DE19701958C2 - Mit höherer Frequenz betriebene Leistungsstufe für eine Sitzheizungsschaltung - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft die Leistungsstufe für eine Sitzheizungsschaltung nach dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1.

Bei derartigen Schaltungen ist vorgesehen, dass zwei verschiedene Heizleistungen eingestellt werden können (volle Leistung, reduzierte Leistung). Die reduzierte Heizleistung wird durch ein zyklisches Ein-/­ Ausschalten des Heizwiderstandes erzielt. Dabei ist eine Pulsfrequenz von ca. 1 Hz üblich.

Durch das gepulste Ein-/Ausschalten der Sitzheizung können sich unter ungünstigen Bedingungen Schwankungen der Kfz- Bordspannung ergeben, die sich teilweise durch Helligkeitsänderungen verschiedener Beleuchtungseinrichtungen bemerkbar machen.

Aus der Filmtechnik und der Fernsehtechnik ist es bekannt, dass das menschliche Auge Helligkeitsschwankungen nur bis zu einer gewissen Frequenz wahrnehmen kann.

Aus der DE 43 18 432 A1 ist eine Leistungsstufe für eine Sitzheizungsschaltung bekannt, bei der in Reihe zu einem Heizwiderstand ein Leistungstransistor geschaltet ist. Dieser Transistor wird über eine Steuerschaltung mit Impulsen angesteuert, wobei die Zahl der Impulse von der gemessenen Sitztemperatur abhängig ist.

Bei der DE 195 11 199 A1 geht es um die Problematik, einen durch eine Last und einen dazu in Reihe geschalteten Leistungstransistor bei einem zu großen hindurchfließenden Strom rechtzeitig abzuschalten, bevor der Transistor zerstört wird. Dies wird dadurch erreicht, dass der Steuereingang des Leistungstransistors mit einem weiteren Schalttransistor und Dioden beschaltet wird und dadurch bei Überstrom das anliegende Steuersignal kurzgeschlossen wird.

Aus der DE 39 20 805 C2 ist ebenfalls eine kurzschlussfeste Treiberstufe bekannt. Dabei wird zuwischen einem Leistungstransistor und einem Verbraucher ein Signal abgegriffen und dadurch ein Flip-Flop gesetzt, wodurch das Ansteuersignal für den Transistor gesperrt wird.

Aufgabe der Erfindung ist es, bei einer derartigen Schaltung die Einschaltfrequenz des Heizwiderstandes zu erhöhen, um die oben erläuterten Helligkeitsänderungen verschiedener Beleuchtungseinrichtungen in einen nicht sichtbaren Bereich zu verschieben.

Die Aufgabe wird durch die sich aus dem Anspruch 1 ergebende Merkmalskombination gelöst. Bei den bisher benutzten Schaltungen ergab sich das Problem, dass die Spannung an dem benötigten RC-Glied (R1, C1, Fig. 1) im Pulsbetrieb, (und bei gleicher Last wie im dauernd eingeschalteten Betrieb), bei höheren Frequenzen (< 20 Hz) durch die Aufladung des zugehörigen Kondensators den Komparator-Schwellwert am Anschluss 17 der Treiberschaltung 2 (Fig. 1 und Fig. 4) erreichte, so dass der Leistungstransistor abgeschaltet wurde.

Die Erfindung erreicht, dass der Leistungstransistor bei Normallast nicht abgeschaltet wird. Die Erfindung löst nun die gestellte Aufgabe im Prinzip dadurch, dass die Entladeschaltung im Bereich der zulässigen Frequenz den Kondensator des RC-Gliedes schneller entlädt, so dass auch bei höheren Frequenzen der Leistungstransistor bei Normallast nicht abgeschaltet wird.

Die Entladungsschaltung wird dadurch besonders einfach, dass sie mit einer Transistor-Stufenschaltung realisiert wird.

Für den Treiber ergibt sich eine besonders einfache Ausgestaltung durch die Anwendung der Merkmale nach Anspruch 3 und Anspruch 4. Es kann somit eine handelsüblich integrierte Schaltung als Treiber verwendet werden.

Ein weiterer Nachteil bei der Anwendung höherer Schaltfrequenzen hinsichtlich der Durchschaltung des Leistungstransistors und damit der periodischen Stromversorgung des Heizwiderstandes besteht darin, dass durch die steilen Schaltflanken unangenehme Störfrequenzen abgestrahlt werden, welche zu Störungen innerhalb der elektrischen Schaltungen in dem Fahrzeug führen können. Hierzu lässt sich Abhilfe schaffen durch die Anwendung einer Entstörungskapazität nach Anspruch 5.

Nach dem oben Gesagten ist es erwünscht, dass die Schaltfrequenz der Sitzheizungsschaltung so niedrig wie möglich sein soll, andererseits aber auch nicht zu störenden Schwankungen der Kfz-Bordspannung führen darf. Als geeignete Schaltfrequenz hat sich eine über 20 Hz liegende Frequenz (Anspruch 6) erwiesen, wobei vorzugsweise eine Frequenz von 25 Hz angewendet wird.

Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung wird nachfolgend anhand der Zeichnung erläutert. Darin zeigt:

Fig. 1 eine aus dem Stand der Technik bekannte Schaltung zur Impulssteuerung eines Heizwiderstandes einer Sitzheizungsschaltung,

Fig. 2 eine erfindungsgemäße Schaltung mit einer Entladeschaltung,

Fig. 3 einen Spannungsverlauf an dem Heizwiderstand RH und an einem Kondensator C1 der Schaltung gemäß Fig. 1 bei einer Schaltfrequenz von 1 Hz,

Fig. 4, 5 einen Spannungsverlauf an dem Heizwiderstand RH und an einem Kondensator C1 der Schaltung gemäß Fig. 1 bei einer Schaltfrequenz von 1 Hz,

Fig. 6, 7 einen Spannungsverlauf an dem Heizwiderstand RH und an einem Kondensator C1 der Schaltung gemäß Fig. 2 bei einer Schaltfrequenz von 25 Hz.

Fig. 1 zeigt eine vorgeschlagene Schaltung zum periodischen Einschalten und Ausschalten eines Heizwiderstandes RH einer Sitzheizung, beispielsweise bei einer niedrigen Frequenz von 1 Hz. In Fig. 1 ist eine Steuerschaltung 1 gezeigt, die einen Treiber 2 umfasst, der über seinen Eingang 16 von einem Mikrocontroller periodisch angesteuert wird. Der Treiber 2 kann als handelsübliche IC-Schaltung unter der Artikel-Nr. MC33091 von der Firma Motorola bezogen werden. Der Treiber 2 schaltet einen Leistungstransistor 3 (Q1) in Abhängigkeit von Steuersignalen am Eingang 16 durch. Der Transistor Q1 ist ein sogenannter Power-MOSFET mit dem erwünschten Schaltverhalten, der entweder vollständig durchgeschaltet ist und so in der Sättigung befindlich einen niedrigen Spannungsabfall aufweist oder hochohmig gesperrt ist, so dass die Spannung am Batterieanschluss 4 (Klemme 30) im wesentlichen zwischen den Anschlüssen Drain D und Source S des Transistors Q1 abfällt. In diesen beiden Zuständen ist die Verlustleistung am Transistor Q1 vergleichsweise gering.

Zum Durchschalten des Transistors Q1 wird der Steuereingang G durch den Treiber 2 mit der entsprechenden Spannung versorgt.

Der Treiber 2 wird über seinen Anschluss 16 periodisch angesteuert, um den Transistor Q1 periodisch durchzuschalten. Die Drain-Source-Spannung UDS des Transistors Q1 wird über die Anschlüsse 11 und 12 des Treibers 2 gemessen. Über das Verhältnis der Widerstände Rx und R1 wird der maximale Strom bestimmt, bei dem der Transistor Q1 durch den Treiber 2 abgeschaltet wird. R1 kann daher nicht beliebig klein gewählt werden. Andererseits muss R1 klein genug sein, um den Kondensator C1 innerhalb einer Pulsperiode von ca. 1 s (bei einer Schaltfrequenz von 1 Hz) nach dem Einschaltvorgang bei Normallast entladen zu können.

Fig. 3 und Fig. 4 zeigt den Verlauf der Spannung am Heizwiderstand RH (URH), am Transistor Q1 (UDS) und am RC- Glied R1, C1 nach dem Durchschalten des Transistors Q1 zum Zeitpunkt T0. Der Transistor Q1 befindet sich z. Z. T0 in seinem gesperrten Zustand, wobei die Spannung UDS, also die volle Batteriespannung, zwischen seinen Anschlüssen Drain und Source liegt, so dass keine Leistung am Transistor Q1 abfällt. Zum Zeitpunkt T1 wird der Transistor wieder geöffnet und zum Zeitpunkt T2 wieder durchgeschaltet. Auch zum Zeitpunkt T1 ist der Leistungsabfall am Transistor Q1 sehr niedrig, da bei dem hier in der Sättigung befindlichen Transistor Q1 die Spannung UDS sehr niedrig ist. Am kritischsten ist somit der Übergangsbereich zwischen T0 und T1 im proportionalen Bereich.

Der Treiber 2 hat nun zusätzlich die Aufgabe, den Transistor Q1 bei zu hohem Strom abzuschalten. Dabei sinkt die Spannung UDS nach einer e-Funktion ab, während der durch den Transistor Q1 geführte Strom nach einer e-Funktion zunimmt. Der Verlauf dieser Stromzunahme ist der in Fig. 3 gezeigten Spannungszunahme URH am Heizwiderstand RH proportional. Dabei wird über die Anschlüsse 11 und 12 des Treibers 2 der Spannungsabfall UDS gemessen. Durch den Widerstand R1 ergibt sich ein dem Spannungsabfall proportionaler Strom, der intern in dem Treiber 2 quadriert ein genaues Maß für die Verlustleistung in dem Transistor Q1 bildet. Mit diesem Strom wird das RC-Glied R1, C1 am Anschluss 17 des Treibers 2 geladen. Wird eine, vom Treiber 2 vorgegebene Spannung (interne Komparatorschwelle) am Anschluss 17 erreicht (z. B. bei Kurzschluss oder zu hohem Strom), so wird der Transistor Q1 abgeschaltet.

Durch die hohe Schaltverlustleistung während der Einschaltphase T0 bis T1 wird das RC-Glied stark aufgeladen. Der Kondensator C1 ist so dimensioniert, dass der Einschaltvorgang gerade überbrückt werden kann, ohne die Komparatorschwelle zu erreichen. Außerdem bestimmt dieser Kondensator C1 die Reaktionszeit auf schnelle Änderungen des Stromes durch den Transistor Q1, er kann also aus diesem Grund nicht beliebig groß gemacht werden. Bei einer Pulsfrequenz von 1 Hz wird der Kondensator C1 über den Widerstand R1 bis zum nächsten Einschaltvorgang ausreichend entladen (vgl. den Verlauf der an dem Anschluss 17 anliegenden Spannung UC1R1 aus Fig. 5).

Erhöht man nun, wie aus Fig. 6 ersichtlich die Pulsfrequenz, so ist der Zeitraum zwischen T0 und T6, d. h. die Zeit zwischen zwei Schaltvorgängen des Transistors Q1 nicht groß genug, um die Kapazität C1 über R1 vollständig zu entladen. Somit wird der Kondensator C1 stufenweise seine Ladung erhöhen, bis er schließlich die Schwellspannung erreicht hat, bei der der Treiber 2 den Transistor Q1 abschaltet (vgl. durchgezogene Linie in Fig. 7). Dabei hat der Transistor Q1 keineswegs seine zulässige Verlustleistung überschritten. Vielmehr ist durch die erhöhte Frequenz die Entladezeit für C1 über R1 zu kurz.

Hier setzt die Wirkungsweise der Erfindung ein, wie aus Fig. 2 ersichtlich, indem eine Entladeschaltung 22 bestehend aus R2, R3, R4, Q2 und Q3 eingreift. Hierbei wird der Kondensator C1 über den Widerstand R4 und den Transistor Q3 während der Pulspause entladen, so dass es beim nächsten Einschaltvorgang nicht zu einem Aufschaukeln der Spannung am Kondensator C1 kommen kann (gestrichelte Linie in Fig. 7). Über den Widerstand R4 kann der Grad der Entladung und somit ein Laststrom durch den Transistor Q3 eingestellt werden, bei dem die interne Komparatorschwelle des Treibers 2 erreicht wird und somit den Transistor Q1 abschaltet. Angesteuert wird diese Entladeschaltung vom Steuerausgang 27 des Mikrocontrollers bzw. vom Eingang 16 des Treibers 2 über den Widerstand R2 und den Transistor Q2. Dabei wird während des Pulses der Transistor Q2 leitend geschaltet, der Transistor Q3 sperrt. Während der Pulspause sperrt Transistor Q2, Transistor Q3 leitet und entlädt Kondensator C1.

Durch die Erhöhung der Pulsfrequenz am Transistor Q1 wird das Spektrum an möglichen Störspannungen aufgrund von deren ungünstiger Frequenzlage möglicherweise erhöht. Um hier Abhilfe zu schaffen, wird der Steueranschluss G (Gate) des Transistors Q1 über einen Kondensator C2 mit Masse verbunden. Dieser Kondensator C2 hat die Eigenschaft, die Steilheit des Anstiegs der Spannung am Anschluss G des Transistors Q1 zu verringern und somit auch die Flanken der Spannung am Heizwiderstand RH abzuflachen. Dadurch werden Störspannungen aus dem störenden Frequenzbereich verschoben.

Claims (7)

1. Leistungsstufe für eine Sitzheizungsschaltung, bei der eine Steuerschaltung (1) einen mit einem Heizwiderstand (RH) der Sitzheizungsschaltung in Reihe geschalteten Leistungstransistor (Q1) derart ansteuert, dass der Transistor (Q1) beim Überschreiten eines vorgegebenen maximalen Stromes abgeschaltet wird, wobei die Abschaltung mittels eines Spannungssensors in einem Treiber (2) der Steuerschaltung (1) geschieht, der mit einem von einer Drain-Source-Spannung (UDS) des Transistors (Q1) abhängigen Strom ein RC-Glied (R1, C1) speist, wobei eine Ladespannung einer zu dem RC-Glied gehörenden Kapazität (C1) beim Überschreiten eines Schwellwertes über den Treiber (2) den Transistor (Q1) in einen Sperrzustand bringt und wobei der Treiber (2) zum Schalten des Transistors (Q1) an seinem Steuereingang (16) mit einem periodischen Steuersignal beaufschlagt wird, dadurch gekennzeichnet, dass eine Entladeschaltung (22) vorgesehen ist, welche über das Steuersignal an dem Eingang (16) des Treibers (2) geschaltet wird, so dass sich die Kapazität (C1) über die Entladeschaltung (22) periodisch entlädt.

2. Leistungsstufe nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Entladeschaltung (22) eine Transistorstufenschaltung (Q2, Q3) aufweist.

3. Leistungsstufe nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass der Treiber (2) aus einer integrierten Schaltung gebildet ist.

4. Leistungsstufe nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass der Transistor (Q1) durch einen Power-MOSFET gebildet ist.

5. Leistungsstufe nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, dass zur Entstörung dem Steuereingang (G) des Transistors (Q1) eine Entstörungskapazität (C2) parallelgeschaltet ist.

6. Leistungsstufe nach einem der vorangegangenen Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass das Steuersignal an dem Eingang (16) des Treibers (2) Steuerimpulse mit einer Frequenz größer 20 Hz aufweist.

7. Leistungsstufe nach einem der vorangegangenen Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Entladeschaltung (22) sowohl durch den Transistor (Q1) durchschaltende als auch den Transistor (Q1) sperrende Signale an dem Eingang (16) des Treibers (2) zur Entladung der Kapazität (C1) ausgelöst wird.