CH658348A5

CH658348A5 - Zweipulsiger kollektorloser gleichstrommotor.

Info

Publication number: CH658348A5
Application number: CH10772/79A
Authority: CH
Inventors: Rolf Dr Dipl-Ing Mueller
Original assignee: Papst Motoren Kg
Priority date: 1979-11-30
Filing date: 1979-11-30
Publication date: 1986-10-31
Also published as: DE3044056A1; US4376261A; DE3044056C2

Description

Die Erfindung betrifft einen zweipulsigen kollektorlosen Gleichstrommotor nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1 und einen Lüfter mit einem solchen Motor gemäss Anspruch 9. Sie betrifft einen solchen Motor mit einer in Brückenschaltung betriebenen, insbesondere einsträngigen Statorwicklung, eignet sich aber auch für zweisträngige, zweipulsige Motoren, ist also in keiner Weise auf einsträngige Motoren beschränkt. Das bevorzugte Anwendungsgebiet der vorliegenden Erfindung sind Motoren mit einer Leistung von etwa 10 Watt aufwärts.

Bei zweipulsigen Motoren ist es wichtig, dass sich die aufeinanderfolgenden Statorimpulse nicht gegenseitig überlappen. Eine solche zeitliche Trennung der Statorstromimpulse verbessert zum einen den Wirkungsgrad des Motors und verringert seine Geräuschentwicklung, und sie ist bei einem kollektorlosen Motor wichtig, um Kurzschlüsse in der Brückenschaltung sicher zu vermeiden. Solche Kurzschlüsse würden nämlich die Halbleiterelemente der Brückenschaltung in kürzester Frist zerstören.

Es ist deshalb eine Aufgabe der Erfindung, einen Motor und einen Lüfter der eingangs genannten Art zu schaffen, bei dem jeweils zwischen zwei aufeinanderfolgenden Stromimpulsen eine Stromlücke vorhanden ist und bei dem dieses Ziel mit einfachen Mitteln erreicht wird.

Nach der Erfindung wird dies erreicht durch die in den Ansprüchen 1 und 9 angegebenen Massnahmen. Man erhält so einen Motor mit günstigen Eigenschaften, der sich besonders gut eignet zum Antrieb von Lüftern mit grösserer Leistung.

Da die von den konjunktiven Verknüpfungsmitteln abgegebenen Impulse im wesentlichen den Charakter von Rechteckimpulsen hat, also von digitalen Impulsen, geht man mit besonderem Vorteil so vor, wie das im Anspruch 4 angegeben ist. Man vermeidet so insbesondere beim Anlauf die Entstehung zu hoher Motorströme und die sich hieraus sonst ergebenden Probleme durch Überlastung der Statorwicklung oder der Leistungshalbleiter.

Weitere Einzelheiten und vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung ergeben sich aus den im folgenden beschriebenen und in der Zeichnung dargestellten, in keiner Weise als Einschränkung der Erfindung zu verstehenden Ausführungsbeispielen sowie aus den abhängigen Ansprüchen. Es zeigt:

Fig. 1 eine schematische Darstellung eines zum direkten Antrieb eines Lüfters dienenden zweipulsigen kollektorlosen Gleichstrommotors mit Reluktanz-Hilfsmoment; dieser Motor ist für sich allein bekannt,

Fig. 2 ein Blockschaltbild eines Ausführungsbeispiels der Erfindung,

Fig. 3 Diagramme zur Erläuterung von Fig. 2,

Fig. 4 eine ausführliche Darstellung eines bevorzugten Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung,

Fig. 5 Diagramme zur Erläuterung der Arbeitsweise von Fig. 4 und

Fig. 6 eine bevorzugte Variante zu Fig. 4.

Fig. 1 zeigt eine schematische Darstellung eines zweipulsigen kollektorlosen Gleichstrommotors 10, hiereines einsträngigen, zweipoligen Motors, wie er aus der US-Patent-schrift45 030 005 bekannt ist.

Es bedeuten:

Zweipulsig: Zahl der dem Stator zugeführten Stromimpulse pro Drehwinkel des Rotors von 260° el. Dem in Fig. 1 dargestellten Motor werden z.B. während einer vollen Umdrehung nur zwei etwa gleich lange Stromimpulse zugeführt, von denen der eine die Statorwicklung 25 in der einen und der andere die Statorwicklung 25 in der anderen Richtung durchfliesst.

Einsträngig: Der Motor hat nur eine einzige Wicklung. Ein solcher Motor könnte auch als einphasiger Motor bezeichnet werden.

Zweipolig: Der Rotor 11 hat zwei Pole.

Besonders ist darauf hinzuweisen, dass sich die vorliegende Erfindung in gleicher Weise für Motoren mit höherer Polzahl eignet, z.B. vierpolige, sechspolige etc. Motoren, und dass sie sich gleichermassen auch für zweisträngige, zweipulsige Motoren eignet, wie sie die bereits erwähnte USA-Patentschrift 4 030 005 zeigt.

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Der in Fig. 1 dargestellte Motor 10 ist ein Aussenläufer-motor mit einem zweipoligen Aussenrotor 11, dessen radiale Magnetisierung in üblicher Weise durch N und S angedeutet ist. Diese Magnetisierung ist trapezförmig mit engen Lücken

14 und 15 (ca. 5-10° el.) zwischen den Polen. Die trapezförmige Magnetisierung ergibt eine praktisch konstante Induktion über jeweils 170...175° el. und daran anschliessend einen monotonen Abfall der Magnetisierung, vergi, das DBP

2 346 380 (D 50 = DT-153), wo das ausführlich erläutert ist.

Der Rotor 11 hat ein Umfangsteil 12, z.B. einen tiefgezogenen Topf aus Stahl, dessen nicht dargestellter Boden mit der nicht dargestellten Welle des Rotors verbunden ist. In diesem Topf 12 ist der eigentliche Magnet 13 befestigt, meist ein sogenannter Gummimagnet. Auf dem Topf 12 sind Lüfterflügel 17 des Lüfters aufgeschweisst, der vom Motor 10 angetrieben wird. Es ist nur ein einziger Flügel 17 dargestellt.

In Fig. 1 sind die Stellen mit praktisch konstanter Induktion (= Magnetflussdichte) für den Nordpol durch Schraffierung und für den Südpol mit grauer Farbe schematisch angedeutet. Die Drehrichtung ist mit 16 bezeichnet.

Der Stator 18 hat zwei ausgeprägte Pole: einen oberen Pol 19 und einen unteren Pol 20, welche zwischen sich Nuten 23 und 24 einschliessen, in denen die Wicklung 25 angeordnet ist, deren Anschlüsse mit 28 und 29 bezeichnet sind. Ein erster Rotorstellungssensor 32 ist an der Öffnung der Nut 24 angeordnet, ein zweiter Rotorstellungssensor 31 an einer davon in Drehrichtung um etwa 25° entfernten Stelle. Beide Sensoren 31 und 32 sind galvanomagnetische Sensoren, z.B. Hall-IC's, und sie geben wie in Fig. 3A und 3B dargestellt identische Signale ab, die aber gegeneinander um einen Winkel alpha versetzt sind.

Der Luftspalt 33 über dem Statorpol 19 und der mit ihm in der Form übereinstimmende Luftspalt 34 über dem Pol 20 sind so ausgebildet, wie das die erwähnte US-PS 4 030 005 zeigt. Z.B. nimmt ausgehend von der Nut 23 der Luftspalt 33 in Drehrichtung bis zu einem Maximum 30 zu und nimmt von da an monoton bis zu einem Minimum di wieder ab. Man erzeugt so das gewünschte Reluktanzmoment, vergi, das bereits genannte DBP 2 346 380. Naturgemäss kann ein erfin-dungsgemässer Motor in gleicher Weise auch als Innen-läufermotor aufgebaut werden. Die Luftspaltform hängt von der Form des gewünschten Reluktanzmoments und der Art der Magnetisierung des Rotors 11 ab. Die Pollücken 14 und

15 können mit Vorteil geschrägt sein.

Wie bereits erläutert, fliesst in der Wicklung 25 abwechselnd ein Gleichstromimpuls vom Anschluss 28 zum Anschluss 29, und dann ein Gleichstromimpuls vom Anschluss 29 zum Anschluss 28. Und zwischen je zwei aufeinanderfolgenden Impulsen muss eine Strompause liegen.

Fig. 2 zeigt das Blockschaltbild einer Schaltung, die dieser Forderung gerecht wird.

Eine Betriebsspannungsquelle U=, z.B. eine Batterie eines Fahrzeugs oder eines Postamts, hat eine Spannung, die gewöhnlich zwischen 12 und 110 Volt liegt. An ihren Minuspol ist über eine Schutzdiode 36, die gegen Falschanschluss sichert (sogenannter Verpolschutz), eine Minusleitung 37 angeschlossen, und an den Pluspol eine Plusleitung 38.

Zur Stromversorgung der gesamten Steuerelektronik des Motors 10, also der Schaltung für die Kommutierung des Statorstroms und zu seiner Begrenzung, dient eine Spannungsstabilisierschaltung 39, die eine stabilisierte, niedrige Ausgangsspannung Ustab von z.B. 5 V liefert. Dies hat den Vorteil, dass man den Kommutierbaustein, der in Fig. 2 mit 40 bezeichnet ist, und den Baustein für die Stromregelung, der in Fig. 2 mit 41 bezeichnet ist, für Motoren verschiedener Betriebsspannung verwenden kann und dadurch mit einem Minimum an Bausteinen verschiedene Motortypen bestücken kann. Diese Bausteine 40 und 41 sind wie dargestellt an Ustab angeschlossen und steuern die Brückenschaltung des Motors 10, welche an der vollen Betriebsspannung liegt. Dies erfordert naturgemäss eine ganz spezifische Auslegung der Brückenschaltung. Z.B. würde die Anordnung nach s Fig. 2 oder 3 der deutschen Patentanmeldung P 2 931 686.7 (eigene Akte DT-237) eine solche Verwendung von einheitlichen Bausteinen nicht ermöglichen, da das Schnittstellenproblem dort nicht gelöst ist.

In Fig. 2 sind vom Motor 10 nur die Wicklung 25 und der io Rotor 11 dargestellt. Die Wicklung wird in einer Vollbrük-kenschaltung42 betrieben, welche vier Halbleiterschalter 43, 44,45 und 46 aufweist, zu denen jeweils eine Freilaufdiode 47 bis 50 parallel geschaltet ist. Im Betrieb werden alternierend einmal die Halbleiterschalter 43 und 46 geschlossen und 15 dann die Halbleiterschalter 44 und 45, also jeweils diagonal gegenüberliegende Halbleiterschalter. Zur Ansteuerung dienen Treiberelemente 53 (für die Halbleiterschalter 43 und 46) und 54 (für die Halbleiterschalter 44 und 45). In der Verbindung vom Treiberelement 53 zum Halbleiterschalter 46 20 liegt ein Steuerglied 55, das von dem Stromregler 43 aktivierbar ist, und in der Verbindung vom Treiberelement 54 zum Halbleiterschalter 45 liegt ein Steuerglied 56, das ebenfalls vom Stromregler 43 aktivierbar ist. Wenn der Stromregler 43 anspricht, so blockiert er über die Steuergli'eder 55 25 und 56 die Zufuhr von Steuerimpulsen zu den Halbleiterschaltern 45 und 46 der unteren Brückenhälfte, so dass der Motorwicklung 25 kein Strom mehr von aussen zugeführt wird und der Motorstrom entsprechend abnimmt. Dabei ist darauf hinzuweisen, dass die Sperrung nur einer Brücken-30 hälfte sehr vorteilhaft ist, weil die Wicklung im Freilauf nicht umgepolt, sondern nur kurzgeschlossen wird. Dadurch wird der Stromabfall langsamer, und die Wechselspannungskomponente über der Wicklung wird nur halb so gross wie bei der Sperrung der gesamten Brücke. An der Wicklung 25 35 treten also beim Einsetzen des Stromreglers 43, der als EIN-AUS-Regler arbeitet, nicht Rechteckspannungssignale mit . der zweifachen Betriebsspannung auf, sondern nur Signale mit der Amplitude der Betriebsspannung. Dies bedeutet weniger Eisenverluste und niedrigere Störspannungen. Die 40 Ausgänge der Treiberelemente 53 und 54 werden dabei nicht kurzgeschlossen, sondern steuern weiterhin die Halbleiterschalter 43 und 44 an.

Der Kommutierbaustein 40 enthält eine vom Rotor 11 betätigte (Wirkverbindung 57) Rotorstellungs-Sensoranord-45 nung 58, z.B. in Fig. 1 die beiden galvanomagnetischen Sensoren 31 und 32, die an ihren Ausgängen jeweils Rechteckimpulse mit einem Tastverhältnis m von etwa 50% liefern, d.h., diese Impulse sind etwa gleich lang wie die Pausen zwischen ihnen. Fig. 3 zeigt bei A) und B) diese Impulse an den Aus-50 gängen 59 und 60 der Anordnung 58. Diese Impulse sind in der Form etwa identisch, aber gegeneinander um den Winkel alpha versetzt.

Diese Impulse werden zwei konjunktiven Gliedern zugeführt, hier einem UND-Glied 63 und einem NAND-Glied 55 64, und diese erzeugen an ihren Ausgängen 65 und 66 Steuerimpulse 67 bzw. 68, die jeweils voneinander durch Abstände der Dauer alpha getrennt sind. So erreicht man, dass in der Wicklung 25 stets der Strom in der einen Richtung abgeklungen ist, bevor der Strom in der anderen Richtung ein-60 setzt.

Bei den Impulsen 67 und 68 handelt es sich im wesentlichen um digitale Impulse, welche die Halbleiterschalter 43 bis 46 voll durchsteuern. Wegen des kleinen Innenwiderstands der Wicklung 25 könnten beim Anfahrvorgang zu 65 hohe Ströme in dieser Wicklung fliessen, solange die vom Rotor 11 erzeugte Gegen-EMK noch nicht genügend gross ist.

Der Stromregler 41 verhindert solche Überströme beim

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Anfahren und auch im Betrieb, z.B., wenn der Rotor 11 durch ein mechanisches Hindernis abgebremst oder sogar blockiert wird.

Zur Messung des Stromes im Motor 10 dient ein Messwiderstand 71 von z.B. 0,1 Ohm, der zwischen die Diode 36 und die Brückenschaltung 42 geschaltet ist. Der Spannungsabfall am Widerstand 71 wird den beiden Eingängen eines Operationsverstärkers 72 zugeführt, dessen Ausgangssignal am Ausgang 73 über einen Kondensator 74 auf den nicht-invertierenden Eingang rückgekoppelt ist, um ein Verhalten als sogenannter Taktverstärker zu erzielen, also ein Regeln im AUS-EIN-Betrieb. Dieser Eingang ist ferner über einen Widerstand 75 an das motorseitige Ende des Messwiderstands 71 angeschlossen, und der invertierende Eingang von 72 liegt am Abgriff 76 eines Spannungsteiles 77,78, dessen einer Anschluss an der Minusleitung 37 liegt und dessen anderer Anschluss 79 mit einer geeigneten Führungsgrösse verbunden ist. Da der Stromregler 41 den Strom nicht völlig unabhängig von der Drehzahl des Motors 10 regelt, sollte die Führungsgrösse am Eingang 79 eine Spannung sein, die mit fallender Drehzahl fällt. Die Führungsgrösse am Eingang 79 kann auch von einem Drehzahlregler vorgegeben werden, wenn der Motor 10 mit geregelter Drehzahl laufen soll, wie das z.B. bei Lüftern oft erwünscht ist, besonders, wenn diese mit sehr hohen Drehzahlen arbeiten.

Der Ausgang 73 des Operationsverstärkers 72 ist über einen Widerstand 80 mit der stabilisierten Spannung verbunden, ebenso der Operationsverstärker 72 selbst. - Zur Stabilisierschaltung 39 ist ein grösserer Kondensator 81 von z.B. 100 jiF parallel geschaltet.

Gewöhnlich ist es unerwünscht, in einem Motor zwei Drehstellungssensoren 31 und 32 vorsehen zu müssen, und man bemüht sich, mit nur einem auszukommen. Die Fig. 4 und 5 zeigen, wie man das gemäss der vorliegenden Erfindung erreichen kann. Gleiche oder gleichwirkende Teile wie in den vorhergehenden Figuren werden mit denselben Bezugszeichen bezeichnet wie dort und gewöhnlich nicht nochmals beschrieben.

Bei Fig. 4 ist zur Erzeugung von im wesentlichen rechteck-förmigen Impulsen mit einem Tastverhältnis m von etwa 50% ein Hal-IC 85 vorgesehen, z.B. vom Typ TL 170. Dieser ist - wie der Sensor 32 in Fig. 1 - im Bereich einer Statornutöffnung am Stator 18 angebracht und wird vom Magnetfeld des Rotors 11 gesteuert. Da die Verstärkung des Hall-IC relativ gross ist, hat das Signal uss an seinem Ausgang 87 relativ steile Flanken, wie das in Fig. 5A dargestellt ist. Der Hall-IC 85 ist wie dargestellt zur Stromversorgung an die Minusleitung 37 und an eine von der stabilisierten Spannung Ustab gespeiste Plusleitung 86 angeschlossen. Vom Ausgang 87 führt ein Widerstand 88 zur Plusleitung 86, ein Widerstand 99 zur Basis eines pnp-Transistors 98 und ein Widerstand 93 zu einem Knotenpunkt 94, der seinerseits über einen Widerstand 95 mit der Basis eines npn-Transistors 96 und über einen Kondensator 97 mit der Minusleitung 37 verbunden ist. Ferner ist der Ausgang 87 mit dem Emitter eines pnp-Transistors 90 verbunden, dessen Basis über einen Widerstand 89 mit dem Emitter des Transistors 98 verbunden ist, der seinerseits mit dem Kollektor des Transistors 96 und -über einen Widerstand 100 - mit der Plusleitung 86 verbunden ist. Der Emitter des Transistors 96 ist mit der Minusleitung 37 verbunden.

Der Kollektor des Transistors 90 ist mit der Basis eines npn-Transistors 104, und der Kollektor des Transistors 98 ist mit der Basis eines npn-Transistors 105 verbunden. Die Transistoren 104 und 105 dienen zur Ansteuerung der Brückenschaltung, die in Fig. 4 mit 106 bezeichnet ist und vier Leistungstransistoren 107,108,109,110 aufweist. 107 und 108 sind pnp-Transistoren, und 109 und 110 sind npn-Transi-

storen. Die ersteren sind jeweils mit dem Emitter an die Plusleitung 38 angeschlossen, die letzteren an eine negative Stromschiene 113, die über den Strommesswiderstand 71 mit der Minusleitung 37 verbunden ist. Die Kollektoren der Transistoren 107 und 109 sind miteinander und mit dem Anschluss 28 der Statorwicklung 25 verbunden, und ebenso sind die Kollektoren der Transistoren 108 und 110 miteinander und mit dem Anschluss 29 der Statorwicklung 215 verbunden. Die Freilaufdioden 47 bis 50 sind wie dargestellt jeweils zu den Emitter-Kollektor-Strecken der einzelnen Leistungstransistoren parallel geschaltet.

Die Basen der einzelnen Transistoren 107 bis llOsind jeweils über einen Widerstand 114 bis 117 von z.B. 1 kOhm mit dem betreffenden Emitter verbunden. Von der Basis des Transistors 107 führt ein Widerstand 118 zum Kollektor des Transistors 105, dessen Emitter mit der Basis des Transistors 110 verbunden ist, so dass beim Einschalten des Transistors 105 die diagonal gegenüberliegenden Leistungstransistoren 107 und 110 der Brückenschaltung 106 leitend werden. Ebenso führt von der Basis des Transistors 108 ein Widerstand 119 zum Kollektor des Transistors 104, dessen Emitter mit der Basis des Transistors 109 verbunden ist, so dass beim Einschalten des Transistors 104 die diagonal gegenüberliegenden Leistungstransistoren 108 und 109 leitend werden und ein entsprechender Strom durch die Statorwicklung 25 fliesst.

Vom Ausgang 73 des Stromreglers 41 führt ein Widerstand 122 zur Basis eines npn-Transistors 123 und ein Widerstand 124 zur Basis eines npn-Transistors 125. Die Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors 123 ist zwischen den Emitter des Transistors 104 und die negative Stromschiene 113 geschaltet, und ebenso ist die Emitter-Kollektor-Strecke des Transistors 125 zwischen den Emitter des Transistors 105 und die negative Stromschiene 113 geschaltet. Wenn also die Transistoren 123 und 125 durch ein Signal vom Stromregler 41 leitend gesteuert werden, blockieren sie die beiden Leistungstransistoren 109 und 110, also die untere Hälfte der Vollbrücke 106, nicht aber die obere Brückenhälfte. Dies hat die bereits zuvor bei Fig. 2 ausführlich erläuterten Vorteile.

Der Kommutierbaustein 40 arbeitet wie folgt:

Die Ausgangsimpule uss des Hall-IC 85 (vergi. Fig. 5A) werden direkt dem Emitter des Transistors 90 und der Basis des Transistors 98 zugeführt. Diese beiden Transistoren dienen im vorliegenden Fall als konjunktive Glieder und steuern ihrerseits die beiden Treibertransistoren 104 und 105 der Brückenschaltung 106 an.

Ferner werden die Ausgangsimpulse uss des Hall-IC 85 einem Verzögerungsglied zugeführt, das aus dem Widerstand 93 und dem Kondensator 97 besteht; die Spannung U97 am Kondensator 97 steuert den Transistor 96. Die Spannung U97 hat, wie in Fig. 5B dargestellt, einen verzögerten Anstieg 130 und einen verzögerten Abfall 131, so dass die Impulsfolgen nach Fig. 5A und 5B zwar gleichfrequent, aber in Übergangsbereichen zeitlich gegeneinander versetzt sind.

Die Spannung u?7 steuert die Spannung am Kollektor des Transistors 96, und diese wird der Basis des Transistors 90 und dem Emitter des Transistors 98 zugeführt, so dass also an diesen beiden Transistoren die logische Verknüpfung der Signale uss und U97 stattfindet. Z.B. ist in Fig. 5 zum Zeitpunkt ti die Spannung uss hoch, und auch die Spannung U97 ist ausreichend hoch, so dass der Transistor 96 leitet und die Basis des Transistors 90 mit der Minusleitung 37 verbindet. Dadurch wird der Transistor 90 zu diesem Zeitpunkt leitend und bewirkt seinerseits, dass der Treibertransistor 104 leitend wird und die Brückentransistoren 108 und 109 leitend steuert. Dies geht bis zum Zeitpunkt t2, an dem das Ausgangssignal des Hall-IC 85 niedrig wird und infolgedessen der Transistor 90 sperrt.

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Beim Transistor 98 ist im Zeitraum ti bis ti die Basis positiver als der Emitter, so dass dieser Transistor sperrt. Er sperrt auch noch bis zum Zeitpunkt b, da erst zu diesem Zeitpunkt die Spannung am Kondensator 97 so tief fällt, dass der Transistor 96 sperrt und an seinem Kollektor eine Spannung auftritt, welche positiver ist als die zu diesem Zeitpunkt niedrige Spannung uss, so dass erst ab t3 der Transistor 98 leitet und über den Treibertransistor 105 die Leistungstransistoren 107 und 110 leitend steuert, und zwar bis zum Zeitpunkt U, an dem die Spannung uss wieder hoch wird, wodurch der Transistor 98 wieder sperrt. - Solange der Transistor 96 gesperrt ist, ist auch der Transistor 90 gesperrt, da dann dessen Basis positiver ist als der Emitter.

Am Kollektor des Transistors 98 erhält man also die Folge von Steuerimpulsen 132 gemäss Fig. 5C, und am Kollektor des Transistors 90 erhält man die Folge von Steuerimpulsen 133 gemäss Fig. 5D, und es liegt jeweils zwischen zeitlich benachbarten Impulsen 132,133 eine Impulspause P, so dass jeweils die leitenden beiden Leistungstransistoren, z.B. 107 und 110, sperren können, bevor die beiden anderen Lei-stungstransistoren 108 und 109 leitend werden, und umgekehrt. Auf diese Weise werden Kurzschlüsse im Leistungsteil sicher vermieden.

Da die Impulse 132,133 die betreffenden Leistungstransistoren der Brückenschaltung 106 jeweils voll durchsteuern, könnten dort die Ströme besonders beim Anlauf über das zulässige Mass hinaus ansteigen. Diese Ströme werden am Messwiderstand 71 gemessen und bewirken ein Ansprechen des Stromreglers, welcher bei Überschreiten eines bestimmten Stromes die Transistoren 123 und 125 einschaltet und - nach einer im wesentlichen durch den Kondensator 74 vorgegebenen Zeit - wieder ausschaltet. Dadurch wird verhindert, dass der Strom in der Wicklung 25 über einen vorgegebenen Wert hinaus ansteigt, und die Leistungstransistoren 107 bis 110 werden sicher vor Überlastung geschützt.

Für den Kommutierbaustein 40 gemäss Fig. 4 werden nachfolgend einige typische Werte angegeben:

Hall-IC 85 ... TL 170 (Texas Instruments)

Widerstände 88,100... 10 kOhm Widerstände 89,99... 100 kOhm Widerstände 93,95 ... 47 kOhm Kondensator 97 ... 22 nF Transistoren 90,98... BC 308 Transistor 96... BC 238 Betriebsspannung: 5 Volt.

Das Ausführungsbeispiel nach Fig. 4 zeigt insbesondere, wie es mit einem einzigen Rotorstellungssensor gelingt, zeitlich gegeneinander abgesetzte Steuerimpulse 132,133 zu erzeugen, welche durch Impulspausen P voneinander getrennt sind, so dass Kurzschlüsse in der Brückenschaltung 106 nicht auftreten können und bei einem zweisträngigen Motor der Wirkungsgrad verbessert und die Geräuschentwicklung verringert wird, weil sich die Stromimpulse nicht gegenseitig überlappen.

Eine zusätzliche Stromregelung ist besonders bei Motoren für höhere Leistung erforderlich. - Die Motoren nach der vorliegenden Erfindung finden ihre bevorzugte Anwendung bei Lüftern, insbesondere Gerätelüftern.

Besonders ist noch darauf hinzuweisen, dass der allgemeine Erfindungsgedanke des Ausführungsbeispiels nach Fig. 4 darin gesehen wird, aus einem ersten Signal mit steilen Flanken ein zweites Signal mit weniger steilen Flanken zu erzeugen und beide Signale zusammen logischen Verknüp-fungsgliedern zuzuführen, welche eine relativ hohe Ansprechschwelle haben, so dass die bereichsweise zeitliche Versetzung der beiden Signale zum gewünschten Erfolg führt und ein zweiter Sensor entbehrlich wird.

Erläuternd soll ferner noch auf folgendes hingewiesen werden: Bei der Erfindung werden die Leistungstransistoren 107 bis 110 der Vollbrücke 106 stark übersteuert, um die Ver-5 luste in diesen Transistoren so niedrig wie möglich zu halten. Deshalb erfordert es relativ viel Zeit, einen bisher leitenden Transistor abzuschalten, während das Einschalten eines bisher gesperrten Transistors - durch das starke Steuersignal - rasch vor sich geht. Dadurch entsteht die Gefahr, dass die io beiden einen Transistoren bereits eingeschaltet sind, wenn die beiden anderen noch nicht ausgeschaltet haben. Die Pausen P (Fig. 5) dienen dazu, dies zu verhindern, und die Anwendbarkeit ist also überall dort gegeben, wo Motorwicklungen an einer Vollbrückenschaltung betrieben werden, ls Die Sperrung der einen Brückenhälfte durch die Transistoren 123,125 hat gegenüber der Sperrung der gesamten Brücke 106 folgenden Vorteil : Wenn die gesamte Vollbrücke gesperrt wird, fliesst die in der Wicklung 25 gespeicherte Energie über die Freilaufdioden 47 bis 50 zur Gleichstrom-20 quelle U= zurück, bei einem Telefonamt z.B. zur Amtsbatterie. Dabei fliessen über die Zuleitung des Motors, z.B. eines Lüfters, ständig impulsförmige Ströme hin und her, und diese können in benachbarten Leitungen unerwünschte Störspannungen induzieren.

25 Wird dagegen eine Vollbrücke nur halbseitig gesperrt, z.B. in Fig. 4B durch Sperrung der beiden unteren Transistoren 109,110, während die oberen Transistoren 107,108 weiterhin abwechselnd leitend gesteuert werden, so fliesst die in der" Spule 25 gespeicherte Energie entweder über die Freilauf-30 diode 48 und den Transistor 107, oder über die Freilauf diode 47 und den Transistor 108, also nicht zurück zur Amtsbatterie. Dadurch werden unerwünschte impulsförmige Ströme in den Zuleitungen des Motors verringert, und der relativ grosse Kondensator 81 (z.B. 220 jxF) verringert weiter die 35 Strompulsationen auf der Zuleitung, weil er den periodisch schwankenden Energiebedarf des Motors 10 weitgehend ausgleicht.

Ausserdem ergibt der relativ niedrige Widerstand in dem beschriebenen Kurzschlusskreis für die Wicklung 25 nied-40 rige Verluste und führt zu kleinen Spannungsspitzen und daher auch zu niedrigen Funkstörungen und niedrigen Motorgeräuschen.

Fig. 6 zeigt eine bevorzugte Variante zu Fig. 4, und zwar betrifft diese Variante den Kommutierbaustein 40 der Fig. 4. 45 Dieser Baustein ist in Fig. 6 mit 140 bezeichnet. Gleiche oder gleichwirkende Teile wie in Fig. 4 werden in Fig. 6 mit denselben Bezugszeichen bezeichnet und gewöhnlich nicht nochmals beschrieben.

Vom Ausgang 87 des Hall-IC 85 führt hier ein Widerstand so 141 zur Basis eines npn-Transistors 142, der als Miller-Integrator geschaltet ist und deshalb zwischen Kollektor und Basis einen Kondensator 139 aufweist. Sein Emitter ist über einen Widerstand 143 mit der negativen Leitung 37 verbunden. Zwischen dem Kollektor des Transistors 142 und der 55 Leitung 37 ergibt sich also im Betrieb eine Spannung, die etwa der Spannung U97 nach Fig. 5B entspricht. Über eine Leitung 144 wird diese Spannung zwei pnp-Transistoren 145 und 146 zugeführt, welche als logische Verknüpfungsglieder dienen, und zwar führt die Leitung 144 zur Basis des Transi-60 stors 145 und zum Emitter des Transistors 146 und ist über einen Widerstand 147 mit der positiven Leitung 86 verbunden.

Ebenso sind der Emitter des Transistors 145 und die Basis des Transistors 146 miteinander und mit einem Knotenpunkt 65 148 verbunden, der über einen Widerstand 149 mit der positiven Leitung 86 und über einen Widerstand 150 mit dem Ausgang 87 verbunden ist. Der Kollektor des Transistors 145 ist mit der Basis des Transistors 104 (Fig. 4B) und der Kol-

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lektor des Transistors 146 ist mit der Basis des Transistors 105 verbunden.

Wirkungsweise von Fig. 6:

Das rechteckförmige Ausgangssignal (Fig. 5A) des Hall-IC 85 wird dem als Miller-Integrator ausgebildeten Transistor 142 zugeführt und erzeugt an dessen Kollektor eine Spannung, welche etwa die in Fig 5B dargestellte Form hat. Diese Spannung wird den Transistoren 145 und 146 zugeführt, ebenso die hierzu bereichsweise zeitlich versetzte Spannung am Ausgang 87, so dass die Transistoren 145 und 146 alternierend leitend werden, wobei aber immer gemäss Fig. 5C und D zwischen aufeinanderfolgenden Impulsen 132,133 eine Impulspause P liegt.

s Gegenüber dem in Fig. 4A dargestellten Kommutierbaustein 40 hat der Baustein 140 verschiedene Vorteile: Die Signale 132 und 133 haben eine grössere Amplitude und bewirken deshalb ein sehr sicheres Durchsteuern der Transistoren 105 bzw. 104. Ausserdem kann der Kondensator 139 io (z.B. 4,7 nF) kleiner sein als der Kondensator 97 (z.B. 47 nF).

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6 Blatt Zeichnungen

Claims

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1. Zweipulsiger kollektorloser Gleichstrommotor mit einer in Brückenschaltung betriebenen Statorwicklung, dadurch gekennzeichnet, dass Mittel (31,32; 58; 85) zum Erzeugen zweier gleichfrequenter, mindestens bereichsweise gegeneinander zeitlich versetzter und mit der Drehung des Rotors ( 11 ) synchroner Folgen von zwischen hoch und niedrig alternierenden Impulsen (59,60; uss, U97) vorgesehen sind und dass eine Auswerteschaltung (63,64,90,98; 145, 146) vorgesehen ist, der diese Impulsfolgen zuführbar sind und die an ihren Ausgängen durch Lücken zeitlich voneinander getrennte Steuerimpulse (67,68 ; 132,133) zum Ansteuern von der Statorwicklung (25) zugeordneten Halbleitersteuermitteln (43,44,45,46) erzeugen, um ein Überlappen zeitlich aufeinanderfolgender Statorstromimpulse zu vermeiden.

2. Motor nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass zum Erzeugen der ersten Impulsfolge ein von der Rotordrehung gesteuerter Sensor, insbesondere ein vom Magnetfeld des Rotors (11) gesteuerter Hall-IC (85), und zur Erzeugung der zweiten Impulsfolge ein Verzögerungsglied (93,97,139, 142) vorgesehen ist, dem die erste Impulsfolge (uss)

zuführbar ist.

3. Motor nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass das Tastverhältnis (m) bei beiden Impulsfolgen in der Grössenordnung von 50% liegt.

4. Motor nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Verzögerungsmittel als Miller-Integrator (139,142) ausgebildet sind.

5. Motor nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass zum Begrenzen der Amplitude der Ströme in den von den Steuerimpulsen angesteuerten Halbleitersteuermitteln (107—110) mindestens ein Stromregler (41) vorgesehen ist.

6. Motor nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass der Stromregler (41) als Zweipunktregler ausgebildet ist.

7. Motor nach Anspruch 5 oder 6, bei welchem die Statorwicklung einsträngig ist und die zugeordneten Halbleitersteuermittel als Vollbrückenschaltung ausgebildet sind, dadurch gekennzeichnet, dass der Stromregler (41) zum Ansteuern nur einer von beiden Brückenhälften ausgebildet ist und dass den Halbleitersteuermitteln (107-110) der Brücke (106) jeweils Freilaufdioden (47-50) zugeordnet sind.

8. Motor nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Folgen von alternierenden Impulsen (59,60; Uss, U97) im Flankenbereich der Stromimpulse zeitlich gegeneinander versetzt sind.

9. Lüfter mit einem Motor nach einem der vorhergehenden Ansprüche zum Antrieb des Lüfters (17).

10. Lüfter nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet,

dass im Motorgehäuse des Lüfters die Halbleitersteuermittel (107-110), der Stromregler (41) und die Kommutierungssteuermittel (40; 140) angeordnet sind.