JP2575693B2 - ブラシレス直流モ−タの制御回路 - Google Patents

ブラシレス直流モ−タの制御回路

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JP2575693B2
JP2575693B2 JP62071329A JP7132987A JP2575693B2 JP 2575693 B2 JP2575693 B2 JP 2575693B2 JP 62071329 A JP62071329 A JP 62071329A JP 7132987 A JP7132987 A JP 7132987A JP 2575693 B2 JP2575693 B2 JP 2575693B2
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    • H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
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Description

【発明の詳細な説明】 （発明の技術分野） 本発明は回転モータ位置信号により制御される整流信
号源と、整流信号源に従って制御され、モータ巻線に駆
動パルスを印加して回転磁界を生じさせ、各モータ巻線
について１つの駆動段を有する駆動回路と、駆動パルス
の縁を傾斜させるパルス整形回路とから成るブラシレス
直流モータの、モノリシック集積制御回路に関する。
（従来技術と解決すべき問題点） このような制御回路は、極めて正確に制御されねばな
らないブラシレス直流モータの制御に適している、モー
タ制御のためにマイクロコンピュータを用いるのが好ま
しい。このようなモータは、典型的にはビデオレコーダ
のヘッドホイールモータ及びレコードプレーヤ,CDプレ
ーヤ（コンパクトディスクプレーヤ）及び例えばフロッ
ピーディスクステーション等の磁気ディスクユニットの
駆動モータとして用いられる。
モータ巻線又はコイル中に回転磁界を生じさせるよう
な順序で、そのようなモータの制御回路の駆動出力に駆
動パルスが発生される。個々の駆動パルスの時間位置は
整流順序を定め、駆動パルスの振幅はモータ出力を定め
る。
４相ブラシレスモータの代表的サーボ系を第１図に示
す。これはモータ１と、モータ制御装置３と、制御回路
４とから成る。モータ１は位置センサPSと速度センサGS
とを備えており、これらはそれぞれ回転モータ位置信号
とモータ速度信号とを接続ライン２を介して制御装置３
に供給する。制御装置３は、この回転モータ位置信号及
びモータ速度信号からアナログ制御信号６と整流信号５
とを導出する。これら信号は制御回路４に属する信号処
理回路SVに送られる。信号処理回路SVは駆動制御パルス
12とスイッチング制御パルス14とを発生させ、これら信
号は制御回路４に属する駆動回路TSに送られる。駆動回
路TSの４つの出力16A〜16Dはモータ１の巻線端末部Ａ〜
Ｄに接続されている。制御装置３と駆動回路TSとの間
に、例えば一斉解錠又は制動機能をなす特殊機能回路SF
が設けられている。
普通の制御回路は駆動出力16A〜16Dに短形駆動パルス
を発生させて、駆動パルスの振幅，巻線誘導性及びモー
タ電圧（起電力電圧）に依存する電流路を有する電流パ
ルスを巻線中に発生させる。短形駆動パルスに起因する
駆動出力の急速な電圧及び電流の変化は、周知の如く突
然オフにされた誘導性の突然の磁気放電によるキックバ
ックパルス、すなわち『フライバックパルス』を生ぜし
めることとなる。
普通の制御回路の駆動回路の出力における代表的な電
圧及び電流のパラーンを第5a図に示す。VOA,VOBは電圧
パターンであり、IOA,IOBは駆動出力16A,16Bにおける電
流パターンである。駆動出力16Aに属する電流及び電圧
パターンは実線で示され、駆動出力16Bに属する電流及
び電圧パターンは破線で示されている。曲線VMA及びVMB
は、関連するモータ電圧パターンを表わす。
第5a図は『トリステート技術』（“tri−state techn
ology"）、すなわちトリステート（tri−state）出力を
有する駆動回路に設計された駆動回路の例を示す。例え
ば、駆動出力16Aは整流クロック期間T1の間はＨ（高レ
ベル）状態、整流クロック期間T3の間はＬ（低レベル）
状態、残りの２つの整流クロック期間T2,T4の間は開放
又は高インピーダンス状態である。駆動出力16Bについ
ても同様であるが、１整流クロック期間だけ時間がずれ
ている。
第5a図は、駆動出力を急にＨ又はＬ状態からそれぞれ
トリステート状態に転換する時に生じる強いフライバッ
クパルスを明らかに示す。
フライバックパルスは問題を引き起こす。一方におい
て、このパルスは、例えばビデオレコーダのユーザにと
って騒がしい大きなモータノイズを発生させる。他方に
おいて、高周波成分を含んでいるため、フライバックパ
ルスは強い電磁放射を発生させる。これは、このモータ
を備えている機器及びその他の機器を相当かく乱するこ
とがある。ビデオレコーダ用のヘッドホイールモータの
場合、ヘッドホイールに設けられた磁気ヘッドはこのか
く乱放射源の近傍に位置する。
そのようなかく乱に対処するため、ブラシレスモータ
用の既知の制御回路は、各駆動出力と関連するモータの
巻線端末との間に接続されるRLCフィルタを有する。こ
れらのフィルタにより、モータ巻線に到着する駆動パル
スの縁を傾斜させることができる。このようにして、モ
ータ巻線へのリードワイヤ及びモータ巻線に電磁的かく
乱が起こることを防ぐことができる。
しかし、RLCフィルタに誘導性があるため、依然とし
て制御回路の駆動出力にフライバックパルスがある。従
って、駆動出力の位置で依然としてかく乱電磁放射が生
じる。モータとモータリードワイヤの位置にかく乱放射
を生じさせず、駆動出力にのみかく乱放射を許す利点
は、各駆動出力に１つのRLCフィルタという多大の回路
要素を付加することによってのみ可能である。
（発明の目的） 本発明の目的は、特許請求の範囲第１項の包括的文節
に記載された制御回路を提供することであり、この回路
は回路費用を減少させる一方で、フライバックパルスに
起因するかく乱電磁放射を除去することを可能にする。
（問題点を解決するための手段） この発明の目的は、パルス整形回路が駆動回路の上流
側に設けられて外部の端縁傾斜化インピーダンス手段に
接続され、更に駆動段を、パルス整形回路により傾斜化
される駆動制御パルスを受取る無帰還増幅段として設
け、各駆動段のモータ巻線に電流を供給するソース段の
上流側にエミッタホロワカスケードを接続し、これを介
してソース段がオン状態に転換された時に駆動出力電圧
が制御去れることによって達成される。
（発明の作用） パルス整形回路を集積制御回路中に置き、既に傾斜し
た駆動制御パルスで駆動回路の駆動段を制御すれば、RL
Cフィルタを駆動出力の下流側に設ける必要はなくな
る。端縁傾斜化インピーダンス手段の大きさを適当に定
めれば、駆動出力電流が０に低下した時にのみ、及びモ
ータ巻線中に蓄積された磁界が完全に除去された時にの
み駆動段がオフに転換されるという効果が達成される。
従って、フライバックパルスとの関連するかく乱放射と
は、巻線端末にも駆動出力にも全く生じ得ない。駆動制
御パルスの端縁を傾斜させる作用は、外付け端縁傾斜化
インピーダンス手段によってなされるので、駆動パルス
の形状を色々なモータや色々な種類の動作に適応させる
ことに関して制御回路には柔軟性がある。
同様に制御される駆動段は普通は帰還増幅段として設
計される。安定化（周波数特性補償）のために、Bouche
rot部材（RC回路網）を駆動出力に接続しなければなら
ない。本発明の制御回路は、無帰還増幅段すなわちフィ
ードバックの無い増幅段として設計された駆動段を用い
るので、そのようなBoucherot部材は不要である。
本発明の制御回路においては、パルス整形回路は駆動
回路の上流側に配設されるので、パルス整形回路からの
傾斜した駆動制御パルスを駆動段のうちの数段又はその
全部に供給してこれを制御することができる。従って、
各駆動段に端縁傾斜化インピーダンス手段を１つずつ設
けることはもはや不要であり、制御回路全体のために唯
一の端縁傾斜化インピーダンス手段を設けるだけで充分
である。
また、モータ巻線に電流を供給するソース段と、モー
タ巻線から電流を受取るドレン段からなる駆動段の、前
記ソース段の上流側にはエミッタホロワカスケードが接
続され、その入力にはその振幅がモータ制御量に依存す
る駆動制御パルスが供給される。ソース段がオン状態と
なっている時、駆動出力電圧は一方においては無帰還方
式で、すなわち帰還の無い方式で駆動制御パルスの傾斜
した端縁を追って変化し、他方においてその振幅に関し
てモータ制御量によって制御される。
よって、モータ電圧がエミッタホロワカスケードの入
力に存する駆動制御パルス電圧を所定値だけ上回ってい
る限り、特に好適な方法で、エミッタホロワカスケード
及びダイオードによって駆動出力をブロックすることが
できる。
従って、本発明の制御回路は既知の制御回路より相当
低い外部回路費用を必要とするだけであるのに拘らず、
フライバックパルス及び汚染かく乱反射を完全に防ぐこ
とができるという大きな利点を達成する。
本発明の有利な展開を特許請求の範囲の従属項にし
た。
特許請求の範囲第２項に従って駆動制御パルスの正弦
近似を行なえば、駆動パルスを正弦形モータ電圧に最適
に適応させることができる。しかし、ほとんどの場合、
特許請求の範囲第３項に従って駆動制御パルスを傾斜さ
せるだけで充分であり、そのためにコンデンサを外付け
の端縁傾斜化インピーダンス素子として用いるだけで充
分である。
本発明の特に好ましい実施例においては、特許請求の
範囲第４項に従って、特定のモータ位相のための傾斜し
た駆動制御パルスはそれぞれ先行するモータ相のための
傾斜した駆動制御パルスが終端すると実質的に立ち上が
る。この事は、整流信号によって予め定められた整流ク
ロックの範囲内で、相電流の重なり合いが防止されるよ
うに自動的に相変化が制御されるという事を意味する。
特許請求の範囲第５項の実施例においては、基準電圧
の大きさを選ぶことによって、２つの連続する位相の駆
動パルスの間に、それぞれの先行する位相の駆動出力電
流が０又は実質上０に減少したときにのみ、位相のずれ
を生じさせることができる。
特許請求の範囲第６項に従って設計した駆動段を特に
好ましい方法で用いる時、各々が独立に制御可能なスイ
ッチとして設計されたソース段とドレン段とを有し、そ
のソース段はオン状態では傾斜した駆動制御パルスと同
様に制御されるのであり、特許請求の範囲第７項に従っ
てソース段とドレン段とのためのスイッチング制御信号
がそれぞれ傾斜した駆動制御パルスと基準電圧との比較
により発生されるので、ソース段とドレイン段とのスイ
ッチングオン時間の間の最適の対応を達成することがで
きる。
特許請求の範囲第８項の構成によれば、パルス整形回
路により発生された傾斜した駆動制御パルスを複数又は
全ての駆動段に加え、前記駆動段のソース段のオン状態
への転換によって駆動制御パルスにより制御されるべき
駆動段を決定することができる。そうすれば、極端な場
合には外付け端縁傾斜化インピーダンス手段は１個だけ
でよく、台形パルス整形作用を行なう場合には唯一の外
付けコンデンサで済ませることができるが、この事は制
御されるべきモータ相の数とは無関係に可能である。
（発明の実施例） 本発明及びその目的の他の側面及び本発明を展開させ
たものを、添付図面を参照して実施例に基づいて説明す
る。個々の図において、同一構成部材には同一参照数字
を使った。
第１図に示したブラシレス４相モータを持つサーボ系
については、本明細書の導入部で既に説明した。
第２図は、本発明による４相モータ用制御回路を備え
たサーボ系のブロック図である。第２図において、サー
ボ系の部分間の接続線は１本で複数の線を表わすことが
ある。
第１図に詳しくは示していない位置センサと速度セン
サとを持つモータ１は、（複式）ライン２を介してコン
トローラ３へ回転モータ位置信号とモータ速度信号とを
供給する。コントローラ３は、それぞれライン５及び６
を介して整流信号及び制御信号を信号処理回路SVに送
り、この回路SVは制御回路４に属すると共に、整流論理
回路7,パルス整形回路10及び状態制御回路13から成って
いる。整流信号の制御下で整流論理回路７は、ライン８
を介して状態制御回路に送られる整流制御信号と、ライ
ン９を介してパルス整形回路10に送られる整流時間信号
CTとを発生させる。整流時間信号CT及び制御信号６の制
御下で、パルス整形回路10は駆動制御パルスVCA,VCBを
発生させ、このパルスVCA,VCBは、ライン12を介して制
御回路４に属する駆動回路TSの第１入力に供給され、且
つ状態制御回路13の他入力に供給される。整流制御信号
と駆動制御パルスに従って、状態制御回路13は、多重入
力として設計された駆動回路TSの他入力に印加されるス
イッチング制御信号を発生させる。駆動回路TSは４つの
駆動段15A,15B,15C,15Dを含んでおり、これらは各々パ
ルス整形回路10により供給される駆動制御パルスのため
の入力と、状態制御回路により供給されるスイッチング
制御信号のための２重入力とを有する。駆動出力16A,16
B,16C,16Dは、第１図に示されているようにモータ１の
４つの巻線接続点A,B,C,Dに接続されている。
破線で示したブロック内に要約されている制御回路４
はモノリシック集積回路である。パルス整形回路10は、
この破線のブロックの外側に位置している、すなわち外
付け（外部）の２つのコンデンサCA,CBに接続されてお
り、これによってパルスに傾斜が与えられる。
パルス整形回路10と状態制御回路13について、第3a
図、第3b図に基づいて詳しく説明する。
パルス整形回路10は２つのスイッチング可能なバイポ
ーラ電流源CS1,CS2を含んでおり、その初期電流方向は
同電流源の入力間の電圧に依存するスイッチング状態に
依存している。コンデンサCAがCS1の出力に接続され、
コンデンサCBがCS2の出力に接続されている。ライン９
上の整流時間信号CTは電流源CS1の非反転入力に直接供
給され、且つインバータINVを介して電流源CS2の非反転
入力に供給される。両電流源CS1,CS2はその他端が接続
されている第１基準電圧源VIRに接続されている。第１
制限トランジスタQ1Aと第２制限トランジスタQ1Bのエミ
ッターコレクタ回路は、コンデンサCA,CBに並列に接続
され、前記トランジスタのベース端子は演算増幅器OV1
の出力に接続されている。OV1の入力は抵抗器R1を介し
てその出力に、且つ抵抗器R2を介してグランドにそれぞ
れ接続されている。OV1の非反転入力はライン６を介し
てコントローラ３から送出された制御信号VINを受信す
る。
パルス整形回路に続く状態制御回路13は２つの比較器
C1,C2から成り、その反転入力は、その他端がグランド
に接続された第２基準電圧源VCRに共に接続されてい
る。C1の非反転入力はCS1の出力に接続され、C2の非反
転入力はCS2の出力に接続されている。第１の制御可能
なスイッチS1はコンデンサCBに並列に、すなわちCS2の
出力とグランドとの間に接続され、前記スイッチの制御
回路は比較器C1の出力に接続されている。第２の制御可
能なスイッチS2はコンデンサCAに並列に、すなわちCS1
の出力とグランドとの間に接続されており、その制御端
子は比較器C2の出力に接続されている。第3a図に示した
実施例において、スイッチS1,S2はそれぞれnpnトランジ
スタにより形成され、そのコレクターエミッタ回路はそ
れぞれコンデンサCB,CAに並列接続され、且つそのベー
ス端子はそれぞれ抵抗器を介してC1,C2の出力に接続さ
れている。
CS1の出力に接続されたライン12A上に駆動制御パルス
VCAが現われる。CS2の出力に接続されたライン12B上に
は駆動制御パルスVCBが現われる。比較器C1C2の出力に
解錠パルスENAC,ENBDがそれぞれ発生され、これらは制
御論理回路SLの２つの入力に供給される。解錠パルスEN
AC,ENBDと、整流論理回路７により供給される整流制御
信号とに従って、制御論理回路SLは多重出力14にスイッ
チング制御信号AH,AL‥‥を発生させ、同信号は駆動回
路TSの駆動段15A〜15Dのスイッチング制御端子に供給さ
れる。
第3a図に示した制御回路の動作を以下に説明する。
可逆の、すなわちスイッチング可能の、電流源CS1,CS
2の電流方向に依存して、コンデンサCA,CBは低電流で充
電され、あるいは放電する。コンデンサCA,CBの充電電
圧はそれぞれ制御トランジスタQ1A,Q1Bによって最大値
に制限されるが、その値は制御信号VINに依存するOV1の
出力の制御電圧VCより、同制限トランジスタのベース−
エミッタ間電圧だけ高い。従って、第3b図の中央に示し
たように、コンデンサCA,CBを横切って傾斜した立ち上
がり端縁と立ち下がり端縁を持ったパルスVCA,VCBがそ
れぞれ形成される。この点について、VCAは実線の曲線
パターンで示され、VCBは破線の曲線パターンで示され
ている。
第3b図の上部は短形パルス状の整流時間信号CTを示
す。インバータINVが存在するので、電流源CS1,CS2はプ
ッシュプル方式で整流時間信号CTに反作用する。従っ
て、CAを横切って発生される傾斜した駆動制御パルスV
CAはＨ状態の間存在し、CBを横切って発生される駆動制
御パルスVCBは整流時間信号CTのＬ状態の間存在する。
第3b図の上部と中部とを比較すれば分るようにVCA,V
CBの立ち上がり端縁はCTのパルス過渡期に始まる。しか
し、VCA,VCBの立ち上がり端線はCTの対応するパルス過
渡期は始まらず、これらパルス過渡期に対して或る時間
遅れて始まる。これは、比較器C1,C2とスイッチS1,S2に
よって達成される。第3b図の左端に存する状態を考慮す
ると、CTはＬ状態であり、VCBはその最大値となってお
り、VCAの値は０であることが分る。その後にCTがＨ状
態に変化すると電流源CS1,CS2は反転され、その時にコ
ンデンサCBの放電と駆動制御パルスVCBの立ち下がり端
線とが始まる。
コンデンサCAを充電するための電流を供給するため
に、CTがＨ状態に変化すると共に、電流源CS1も転換さ
れる。しかし、スイッチS2が導通状態に転換され、従っ
てライン12Aが近似的にグランド電位に維持されるの
で、CAの充電電圧の増加は依然として禁止される。これ
は、コンデンサCBの充電電圧VCBが依然として基準電圧V
CRより高いという事実に起因しており、このVCRは第3b
図において一転鎖線で示されている。VCBがVCRより大き
い限り、比較器C2の出力はＨ状態であるので、スイッチ
S2を形成するトランジスタはオン状態である。
コンデンサCBの充電電圧VCBが基準電圧VCRより下がる
と、比較器C2の出力が直ちにＬ状態に変化し、その結果
としてスイッチS2を形成するトランジスタがブロックさ
れる。この時点からコンデンサCAの両端間の電圧は、制
御信号VINに依存する最大値に達するまで、電流源CS1か
ら供給される低電流に対応して上昇することを許され
る。
CTの次のパルス過渡期の間コンデンサCAの放電が始ま
り、駆動制御パルスVCAの立ち下がり端縁が傾斜する結
果となる。VCAが基準電圧VCRに減少するまで、比較器C1
の出力信号がスイッチS1を導通状態に保つので、VCAが
基準電圧VCR以下に下がっていない限り、電流源C2から
充電電流が供給されるのに拘らず、コンデンサCBの両端
間の電圧は上昇することができない。
時間的に相前後する駆動制御パルスVCA,VCBの立ち上
がり端縁の開始は、従って常にそれぞれの先行する駆動
制御パルスの立ち下がり端線の終端にほぼ依存してい
る。基準電圧VCRの大きさによって、それぞれ連続する
駆動制御パルスの開始をトリガーするために、立ち下が
り端縁の電圧値がどの程度下がっていなければならない
か制御することができる。
比較器C1,C2の出力信号は同時に、制御論理回路SLに
供給される解錠信号ENAC,ENBDをそれぞれ構成する。比
較器C1,C2の出力信号はそれぞれ駆動制御パルスVCA,VCB
が基準電圧VCRより下がる時点に依存するという事実に
起因して、解錠パルスENAC,ENBDは整流時間信号GTとは
同相でない。前記解錠パルスの時間位置は、駆動制御パ
ルス端縁と基準電圧VCRとの交差点に関連する。各々の
連続する２つの解錠パルスENAC,ENBDの間には短いギャ
ップが存在する。これらのギャップは、VCA,VCBが共に
基準電圧VCRより低い期間と同一である。
第４図は、駆動回路TSの駆動段15の１つと共にこれと
パルス整形回路10との相互接続を示す。図を明らかにす
るために、パルス整形回路については１つのコンデンサ
CA、１つの制限トランジスタQ1A及び１つのスイッチン
グ可能な電流源CS1だけを示してある。駆動段15は、２
つのダーリントントランジスタQ4,Q5を有するソース段
と、これに直列接続され２つのダーリントントランジス
タQ6,Q7を有するドレン段とから成っている。ソース段
は電圧源VSに接続され、ドレン段はグランドに接続され
ている。
ソース段とドレン段との接続点は、この駆動段の出力
16Aを構成する。
トランジスタQ6のベースは、端子14Lを介して制御論
理回路SLからスイッチング制御信号を受信する。トラン
ジスタQ4のベースは、制御可能の電流源I4を介して電圧
源VSに、且つトランジスタQ3のエミッタ−コレクタ回路
を介してグランドに接続されている。電流源I4は、端子
14Hを介して制御論理回路SLから供給されるスイッチン
グ制御信号AHで制御される。
Q3のベースはダイオードD1と電流源I2とから成る直列
回路を介して電圧源VSに、電流源I3を介してグランド
に、且つダイオードD2を介して駆動出力16Aに接続され
ている。ダイオードD1と電流源I2との接続点にはトラン
ジスタQ2のエミッタが接続されており、そのコレクタは
グランドに接続され、そのベースには制御電圧として傾
斜した駆動制御パルスVCAが供給される。
スイッチング制御信号ALによってドレン段Q6,Q7がオ
ンオフされる。スイッチング制御信号AHによってソース
段Q4,Q5がオンオフされる。オン状態では、駆動段15の
出力電圧は駆動制御パルスVCAの通路の関数としてアナ
ログ的に制御される。
駆動段15の動作モードを以下に説明する。
第４図に示した駆動段は、トリステート出力を構成す
る。ソース段Q4,Q5がオンに転換されている時、出力16A
はＨ状態である。ドレン段Q6,Q7がオンに転換されてい
る時、出力16AはＬ状態である。ソース段Q4,Q5もドレン
段Q6,Q7もオンに転換されていない時には、出力16Aは高
インピーダンスを持っている。
ソース段Q4,Q5のオンへの転換は、スイッチング制御
信号AHで電流源I4をオンに転換させることによってなさ
れる。ドレン段Q6,Q7は、スイッチング制御信号ALがＨ
状態である時にオンに転換されている。従って、駆動段
15は、別々に制御可能なソース段とドレン段を持ったブ
ッシュプル出力段である。この２つの段のいずれをも導
通状態にしなければ、高インピーダンス・トリステート
状態が達成される。
ソース段Q4,Q5が導通状態に転換される時、出力16Aの
出力電圧は、その振幅が制御信号VINに依存する傾斜し
た駆動制御パルスVCAで制御することができる。
安定Ｈ（高レベル）状態では、VCAは次の値 VCA＝VC＋VBE1A ………（１） に達する。この等式において、VBE1AはトランジスタQ1A
のベース−エミッタ間電圧である。出力16Aにおける出
力電圧VOAは、無帰還ループとして働くエミッタホロワ
段Q1A,Q2,Q3,Q4,Q5を介して、かつレベルシフトをなす
ダダイオードD1を介してQ1Aのベースとグランドとの間
に現われる制御電圧CCによって制御される。これは、ソ
ース段Q4,Q5がオンになっていて電流を供給する時、す
なわち IOA＞０ ………（２） である時にあてはまる。
この時、制御電圧VCの関数としての出力電圧VOAは次
の通りである。
VOA＝VC＋VBE1A＋VBE2＋VBE3 −VD1−VBE4−VBE5 ………（３） この等式において、VBE2,VBE3,VBE4,VBE5はそれぞれ
トランジスタQ2,Q3,Q4,Q5のベース−エミッタ間電圧で
あり、VD1はダイオードD1の両端間の電圧である。
制御電圧VCと出力電圧VOAとの間の過渡期誤差は、等
式（３）に示したベース−エミッタ間電圧のオフセット
電圧和と、D1のダイオード電圧となる。このオフセット
電圧和は、電圧伝達に関係する部分の電流及び温度差の
関数である。従って、出力電圧VOAは出力電流IOAと温度
勾配とに依存して変化する。しかし、通常の動作範囲で
はこの変化は制御システムの分解能以下であり、従って
制御動作の精度には影響を与えない。
制御電圧VCより高い外部電圧（モータによって発生さ
れる起電力電圧）ガ出力16Aに存在する時には、ソース
段はブロックする。下記の出力電圧 VOA≧VC＋VBE1A＋VBE2−VD1＋VD2 ………（４） を得るために、ダイオードD2は導通状態に転換され、ソ
ース段はオフに転換される。電流源I3の電流は、この状
態においてはダイオードD2を通って流れるが、外部電圧
源によって供給されねばならない。その時、ダイオード
D1は逆方向すなわち不導通方向にバイアスされ、従って
駆動出力16Aは制御電圧VCと駆動制御パルス電圧VCAから
分離される。
第１図に示した４相モータを制御するため、４つの駆
動段は対をなして共働する。対角線上の巻線接続点A,C
に接続された駆動段15A,15Cは第１駆動段対として共働
し、対角線上で相対する接続点B,Dに接続された駆動段1
5B,15Dは第２駆動段対として共働する。２対の駆動段は
常に交互に動作させられる。動作させられた駆動段対に
ついて、一方の駆動段のソース段と他方の駆動段のドレ
ン段が導通状態に転換される。動作していない駆動段付
の駆動段は高インピーダンス状態、すなわちトリステー
ト状態となっている。その連続する動作位相において、
個々の駆動段は、ソース段とドレン段とを交互に導通状
態に転換させる。制御論理回路SLは、４つの駆動段のう
ちのどの駆動段においてソース段又はドレン段がオンに
転換されるか又はいずれの段もオンに転換されないかを
決定する。
（発明の効果） 第5b図に基づいて、本発明の構成の効果を説明する。
第5b図の上部は、４つの連続する整流クロック期間T1
〜T4について駆動段15A,15Bの出力における電圧VOA,VOB
を示す。第5b図の下部は駆動段16A,16Bの関連する出力
電流IOA,IOBを示す。整流クロック期間T1の間、駆動段1
5Aのソース段と駆動段15Cのドレン段とがオンに転換さ
れている。このスイッチング状態の間、駆動回路15Aの
ソース段は、傾斜した駆動制御パルスVCAの電圧により
アナログ的に制御される。この整流クロック期間中、駆
動出力16B,16Dはオンに転換されていない高インピーダ
ンス状態である。
VCAの立ち上がり端縁が、駆動出力16Aに作用する外部
モータ電圧に関して、ダイオードD2がもはやソース段を
ブロックしないような電圧値に達すると、出力電圧VOA
は直ちに駆動制御パルスVCAの電圧パターンに追従す
る。整流クロック期間の終りに駆動出力電圧VOAは、VCA
の傾斜した立ち下がり端縁に対応して減少し始める。V
OAの立ち下がり端縁の傾斜の程度、すなわち勾配は出力
16Aにおけるモータ電圧がエミッタホロワカスケードに
より決定される値だけ駆動制御パルス電圧より再び高い
ので、ダイオードD2により駆動段15Aのソース段が再び
オフに転換される時に出力電流IOAが既にゼロに落ちて
いることとなるように、コンデンサCAと電流源CS1とに
よって調節される。このオフ、の転換の瞬間には駆動電
流はもはや流れていないので、オフへの転換に起因する
フライバックパルスも生じ得ない。
次の整流クロック期間T2において、駆動出力16Bがオ
ン及びオフに転換される時にも同様の動作が起こる。整
流クロック期間T3においては、駆動段15Aのドレン段と
駆動段15Cのソース段とがオン状態に転換され、15Cのソ
ース段が傾斜した駆動制御パルスVCAでアナログ的に制
御される。
第3b図によると、各駆動制御パルスVCA,VCBと、スイ
ッチング制御信号AH,AL……を制御する解錠信号ENAC,EN
BDとの発端は、終端する駆動制御パルスの立ち下がり端
縁が基準電圧VCR以下に落ちた時にはじめて開始するこ
とができ、このVCRは駆動制御パルスがVCR以下に下がる
時に関連する駆動出力電流が０に減少していることとな
るように選択されているという事実に起因して、駆動出
力電流IOA,IOBの重なり合いは第5b図において起きな
い。むしろ、駆動出力における駆動電流は、位相に関し
て先行する出力における駆動電流が実質的に０に減少し
た時にはじめて流れ始める。
このようにして極めて低い回路費用で、すなわち唯２
つの外付けコンデンサによって、既知の制御回路のかく
乱フライバックパルスを克服することができた。外付け
回路費用は唯一の外付けコンデンサを用い、且つこのコ
ンデンサの充電電圧から得られた駆動制御パルスを２段
のみならず全ての駆動段に提供することによって更に低
減させることができる。そのためには、モノリシック集
積制御回路内に僅かに余分の回路費用を必要とするに過
ぎない。しかし、これは実際上重要ではなく、その理由
は、回路費用というものが集積回路の設計時に感じられ
るに過ぎないからである。
【図面の簡単な説明】
第１図はブラシレスモータを持った典型的サービ系のブ
ロック図、第２図は本発明の制御回路を持ったそのよう
なサーボ系のブロック図、第3a図は第２図に含まれてい
る制御回路のパルス整形回路と状態制御回路との詳細を
示す図、第3b図は第3a図に示した回路部分に生じる信号
パターンを示す図、第４図は第２図に示された制御回路
のパルス整形回路と駆動回路との詳細を示す図、第5a図
は従来の回路における電圧と電流とのパターンを示す
図、第5b図は本発明の制御回路における電圧と電流との
パターンを示す図である。 １……モータ、３……モータ制御装置、４……制御回
路、10……パルス整形回路、12……駆動制御パルス、PS
……位置センサ、GS……速度センサ。

Claims (18)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】回転モータ位置信号により制御される整流
    信号原と、整流信号に従って制御され、モータ巻線に駆
    動パルスを印加して回転磁界を生じさせ、各モータ巻線
    相について１つの駆動段を有する駆動回路と、駆動パル
    スの縁を傾斜させるパルス整形回路とから成るブラシレ
    ス直流モータのモノリシックに集積可能な制御回路であ
    って、パルス整形回路（10）は駆動（TS）の上流に設け
    られて外付けの端縁傾斜化インピーダンス手段（CA,
    CB）に接続されており、駆動段（15）は、パルス整形回
    路（10）によって傾斜された駆動制御パルス（VCA,
    VCB）を受取る無帰還増幅段として設けられ、各駆動段
    （15）のモータ巻線に電流を供給するソース段（Q4,
    Q5）の上流側にエミッタホロワカスケード（Q1A,Q2,Q3,
    Q4,Q5）が接続され、これを介してソース段（Q4,Q5）が
    オン状態に転換された時に駆動出力電圧が制御されるこ
    とを特徴とするブラシレス直流モータの制御回路。
  2. 【請求項２】前記端縁傾斜化インピーダンス手段は、駆
    動制御パルスの正弦近似を行なう外付けフィルタ回路か
    ら成ることを特徴とする特許請求の範囲第１項に記載の
    ブラシレス直流モータの制御回路。
  3. 【請求項３】前記端縁傾斜化インピーダンス手段は、整
    流時間信号（Ct）により制御される切替え可能な電流原
    回路（CS1,CS2）と共働して、実質上台形の駆動制御パ
    ルスを生じさせる少なくとも１つの外付けコンデンサ
    （CA,CB）から成ることを特徴とする特許請求の範囲第
    １項に記載のブラシレス直流モータの制御回路。
  4. 【請求項４】特定のモータ相のための傾斜した前記駆動
    制御パルス（VCA,VCB）は、それぞれ先行するモータ位
    相のための傾斜した駆動制御パルスが終端すると実質的
    に立上がることを特徴とする特許請求の範囲第１項ない
    し第３項のいずれか１つに記載のブラシレス直流モータ
    の制御回路。
  5. 【請求項５】それぞれの先行するモータ相のための傾斜
    した前記駆動制御パルス（VCA,VCB）電圧が、基準電圧
    （VCR）以下にさがると特定のモータ位相のための傾斜
    した駆動制御パルス（VCA,VCB）が立ち上がるようにな
    っており、この基準電圧（VCR）は傾斜した駆動制御パ
    ルス（VCA,VCB）の立ち下がり端縁のその電圧値におい
    て、駆動出力電流が実質的にゼロに減少する電圧値より
    低いことを特徴とする特許請求の範囲第４項に記載のブ
    ラシレス直流モータの制御回路。
  6. 【請求項６】前記各駆動段（15）は、接続されたモータ
    巻線に電流を供給するソース段（G4,Q5）と、接続した
    モータ巻線から電流を受取るドレン段（Q6,Q7）とから
    成り、ソース段（Q4,Q5）とドレン段（Q6,Q7）とは各々
    独立に制御可能なスイッチとして構成され、ソース段
    （Q4,Q5）はオン状態で傾斜した制御パルス（VCA,VCB）
    と同様に制御可能であることを特徴とする特許請求の範
    囲第１項ないし第５項のいずれか１項に記載のブラシレ
    ス直流モータの制御回路。
  7. 【請求項７】前記パルス整形回路（10）と駆動回路との
    間に状態制御回路（13）が接続されており、この状態制
    御回路（13）は傾斜した駆動制御パルス（VCA,VCB）と
    基準電圧（VCR）との比較により、駆動回路のソース段
    （Q4,Q5）とドレン段（Q6,Q7）とのためのスイッチング
    制御信号（AH,AL）を発生させることを特徴とする特許
    請求の範囲第６項に記載のブラシレス直流モータの制御
    回路。
  8. 【請求項８】傾斜した駆動制御パルス（VCA,VCB）は複
    数の駆動段（15）の制御入力に印加され、特定の傾斜し
    た駆動制御パルス（VCA,VCB）によってアナログ的に制
    御される駆動段（15）の選択は、そのソース段（Q4,
    Q5）のオン状態への転換によってなされることを特徴と
    する特許請求の範囲第６項又は第７項に記載のブラシレ
    ス直流モータの制御回路。
  9. 【請求項９】回転磁界を発生させるために必要な整流
    は、駆動段（15）を、その一方の駆動段（15）のソース
    段（Q4,Q5）と他方の駆動段（15）のドレン段（Q6,Q7）
    とが同時にオン状態に転換されるように、対を形成させ
    て駆動することによって状態制御回路（13）によってな
    されることを特徴とする特許請求の範囲第７項又は第８
    項に記載のブラシレス直流モータの制御回路。
  10. 【請求項１０】駆動パルスの振幅は、モータ制御量を形
    成するアナログ信号に従って制御されることを特徴とす
    る特許請求の範囲第１項ないし第９項のいずれか１項に
    記載のブラシレス直流モータの制御回路。
  11. 【請求項１１】前記モータ制御量はモータ速度の関数で
    あることを特徴とする特許請求の範囲第10項に記載のブ
    ラシレス直流モータの制御回路。
  12. 【請求項１２】パルス整形回路（10）に設けられた電流
    源回路は、各々に外付けコンデンサ（CA,CB）が接続さ
    れている２つのスイッチング可能なバイポーラ電源（CS
    1,CS2）から成り、その電流方向はスイッチング時間信
    号（CT）に従ってブッシュプル方式で転換されるように
    なっており、各コンデンサ（CA,CB）には振幅制限回路
    （Q1A,Q1B）が付属していることを特徴とする特許請求
    の範囲第３項ないし第10項のいずれか１項に記載のブラ
    シレス直流モータの制御回路。
  13. 【請求項１３】前記振幅制限回路（Q1A,Q1B）の制限閾
    値は、前記モータ制御量に従って制御可能であることを
    特徴とする特許請求の範囲第12項に記載のブラシレス直
    流モータの制御回路。
  14. 【請求項１４】前記振幅制限回路はその主電流路が各々
    ２つの外付けコンデンサ（CA,CB）の一方に並列接続さ
    れ、且つその制御端子にはモータ制御量に依存して制限
    制御信号（VC）が供給される２つのトランジスタ（Q1A,
    Q1B）から成ることを特徴とする特許請求の範囲第13項
    に記載のブラシレス直流モータ制御回路。
  15. 【請求項１５】２つの外付けコンデンサ（CA,CB）の各
    々に制御可能なスイッチ（S1,S2）が並設接続されてお
    り、そのスイッチング状態は比較器（C1,C2）の出力信
    号によって制御され、この比較器はそれぞれ他方のコン
    デンサ（CA,CB）の充電電圧と基準電圧（VCR）とを比較
    して、その他方のコンデンサ（CA,CB）の充電電圧が基
    準電圧と等しいか又は高い時には、前記比較器により制
    御されるスイッチ（S1,S2）を導通状態に転換させるこ
    とを特徴とする特許請求の範囲第12項ないし第14項のい
    ずれか１項又は数項に記載のブラシレス直流モータの制
    御回路。
  16. 【請求項１６】前記状態制御回路（13）は、比較器
    （C1,C2）の出力信号（ENAC,ENBD）によりクロック制御
    の下でスイッチング制御信号（AH,AL）を発生させる制
    御論理回路（SL）から成ることを特徴とする特許請求の
    範囲第15項に記載のブラシレス直流モータの制御回路。
  17. 【請求項１７】各駆動段（15）のソース段（Q4,Q5）は
    ソースブロッキング回路（Q1A,Q2,D1,Q3,D2）を伴って
    おり、前記ソースブロッキング回路は駆動段（15）の出
    力に存する外部充電電圧が駆動制御パルス電圧により所
    定値だけ上回る時に、オン状態となっているソース段
    （Q4,Q5）をブロクして、駆動段出力を駆動制御パルス
    （VCA,VCB）から分離することを特徴とする特許請求の
    範囲第14項ないし第16項のいずれか１項または数項に記
    載のブラシレス直流モータの制御回路。
  18. 【請求項１８】前記ソース段（Q4,Q5）及びドレン段（Q
    6,Q7）は、各々エミッタホロワカスケードの一部を形成
    するダーリントン回路及びソース段のダーリントントラ
    ンジスタ（Q4,Q5）により形成されていることを特徴と
    する特許請求の範囲第17項に記載のブラシレス直流モー
    タの制御回路。
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