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Gebiet der Erfindung
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Die Erfindung betrifft ein Verfahren und ein Steuersystem zur Kommutierung eines einsträngigen bürstenlosen Motors, gemäß den Merkmalen des Oberbegriffs des unabhängigen Anspruches 1 und des Oberbegriffs des unabhängigen Anspruches 10.
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Im Gegensatz zu typischen Antriebsanwendungen für Elektromotoren erfordern einige spezielle Anwendungen, wie zum Beispiel Ventilatorantriebe, kein hohes Anlaufmoment. Deshalb können hier auch kostengünstige einsträngige bürstenlose Motoren eingesetzt werden. Diese Motoren haben eine einfache Wickeltechnik und eine kostengünstige, in der Regel aus einer H-Brückenschaltung bestehende Kommutierungselektronik, wie sie in 1 beispielhaft dargestellt ist. Diese Art von Motoren können als herkömmliche Innenläufermotoren oder als insbesondere für Ventilatorantriebe günstige Außenläufermotoren ausgebildet sein.
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Stand der Technik
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Wie es in
1 dargestellt ist, wird bei einsträngigen, bürstenlosen Motoren die einzige Statorwicklung W über mehrere Leistungsschalter T1 - T4, meistens MOSFET Leistungstransistoren, denen entsprechende Freilaufdioden D1-D4 als Bodydioden oder als zusätzliche integrierte oder externe schnellere (z.B. FRET-) Dioden parallel geschaltet sind, mit abwechselnder Polarität auf die Versorgungsspannung U
DC geschaltet, so dass abwechselnd gilt Uw = +U
DC bzw U
w = -U
DC. Dabei leiten immer zwei Leistungsschalter gleichzeitig, zum Beispiel T1 und T4, während die anderen beiden Leistungsschalter T2 und T3 sperren. Bei der nächsten Kommutierung werden dann T1 und T4 abgeschaltet und T2 und T3 eingeschaltet. Es gibt also zwei verschiedene Schaltzustände, nachfolgend bezeichnet mit A und B. Damit während der Umschaltphase die Leistungsschalter T1 und T2 bzw. T3 und T4 den Zwischenkreis nicht kurzschließen, wird zwischen dem Abschalten von T1 und T4 sowie dem Einschalten von T2 und T3 eine Totzeit eingehalten. Die Größenordnung dieser Totzeit beträgt beispielsweise ca. 1 µs. Die Kommutierung tritt bei einsträngigen Motoren zweimal pro elektrische Umdrehung auf. Eine mechanische Umdrehung entspricht p elektrischen Umdrehungen, wobei p die magnetische Polpaarzahl des Motors ist. Die Kommutierungsfrequenz entspricht:
wobei n die Drehzahl in Umdrehungen pro Minute ausgedrückt ist.
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Bei einem 4-poligen Motor (p=2), der sich mit einer Geschwindigkeit von 3000 min
-1 dreht, ist die Kommutierungsfrequenz:
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Das heißt, dass der Strom in 10 ms (Periodendauer T
K = 1/ f
K) zweimal kommutiert wird. Jeder der beiden möglichen Schaltzustände A bzw. B gilt also für eine Zeitdauer von je 5 ms („+“ = eingeschaltet): Tabelle 1
| Schaltzustand | T1 | T2 | T3 | T4 | U W |
| A | + | | | + | +UDC |
| B | | + | + | | -UDC |
| A | + | | | + | +UDC |
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Der Zeitpunkt der Kommutierung wird von der Kommutierungselektronik in Abhängigkeit von der Rotorlage bestimmt. Üblicherweise besitzt die Steuerung dazu einen Hall-Sensor H1, der das magnetische Feld des permanenterregten Rotors erfasst woraus sich dann die aktuelle Rotorlage ableiten lässt.
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Da die Motorwicklung W eine relative hohe Induktivität aufweist, dauert die Kommutierung des Motorstromes eine gewisse Zeit. Nachdem zum Beispiel vom Schaltzustand A auf B umgeschaltet wurde, ist die Motorwicklung W auf die negative Versorgungsspannung (-UDC) geschaltet. Dadurch ändert sich der Wicklungsstrom jedoch nicht schlagartig. Es vergeht eine nicht zu vernachlässigende Zeit, bis auch der Wicklungsstrom seine Polarität wechselt. Während dieser Zeit fließt der Strom über die Freilaufdioden der Brückenschaltung. Nach dem Polaritätswechsel beim Wicklungsstrom kommutiert der Strom automatisch von den Freilaufdioden auf die Leistungstransistoren. Startet man die Kommutierung exakt beim Polwechsel, bremst der Motor generatorisch bis der Wicklungsstrom seine Polarität gewechselt hat. Dadurch entstehen Verluste und Geräusche. Um das zu verhindern, wird eine Vorkommutierung praktiziert: Der Kommutierungsvorgang wird gestartet, bevor der Rotor seine neutrale Position erreicht hat, also noch vor dem Polwechsel.
Bei Lüftermotoren, die nur in einer Drehrichtung arbeiten müssen, wird eine Steuerung der Vorkommutierung oft dadurch gelöst, dass der Hall-Sensor H1 nicht in der Nutmitte, sondern in einem bestimmten Winkel davor platziert ist. Der optimale Kommutierungswinkel ist arbeitspunktabhängig, da die notwendige Zeit um den Wicklungsstrom abzubauen sowohl drehzahl- als auch drehmomentabhängig ist. Deshalb kann der Motor nur für einen einzigen Arbeitspunkt optimiert werden. Unter anderen Betriebsverhältnissen arbeitet er mit einem schlechteren Wirkungsgrad als das Optimum.
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Aus
DE 103 26 606 A1 und
DE 103 46 711 A1 sind Verfahren bekannt, bei denen der Kommutierungszeitpunkt adaptiv an den aktuellen Arbeitspunkt angepasst wird. In diesem Fall löst der Polwechsel, bzw. die dadurch erzeugte Flanke beim Hall-Signal nicht unmittelbar, wie es sonst üblich ist, den Kommutierungsvorgang aus, sondern der Zeitpunkt wird von der Steuerung elektronisch bestimmt.
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Besonders kritisch kann es sein, wenn die Kommutierung zu spät gestartet wird. In diesem Fall geht schon vor der Kommutierung die vom Rotor in der Statorwicklung induzierte Spannung stark zurück oder sie wird sogar negativ. Die von der Kommutierungselektronik auf die Wicklung aufgeschaltete Spannung bleibt jedoch noch unverändert. Dadurch kann eine starke Stromerhöhung entstehen („Stromschwanz“). Um sie zu vermeiden, ist eine sogenannte Stromschwanzunterdrückung aus
DE 197 57 894 A1 bekannt. Hier wird vor der tatsächlichen Kommutierung einer der beiden leitenden Transistoren (z.B. T1) frühzeitig abgeschaltet. In diesem Fall fließt der Wicklungsstrom über T4 und über die zu T2 parallelgeschaltete (und eventuell in T2 integrierte), Freilaufdiode D2. Die Wicklung wird dadurch während zwei zusätzlichen Schaltzuständen A* und B* kurzgeschlossen. Die Wicklungsspannung ist daher während den Schaltzuständen A* und B* Null, wenn man für die prinzipielle Betrachtung die Schalter als idealer Schalter ohne Spannungsabfall betrachtet: Tabelle 2
| Schaltzustand | T1 | T2 | T3 | T4 | U W |
| A | + | | | + | +UDC |
| A* | | (D2) | | + | 0 |
| B | | + | + | | -UDC |
| B* | | + | | (D4) | 0 |
| A | + | | | + | +UDC |
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Ein ähnlicher Schaltvorgang wird in
DE 102 50 449 A1 aus einem anderen Grund vorgeschlagen. Mit dieser Schaltsequenz kann man nämlich vermeiden, dass periodisch, bei jeder Kommutierung, Energie aus der Statorwicklung in den Zwischenkreiskondensator geleitet wird. Dadurch kann man auf die sperrigen und lebensdauerbegrenzenden Elektrolytkondensatoren im Zwischenkreis verzichten. Der Nachteil dieses Verfahrens ist, dass die Stromänderungsgeschwindigkeit kontinuierlich abnimmt, und deshalb die Schaltzustände A* und B* relativ lange anhalten können.
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Aus diesem Grund überwacht
DE 101 61 992 A1 den abklingenden Strom, und bei einen bestimmten reduzierten Stromwert werden alle Transistoren hochohmig geschaltet. Hier kann zwar auf die Zwischenkreiskondensatoren nicht vollständig verzichtet werden, es werden jedoch kleinere Speicherkondensatoren benötigt.
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Die
DE 30 44 056 C3 , von der im Oberbegriff der unabhängigen Patentansprüche ausgegangen wird, offenbart ein Verfahren zur Kommutierung eines einsträngigen bürstenlosen Motors mittels mehreren Leistungsschaltern und zu diesen jeweils parallel geschalteten Freilaufdioden. Die Leistungsschalter können vier verschiedene Schaltzustände annehmen. Jeweils zwischen zwei Schaltzuständen, in welchen die Leistungsschalter abwechseln ein- und ausgeschaltet sind, werden dazwischen liegende Schaltzustände eingefügt, in denen alle Leistungsschalter ausgeschaltet sind.
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SGS-Thomson Microelectronics offenbart in dem Anwendungshinweis für Schrittmotorsteuerungen: „Stepper Motor Driver Considerations Common Problems & Solutions“, Application Note, AN460/0392, Seiten 1-12, 1995, eine Controllereinheit für einen zweiphasigen Schrittmotor (5). Schrittmotoren werden stets unipolar betrieben, d.h. nur mit positiven Halbwellen beaufschlagt; es gibt also keinen entgegen gesetzten Stromfluss durch die Wicklungen. Jede Wicklung wird durch einen eigenen Controllerchip L6202 angesteuert. Bei den in den 6a-c der E2 gezeigten Ansteuermodi (chopping modes), ist immer nur ein Schaltzustand abgebildet. Wenn eine Phase des Motors bestromt wird, läuft die zweite Phase leer (stets links im Bild Controller 1, rechts im Bild Controller 2).
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In den Figuren wird also keine chronologische Schaltabfolge eines Controllers dargestellt. Insgesamt sind lediglich zwei Schaltzustände, Phase 1 „an“ und Phase 2 „aus“ oder Phase 2 „an“ und Phase 1 „aus“ offenbart.
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Die
DE 42 09 474 A1 offenbart ein Verfahren zur Ansteuerung eines Schrittmotors mittels Leistungsschaltern in Brückenschaltung, wobei der Motor bei jedem Schritt nacheinander in zwei Phasen angesteuert wird, in denen die Polarität des Stroms durch die Wicklung umgeschaltet wird.
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Die
DE 40 26 366 A1 offenbart ein Verfahren zur Regelung eines bürstenlosen Gleichstrommotors, bei dem eine Brückenschaltung mit Halbleiterschaltern verwendet wird, und bei Erreichen eines Sollwertes des Motorstroms die Halbleiterschalter der beaufschlagten Brückenzweige für eine von der Drehzahl des Motors abhängige Zeitdauer ausgeschaltet werden.
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Die
DE 197 04 089 A1 offenbart eine Motorsteuerung mit Halbleiterbrückenschaltung und Freilaufdioden und beschreibt einen sogenannten Freilaufbetrieb, bei dem von den eingeschalteten Halbleiterschaltern des aktuell beaufschlagten Brückenzweiges nur ein Halbleiterschalter geöffnet d.h. ausgeschaltet wird, sodass die in der induktiven Last gespeicherte Energie als Strom über eine komplementäre Freilaufdiode, den noch eingeschalteten Halbleiterschalter und die Last zirkuliert und die Energie dort langsam abgebaut wird. Ferner ist ein sogenannter regenerativer Betrieb beschrieben, bei dem beide Halbleiterschalter des aktuell beaufschlagten Brückenzweiges geöffnet d.h. ausgeschaltet werden, sodass die in der induktiven Last gespeicherte Energie als Strom über die Freilaufdioden der beiden komplementären Halbleiterschalter in die Spannungsquelle zurück fließen kann.
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Gegenstand der Erfindung
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Es war die Aufgabe der Erfindung, ein Verfahren und Steuersystem zur Kommutierung eines einsträngigen bürstenlosen Motors anzugeben, um auf einfache Weise Schwankungen des Motorwirkungsgrades, hervorgerufen durch Abweichungen des Motorbetriebes vom eingestellten Arbeitspunkt, zu reduzieren.
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Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch ein Verfahren und ein Steuerungssystem gemäß den Merkmalen der unabhängigen Ansprüche 1 und 10 gelöst.
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Vorteilhafte Ausgestaltungen und zusätzliche Weiterbildungen der Erfindung ergeben sich aus den abhängigen Ansprüchen.
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Gemäß der Erfindung wird ein Verfahren vorgeschlagen, das dadurch gekennzeichnet ist, dass die Leistungsschalter pro elektrischer Umdrehung des Motors vier verschiedene Schaltzustände A, A*, B, B* durchlaufen, wobei in den Schaltzuständen A und B abwechselnd jeweils zwei Leistungsschalter paarweise durchgeschaltet werden, während in den Schaltzuständen A* und B* einer der bisher abgeschalteten Leistungsschalter durchgeschaltet wird, und die Wicklung über den durchgeschalteten Leistungsschalter und die Freilaufdiode des mit dem durchgeschalteten Leistungsschalter gepaarten Leistungsschalters entmagnetisiert wird, wobei die Wicklungsspannung in den Schaltzuständen A und A* und in den Schaltzuständen B und B* jeweils eine entgegen gesetzte Polarität aufweist, solange bis bei den Schaltzuständen A* und B* der Wicklungsstrom abgebaut ist, und wobei die Wicklungsspannung in den Schaltzuständen A und B* und in den Schaltzuständen B und A* jeweils dieselbe Polarität aufweist, solange bis bei den Schaltzuständen A* und B* der Wicklungsstrom abgebaut ist.
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Die Dauer der Schaltzustände A* und B* entspricht typischerweise zwischen 5° und 30° elektrisch. Beispielsweise beträgt diese Zeitdauer bei einem Winkel von 20° elektrisch und einem 4-poligen Motor, der sich mit einer Umdrehungs-Geschwindigkeit von 3000 min
-1 dreht:
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Somit ist diese Zeitdauer wesentlich größer als die bisher üblichen Totzeiten, die in der Größenordnung von Mikrosekunden liegen.
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Bei der Untersuchung der alternativen Schaltsequenz nach der folgenden Tabelle wurde überraschenderweise festgestellt, dass die folgende Schaltsequenz weniger empfindlich auf die Arbeitspunktänderung ist. Tabelle 3
| Schaltzustand | T1 | T2 | T3 | T4 | U W |
| A | + | | | + | +UDC |
| A* | | (D2) | (D3) | | -UDC |
| B | | + | + | | -UDC |
| B* | (D1) | | | (D4) | + UDC |
| A | + | | | + | +UDC |
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Im Schaltzustand A* sind alle Leistungsschalter, einschließlich T1 und T4 abgeschaltet. Der Wicklungsstrom kann deshalb nur über die zu T2 und T3 parallel geschalteten Freilaufdioden D2 und D3 fließen. Durch diese Dioden wird die in der Statorwicklung gespeicherte induktive Energie in die Zwischenkreiskondensatoren gespeist, der Strom wird dadurch schnell abgebaut. Eine Energiezufuhr in die Wicklung geschieht nicht, deshalb kann in dieser Phase A* keine Stromerhöhung entstehen. Entsprechendes gilt für den Schaltzustand B*, bei dem ebenfalls alle Leistungsschalter T1-T4 abgeschaltet sind und der Wicklungsstrom über die zu T1 und T4 parallel geschalteten Freilaufdioden D1 und D4 abfließt. Diese Schaltsequenz wurde erfindungsgemäß nochmals modifiziert.
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Die erfindungsgemäß modifizierte Schaltsequenz kann vorteilhafter Weise verwendet werden, falls die Leistungsschalter MOSFET-Transistoren sind. In diesem Fall ist es möglich, bei den Schaltzuständen A* und B* einen der Transistoren einzuschalten. Dadurch reduziert sich der Spannungsabfall am Leistungsschalter. Grund dafür ist, dass der Spannungsabfall an einem eingeschalteten MOSFET typischerweise niedriger ist als bei seiner leitenden Body-Diode (Freilaufdiode). Für die Erfindung ist es unerheblich, ob es sich bei den Freilaufdioden um diskrete oder in die Leistungsschalter integrierte Bauelemente handelt. Die Schaltsequenz gemäß der Erfindung ist in der nachfolgenden Tabelle wiedergegeben: Tabelle 4
| Schaltzustand | T1 | T2 | T3 | T4 | U W |
| A | + | | | + | +UDC |
| A* | | + | (D3) | | -UDC |
| B | | + | + | | -UDC |
| B* | (D1) | | | + | + UDC |
| A | + | | | + | +UDC |
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Erfindungsgemäß wird ein Steuerverfahren und ein entsprechendes Steuersystem vorgeschlagen, bei denen die oben beschriebene Schaltsequenz benutzt wird. Vorteil der Erfindung ist, dass dieses Verfahren sehr robust gegenüber Änderungen im Arbeitspunkt ist. Dadurch kann man auf ein adaptives Verfahren verzichten, das sonst die Steuerung komplexer und aufwendiger machen würde sowie zusätzliche Fehlerquellen verursachen könnte. Außerdem benötigt jede Adaption zusätzliche Informationen (z.B. den Zeitpunkt des Stromnulldurchganges bei
DE 101 61 992 A1 und bei
DE 103 46 711 A1 ). Braucht man diese Information nicht, kann man auf die ansonsten dazu notwendige Sensorschaltung verzichten. Der Mikrocontroller, der oft die Hauptrolle bei der Motorsteuerung übernimmt, braucht einen Eingang weniger, seine Software wird einfacher, sicherer und kürzer, gleichzeitig kann man eventuell auch beim Programmspeicher sparen.
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Mit Hilfe der vorgeschlagenen Schaltsequenz kann also der Wirkungsgrad in einem weiten Bereich von Arbeitspunkten verbessert werden, ohne auf adaptive Steuerungs- oder Regelungsverfahren zugreifen zu müssen.
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Kurzbeschreibung der Zeichnungen
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- 1 zeigt ein vereinfachtes Blockschaltbild eines einsträngigen, bürstenlosen Gleichstrommotors mit Leistungselektronik.
- 2 zeigt die Sensorsignale und Steuersignale für die Leistungsschalter nach dem Stand der Technik, beispielsweise gemäß DE 30 44 056 C3 .
- 3 zeigt eine mögliche schaltungstechnische Realisierung des Steuersystems zur Erzeugung der Signalfolge gemäß 2.;
- 4 zeigt die Sensorsignale und Steuersignale für die Leistungsschalter gemäß der bevorzugten Ausgestaltung der Erfindung.
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Beschreibung von bevorzugten Ausführungsbeispielen der Erfindung
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Vorgeschlagen wird ein einsträngiger bürstenloser Gleichstrommotor mit einer Kommutierungselektronik bestehend aus einer H-Brückenschaltung, wie er schematisch in 1 abgebildet ist. Die Funktionsweise des Motors wurde bereits weiter oben im einleitenden Teil der Beschreibung erläutert. Dieser Motor kann zum Beispiel für Lüfteranwendungen verwendet werden. In diesem Fall wird eine Außenläuferausführung des Motors bevorzugt, wobei das axiale, diagonale oder radiale Lüfterrad oder die einzelnen Schaufeln eines Axiallüfters direkt auf den Rotor montiert werden können. Die Kommutierungselektronik kann vorteilhafter Weise in den Motor integriert werden. Jeder Kommutierungsvorgang läuft erfindungsgemäß in zwei Stufen ab. In der ersten Stufe werden zunächst die beiden aktiven Leistungsschalter, z.B. T1 und T4, abgeschaltet (hochohmig geschaltet). Dann werden in der zweiten Stufe die beiden anderen Leistungsschalter, z. B. T2 und T3 durchgeschaltet. Diese zweite Stufe beginnt bevorzugt dann, wenn der Rotor im wesentlichen seine neutrale Position erreicht hat. Die Zeitpunkte für die einzelnen Stufen werden abhängig von der Rotorlage bestimmt. Die Rotorlage kann mit einem oder mehreren Sensoren, wie z. B. Hall-Sensoren H1, H2 oder optischen Signalgebern erfasst werden. Falls ein einziger Sensor verwendet wird, kann das Steuersystem, das auf einem Mikrocontroller, einen programmierbaren Baustein (z. B. FPGA) oder auf einer kunden- bzw. applikationsspezifischen integrierten Schaltung basieren kann, die Schaltpunkte aus dem Sensorsignal durch ein Verzögerungsglied oder durch eine Timer- oder Zählereinheit festlegen. Die Dauer der Schaltzustände A* bzw. B*, die der ersten Stufe der Kommutierung entsprechen, kann entweder konstant gehalten, oder in Abhängigkeit von Betriebsparametern, die etwa der Drehzahl festgelegt werden. Ändert sich zum Beispiel die Zeitdifferenz proportional mit der Drehzahl, ergibt sich ein konstanter (drehzahlunabhängiger) elektrischer Winkel zwischen den zwei Schaltpunkten.
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Liefert der magnetische oder optische Sensor einen analogen Wert, können die Zeitpunkte bei bestimmten Spannungsgrenzen ausgelöst werden. Das Signal kann in diesem Fall entweder digitalisiert und vom digitalen Steuersystem ausgewertet werden, oder das Signal wird mit zwei analogen Komparatoren bzw. mit einem Fensterkomparator überwacht. Die digitalen Ausgangssignale der Komparatoren können von der digitalen Steuerung periodisch abgefragt werden, oder die Signale können bei einem Mikrocontroller Interrupts auslösen, wobei die Interruptroutine den folgenden Schaltzustand der H-Brücke ansteuert.
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Bei dem bevorzugten Ausführungsbeispiel nach 1 enthält der Motor zwei (optische oder magnetische) Sensoren H1 und H2, welche die einzelnen Stufen direkt ansteuern. Dadurch kann die Steuerlogik sehr einfach gehalten werden.
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2 zeigt die Steuersignale für diesen Fall entsprechend der Tabelle 3. S1 und S2 sind die digitalen Sensorsignale, T1 bis T4 entsprechen den Steuersignalen für die Transistoren T1-T4 (0: aus, 1: ein). Im ersten Schaltzustand A sind die beiden Transistoren T1 und T4 durchgeschaltet, so dass an der Wicklung die Spannung Uw = +UDC anliegt. Im zweiten Schaltzustand A* werden die Transistoren T1 und T4 abgeschaltet. Über die zu T2 und T3 parallel geschalteten Freilaufdioden fließt ein Wicklungsstrom und die Wicklungsspannung ist Uw = -UDC. Im dritten Schaltzustand B werden die Transistoren T2 und T3 durchgeschaltet, so dass an der Wicklung nach wie vor die Spannung Uw = -UDC anliegt. Im vierten Schaltzustand B* werden die Transistoren T2 und T3 abgeschaltet. Über die zu T1 und T4 parallel geschalteten Freilaufdioden fließt ein Wicklungsstrom und die Wicklungsspannung ist Uw = +UDC (bis der Wicklungsstrom abgebaut ist, anschließend misst man die induzierte Spannung).
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Eine mögliche schaltungstechnische Realisierung ist in 3 dargestellt. Die beiden Sensorsignale S1 und S2 der Hallsensoren H1 und H2 werden einerseits über eine logische UND-Funktion miteinander verknüpft. Das Ausgangssignal der UND-Verknüpfung dient zur Ansteuerung der Transistoren T1 und T4. Außerdem werden die Signale S1 und S2 über eine logische Nicht-ODER-Funktion (NOR) miteinander verknüpft, wobei das Ausgangssignal zur Ansteuerung der Transistoren T2 und T3 dient.
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Die Schaltung nach 3 kann noch zusätzlich mit einem PWM-Modulator ergänzt werden, der die Signale z. B. von T2 und T4 für die Drehzahlsteuerung taktet. Für den Fall, dass immer dieselben Transistoren, beispielsweise T2 und T4, für die Drehzahlsteuerung getaktet werden, ist die thermische Belastung von T2 und T4 durch die Schaltverluste höher. Deshalb empfiehlt sich, diese Leistungsschalter thermisch zu entlasten.
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4 zeigt das Signaldiagramm für eine bevorzugte Ausgestaltung der Erfindung entsprechend Tabelle 4. Im Gegensatz zum Beispiel gemäß 2 wird hier bei den Schaltzuständen A* und B* einer der im nächsten Schaltzustand zu aktivierenden Transistoren bereits jetzt durchgeschaltet. Das heißt im Schaltzustand A* wird beispielsweise der Transistor T2 durchgeschaltet und im Schaltzustand B* der Transistor T4. Damit ändert sich der Stromfluss gegenüber der dem Beispiel gemäß den 2 und 3 nicht, es reduziert sich jedoch der Spannungsabfall am Leistungsschalter, da der Strom nicht über die Freilaufdioden D2 bzw. D4 fließen muss.
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Die erfindungsgemäße Steuerung ist besonders für einsträngige bürstenlose Motoren geeignet, kann aber sinngemäß auch auf andere Motorarten angewendet werden.
