DE3610253C2 - - Google Patents
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- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
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- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
Description
Die Erfindung betrifft eine monolithisch integrierbare Steuerschaltung
gemäß Oberbegriff des Anspruchs 1 (JP-Abstract
57-43 588).
Eine derartige Steuerschaltung eignet sich für die Steuerung
kommutatorloser Gleichstrommotoren, die sehr genau geregelt
werden müssen. Für die Motorregelung wird vorzugsweise
ein Microcomputer verwendet. Derartige Motoren werden typischerweise
eingesetzt als Kopfrad-Motoren von Videorecordern und
Antriebsmotoren für Plattenspieler, CD-Spieler (Compakt-Disk-
Spieler) und Magnetplatten-Einheiten, z. B. Diskettenstationen.
An den Treiberausgängen einer Steuerschaltung für einen solchen
Motor werden Treibimpulse in derartiger Folge erzeugt, daß
in der Motorwicklung ein rotierendes Magnetfeld entsteht.
Die Zeitlage der einzelnen Treibimpulse bestimmt die Kommutierungsfolge
und die Amplitude der Treibimpulse bestimmt
die Motorleistung.
Ein typisches Servo-System für einen vierphasigen kommutatorlosen
Motor,
wie es z. B. aus Industrie-Elektrik und
Elektronik, Nr. 19, 1974, S. 405-410
bekannt ist,
ist in Fig. 1 gezeigt. Es umfaßt den Motor 1,
einen Motorregler 3 und eine Steuerschaltung 4. Der Motor 1
ist mit einem Positionssensor PS und mit einem Geschwindigkeitssensor
G S versehen, die dem Regler 3 über Verbindungsleitungen
2 Motordrehstellungssignale bzw. Motorgeschwindigkeitssignle
zuführen. Der Regler 3 leitet aus den Motordrehstellungssignalen
und den Motorgeschwindigkeitssignalen ein analoges
Regelsignal 6 und Kommutierungssignale 5 ab. Diese werden
einer zur Steuerschaltung 4 gehörenden Signalverarbeitungsschaltung
S V zugeführt. Die Signalverarbeitungsschaltung S V
erzeugt Treibersteuerimpulse 12 und Schaltsteuersignale 14,
die einer ebenfalls zur Steuerschaltung 4 gehörenden Treiberschaltung
T S zugeführt werden. Vier Ausgänge 16 A bis 16 D
der Treiberschaltung T S sind mit Wicklungsanschlüssen A
bis D des Motors 1 verbunden. Zwischen dem Regler 3 und der
Treiberschaltung T S befindet sich eine Sonderfunktionsschaltung
SF, die beispielsweise eine allgemeine Freigabe-
oder eine Bremsfunktion bewirkt.
Solche Steuerschaltungen erzeugen an den Treiberausgängen
16 A bis 16 D Rechteck-Treibimpulse, die in den Wicklungen
zu Stromimpulsen mit einem von der Höhe der Treibimpulse, der
Wicklungsinduktivität und der Motorspannung (EMK-Spannung)
abhängenden Stromverlauf führen. Die durch die rechteckigen
Treibimpulse verursachten schnellen Spannungs- und
Stromänderungen an den Treiberausgängen führen zu Rückschlagimpulsen
oder Flyback-Impulsen, die bekanntlich ihre
Ursache in der plötzlichen magnetischen Entladung einer
schlagartig abgeschalteten Induktivität haben.
Typische Spannungs- und Stromverläufe an den Ausgängen der
Treiberschaltung einer solchen Steuerschaltung sind in
Fig. 5a gezeigt. Dabei sind V OA und V OB die Spannungsverläufe
und I OA und I OB die Stromverläufe an den Treiberausgängen
16 A und 16 B. Die zum Treiberausgang 16 A gehörenden Spannungs-
und Stromverläufe sind in Form durchgehender Linien und die
zum Treiberausgang 16 B gehörenden Spannungs- und Stromverläufe
sind in Form gestrichelter Linien dargestellt.
Die Kurven V MA und V MB stellen die zugehörigen Motorspannungsverläufe
dar.
Fig. 5a zeigt das Beispiel für eine in "Tri-State-Technik"
ausgebildete Treiberschaltung, d. h. eine Treiberschaltung
mit Tri-State-Ausgängen. Beispielsweise befindet sich der
Treiberausgang 16 A während der Kommutierungstaktzeit T₁
im H-Zustand, während des Kommutierungszeittaktes T₃ im
L-Zustand und in den restlichen Kommutierungszeittakten
T₂ und T₄ im offenen oder hochohmigen Zustand. Für den
Treiberausgang 16 B gilt das gleiche mit einer zeitlichen
Versetzung mit einer Kommutierungstaktzeit.
Ein Beispiel einer zu derartigen Impulsformen führenden,
mit Rechteckimpulsen angesteuerten und mit Tri-State-
Ausgangsstufen arbeitenden Steuerschaltung ist in der
US-PS 42 70 074 dargestellt.
Man sieht in Fig. 5a deutlich die stark ausgeprägten
Flyback-Impulse, die beim schlagartigen Umschalten der
Treiberaussgänge vom H-Zustand bzw. vom L-Zustand in den
Tri-State-Zustand auftreten.
Die Flyback-Impulse verursachen Probleme. Einerseits verursachen
sie ein lautes Motorgeräusch, das für den Benutzer
beispielsweise eines Videorecorders störend ist. Andererseits
verursachen die Flyback-Impulse aufgrund ihrer hohen
Frequenzanteile eine starke elektromagnetische Abstrahlung.
Diese kann zu erheblichen Störungen in dem mit dem Motor
bestückten Gerät und in anderen Geräten führen. Im Fall
eines Kopfrad-Motors für einen Videorecorder befinden sich
die auf dem Kopfrad angeordneten Mgnetköpfe in dichter
Nähe dieser Störstrahlungsquelle.
Eine Möglichkeit,
diesen Störungen entgegenzuwirken, besteht darin, bei einer
solchen Steuerschaltung -
zwischen jeden Treiberausgang und den zugehörigen Wicklungsanschluß
des Motors ein RLC-Filter zu schalten.
Durch diese Filter kann man eine Abschrägung der Flanken
der auf die Motorwicklung gelangenden Treibimpulse erreichen.
Damit kann man das Auftreten elektromagnetischer
Störungen auf den Zuleitungen zu den Motorwicklungen
und an den Motorwicklungen vermeiden. Aufgrund der Induktivitäten
der RLC-Filter treten jedoch an den Treiberausgängen
der Steuerschaltung noch immer Flyback-Impulse
auf. Am Ort der Treiberausgänge treten somit weiterhin
elektromagnetische Störabstrahlungen auf. Den Vorteil,
Störabstrahlungen nicht mehr am Ort des Motors und auf
den Motorzuleitungen zu haben, sondern nur noch an den
Treiberausgängen, muß man sich durch den hohen Schaltungsaufwand
erkaufen, den ein RLC-Filter pro Treiberausgang
darstellt.
Es ist üblich (JP-Abstract 58-1 36 291), die
Treiberstufentransistoren durch Freilaufspannungsbegrenzung
vor zu hohen Spannungen zu schützen. Störende Freilaufimpulse
sind dadurch aber nicht vermieden.
Es sind mehrere Vorschläge bekannt geworden, den störenden
Flybackimpulsen dadurch entgegenzutreten, daß man den Treiberstufen
abgeschrägte Treibersteuerimpulse zuführt (JP-Abstracts
57-43 588, 58-69 489, 58-69 490, 60-1 39 189 und DE-OS 31 07 623).
In allen diesen Fällen bewirken die Treiberstufen eine Stromsteuerung,
wobei die abgeschrägten Treibersteuerimpulse den Sollwert
für die jeweiligen Phasenströme des Motors vorgeben. Diese bekannten
Schaltungen benötigen einen Stromregelkreis mit entsprechendem
Schaltungsaufwand und Kompensationsglieder zur Frequenzgangkompensation,
was zusätzlichen Schaltungsaufwand mit
sich bringt.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Steuerschaltung
gemäß Oberbegriff des Anspruchs 1 verfügbar zu
machen, die bei geringem Schaltungsaufwand eine
weitgehende Beseitigung
elektromagnetischer Störabstrahlung ermöglicht.
Diese Aufgabe wird durch die kennzeichnenden
Merkmale im Anspruch 1 gelöst.
Rückgekoppelte Verstärkerstufen benötigen üblicherweise zur
Frequenzkompensation Boucherot-Glieder, die an die Treiberausgänge
der integrierten Schaltung als externe Komponenten
angeschlossen werden müssen. Da die
Spannungssteuerung im Gegensatz zur Stromsteuerung ohne
Rückkopplung möglich ist, kann die erfindungsgemäße Steuerschaltung
Treiberstufen verwenden, die als rückkopplungsfreie
Verstärkerstufen ausgebildet sind. Es sind daher weder
Regelkreise noch Boucherot-Glieder erforderlich. Der damit
einhergehende verringerte Schaltungsaufwand führt zu einer
Reduzierung der für die monolithische Integration der Steuerschaltung
erforderlichen Chipfläche und zu einer Verringerung
der erforderlichen externen Schaltungskomponenten.
Durch geeignete Dimensionierung der Flankenabschrägungsimpedanzeinrichtung
erreicht man, daß die Abschaltung der
jeweiligen Treiberstufe erst dann erfolgt, wenn der Treiberausgangsstrom
auf Null abgefallen und somit das in der
Motorwicklung gespeicherte Magnetfeld gänzlich abgebaut ist.
Da die Form der Flankenabschrägung der Treibersteuerimpulse
durch eine externe Flankenabschrägungsimpedanzeinrichtung
bewirkt wird, ist die Steuerschaltung flexibel hinsichtlich
der Anpassung der Form der Treibersteuerimpulse an verschiedenen
Motoren oder Betriebsarten.
Man kann die abgeschrägten Treibersteuerimpulse mehreren
oder auch allen Treiberstufen zu der Steuerung zuführen. Man
braucht daher nicht eine Flankenabschrägungsimpedanzeinrichtung
pro Treiberstufe, sondern kann mit einem Minimum von einer
einzigen Flankenabschrägungsimpedanzeinrichtung für die gesamte
Steuerschaltung auskommen. Dies ermöglicht bei mehrphasigen
Motoren eine weitere Reduzierung des Schaltungsaufwandes.
Da der abgeschrägte Treibersteuerimpuls für die jeweilige
Motorphase im wesentlichen durch die Beendigung des abgeschrägten
Treibersteuerimpulses für die jeweils vorausgehende
Motorphase ausgelöst wird, werden die Phasenübergänge
so gesteuert, daß eine Phasenstromüberlappung vermieden
wird.
Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind in den
Unteransprüchen angegeben.
Bei einer Ausführungsform gemäß Anspruch 3 hat man es
durch Wahl der Höhe der Referenzspannung in der Hand,
den Phasenwechsel zwischen den Treibimpulsen zweier
aufeinander folgenden Phasen erst dann stattfinden
zu lassen, wenn der Treiberausgangsstrom für die jeweils
vorausgehende Phase auf 0 oder im wesentlichen
auf 0 abgefallen ist.
Da man Treiberstufen mit je einer Source-Stufe
und einer Sink-Stufe verwendet, die je als unabhängig
voneinander steuerbare Schalter ausgebildet sind und
deren Source-Stufen im eingeschalteten Zustand mit
dem abgeschrägten Treibersteuerimpuls analog steuerbar
sind, kann man eine optimale Übereinstimmung der
Einschaltzeiten der Source- bzw. Sink-Stufen dadurch
erreichen, daß man gemäß Anspruch 1 die Schaltsteuersignale
für die Source- bzw. die Sink-Stufen durch einen
Vergleich der abgeschrägten Treibersteuerimpulse mit
der Referenzspannung erzeugt.
Die Maßnahme nach Anspruch 5 gibt die Möglichkeit, die
von der Impulsformungsschaltung erzeugten abgeschrägten
Treibersteuerimpulse auf mehrere oder auch alle Treiberstufen
zu geben und diejenige Treiberstufe, welche jeweils
von dem Treibersteuerimpuls gesteuert werden soll,
durch Einschalten von deren Source-Stufe zu bestimmen.
Man kann dann im Extremfall mit einer einzigen externen
Flankenabschrägungsimpedanzeinrichtung auskommen, und zwar
unabhängig von der Anzahl der zu steuernden Motorphasen.
Bei einer besonders bevorzugten Ausführungsform ist der
Source-Stufe eine Emitterfolgerkaskade vorgeschaltet,
deren Eingang die abgeschrägten Treibersteuerimpulse,
deren Amplitude von einer Motorregelgröße abhängt, zugeführt
werden. Dabei wird im Einschaltzustand der Source-Stufe
in rückkopplungsfreier Weise die Treiberausgangsspannung
einerseits den abgeschrägten Flanken der Treibersteuerimpulse
nachgeführt und andererseits bezüglich ihrer
Amplitude in Abhängigkeit von der Motorregelgröße gesteuert.
Dabei kann in besonders bevorzugter Weise
durch die Emitterfolgerkaskade und eine Diode der Treiberausgang
gesperrt werden, solange die Motorspannung die am
Eingang der Emitterfolgerkaskade anliegende Treibersteuerimpulsspannung
um einen vorbestimmten Wert übersteigt.
Die Erfindung sowie weitere Aufgabenaspekte und Weiterbildungen
der Erfindung werden anhand einer Ausführungsform
näher erläutert. In den Zeichnungen zeigt
Fig. 1 ein Blockschaltbild eines typischen Servo-Systems
mit einem kommutatorlosen Motor,
Fig. 2 ein Blockschaltbild eines derartigen Servo-Systems
mit erfindungsgemäßer Steuerschaltung,
Fig. 3a Schaltungsdetails der Impulsformungsschaltung und
der Zustandssteuerschaltung der in Fig. 2 enthaltenen
Steuerschaltung,
Fig. 3b Signalverläufe, die in den in Fig. 3a gezeigten
Schaltungsteilen auftreten,
Fig. 4 Schaltungsdetails der Impulsformungsschaltung
und der Treiberschaltung der in Fig. 2 gezeigten
Steuerschaltung,
Fig. 5a Spannungs- und Stromverläufe bei einer herkömmlichen
Steuerschaltung, und
Fig. 5b Spannungs- und Stromverläufe bei einer erfindungsgemäßen
Steuerschaltung.
In den einzelnen Figuren werden für gleiche Komponenten
gleiche Bezugszeichen verwendet.
Das in Fig. 1 gezeigte Servo-System mit einem kommutatorlosen
vierphasigen Motor ist bereits in der Beschreibungseinleitung
erläutert worden.
Fig. 2 zeigt eine Blockschaltungsdarstellung eines solchen
Servo-Systems, das mit einer erfindungsgemäßen Steuerschaltung
für einen vierphasigen Motor ausgebildet ist.
In Fig. 2 können einzelne Verbindungslinien zwischen
Komponenten des Servo-Systems Mehrfachleitungen repräsentieren.
Ein Motor 1 mit einem Positionssensor und einem Geschwindigkeitssensor,
die in Fig. 1 nicht extra dargestellt
sind, gibt über eine (Mehrfach-)Leitung 2
Motordrehstellungs- und Motordrehgeschwindigkeitssignale
an den Regler 3. Dieser gibt über Leitungen 5 und 6
Kommutierungssignale bzw. ein Regelsignal an eine
zur Steuerschaltung 4 gehörende Signalverarbeitungsschaltung
SV, die ihrerseits eine Kommutierungslogik
7, eine Impulsformungsschaltung 10 und eine Zustandssteuerschaltung
13 aufweist. Unter Steuerung der Kommutierungssignale
erzeugt die Kommutierungslogik 7 einerseits
Kommutierungssteuersignale, die über eine Leitung
8 der Zustandssteuerschaltung zugeführt werden, und
andererseits Kommutierungszeitsignale C T , die über eine
Leitung 9 der Impulsformungsschaltung 10 zugeführt werden.
Unter Steuerung der Kommutierungszeitsignale C T und des
Regelsignals 6 erzeugt die Impulsformungsschaltung 10
Treibersteuerimpulse V CA , V CB , die über eine Leitung 12
einerseits auf einen ersten Eingang einer zu Steuerschaltung
4 gehörenden Treiberschaltung TS und andererseits
auf einen weiteren Eingang der Zustandssteuerschaltung
13 gegeben werden. Die Zustandssteuerschaltung
13 erzeugt in Abhängigkeit von den Kommutierungssteuersignalen
und den Treibersteuerimpulsen Schaltsteuersignale,
die auf einen als Vielfacheingang ausgebildeten weiteren
Eingang der Treiberschaltung TS gegeben werden. Die Treiberschaltung
TS enthält vier Treiberstufen 15 A, 15 B, 15 C, 15 D,
die je einen Eingang für von der Impulsformungschaltung
10 gelieferte Treibersteuerimpulse und einen Doppeleingang
für von der Zustandssteuerschaltung gelieferte Schaltersteuersignale
aufweisen. Die Treiberausgänge 16 A, 16 B, 16 C,
16 D sind an vier Wicklungsanschlußpunkte A, B, C, D des
Motors 1 angeschlossen, wie sie in Fig. 1 gezeigt sind.
Bei der in einem gestrichelten Block zusammengefaßten
Steuerschaltung 4 handelt es sich um eine monolithisch
integrierte Schaltung. Die Impulsformungsschaltung 10
ist mit zwei außerhalb dieses gestrichelten Blockes befindlichen,
also externen Kondensatoren C A und C B verbunden, mit
deren Hilfe die Impulsabschrägung erreicht wird.
Nähere Einzelheiten der Impulsformungsschaltung 10 und
der Zustandssteuerungsschaltung 13 werden nun anhand
der Fig. 3a und 3b erläutert.
Die Impulsformungsschaltung 10 enthält zwei schaltbare
bipolare Stromquellen CS₁ und CS₂, deren Ausgangsstromrichtung
vom jeweiligen Schaltzustand abhängt, der
wiederum von den Spannungen an den Eingängen der Stromquellen
abhängt. An den Ausgang von CS₁ ist ein Kondensator
C A und an den Ausgang von CS₂ ist ein Kondensator C B
angeschlossen. Die Kommutierungszeitsignale C T auf
Leitung 9 werden dem nicht-invertierenden Eingang
der Stromquelle CS₂ über einen Inverter INV zugeführt.
Die invertierenden Eingänge beider Stromquellen
CS₁ und CS₂ sind an eine erste Referenzspannungsquelle
V IR angeschlossen, die anderen Endes an Masse liegt.
Parallel zu den Kondensatoren C A und C B sind die
Emitter-Kollektor-Strecken eines ersten Begrenzungstransistors
Q 1A bzw. eines zweiten Begrenzungstransistors
Q 1B geschaltet, deren Basisanschlüsse an den Ausgang
eines Operationsverstärkers OV₁ angeschlossen sind.
Der invertierende Eingang von OV₁ ist über einen Widerstand
R₁ mit dessen Ausgang und über einen Widerstand
R₂ mit Masse verbunden. Dem nicht-invertierenden Eingang
von OV₁ wird über Leitung 6 das vom Regler 3 gelieferte
Regelsignal V IN zugeführt.
Die an die Impulsformungschaltung anschließende Zustandssteuerungsschaltung
13 umfaßt zwei Komparatoren C₁ und C₂,
deren invertierende Eingänge gemeinsam an eine zweite
Referenzspannungsquelle V CR angeschlossen sind, die
anderen Endes mit Masse verbunden ist. Der nicht-invertierende
Eingang von C₁ ist an den Ausgang von CS₁ angeschlossen,
während der nicht-invertierende Eingang von C₂
mit dem Ausgang von CS₂ verbunden ist. Parallel zum Kondensator
CB, also zwischen den Ausgang von CS₂ und Masse,
ist ein erster steuerbarer Schalter S₁ geschaltet,
dessen Steuereingang an den Ausgang des Komparators C₁
angeschlossen ist. Parallel zum Kondensator CA, also
zwischen den Ausgang von CS₁ und Masse, ist ein zweiter
steuerbarer Schalter S₂ geschaltet, dessen Steueranschluß
an den Ausgang des Komparators C₂ angeschlossen ist.
Bei der in Fig. 3 dargestellten Ausführungsform sind
die Schalter S₁ und S₂ je durch einen NPN-Transistor
gebildet, deren Kollektor-Emitter-Strecken zum Kondensator
CB bzw. CA parallel geschaltet sind und deren
Basisanschlüsse über je einen Widerstand an den Ausgang
von C₁ bzw. C₂ angeschlossen sind.
An der an den Ausgang von CS₁ angeschlossenen Leitung 12 A
tritt ein Treibersteuerimpuls V CA auf. Auf der an den
Ausgang von CS₂ angeschlossenen Leitung 12 B tritt ein
Treibersteuerimpuls V CB auf. An den Ausgängen der Komparatoren
C₁ und C₂ entstehen Freigabeimpulse EN AC bzw.
EN BD , die zwei Eingängen einer Steuerlogik SL zugeführt
werden. In Abhängigkeit von den Freigabeimpulsen
EN AC und EN BD und den von der Kommutierungslogik 7
gelieferten Kommutierungssteuersignalen erzeugt die
Steuerlogik SL an einem Mehrfachausgang 14 Schaltsteuersignale
A H , A L . . ., die Schaltsteueranschlüssen der Treiberstufen
15 A bis 15 D der Treiberschaltung TS zugeführt werden.
Es wird nun die Funktionsweise der in Fig. 3a dargestellten
Steuerschaltungsteile beschrieben.
Je nach Stromrichtung der umschaltbaren Stromquellen CS₁
und CS₂ werden die Kondensatoren C A bzw. C B mit einem
konstanten Strom aufgeladen oder entladen. Die Ladespannungen
der Kondensatoren C A und C B werden durch die
Begrenzungstransistoren Q 1A bzw. Q 1B auf Maximalwerte
begrenzt, die von den Basisspannungen um die Basis-
Emitter-Spannungen dieser Begrenzungstransistoren höher
sind als die von dem Regelsignal V IN abhängende Steuerspannung
V C am Ausgang von OV₁. Über die Kondensatoren C A und
C B entstehen daher Impulse V CA bzw. CB mit abgeschrägten Anstiegs- und
Abfallflanken, wie sie in der Mitte von Fig. 3b gezeigt
sind. Dabei ist V CA mit einem durchgezogenen und V CB
mit einem gestrichelten Kurvenverlauf gezeigt.
Im oberen Teil der Fig. 3b sind die rechteck-impulsförmigen
Kommutierungszeitsignale C T gezeigt. Aufgrund
des Inverters INV reagieren die Stromquellen CS₁ und CS₂
im Gegentakt auf die Kommutierungszeitsignale C T .
Daher treten die über C A entstehenden abgeschrägten
Treibersteuerimpulse V CA während der H-Zustände und die
über C B entstehenden Treibersteuerimpuse V CB während
der L-Zustände der Kommutierungszeitsignale C T auf.
Wie ein Vergleich des oberen und des mittleren Teils von
Fig. 3b zeigt, beginnen zwar die Abfallflanken von V CA
und V CB an den Impulsübergängen von C T . Die Anstiegsflanken
von V CA und V CB beginnen jedoch nicht an den
entsprechenden Impulsübergängen von C T , sondern diesen
Impulsübergängen gegenüber mit zeitlicher Verzögerung.
Dies wird mit Hilfe der Komparatoren C₁, C₂ und der
Schalter S₁, S₂ erreicht. Betrachtet man den am linken
Ende von Fig. 3b vorhandenen Zustand, so befindet sich
C T im L-Zustand, V CB auf seinem Maximalwert und V CA auf 0.
Bei dem darauf folgenden Übergang von C T in den H-Zustand
werden die Stromquellen CS₁ und CS₂ umgeschaltet, woraufhin
die Entladung des Kondensators C B und damit die abfallende
Flanke des Treibersteuerimpulses V CB beginnt.
Mit dem Übergang von C T in den H-Zustand ist auch die
Stromquelle CS₁ umgeschaltet worden, und zwar zur Abgabe
eines den Kondensator C A aufladenden Stromes. Ein Anstieg
der Ladespannung von C A wird allerdings noch verhindert,
und zwar dadurch, daß der Schalter S₂ leitend geschaltet
und damit die Leitung 12 A etwa auf Massepotential festgehalten
wird. Dies deswegen, weil die Ladespannung V CB
des Kondensators C B noch höher ist als die Referenzspannung
V CR , die in Fig. 3b als strichpunktierte Linie
eingezeichnet ist. Solange V CB größer ist als V CR ,
befindet sich der Ausgang des Komparators C₂ im H-Zustand,
so daß der den Schalter S₂ bildende Transistor sich im
Einschaltzustand befindet.
Sobald die Ladespannung V CB des Kondensators C B die Referenzspannung
V CR unterschreitet, geht der Ausgang des
Komparators C₂ in den L-Zustand über, was zum Sperren des
den Schalter S₂ bildenden Transistors führt. Von diesem
Zeitpunkt an kann die Spannung über dem Kondensator C A
entsprechend dem von der Stromquelle CS₁ gelieferten
konstanten Ladestrom ansteigen, bis sie den von dem
Regelsignal V IN abhängenden Maximalwert erreicht.
Beim nächsten Impulsübergang von C T beginnt dann die
Entladung des Kondensators C A mit der daraus resultierenden
schrägen Abfallflanke des Treibersteuerimpulses V CA .
Bis V CA auf die Referenzspannung V CR abgefallen ist,
hält nun das Ausgangssignal des Komparators C₁ den
Schalter S₁ im leitenden Zustand, so daß die Spannung
über dem Kondensator C B trotz Ladestroms von der Stromquelle
C₂ nicht ansteigen kann, solange V CA nicht die
Referenzspannung V CR unterschritten hat.
Der Beginn der Anstiegsflanken der zeitlich aufeinander
folgenden Treibersteuerimpulse V CA und V CB hängt somit
immer etwa vom Ende der Abfallflanke des jeweils vorausgehenden
Treibsteuerimpulses ab. Durch die Höhe der
Referenzspannung V CR kann man steuern, wie weit der
Spannungswert der Abfallflanke abgesunken sein muß,
um den Beginn des jeweils nachfolgenden Treibsteuerimpulses
auszulösen.
Die Ausgangssignale der Komparatoren C₁ und C₂ bilden
gleichzeitig die Freigabesignale EN AC bzw. EN BD , die
der Steuerlogik SL zugeführt werden. Da die Ausgangssignale
der Komparatoren C₁ und C₂ von den Zeitpunkten
abhängen, zu welchen die Treibsteuerimpulse V CA und
V CB jeweils die Referenzspannung V CR unterschreiten,
sind die Freigabeimpulse EN AC und EN BD nicht phasengleich
mit dem Kommutierungszeitsignal C T .
Deren Zeitlage bezieht sich auf die Schnittpunkte zwischen den
Treibersteuerimpulsflanken und der Referenzspannung V CR .
Dabei treten zwischen je zwei aufeinander folgenden
Freigabeimpulsen EN AC und EN BD kurze Lücken auf.
Diese stimmen mit denjenigen Zeiten überein, zu
welchen sowohl V CA als auch V CB die Referenzspannung
V CR unterschreiten.
In Fig. 4 ist eine der Treiberstufen 15 der Treiberschaltung
TS und deren Zusammenschaltung mit der Impulsformungsschaltung
10 dargestellt. Zur besseren Übersichtlichkeit
ist von der Impulsformungsschaltung nur
der eine Kondensator C A , der eine Begrenzungstransistor
Q 1A und die eine schaltbare Stromquelle CS dargestellt.
Die Treiberstufe 15 weist eine Source-Stufe mit zwei
Darlington-Transistoren Q₄, Q₅ und eine dazu in Reihe geschaltete
Sink-Stufe mit zwei Darlington-Transistoren
Q₆, Q₇ auf. Die Source-Stufe ist an eine Spannungsquelle
V S und die Sink-Stufe ist an Masse angeschlossen.
Der Verbindungspunkt zwischen Source-Stufe und Sink-Stufe
bildet den Ausgang 16 A dieser Treiberstufe.
Der Basis des Transistors Q₆ wird über einen Anschluß 14 L
ein Schaltsteuersignal A L von der Steuerlogik SL zugeführt.
Die Basis des Transistors Q₄ ist über eine steuerbare
Sromquelle I₄ an die Spannungsquelle V S und über
die Emitter-Kollektor-Strecke eines Transistors Q₃ an
Masse angeschlossen. Die Stromquelle I₄ wird mit Schaltsteuersignalen
A H gesteuert, die ihr über einen Anschluß
14 H von der Steuerlogik SL zugeführt werden.
Die Basis von Q₃ ist einerseits über eine Reihenschaltung
aus einer Diode D₁ und einer Stromquelle I₂ an die Spannungsquelle
V S , andererseits über eine Stromquelle I₃ an Masse
und des weiteren über eine Diode D₂ an den Treiberausgang
16 A angeschlossen. An den Verbindungspunkt zwischen Diode
D₁ und Stromquelle I₂ ist der Emitter eines weiteren Transistors
Q₂ angeschlossen, dessen Kollektor mit Masse verbunden
ist und dessen Basis die abgeschrägten Treibersteuerimpulse
V CA als Steuerspannung zugeführt werden.
Mit dem Schaltsteuersignal A L wird die Sink-Stufe Q₆, Q₇
ein- und ausgeschaltet. Mit dem Schaltsteuersignal A H
wird die Source-Stufe Q₄, Q₅ ein- und ausgeschaltet.
Im eingeschalteten Zustand wird die Ausgangsspannung
der Treiberstufe 15 in Abhängigkeit vom Verlauf des
Treibersteuerimpulses V CA analog gesteuert.
Im folgenden wird die Funktionsweise der Treiberstufe
15 erläutert.
Die in Fig. 4 gezeigte Treiberstufe weist einen Tri-State-
Ausgang auf. Wenn die Source-Stufe Q₄, Q₅ eingeschaltet
ist, befindet sich der Ausgang 16 A im H-Zustand. Ist die
Sink-Stufe Q₆, Q₇ eingeschaltet, befindet sich der Ausgang
16 A im L-Zustand. ist weder die Source-Stufe Q₄, Q₅
noch die Sink-Stufe Q₆, Q₇ eingeschaltet, ist der Ausgang
16 A hochohmig.
Das Einschalten der Source-Stufe Q₄, Q₅ geschieht dadurch,
daß die Stromquelle I₄ mittels des Schaltsteuersignals
A H eingeschaltet wird. Die Sink-Stufe Q₆, Q₇ ist eingeschaltet,
wenn das Schaltsteuersignal A L den H-Zustand
aufweist.
Bei der Treiberendstufe 15 handelt es sich somit um eine
Gegentaktendstufe mit unabhängig voneinander steuerbaren
Source- und Sinkstufen. Dadurch, daß keine der beiden
Stufen leitend gesteuert wird, erreicht man den hochohmigen
Tri-State-Zustand.
Wenn die Source-Stufe Q₄, Q₅ leitend geschaltet ist,
kann die Ausgangsspannung am Ausgang 16 A mit dem
abgeschrägten Treibersteuerimpuls V CA gesteuert werden,
deren Amplitude von dem Regelsignal V IN abhängt.
Im eingeschwungenen H-(HIGH-)Zustand erreicht V CA den
Wert
V CA = V C + V BE 1A . (1)
Dabei ist V BE 1A die Basis Emitter-Spannung des Transistors Q 1A .
Die Ausgangsspannung V OA am Ausgang 16 A wird über die in
einer rückkopplungsfreien Schleife arbeitenden Emitterfolgerstufen
Q 1 A, Q 2, Q 3, Q 4, Q 5 und die eine Regelverschiebung
bewirkende Diode D₁ mit der zwischen der Basis
von Q 1 A und Masse auftretenden Steuerspannung V C gesteuert.
Das gilt dann, wenn die Source-Stufe Q₄, Q₅ eingeschaltet
ist und einen Strom liefert, d. h. bei
I OA < 0. (2)
Die Ausgangsspannung V OA als Funktion der Steuerspannung
V C ist dann
V OA = V C + V BE 1A + V BE 2 + V BE 3 - V D 1 - V BE 4 - V BE 5. (3)
Dabei sind V BE 2, V BE 3, V BE 4 und V BE 5 die Basis-Emitterspannungen
der Transistoren Q₂, Q₃, Q₄ bzw. Q₅ und ist
V D 1 die Spannung über der Diode D₁.
Der Übertragungsfehler zwischen der Steuerspannung V C und
der Ausgangsspannung V OA ergibt sich als die Offsetspannungssumme
der in Gleichung (3) aufgeführten Basis-
Emitter-Spannungen und der Diodenspannung von D₁. Diese
Offsetspannungssumme ist eine Funktion der Strom- und
Temperaturdifferenz der an der Spannungsübertragung beteiligten
Komponenten. Die Ausgangsspannung V OA ändert
sich daher in Abhängigkeit vom Ausgangsstrom I OA und
dem Temperaturgradienten. Im normalen Arbeitsbereich
liegt diese Änderung jedoch unter der Auflösung des
Regelsystems und beeinflußt somit nicht die Genauigkeit
der Regelung.
Liegt am Ausgang 16 A eine externe Spannung an (die vom
Motor erzeugte EMK-Spannung), die höher ist als die Steuerspannung
V C , sperrt die Source-Stufe. Denn für die Ausgangsspannung
V OA ≧ V C + V BE 1A + V BE 2 - V D 1 + V D 2 (4)
wird die Diode D₂ leitend und wird die Source-Stufe abgeschaltet.
Der Strom von der Stromquelle I₃, der in diesem
Zustand durch die Diode D₂ fließt, muß von der externen
Spannungsquelle geliefert werden. Die Diode D₁ ist dann
in Sperrichtung vorgespannt und daher ist der Treiberausgang
16 A von der Steuerspannung V C und von der Treibersteuerimpulsspannung
V CA entkoppelt.
Da die Emitter-Basis-Durchbruchspannung der NPN-Transistoren
Q₄, Q₅, kleiner sein kann als die auftretende Ausgangsspannung,
ist es notwendig, in den Spannungsübertragungspfad
die Diode D₁ mit hoher Sperrspannung einzufügen. Der
Transistor Q₃ kompensiert dann die Durchlaßspannung der
Diode D₁. Somit erreicht man eine Gleichspannungsübertragung
der Steuerspannung V C auf den Ausgangspunkt.
Zur Steuerung des in Fig. 1 dargestellten vierphasigen
Motors wirken die vier Treiberstufen paarweise zusammen.
Dabei wirken die an die diagonalen Wicklungsanschlußpunkte
A und C angeschlossenen Treiberstufen 15 A und 15 C
als ein erstes Treiberstufenpaar und die an die diagonal
gegenüberliegenden Anschlußpunkte B und D angeschlossenen
Treiberstufen 15 B und 15 D als ein zweites Treiberstufenpaar
zusammen. Die beiden Treiberstufenpaare werden immer
abwechselnd aktiviert. Von dem jeweils aktivierten Treiberstufenpaar
wird jeweils die Source-Stufe der einen und die
Sink-Stufe der anderen Treiberstufe leitend geschaltet.
Die Treiberstufen des jeweils nicht aktivierten Treiberstufenpaares
befinden sich im hochohmigen Zustand oder
Tri-State-Zustand. Die einzelnen Treiberstufen wechseln
in ihren aufeinanderfolgenden Aktivierungsphasen zwischen
dem Leitendschalten der Source-Stufe und dem Leitendschalten
der Sink-Stufe ab. Bei welcher der vier Treiberstufen
jeweils die Source-Stufe, die Sink-Stufe oder
gar keine Stufe eingeschaltet ist, wird durch die Steuerlogik
SL bestimmt.
Anhand von Fig. 5b wird nun die Wirkung der erfindungsgemäßen
Maßnahmen betrachtet.
Im oberen Teil der Fig. 5b sind die Spannungen V OA und
V OB an den Ausgängen der Treiberstufen 15 A und 15 B für
vier aufeinanderfolgende Kommutierungstaktzeiten T₁ bis T₄
dargestellt. Der untere Teil von Fig. 5b zeigt die
zugehörigen Ausgangsströme I OA und I OB der Treiberausgänge
16 A und 16 B.
Während der Kommutierungstaktzeit T₁ sind die Source-
Stufe der Treiberstufe 15 A und die Sinkstufe der Treiberstufe
15 C eingeschaltet. Die Source-Stufe der Treiberschaltung
15 A wird während dieses Schaltzustandes von
der Spannung des abgeschrägten Treibersteuerimpulses
V CA analog gesteuert. Die Treiberausgänge 16 B und 16 D
befinden sich während dieser Kommutierungstaktzeit
im nicht-eingeschalteten, hochohmigen Zustand.
Sobald die Anstiegsflanke V CA einen derartigen
Spannungswert gegenüber der am Treiberausgang 16 A
wirksamen externen Motorspannung erreicht hat, daß
die Diode D₂ die Source-Stufe nicht mehr sperrt, folgt
die Ausgangsspannung V OA dem Spannungsverlauf des Treibersteuerimpulses
V CA . Am Ende der Kommutierungstaktzeit
beginnt die Treiberausgangsspannung V OA entsprechend
der schrägen Abfallflanke von V CA abzufallen. Die
Schräge der Abfallflanke von V OA ist mittels des
Kondensators C A und der Stromquelle CS₁ so eingestellt,
daß der Ausgangsstrom I OA bereits auf 0 abgefallen ist,
wenn die Source-Stufe der Treiberstufe 15 A mit Hilfe
der Diode D₂ wieder abgeschaltet wird, weil die Motorspannung
am Ausgang 16 A wieder um den durch die Emitterfolgerkaskade
bedingten Wert über der Treibersteuerimpulsspannung
liegt. Da zu diesem Abschaltzeitpunkt kein
Treiberstrom mehr fließt, kann auch kein abschaltungsbedingter
Flyback-Impuls auftreten.
Entsprechendes gilt, wenn in der darauf folgenden
Kommutierungstaktzeit T₂ der Treiberausgang 16 B ein-
und ausgeschaltet wird. in der Kommutierungstaktzeit
T₃ werden dann die Sink-Stufe der Treiberstufe 15 A
und die Source-Stufe der Treiberstufe 15 C eingeschaltet
und die Source-Stufe von 15 C mit dem abgeschrägten
Treibersteuerimpuls V CA analog gesteuert.
Dadurch, daß gemäß Fig. 3b der Beginn der Anstiegsflanke
eines jeden Treibersteuerimpulses V CA , V CB und
die die Schaltsteuersignale A H , A L , . . ., steuernden
Freigabesignale EN AC , EN BD erst beginnen können, wenn
die Abfallflanke des jeweils zu Ende gehenden Treibersteuerimpulses
unter die Referenzspannung V CR abgefallen
ist, die so gewählt ist, daß der zugehörige
Treiberausgangsstrom zum Zeitpunkt des Unterschreitens
von V CR auf 0 abgefallen ist, kommt es in Fig. 5b
nicht zu einer Überlappung der Treiberausgangsströme
I OA und I OB . Vielmehr beginnt der Treiberstrom an einem
Treiberausgang erst dann zu fließen, wenn der Treiberstrom
am phasenmäßig vorausgehenden Ausgang auf im
wesentlichen 0 zurückgegangen ist.
Durch einen äußerst geringen externen Schaltungsaufwand,
nämlich durch lediglich zwei externe Kondensatoren, hat
man somit sowohl die störenden Flyback-Impulse
bekannter Steuerschaltungen
überwunden. Der externe Schaltungsaufwand
kann sogar noch vermindert werden, indem man zur Impulsformung
lediglich einen einzigen externen Kondensator
nimmt und die von der Ladespannung dieses Kondensators
abgeleiteten Treibersteuerimpulse nicht nur zwei, sondern
allen Treiberstufen anbietet. Dieser fordert lediglich
einen etwas höheren Schaltungaufwand innerhalb der
monolithisch integrierten Steuerschaltung. Dies ist
jedoch praktisch ohne Bedeutung, da sich der schaltungsmäßige
Mehraufwand lediglich beim Entwurf der
integrierten Schaltung bemerkbar macht.
Claims (15)
1. Monolithisch integrierbare Steuerschaltung für einen
kommutatorlosen Gleichstrommotor,
mit einer von Motordrehstellungssignalen gesteuerten Kommutierungssignalquelle,
mit einer in Abhängigkeit von den Kommutierungssignalen gesteuerten Treiberschaltung zur Beaufschlagung der Motorwicklungen mit zu einem rotierenden Magnetfeld führenden Treibimpulsen, wobei pro Motorwicklungsphase eine Treiberstufe vorgesehen ist, und
mit einer Impulsformungsschaltung, die eine Abschrägung der Treibersteuerimpulsflanken bewirkt, der Treiberschaltung vorgeschaltet ist und mit einer externen Flankenabschrägungsimpedanzeinrichtung verbunden ist, dadurch gekennzeichnet,
daß der abgeschrägte Treibersteuerimpuls (V CA , V CB ) für die jeweilige Motorphase dadurch ausgelöst wird, daß der Treibersteuerimpuls (V CA , V CB ) der jeweils vorausgehenden Motorphase einen bestimmten Schwellenwert (V CR ) unterschreitet, wobei der Zeitpunkt des Erreichens des Schwellenwertes (V CR ) so gewählt ist, daß bis dahin der Strom der vorausgehenden Motorphase im wesentlichen auf Null abgefallen ist, und
daß die Treiberstufen (15) als rückkopplungsfreie Spannungsverstärkerstufen ausgebildet sind, die je eine Strom in die angeschlossene Motorwicklung hineinliefernde Sourcestufe (Q₄, Q₅) und eine Strom von der angeschlossenen Motorwicklung aufnehmende Sinkstufe (Q₆, Q₇) aufweisen, wobei jeweils die Sourcestufe (Q₄, Q₅) und die Sinkstufe (Q₆, Q₇) unabhängig voneinander steuerbar sind, die Sinkstufe (Q₆, Q₇) als Schalter ausgebildet ist und die Sourcestufe (Q₄, Q₅) im eingeschalteten Zustand mit dem abgeschrägten Treibersteuerimpuls (V CA , V CB ) analog steuerbar ist.
mit einer von Motordrehstellungssignalen gesteuerten Kommutierungssignalquelle,
mit einer in Abhängigkeit von den Kommutierungssignalen gesteuerten Treiberschaltung zur Beaufschlagung der Motorwicklungen mit zu einem rotierenden Magnetfeld führenden Treibimpulsen, wobei pro Motorwicklungsphase eine Treiberstufe vorgesehen ist, und
mit einer Impulsformungsschaltung, die eine Abschrägung der Treibersteuerimpulsflanken bewirkt, der Treiberschaltung vorgeschaltet ist und mit einer externen Flankenabschrägungsimpedanzeinrichtung verbunden ist, dadurch gekennzeichnet,
daß der abgeschrägte Treibersteuerimpuls (V CA , V CB ) für die jeweilige Motorphase dadurch ausgelöst wird, daß der Treibersteuerimpuls (V CA , V CB ) der jeweils vorausgehenden Motorphase einen bestimmten Schwellenwert (V CR ) unterschreitet, wobei der Zeitpunkt des Erreichens des Schwellenwertes (V CR ) so gewählt ist, daß bis dahin der Strom der vorausgehenden Motorphase im wesentlichen auf Null abgefallen ist, und
daß die Treiberstufen (15) als rückkopplungsfreie Spannungsverstärkerstufen ausgebildet sind, die je eine Strom in die angeschlossene Motorwicklung hineinliefernde Sourcestufe (Q₄, Q₅) und eine Strom von der angeschlossenen Motorwicklung aufnehmende Sinkstufe (Q₆, Q₇) aufweisen, wobei jeweils die Sourcestufe (Q₄, Q₅) und die Sinkstufe (Q₆, Q₇) unabhängig voneinander steuerbar sind, die Sinkstufe (Q₆, Q₇) als Schalter ausgebildet ist und die Sourcestufe (Q₄, Q₅) im eingeschalteten Zustand mit dem abgeschrägten Treibersteuerimpuls (V CA , V CB ) analog steuerbar ist.
2. Steuerschaltung nach Anspruch 1,
dadurch gekennzeichnet,
daß die Flankenabschrägungsimpedanzeinrichtung mindestens
einen externen Kondensator (C A , C B ) der im Zusammenwirken
mit einer von Kommutierungszeisignalen (C T ) gesteuerten
schaltbaren Stromquellenschaltung (CS₁, CS₂)
im wesentlichen trapezförmige Treibersteuerimpulse bewirkt.
3. Steuerschaltung nach Anspruch 1 oder 2,
dadurch gekennzeichnet,
daß zwischen die Impulsformungsschaltung (10) und die
Treiberschaltung eine Zustandssteuerschaltung (13) geschaltet
ist, die durch Vergleich der abgeschrägten
Treibersteuerimpulse (V CA , V CB ) mit der Referenzspannung
(V CR ) Schaltsteuersignale (A H , A L ) für die Source-Stufen
(Q₄, Q₅) und die Sinkstufen (Q₆, Q₇) der Treiberschaltung
erzeugt.
4. Steuerschaltung nach Anspruch 3,
dadurch gekennzeichnet,
daß die abgeschrägten Treibersteuerimpulse (V CA , V CB ) auf
die Steuereingänge mehrerer Treiberstufen (15) gegeben
werden und die Auswahl derjenigen Treiberstufe (15), die
jeweils von dem abgeschrägten Treibersteuerimpuls (V CA , V CB )
analog gesteuert wird, durch Einschalten von deren
Source-Stufe (Q₄, Q₅) bewirkt wird.
5. Steuerschaltung nach Anspruch 3 oder 4,
dadurch gekennzeichnet,
daß die
Kommutierung durch die Zustandssteuerschaltung
(13) bewirkt wird, indem die Treiberstufen (15)
paarweise derart angesteuert werden, daß gleichzeitig
die Source-Stufe (Q₄, Q₅) der einen und die Sinkstufe
(Q₆, Q₇) der anderen Treiberstufe (15) des jeweiligen
Paares eingeschaltet werden.
6. Steuerschaltung nach einem oder mehreren der Ansprüche
1 bis 5,
dadurch gekennzeichnet,
daß die Amplitude der Treibimpulse in Abhängigkeit von einem
eine Motorregelgröße bildenden Analogsignal gesteuert wird.
7. Steuerschaltung nach Anspruch 6,
dadurch gekennzeichnet,
daß die Motorregelgröße eine Funktion der Motordrehzahl ist.
8. Steuerschaltung nach einem oder mehreren der Ansprüche
2 bis 7,
dadurch gekennzeichnet,
daß die in der Impulsformungsschaltung (10) vorgesehene
Stromquellenschaltung zwei schaltbare bipolare Stromquellen
(CS₁, CS₂) aufweist, an die je ein externer Kondensator
(C A , C B ) angeschlossen ist und deren Stromrichtungen in
Abhängigkeit von einem Kommutierungszeitsignal (C T )
im Gegentakt umgeschaltet werden, und daß jedem Kondensator
(C A , C B ) eine Amplitudenbegrenzungsschaltung (Q 1A , Q 1B )
zugeordnet ist.
9. Steuerschaltung nach Anspruch 8,
dadurch gekennzeichnet,
daß die Begrenzungsschwelle der Amplitudenbegrenzungsschaltung
(Q 1A , Q 1B ) in Abhängigkeit von der Motorregelgröße
steuerbar ist.
10. Steuerschaltung nach Anspruch 9,
dadurch gekennzeichnet,
daß die Applitudenbegrenzungsschaltung zwei Transistoren
(Q 1A , Q 1B ) aufweist, deren Hauptstromwege je einem der
beiden externen Kondensatoren (C A , C B ) parallelgeschaltet
sind und deren Steueranschlüssen ein von der Motorregelgröße
abhängendes Begrenzungssteuerungssignal (V C ) zugeführt
wird.
11. Steuerschaltung nach einem oder mehreren der Ansprüche
8 bis 10,
dadurch gekennzeichnet,
daß jedem der beiden externen Kondensatoren (C A , C B ) ein
steuerbarer Schalter S₁, S₂) parallelgeschaltet ist,
dessen Schaltzustand von dem Ausgangssignal eines
Komparators (C₁, C₂) gesteuert wird, der die Ladespannung
des jeweils anderen Kondensators (C A , C B ) mit der Referenzspannung
(V CR ) vergleicht und den von ihm gesteuerten
Schalter (S₁, S₂) in den leitenden Zustand schaltet,
wenn die Ladespannung des anderen Kondensators (C A , C B )
gleich oder größer als die Referenzspannung (V CR ) ist.
12. Steuerschaltung nach Anspruch 11,
dadurch gekennzeichnet,
daß die Zustandssteuerschaltung (13) eine Steuerlogikschaltung
(S L ) aufweist, welche die Schaltsteuersignale
(A H , A L ) unter der Taktsteuerung durch die Ausgangssignale
(EN AC ; EN BD ) der Komparatoren (C₁, C₂) erzeugt.
13. Steuerschaltung nach einem oder mehreren der Ansprüche
10 bis 12,
dadurch gekennzeichnet,
daß der Source-Stufe (Q₄, Q₅) einer jeden Treiberstufe (15)
eine Source-Sperrschaltung (Q 1A , Q₂, D₁, Q₃, D₂) zugeordnet
ist, welche dann, wenn die am Ausgang der Treiberstufe (15)
auftretende externe Lastspannung die Treibersteuerimpulsspannung
um einen vorbestimmten Betrag überschreitet, die
eingeschaltete Source-Stufe (Q₄, Q₅) sperrt und dadurch den
Treiberstufenausgang von dem Treibersteuerimpuls (V CA , V CB )
entkoppelt.
14. Steuerschaltung nach einem oder mehreren der Ansprüche
1 bis 13,
dadurch gekennzeichnet,
daß der Source-Stufe (Q₄, Q₅) einer jeden Treiberstufe (15)
eine Emitterfolgekaskade (Q 1A , Q₂, Q₃, Q₄, Q₅) vorgeschaltet
ist, über welche bei eingeschalteter Source-Stufe (Q₄, Q₅)
die Treiberausgangsspannung gesteuert wird.
15. Steuerschaltung nach Anspruch 14,
dadurch gekennzeichnet,
daß die Source-Stufe (Q₄, Q₅) und die Sinkstufe (Q₆, Q₇)
je durch eine Darlington-Schaltung gebildet sind und die
Darlington-Transistoren (Q₄, Q₅) der Source-Stufe einen
Teil der Emitterfolgerkaskade bilden.
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