG. 1) and Rlo (FIG. 2).
The invention is of course not limited to what is shown in the drawings. So instead of a junction field-effect transistor FET of the P-channel type, a junction field-effect transistor of the N-channel type or an insulating layer field-effect transistor (MOS-FET) could also be used, with correspondingly adapted wiring. Instead of a PNP transistor T, an NPN transistor could also be used or another valve that could be switched on and off, e.g. an electron tube. It is important that this valve can carry the reversing current and, when the square-wave pulse 8 disappears, connects the capacitor C to the primary winding 6 and, when a square-wave pulse 8 occurs at the pulse input 1, interrupts this connection.
The swinging current should be so large that the magnetic induction B becomes approximately 0, corresponding to the magnetic field strength Hk in FIG. 3.