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Die
Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren zur Ansteuerung eines elektrischen
Umrichters, wie er insbesondere zur elektrischen Versorgung der
Motorphasen eines Elektromotors mit einem Antriebsstrom eingesetzt
wird. Die Erfindung bezieht sich des Weiteren auf eine zur Verfahrensdurchführung ausgebildete
Vorrichtung.
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Als
Kommutierung wird allgemein die Beschaltung der Motorphasen eines
Elektromotors mit einem Antriebsstrom bezeichnet. Moderne, so genannte
bürstenlose
Elektromotoren, werden in der Regel elektronisch mittels einer Umrichterschaltung
(nachfolgend kurz als Umrichter bezeichnet) kommutiert. Ein solcher Umrichter
weist eine der Anzahl der Motorphasen entsprechende Anzahl von in
einen elektrischen Zwischenkreis geschalteten Halbbrücken auf.
Jede Halbbrücke
weist zwei in Reihe geschaltete elektronische Leistungsschalter,
z. B. in Form von MosFet's
oder IGBT's auf,
zwischen denen die jeweils zugehörige
Motorphase angeklemmt ist. Die Leistungsschalter werden – üblicherweise
software-gesteuert – durch
ein elektronisches Schaltsignal angesteuert, das somit die Art und
Weise der Kommutierung bestimmt. Man unterscheidet diesbezüglich verschiedene
gängige
Kommutierungsmuster, insbesondere die so genannte Sinus-Kommutierung und
die so genannte Block-Kommutierung.
Bei Sinus-Kommutierung werden die Leistungsschalter des Umrichters
derart angesteuert, dass die von dem Umrichter in eine Motorphase
eingespeiste elektrische Phasenspannung während einer Motorumdrehung
einem zumindest im Wesentlichen sinusförmigen zeitlichen Verlauf folgt.
Bei Block-Kommutierung
werden die Leistungsschalter des Umrichters dagegen derart angesteuert,
dass von dem Umrichter eine im Wesentlichen rechteckig variierende
Phasenspannung ausgegeben wird. Im Falle einer Block-Kommutierung
wechselt die Phasenspannung also im Wesentlichen sprungweise zwischen
diskreten Spannungswerten.
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Bei
reiner Sinus-Kommutierung ist die maximal auf den Motor zu übertragende
Antriebsleistung dann erreicht, wenn die Amplitude der Phasenspannung
gegen den Betrag der Zwischenkreisspannung geht. Um in diesem Fall
die Leistung dennoch weiter steigern zu können, d. h. um den Motor mit
mehr als 100% reiner Sinusleistung zu betreiben, können moderne
Umrichter mitunter von der Sinus-Kommutierung auf eine Block-Kommutierung
umgeschaltet werden. Beim Umschalten zwischen der Sinus-Kommutierung
und der Block-Kommutierung kommt es in der Regel aber zu einem Drehmomentsprung
des vom Motor erzeugten Antriebsdrehmomentes, der mit einer sprunghaften Änderung
des Phasenstroms einhergeht. Der Drehmomentsprung führt üblicherweise
zu einer ruckartigen Veränderung
eines von dem Motor angetriebenen Bewegungsprozesses, die – je nach
Anwendungsbereich des Motors – eine
störende
oder sogar zerstörerische
Wirkung haben kann. Aufgrund des korrespondierenden Sprungs im Phasenstrom
treten kurzfristig innerhalb des Umrichters Überstromspitzen auf, welche
unter ungünstigen
Umständen
zur Abschaltung des Umrichters führen können.
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Der
Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein vor diesem Hintergrund
verbessertes Verfahren zur Ansteuerung eines Umrichters anzugeben.
Der Erfindung liegt weiterhin die Aufgabe zugrunde, eine zur Durchführung des
Verfahrens besonders geeignete Vorrichtung anzugeben.
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Bezüglich des
Verfahrens wird die Aufgabe erfindungsgemäß gelöst durch die Merkmale des Anspruchs
1. Danach ist vorgesehen, dass im Rahmen eines periodischen Kommutierungsmusters
zwischen einem Sinus-Kommutierungsbereich und einem Block-Kommutierungsbereich
ein Übergangsbereich
vorgesehen wird, in welchem eine von dem Umrichter ausgegebene Phasenspannung
für einen
ersten Teilabschnitt einer jeden Halbperiode des Kommutierungsmusters
nach Art einer Block-Kommutierung konstant und für einen zweiten Teil der Halbperiode
nach Art einer Sinus-Kommutierung variierend eingestellt wird.
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Unter
dem Begriff "Kommutierungsmuster" wird allgemein eine
bestimmte Art der Ansteuerung des Umrichters, dass heißt eine
bestimmte Gestaltung eines an den Umrichter abgegebenen Schaltsignals,
verstanden, aufgrund welcher eine von dem Umrichter ausgegebene
Phasenspannung einen bestimmten zeitlichen Verlauf nimmt. Das Kommutierungsmuster
ist periodisch, umfasst also mehrere aufeinander folgende Zeitabschnitte
(Perioden), in denen sich das Kommutierungsmuster in identischer
oder ähnlicher
Weise wiederholt. Die Periode des Kommutierungsmusters entspricht
hierbei einer Umdrehung des von dem Umrichter im Motor erzeugten
Drehfeldes. Die Begriffe "Sinus-Kommutierungsbereich", "Block-Kommutierungsbereich" und "Übergangsbereich" beziehen sich auf
zeitliche Abschnitte des Kommutierungsmusters, in denen das Kommutierungsmuster
einheitliche charakteristische Eigenschaften aufweist. So wird die
Phasenspannung im Sinus-Kommutierungsbereich zeitlich sinusförmig, im
Block-Kommutierungsbereich nach einem Rechteckpuls-Schema variiert.
Bei Sinus-Kommutierung beginnt die Periode konventionsgemäß mit dem
Beginn der positiven Halbwelle der sinusförmigen Phasenspannung, d. h.
an dem Punkt, an dem die Phasenspannung den Amplitudenmittelwert
in positiver Richtung überschreitet.
Bei Block-Kommutierung beginnt die Periode konventionsgemäß ebenfalls
mit dem Einsetzen der positiven Halbwelle, d. h. mit dem Einsetzen
der positiven Ansteuerungsphase des Kommutierungsmusters. Entsprechend
wird auch für
den Übergangsbereich
der Beginn der Periode auf den Beginn der positiven Halbwelle des Übergangs-Kommutierungsmusters
festgelegt. Als Halbperiode werden in diesem Sinne die positiven
oder negativen Halbwellen des jeweiligen Kommutierungsmusters bezeichnet.
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Durch
das Verfahren wird ein im Wesentlichen kontinuierlicher Übergang
zwischen einer Sinus-Kommutierung und einer Block-Kommutierung geschaffen,
aufgrund dessen ruckartige Veränderungen
des von dem Motor erzeugten Antriebsdrehmomentes und des zugrunde
liegenden Phasenstromes vermieden werden. Ent sprechend werden auch
die negativen Auswirkungen solcher ruckartigen Veränderungen
auf den von dem Motor angetriebenen Bewegungsprozess bzw. den Umrichter
vermieden.
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In
einer ersten Variante des Verfahrens wird die Dauer des ersten Teilabschnitts
nach Maßgabe
einer Stellgröße variiert,
die für
die einzustellende Motorleistung des von dem Umrichter angesteuerten
Motors charakteristisch ist. Diese Stellgröße ist insbesondere auf 100%
reine Sinusleistung normiert.
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In
einer alternativen Variante des Verfahrens wird nach Maßgabe der
Motorleistung diskret zwischen Sinus-Kommutierung und Block-Kommutierung
geschaltet. Der Übergang
zwischen diesen beiden Kommutierungsformen erfolgt zeitlich aber
nicht sprunghaft, sondern jeweils über den zwischengeschalteten Übergangsbereich,
der in dieser Ausprägung
des Verfahrens stets zeitlich vorübergehend eingesetzt wird.
Die Dauer des ersten Teilabschnitts (im Verhältnis zu der Dauer der Halbperiode)
wird dabei nach einer vorgegebenen Zeitabhängigkeit oder in Abhängigkeit
des sogenannten Kommutierungswinkels variiert wird.
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So
wird bei einem Übergang
von dem Sinus-Kommutierungsbereich auf einen anschließenden Block-Kommutierungsbereich
die Dauer des ersten Teilabschnitts im Verhältnis zu dem zweiten Teilabschnitt sukzessive
verlängert.
Zusätzlich
oder alternativ wird bei einem Übergang
von Block-Kommutierungsbereich auf einen anschließenden Sinus-Kommutierungsbereich
die Dauer des ersten Teilabschnitts sukzessive verkürzt.
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In
einer bevorzugten Ausprägung
des Verfahrens wird der erste Teilabschnitt zeitlich zentriert bezüglich des
zweiten Teilabschnitts angesetzt. Dies hat zur Folge, dass im Übergangsbereich
die Zeitabschnitte mit blockartig konstanter Phasenspannung stets
an den Stellen des Kommutierungsmusters angeordnet sind, an denen
bei reiner Sinus-Kommutierung die Minima bzw. Maxima der Phasenspannung
liegen würden.
Hierdurch wird erreicht, dass das Übergangs-Kommutierungsmuster
insbesondere an dem an den Sinus-Kommutierungsbereich angrenzenden
Rand des Übergangsbereichs
weitestmöglich
an das einer reinen Sinus-Kommutierung entsprechende Kommutierungsmuster
angeglichen ist. Der Wechsel von reiner Sinus-Kommutierung in den Übergangsbereich
erfolgt auf diese Weise besonders kontinuierlich.
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Das
zur Ansteuerung des Umrichters auf denselben gegebene Schaltsignal
ist bevorzugt pulsweitenmoduliert, enthält also eine nach Maßgabe einer
festen Zyklusdauer getaktete Serie von Pulsen und zwischengeordneten
Pulslücken,
wobei das Signal durch variable Einstellung der (zeitlichen) Pulsweite
der Pulse moduliert wird. Das Schaltsignal ist in dieser Ausbildung
des Verfahrens als PWM-Signal bezeichnet. Wird der Umrichter pulsweitenmoduliert
angesteuert, so ist die vorstehend genannte Phasenspannung durch
den über die
Zyklusdauer des PWM-Signals gebildeten Mittelwert der momentanen
Phasenspannung gegeben. Diese effektive Phasenspannung ist stets
proportional zu der Pulsweite.
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In
einer besonders einfach realisierbaren Ausgestaltung des Verfahrens
wird die Verlängerung
bzw. Verkürzung
des ersten Teilabschnitts durch Variierung einer vorgegebenen Pulse-Locking-/Pulse-Dropping(PLPD)-Zeit
vorgenommen. Hierdurch kann eine zumeist an sich auch im Rahmen
eines herkömmlichen Ansteuerverfahrens
vorgesehene Pulse-Locking-/Pulse-Dropping(PLPD)-Funktion – entgegen
dem eigentlichen Einsatzzweck einer solchen Funktion – zur Gestaltung
des Kommutierungsmusters im Übergangsbereich genutzt
werden. Das erfindungsgemäße Verfahren
kann hierdurch unter lediglich geringfügiger Änderung bekannter Ansteueralgorithmen – mithin
ohne größeren Entwicklungsaufwand – realisiert
werden.
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Zusätzlich oder
alternativ wird die PLPD-Funktion zweckmäßigerweise auch zur Erzeugung
des Schaltsignals im Block-Kommutierungsbereich, also zur Realisierung
einer reinen Block- Kommutierung
genutzt. Zur Erzeugung der Block-Kommutierung wird hierbei einfach
die vorgegebene PLPD-Zeit auf die Zyklusdauer des PWM-Signals gesetzt.
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In
einer besonders ressourcensparenden, d. h. vom Rechenaufwand her
besonders anspruchslosen Ausführung
des Verfahrens wird die Dauer des ersten Teilabschnitts nicht kontinuierlich,
sondern quantisiert entsprechend einer vorgegebenen Abstufung variiert.
Hierdurch entfällt
insbesondere die Notwendigkeit, die Dauer des ersten Teilabschnitts
bei iterativer Durchführung
des Verfahrens stets neu berechnen zu müssen.
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Bezüglich der
Vorrichtung wird die obige Aufgabe erfindungsgemäß gelöst durch die Merkmale des Anspruchs
10. Danach umfasst die Vorrichtung eine schaltungs- und/oder programmtechnisch
zur Erzeugung des Schaltsignals nach dem vorstehend beschriebenen
Verfahren ausgebildete Steuereinheit. Bei der Steuereinheit handelt
es sich insbesondere um einen Mikrocontroller, in dem eine das Verfahren
ausführende
Steuerlogik in Form einer Software implementiert ist.
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Nachfolgend
werden Ausführungsbeispiele
der Erfindung anhand einer Zeichnung näher beschrieben. Darin zeigen:
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1 in
einem grob schematisch vereinfachten Schaltbild einen Elektromotor
mit einem diesem vorgeschalteten Umrichter sowie eine Vorrichtung
zur Ansteuerung des Umrichters,
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2 in
einem schematischen Diagramm beispielhaft für eine Phase des Elektromotors
die über
eine PWM-Zyklusdauer gemittelte Phasenspannung bei Sinus-Kommutation,
aufgetragen gegen die Zeit bzw. gegen den sogenannten Kommutierungswinkel,
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3 in
detaillierter Darstellung einen zeitlichen Ausschnitt III des Diagramms
gemäß 2,
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4 in 2 entsprechender
Darstellung den Verlauf der Phasenspannung bei Block-Kommutierung,
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5 anhand
von fünf übereinander
angeordneten Diagrammen gemäß 2 einen Übergang
zwischen Sinus-Kommutierung und Block-Kommutierung, wobei die Form
des Phasenspannungsverlaufs in einem Übergangsbereich in Abhängigkeit
einer für
die gewünschte
Leistung des Elektromotors charakteristischen Größe bestimmt ist, und
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6 in
Darstellung gemäß 2 ein
alternativer Übergang
zwischen Sinus-Kommutierung und Block-Kommutierung, wobei die Form
des Phasenspannungsverlaufs in einem entsprechenden Übergangsbereich
in Abhängigkeit
der Zeit oder des Kommutierungswinkels variiert wird.
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Einander
entsprechende Teile und Größen sind
in allen Figuren stets mit gleichen Bezugszeichen versehen.
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1 zeigt
grob schematisch einen (Elektro-)Motor 1 mit einem Ständer 2 und
einem in diesem drehbar gelagerten Läufer 3. Bei dem Motor
handelt es sich beispielsweise um einen permanenterregten Synchronmotor.
Der Läufer 3 ist
hierbei mit Permanentmagneten zur Erzeugung eines magnetischen Läuferfeldes
versehen. Im Rahmen der Erfindung können grundsätzlich daneben aber auch andere
Motortypen, insbesondere auch Asynchronmotoren oder elektrisch erregte
Synchronmotoren zum Einsatz kommen. Der Motor 1 ist insbesondere
zum Einsatz in einem Hybridantrieb eines Kraftfahrzeugs vorgesehen.
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1 zeigt
weiterhin einen Umrichter 4 sowie eine Vorrichtung 5 zur
Ansteuerung des Umrichters 4. Diese Vorrichtung 5 umfasst
eine Steuereinheit 6 in Form eines Mikrocontrollers sowie
einen Drehstellungssensor 7, der im Betrieb des Motors 1 die
Drehstellung des Läufers 3 gegenüber dem
Ständer 2 erfasst.
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Der
Ständer 2 des
Motors 1 ist mit einer Drehfeldwicklung 8 zur
Erzeugung eines magnetischen Ständerdrehfeldes
bewickelt.
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Die
Drehfeldwicklung 8 umfasst drei Wicklungsstränge, nachfolgend
als Motorphasen L1, L2 und L3 bezeichnet, die in einem Sternpunkt 9 zusammengeschlossen
sind. Jede Motorphase L1, L2, L3 ist hinsichtlich ihrer physikalischen
Eigenschaften gekennzeichnet durch eine Induktivität LL1, LL2, LL3, einen ohmschen Widerstand RL1, RL2, RL3 sowie durch eine induzierte
Spannung UL1, UL2, UL3. Die Induktivitäten LL1, LL2, LL3, Widerstände RL1,
RL2, RL3 und Spannungen UL1, UL2, UL3 sind
in 1 in Form eines Ersatzschaltbildes eingetragen.
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Der
Umrichter 4 umfasst einen elektrischen Zwischenkreis 10 mit
einer Hochpotenzial-Seite 11 und einer Niederpotenzial-Seite 12,
zwischen denen im Betrieb des Motors 1 eine Zwischenkreisspannung
UZ angelegt ist.
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In
den Zwischenkreis 10 sind drei Halbbrücken 13a, 13b, 13c zur
Speisung jeweils einer Motorphase L1, L2, L3 parallel geschaltet.
Jede Halbbrücke 13a, 13b, 13c umfasst
einen Phasenanschluss 14a, 14b, 14c, an
dem die zugehörige
Motorphase L1, L2, L3 angeschlossen ist.
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Zwischen
dem jeweiligen Phasenanschluss 14a, 14b, 14c und
der Hochpotenzialseite 11 des Zwischenkreises 10 umfasst
jede Halbbrücke 13a, 13b, 13c einen
hochpotenzialseitigen Leistungsschalter 15a, 15b, 15c in
Form eines IGBT. Jedem dieser Leistungsschalter 15a, 15b, 15c ist
jeweils eine Freilaufdiode 16a, 16b, 16c parallel
geschaltet. Zwischen den Motoranschluss 14a, 14b, 14c und
die Niederpotenzial-Seite 12 des Zwischenkreises 10 ist
im Rahmen jeder Halbbrücke 13a, 13b, 13c jeweils
ein niederpotenzialseitiger Leistungsschalter 17a, 17b, 17c geschaltet.
Jeder dieser Leistungsschalter 17a, 17b, 17c ist
wiederum in Form eine IGBT ausgebildet und wird von einer parallel
geschalteten Freilaufdiode 18a, 18b, 18c flankiert.
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Der
Umrichter 4 umfasst ferner einen in Parallelschaltung zu
den Halbbrücken 13a, 13b, 13c in
den Zwischenkreis 10 ge schalteten Kondensator 19 zum
Ausgleich von Spannungswelligkeiten im Betrieb des Motors 1.
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Die
Steuereinheit 6 ist eingangsseitig mit dem Drehstellungssensor 7 verschaltet
und erhält
von diesem im Betrieb des Motors 1 ein Drehstellungssignal
D, das eine Information über
die aktuelle Drehstellung des Läufers 3 bezüglich des
Ständers 2 enthält. Bei
dem Drehstellungssensor 7 handelt es sich um einen absoluten
Positionssensor, der beispielsweise den sogenannten Hall-Effekt
oder eine induktive Ankopplung an das vom Läufer 3 erzeugte Läufermagnetfeld
zur Erzeugung des Drehstellungssignals D nutzt.
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Ausgangsseitig
ist die Steuereinheit 6 jeweils mit dem Steuer- bzw. Gate-Anschluss
eines jeden Leistungsschalters 15a, 15b, 15c und 17a, 17b, 17c verschaltet.
Durch Ausgabe eines digitalen Schaltsignals schaltet die Steuereinheit 6 die
Leistungsschalter 15a, 15b, 15c und 17a, 17b, 17c im
Betrieb des Motors 1 reversibel zwischen einem elektrisch
leitenden und einem elektrisch sperrenden Zustand, um die in den
Motorphasen L1, L2, L3 anliegenden Phasenspannungen nach einem vorgegebenen
Kommutierungsmuster zu variieren. Diese Schaltsignale sind pulsweitenmoduliert
und werden daher im Folgenden als PWM-Signal PWM bezeichnet.
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Der
Steuereinheit ist weiterhin (in nicht näher dargestellter Weise) als
Steuergröße ein Sollwert
für die Motordrehzahl
zugeführt.
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In
der Steuereinheit ist eine Steuerlogik 20 in Form einer
oder mehrerer Softwaremodule implementiert, die im Betrieb des Motors 1 ein
nachfolgend näher
beschriebenes Verfahren zur Ansteuerung des Umrichters 4,
d. h. zur Erzeugung der PWM-Signale
PWM durchführt.
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Die
Steuerlogik 20 berechnet hierbei aus dem zeitlichen Verlauf
des Drehstellungssignals D einen Istwert der Motordreh zahl. Die
Steuerlogik 20 ermittelt weiter im Rahmen einer Drehzahlregelung
eine Stelldifferenzgröße, die
angibt, ob die Motorleistung – bzw.
die Motordrehzahl – unter
den aktuellen Betriebsbedingungen erhöht, erniedrigt oder konstant
gehalten werden soll.
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Anhand
des Drehstellungssignals D und der Stelldifferenzgröße ermittelt
die Steuerlogik 20 dann eine Pulsweite λ (3) und erzeugt
nach Maßgabe
dieser Pulsweite λ und
einer vorgegebenen Zyklusdauer T (3) das PWM-Signal
PWM für
jeden der Leistungsschalter 15a, 15b, 15c und 17a, 17b, 17c.
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Im
Normalbetrieb des Motors 1, das heißt bei niedriger oder mittlerer
Motorleistung, führt
die Steuerlogik 20 eine sogenannte Sinus-Kommutierung 21 (2)
durch. Dabei wird die Pulsweite λ des
einem jeden Leistungsschalter 15a, 15b, 15c und 17a, 17b, 17c zugeordneten
PWM-Signals PWM mit der Zeit t sinusförmig variiert. Entsprechend
folgt auch die über
die Zyklusdauer T des PWM-Taktes gemittelte Phasenspannung einer
jeden Motorphase L1, L2, L3 einem sinusförmigen Verlauf mit der Zeit.
Die Sinus-Kommutierung 21 ist am Beispiel der effektiven,
d. h. über
die Zyklusdauer T gemittelten Phasenspannung <UL1> der Motorphase L1
in den 2 und 3 dargestellt (Mit spitzen Klammern <> wird hierbei formelhaft auf die Mittelwertbildung
angedeutet).
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Die
effektive Phasenspannung <UL1> schwingt
synchron mit dem sogenannten Kommutierungswinkel φ, der die
Drehstellung des von den Motorphasen L1, L2, L3 erzeugten magnetischen
Ständerdrehfeldes
wiedergibt. Eine Periode P oder Vollschwingung der effektiven Phasenspannung <UL1> entspricht also einer
Volldrehung des magnetischen Drehfeldes, mithin einer Änderung
des Kommutierungswinkels φ um
360°.
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Die
gemittelten Phasenspannungen der übrigen Motorphasen L2 und L3
gleichen hinsichtlich ihres zeitlichen bzw. kommutierungswinkelabhängigen Verlaufs
der Phasenspannung <UL1>,
sind aber bezüglich dieser
um einen Kommutierungswinkelbetrag von 120° bzw. 240° phasenverschoben.
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Um
den Motor 1 in einem Hochleistungsbereich mit mehr als
100% reiner Sinusleistung betreiben zu können, kann die Steuerlogik 20 von
der in 2 dargestellten Sinus-Kommutierung 21 auf
eine so genannte Block-Kommutierung 22, wie sie – wiederum
beispielhaft für
die Phasenspannung <UL1> in 4 dargestellt ist – umschalten.
Dabei wird durch entsprechende Ansteuerung der Leistungsschalter 15a, 15b, 15c und 17a, 17b, 17c die
Phasenspannung <UL1> derart
eingestellt, dass sie innerhalb einer Periode P einen Rechteckpuls 23 und
eine nachfolgende Pulslücke 24 aufweist.
Für die
Dauer des Rechteckpulses 23 ist die Pulsweite λ des jeweils
zugeordneten hochpotentialseitigen Leistungsschalters 15a–15c auf λ = 100% T
gesetzt, für
die Dauer der Pulslücke 24 auf λ = 0. Der
zugeordnete Leistungsschalter 17a–17c ist stets entgegengesetzt
hierzu angesteuert. Die Phasenspannungen der übrigen Phasen L2 und L3 gleichen
wiederum hinsichtlich ihres zeitlichen Verlaufs der Phasenspannung <UL1>, sind aber gegenüber dieser
um eine Kommutierungswinkeldifferenz von 120° bzw. 240° phasenverschoben.
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Bei
dem durch die Steuerlogik 20 durchgeführten Verfahren erfolgt der Übergang
zwischen reiner Sinus-Kommutierung 21 und reiner Block-Kommutierung 22 nicht
sprunghaft. Vielmehr ist zwischen diesen beiden extremen Kommutierungsmustern
ein Übergangsbereich 25 vorgesehen,
in dem das Kommutierungsmuster – und
hieraus resultierend die Form der Phasenspannung <UL1> – sukzessive von dem Sinus-Modus
in den Block-Modus (oder umgekehrt) überführt wird. Dieser Übergang
wird dadurch erreicht, dass ausgehend von dem reinen Sinus-Modus
die Kommutierung derart verändert
wird, dass in jeder Halbperiode P1, P2 der Periode P ein erster
Teilabschnitt t1 vorgesehen wird, in dem die Phasenspannung <UL1> auf einem im Wesentlichen
der Zwischenkreisspannung UZ entsprechenden
Maximalwert konstant festgehalten wird. Der Teilabschnitt t1 ist
hierbei bezüglich
der Halbperiode P1 zeitlich zentriert, so dass der Bereich konstanter
Phasenspannung <UL1> stets
mit denjenigen Bereichen des Spannungsverlaufs zusammenfällt, in
denen bei reiner Sinus-Kommutierung 21 die Maxima bzw.
Minima der Phasenspannung <UL1> auftreten
würden.
In jeweils gleich großen
Zeitabschnitten t2 und t3 vor bzw. nach dem Teilabschnitt t1 wird
die Phasenspannung <UL1> sinusförmig kommutiert.
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Der
sukzessive Übergang
zwischen dem reinen Sinus-Modus und dem reinen Block-Modus wird
verfahrensgemäß vorgenommen,
indem die Dauer des Teilabschnitts t1 zu Ungunsten des restlichen
Teilabschnitts t2 + t3 der jeweiligen Halbperiode P1, P2 um so mehr
vergrößert wird,
je mehr das Kommutierungsmuster im Übergangsbereich 25 an
den reinen Block-Modus angeglichen werden soll. Der Teilabschnitt
t1 ist also an dem zum Sinus-Modus
benachbarten Rand des Übergangsbereiches
in Relation zu dem restlichen Teilabschnitt t2 + t3 vergleichsweise
klein, an dem zu dem reinen Block-Modus benachbarten Rand des Übergangsbereichs
dagegen vergleichsweise groß.
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In
einer in 5 dargestellten ersten Variante
des von der Steuerlogik 20 ausgeführten Verfahrens wird die Länge des
Teilabschnitts t1 im Übergangsbereich
als Funktion einer für
die Motorleistung charakteristischen Stellgröße S eingestellt. In dem in 5 dargestellten
Beispiel ist diese Stellgröße S auf
100% reine Sinusleistung normiert. Sie gibt also die von der Steuerlogik 20 eingestellte
Motorleistung in Relation zu 100% Sinusleistung an, und hat bei
Erreichen der maximalen Sinusleistung den Wert 1.
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Entsprechend
arbeitet die Steuerlogik 20 für S ≤ 1 im reinen Sinus-Modus. Die
Stellgröße S entspricht in
diesem Bereich im Wesentlichen der auf die Zwischenzeitspannung
UZ normierten Amplitude der Phasenspannung <UL1>. Für Werte von S ≥ 1 wird der
Teilabschnitt t1 schrittweise erhöht, bis bei Überschreitung
eines oberen Leistungsschwellwerts – im Beispiel gemäß 5 S
= 1,3 – die
Zeitspanne t1 an die gesamte Dauer der Halbperiode P1 bzw. P2 angeglichen
wird, und somit der reine Block-Modus erreicht ist.
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TAB
1 zeigt die funktionale Abhängigkeit
des Teilabschnitts t1 von der Stellgröße S für das in
5 dargestellte
Beispiel
S | t1/(t1
+ t2 + t3) | Kommutierungsmuster |
≤ 1 | 0 | Sinus-Modus |
1 < S ≤ 1,1 | 0,2 | Übergangsbereich |
1,1 < S ≤ 1,2 | 0,4 |
1,2 < S ≤ 1,3 | 0,75 |
> 1,3 | 1 | Block-Modus |
TAB
1
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Um
den Spannungsverlauf im Übergangsbereich
mit besonders geringem numerischen Aufwand zu realisieren, greift
die Steuerlogik 20 auf eine integrierte Pulse-Locking/Pulse-Dropping(PLPD)-Funktion
zurück.
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Durch
diese Funktion wird ein Puls des PWM-Signals PWM unterdrückt, wenn
seine Pulsweite λ eine vorgegebene
PLPD-Zeit tPLPD unterschreitet (Pulse-Dropping).
Des Weiteren wird ein Puls des PWM-Signals PWM dann über die
gesamte Zyklusdauer T ausgedehnt, wenn die Differenz der Pulsseite λ von der
Zyklusdauer T die vorgegebene PLPD-Zeit tPLPD unterschreitet
(Pulse-Locking). Mit anderen Worten wird mittels Pulse-Locking die
zwischen zwei Pulsen des PWM-Signals PWM gebildete Pulslücke dann
unterdrückt,
wenn die Dauer dieser Pulslücke
die PLPD-Zeit tPLPD unterschreitet.
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Die
PLPD-Funktion dient im Normalbetrieb der Vorrichtung 5 dazu, übermäßig kurze
Schaltpulse, die von dem Umrichter 4 aufgrund der baubedingten
Schaltzeiten der Leistungsschalter 15a, 15b, 15c und 17a, 17b, 17c nicht
ordnungsgemäß durchgeführt werden
können,
zu vermeiden. Die PLPD-Zeit tPLPD ist im
Normalbetrieb auf einen sehr kleinen konstanten Wert von ca. 6 μ sec gesetzt,
um nicht-harmonische Signalverzerrungen zu vermeiden.
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Im
Gegensatz hierzu wird die PLPD-Zeit tPLPD im Übergangsbereich 25 in
Abhängigkeit
der Stellgröße S variiert,
indem die PLPD-Zeit tPLPD stets auf den
für den
Teilabschnitt t1 gewünschten
Wert gesetzt wird. Infolge der Eigenschaften der PLPD-Funktion stellt
sich der in 5 dargestellte Kurvenverlauf
der Phasenspannung <UL1> dann
automatisch ein. Insbesondere wird auch die reine Block-Kommutierung 22 mittels
die PLPD-Funktion realisiert, indem die PLPD-Zeit tPLPD auf
einen der Dauer der jeweiligen Halbperiode P1, P2 entsprechenden
Wert gesetzt wird.
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In 6 ist
eine Variante des von der Steuerlogik 20 durchgeführten Verfahrens
dargestellt. Im Gegensatz zu der vorstehend beschriebenen Verfahrensvariante
wird hier im Übergangsbereich 25 der
Teilabschnitt t1 nicht in Abhängigkeit
der Motorleistung, sondern aufgrund einer vorgegebenen Zeitabhängigkeit
oder in Abhängigkeit
des Kommutierungswinkels φ variiert.
Beispielsweise wird – wie
in 6 dargestellt – der Teilabschnitt t1 ab Beginn
des Übergangsbereichs 25 mit
jeder folgenden Periode P anhand einer vorgegebenen Quantisierungsvorschrift
schrittweise vergrößert, bis
der Block-Modus 22 erreicht ist. Optional ist auch beim Übergang
von dem Block-Modus
in den Sinus-Modus ein solcher Übergangsbereich
vorgesehen, in dem die Dauer des Teilabschnitts t1 mit jeder Periode
P schrittweise vermindert wird. Die einstellbaren Werte des ersten
Teilabschnitts sind dabei durch eine vorgegebene Abstufung (bzw.
Quantisierungsvorschrift) vorgegeben, die insbesondere der mittleren
Spalte von TAB 1 entspricht.
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Im Übrigen gleicht
das Kommutierungsverfahren der im Zusammenhang mit 5 beschriebenen Verfahrensvariante.
Insbesondere wird die Kurvenform der Phasenspannung <UL1> im Übergangsbereich
und Block-Modus durch Variation der PLPD-Zeit tPLPD eingestellt.
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Die
in den 5 und 6 für die Phase L1 und die zugehörige Phasenspannung <UL1> dargestellte Variation
des Kommutierungsmusters im Übergangsbereich 25 wird
in gleicher Weise auf die Phasenspannungen der übrigen Phasen L2 oder L3 angewendet,
die wiederum gegenüber
der Phasenspannung <UL1> lediglich
phasenverschoben sind.