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Die
Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur pulsbreitenmodulierten
Ansteuerung eines Gleichstrommotors nach dem Oberbegriff des Patentanspruchs
1.
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Bei
der durch die
DE 3
044 027 A1 bekannten Schaltungsanordnung ist eine Strombegrenzungsanordnung
vorgesehen, die den Maximalstrom des Motors über dessen ganzem Drehzahlspektrum
weitgehend konstant hält.
Wird ein solcher Motor durch äussere
Eingriffe blockiert, so zieht er einen relativ hohen Strom und kann
deshalb überhitzt
werden.
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Deshalb
ist es Aufgabe der Erfindung, bei einem solchen Motor den Strom
insbesondere bei blockiertem Motor zu reduzieren.
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Nach
der Erfindung wird diese Aufgabe durch die im Anspruch 1 angegebenen
Merkmale gelöst.
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Die
Vorteile der Erfindung bestehen insbesondere darin, dass eine übermässige Erwärmung des
Motors oder anderer Bauteile sicher vermieden wird, auch wenn der
Motor blockiert ist oder mit einer geringeren als der Nenndrehzahl,
z.B. während
der Hochlaufphase, läuft.
Dieser Vorteil wird mit äusserst
geringem Schaltungsaufwand erreicht, so dass weder nennenswerte
Mehrkosten entstehen noch das bauliche Volumen sonderlich vergrössert wird.
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Weitere
Einzelheiten und vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung ergeben
sich aus den im folgenden beschriebenen und in der Zeichnung dargestellten,
in keiner Weise als Einschränkung
der Erfindung zu verstehenden Ausführungsbeispielen, sowie aus
den Unteransprüchen.
Es zeigen:
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1 eine
Prinzipdarstellung eines ersten Ausführungsbeispiels,
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2 eine
Prinzipdarstellung eines zweiten Ausführungsbeispiels,
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3 ein
erstes detailliertes Ausführungsbeispiel
der erfindungsgemässen
Schaltungsanordnung,
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4 eine
schematische Darstellung eines kollektorlosen Aussenläufermotors
bekannter Bauart,
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5 Schaubilder zur Erläuterung der Wirkungsweise von 6 und
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6 ein
zweites detailliertes Ausführungsbeispiel
der erfindungsgemässen
Schaltungsanordnung.
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1 zeigt
eine Prinzipdarstellung einer erfindungsgemässen Schaltungsanordnung zur
Ansteuerung eines Gleichstrommotors. Die in Klammern angegebenen
Bezugsziffern sind der 3 entnommen und sollen lediglich
dazu dienen, einen Vergleich der Prinzipdarstellung mit einem detaillierten
Ausführungsbeispiel
zu erleichtern.
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Der
von einer nicht dargestellten Stromquelle zugeführte Motorstrom gelangt über ein
Schalterelement (201) an eine Schaltung (202)
zur Motorstrom-Istwert-Erkennung und von dort an den Gleichstrommotor
(203). In der Schaltung (202) zur Motorstromistwerterkennung
wird überwacht,
ob der durch die Gegen-EMK
beeinflusste Motorstrom einen vorgebenen Maximalwert überschreitet
(wobei wie zu den 3 bis 6 näher beschrieben,
die Gegen-EMK von der Motordrehzahl abhängig ist). Wird der vorgegebene
Maximalstrom, insbesondere bei blockiertem Motor oder während der
Hochlaufphase, überschritten,
so gibt die Schaltung (202) ein Abschaltesignal an das
Schalterelement (201), woraufhin der Motorstrom unterbrochen
wird. Gleichzeitig wird ein Signal an eine Absenkanordnung (204)
abgegeben, die, z.B. unter Verwendung kapazitiver Bauelemente, derart
ausgestaltet ist, dass sie mit relativ langer Zeitkonstante – gemessen
an der Pulsbreitendauer der Motorbestromung – aus mehreren solcher Signale
das Ein/Aus-Verhältnis
der Motorbestromung mittelt. Weiterhin wird ein Zeitverzögerungsglied
(205) aktiviert, das nach Ablauf der Zeitverzögerung ein
Einschaltsignal an das Schalterelement (201) abgibt, so
dass der Motor (203) wieder mit der Stromquelle verbunden
ist. Dieser Ablauf wiederholt sich entsprechend der Zeitkonstante
der Absenkanordnung (204) über mehrere Ein/Aus Perioden der
Motorbestromung und führt
schliesslich zur Abgabe eines Maximalstrom-Absenksignals an die
Motorstrom-Istwert-Erkennungsschaltung (202), in der daraufhin
der obere, überwachte
Grenzwert des Motorstroms erniedrigt wird.
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Auf
diese Weise erfolgt mit einfachen Mitteln eine Reduzierung des Motorstroms
in Abhängigkeit
von der Motordrehzahl, und zwar immer dann, wenn der Motor nicht
mit seiner Nenndrehzahl läuft
oder gar blockiert ist.
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In 2 ist
das Prinzipbild einer Variante der 1 gezeigt,
gemäss
der auf das Zeitverzögerungsglied
der 1 verzichtet werden kann. Auch hier wird der Motorstrom über ein
Schalterelement (206) und eine Motorstromistwerterkennungsein richtung
(207) dem Motor (208) zugeführt. Abweichend zu 1 ist
hier jedoch die Motorstromistwerterkennungseinrichtung (207)
befähigt,
sowohl einen vorgegebenen Maximalstrom als auch einen ebenfalls
vorgegebenen Minimalstrom zu erkennen. Auch hier wird, wenn der
Motorstrom den vorgegebenen Maximalwert übersteigt, ein Abschaltsignal
an das Schalterelement (206) gegeben, woraufhin die Stromzufuhr
unterbrochen wird. Nunmehr ermittelt die Motorstromistwerterkennungseinrichtung (207)
aus dem im Motor (208) abklingenden Strom, wann der vorgegebene
untere Grenzwert unterschritten wird. Sobald Unterschreitung des
unteren Grenzwertes festgestellt wird, gibt die Motorstromistwerterkennungseinrichtung
(207) ein Einschaltsignal an das Schalterelement (206),
woraufhin der Motor (208) wieder mit der Stromquelle verbunden
wird. Auch hier wird also der Motorstrom nach einer Zeitverzögerung nach
dem Abschalten wieder eingeschaltet.
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Die
Absenkanordnung (209) wirkt auch hier in der zu 1 beschriebenen
Weise.
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3 zeigt
einen Gleichstrommotor 10, der als üblicher Kollektor-Kleinmotor
ausgebildet sein kann und zu den eine Freilaufdiode 11 parallelgeschaltet
ist. Der eine Anschluss des Motors 10 ist mit einer Plusleitung 12 verbunden,
die über
eine als Falschpolsicherung dienende Diode 13 an eine Anschlussklemme 14 geführt ist.
Der andere Anschluss des Motors 10 ist mit dem Kollektor
eines als npn-Darlingtontransistors 15 ausgebildeten Schalterelement
verbunden, dessen Emitter mit einer Minusleitung 16 verbunden
ist, die über
eine als niederohmiger Messwiderstand ausgebildete Motorstromistwerterkennungseinrichtung 20 und
einen daran anschliessenden Leitungsabschnitt 21 zu einer
Anschlussklemme 17 der Motoranordnung führt. Die Klemmen 14 und 17 können z.B.
an eine Batterie von 12 oder 24 V angeschlossen sein.
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Zwischen
den Leitungen 12 und 21 liegt ein Glättungskondensator 18.
Ferner führt
von der Leitung 12 ein Widerstand 19 zu einem
Knotenpunkt 22, und von letzterem führt eine Zenerdiode 23 zur
Leitung 21. Der Knotenpunkt 22 ist mit der Basis
eines npn-Transistors 24 verbunden, dessen Kollektor über einen
Widerstand 25 mit der Leitung 12 verbunden ist
und dessen Emitter zu einer Leitung 26 führt, an
der im Betrieb eine relativ zur Leitung 21 konstante Spannung,
z.B. von plus 5 V, liegt. Die Elemente 19-25 dienen
also als Spannungskonstanthalter für die an die Leitung 26 angeschlossenen
Bauelemente einer Strombegrenzungseinrichtung 27, welche
den Spannungsabfall am Messwiderstand 20 erfasst und bei
einem bestimmten Maximalstrom, entsprechend einem Spannungsabfall
am Widerstand 20, den Darlingtontransistor 15 sperrt,
so dass der Strom von den Klemmen 14, 17 zum Motor 10 unterbrochen
wird und der Strom im Motor 10 über die Freilaufdiode 11 abklingen
kann.
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Nach
einer Zeitverzögerung,
die durch Zeitglieder bewirkt wird, aber auch durch den Zeitablauf
bis zur Erkennung eines bestimmten Minimalstroms gegeben sein kann,
wird dann der Strom zum Motor 10 wieder eingeschaltet,
und dieses Spiel wiederholt sich, wenn der vorgegebene Wert des
Maximalstroms erneut überschritten
wird. Die Erfindung befasst sich mit dem Problem, diesen vorgegebenen
Wert des Maximalstromes drehzahlabhängig so zu steuern, dass er
bei der Drehzahl Null und bei niedrigen Drehzahlen kleiner ist als
bei der Nenndrehzahl des Motors 10.
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Die
Strombegrenzungseinrichtung 27 weist einen Operationsverstärker 30 auf,
der als Komparator dient und von den Leitungen 26 und 21 mit
Strom versorgt wird. Sein invertierender Eingang, der mit einem Minuszeichen
gekennzeichnet ist, ist mit einem Knotenpunkt 31 verbunden,
von dem ein Widerstand 32 zur Leitung 26 und ein
Widerstand 33 zur Leitung 21 führt. Die Widerstände 32 und 33 bilden
also einen Spannungsteiler. Parallel zum Widerstand 33 liegt
ein Kondensator 34 von einigen Mikrofarad. Ferner führt vom Knotenpunkt 31 ein
Widerstand 35 zum Kollektor eines npn-Transistors 36,
dessen Emitter mit der Leitung 21 und dessen Basis über einen
Widerstand 38 mit dem Ausgang 37 des Komparators 30 verbunden
ist. Letzterer ist intern so aufgebaut, dass sein Ausgang 37 intern
mit der Leitung 21 verbunden ist, solange sein nicht invertierender
Eingang + ein negativeres Potential hat als sein invertierender
Eingang –.
Im umgekehrten Fall hingegen ist der Ausgang 37 nicht mehr
mit der Leitung 21 verbunden (sogenannte Schaltung mit
offenem Kollektor). Dieser Ausgang 37 ist über einen
Widerstand 39 mit der Leitung 26 und über einen
Widerstand 42 mit der Basis eines npn-Transistors 43 verbunden,
dessen Kollektor über
einen Widerstand 44 mit der Leitung 12 und dessen
Emitter mit der Leitung 16 verbunden ist. Ist also der
Ausgang 37 des Komparators 30 mit der Leitung 21 verbunden,
so sperren die Transistoren 36 und 43, und der
Transistor 15 erhält
einen Basisstrom über den
Widerstand 44, so dass dem Motor 10 über den
Transistor 15 Strom zugeführt wird. Ist umgekehrt der
Ausgang 37 des Komparators 30 nicht mit der Leitung 21 verbunden,
so erhalten die Transistoren 36 und 43 über den
Widerstand 39 einen Basisstrom und leiten. Dann ist der
Transistor 15 gesperrt, und der Transistor 36 bewirkt,
dass der Widerstand 35 zum Widerstand 33 parallelgeschaltet
wird. Da die Widerstände 35 und 33 bevorzugt
so ausgelegt sind, dass der Widerstand 35 nur geringfügig kleiner
ist als der Widerstand 33, wirkt dies in der Praxis wie
eine Halbierung des Wertes des Widerstands 33 bzw. der
an diesem liegenden Spannung, welche den Höchstwert des Stromes durch
den Messwiderstand 20 festlegt.
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Da
der Komparator 30 im Betrieb ständig seinen Schaltzustand ändert, und
zwar abhängig
von der Drehzahl des Motors 10 und damit von dessen Gegen-EMK,
wird der Transistor 36 im Betrieb laufend leitend und gesperrt,
so dass die Spannung zwischen dem Knotenpunkt 31 und der
Leitung 21 an sich im Rhythmus dieser Änderungen ständig schwanken
würde.
Dies wird vermieden durch den Kondensator 34, der diese Spannung
glättet,
so dass die Gleichspannung am Kondensator 34 bei normaler
Betriebsdrehzahl hoch ist, da dann der Transistor 36 ständig sperrt,
bei blockiertem Motor 10 dagegen niedrig ist, da dann der
Transistor 36 einen grossen Teil der Zeit leitend ist.
Beim Hochlaufen des Motors 10 nimmt diese Spannung am Kondensator 34,
ausgehend vom Niedrigwert bei Stillstand, bis zum Höchstwert
bei der Betriebsdrehzahl etwa kontinuierlich zu. Auf diese Weise
ist der Wert des Maximalstroms, der durch die Strombegrenzungsanordnung 27 begrenzt wird,
eine Funktion der Drehzahl des Motors 10.
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Die
Anordnung von Transistor 36, Widerständen 33 und 35,
sowie dem Kondensator 34, wirkt also ähnlich wie ein Digital-Analog-Umsetzer zur Steuerung
dieses Wertes abhängig
vom Taktverhältnis
der Stromimpulse und damit – indirekt – von der
Drehzahl des Motors 10.
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Der
Komparator 30 ist als sogenannter Taktverstärker geschaltet
und hat hierzu eine positive Rückkopplung,
welche eine Kapazität
enthält,
so dass der Komparator 30, wenn er auf einen zu hohen Motorstrom angesprochen
hat, erst nach einer bestimmten Zeit wieder in den vorherigen Zustand
zurückschalten
kann. Der Ausgang 37 ist hierzu über die Serienschaltung eines
Widerstands 46 und eines ersten Kondensators 47 mit
einem Knotenpunkt 48 verbunden, der über einen zweiten Kondensator 49 mit
dem nicht invertierenden Eingang des Komparators 30 verbunden
ist. Ferner sind zwei Dioden 52, 53 vorgesehen.
Die Anode der Diode 53 ist mit der Leitung 21 verbunden,
ihre Kathode mit dem Knotenpunkt 48. Die Kathode der Diode 52 ist
di rekt mit dem nicht invertierenden Eingang des Komparators 30 und – über einen
Widerstand 54 – mit
der Leitung 16 verbunden, während ihre Anode mit dem Knotenpunkt 48 verbunden
ist.
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Die
Zeitkonstante des Taktverstärkers
wird im wesentlichen bestimmt durch die Widerstände 46 und 54 und
durch den Kondensator 47. (Der Widerstand 46 dient
hauptsächlich
zur Verhinderung von HF-Schwingungen des Komparators 30).
Diese Schaltelemente bestimmen im wesentlichen die Umladezeit des
Kondensators 47. Da bei blockiertem Motor und bei niedrigen
Drehzahlen der Taktverstärker
mit einer hohen Frequenz schaltet, steht an sich nicht genügend Zeit
zur Verfügung,
um den Kondensator 47 umzuladen. Hierdurch würde mit
fallender Drehzahl der Motorstrom ansteigen, z.B. um 30 %, was aus
den erläuterten
Gründen
unerwünscht
ist, zumal hierdurch auch der Leistungstransistor 15 gefährdet werden
könnte,
besonders bei blockiertem Motor 10. Durch die Diode 53 erreicht
man nun, dass beim Laden des Kondensators 47 keine Verzögerung mehr
auftritt, da die Diode 53 dann den Widerstand 54 überbrückt. Dagegen
sperrt die Diode 53 beim Entladen des Kondensators 47,
aber die Diode 52 wird leitend, so dass die Entladung über den
Widerstand 54 erfolgt und das erforderliche Zeitverhalten
ergibt.
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Um
ferner das Verhalten der positiven Rückkopplung in der gewünschten
Weise zu beeinflussen, ist der zweite Kondensator 49 vorgesehen,
welcher z.B. ein Drittel der Kapazität des Kondensators 47 hat
und zur Diode 52 parallelgeschaltet ist.
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Dieser
Kondensator 49 bewirkt ein rasches Umschalten des Taktverstärkers. Würde er gleich
gross gemacht werden wie der Kondensator 47, so würde sich
wieder das unerwünschte
Verhalten bei niedrigen Drehzahlen ergeben, da ja Lade- und Entladevorgang
des zweiten Kondensators 49 nicht unsymmetrisch gemacht
worden sind. Durch die Dioden 52 und 53 verhindert
man also, dass der Motorstrom – ohne
den Transistor 36 und den Widerstand 35 – mit fallender
Drehzahl auf höhere
Werte begrenzt wird.
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Nachfolgend
werden einige typische Werte für
die Bauteile der Anordnung nach
3 angegeben, wobei
k = kOhm und n = nF bedeuten:
| Diode 13... | Typ
4001 |
| Kondensator 18... | 100 μF |
| Widerstand 20... | 0,1
Ohm |
| Widerstand 32... | 100
k |
| Widerstand 33... | 13
k |
| Widerstände 35, 38, 42, 46 | 10k |
| Widerstände 39, 44... | 1,5
k |
| Widerstand 46... | 1
k |
| Verstärker 30... | LM
393 |
| Kondensator 47... | 15
n |
| Kondensator 49... | 4,7
n |
| Widerstand 54... | 3,3
k |
| Kondensator 34... | 3 μF |
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Arbeitsweise:
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Beim
Einschalten des stillstehenden Motors ist die Gegen-EMK des Motors 10 gleich
Null, da sich dieser noch nicht dreht.
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Der
Motorstrom steigt deshalb rasch an, so dass die Strombegrenzungseinrichtung 27 nach
kurzer Einschaltzeit anspricht und den Strom mit hoher Taktfrequenz
und niedrigem Taktverhältnis
unterbricht. Der Transistor 36 wird deshalb mit dieser
hohen Taktfrequenz nur kurzzeitig gesperrt, z.B. 10 ms, und dann
relativ lange Zeit leitend, z.B. 50 ms, und reduziert dadurch die
Spannung am Kondensator 34 auf etwa die Hälfte des Wertes
bei ständig
geöffnetem
Transistor 36. Dadurch wird der Strom durch den Messwiderstand 20 auf
etwa die Hälfte
des Wer tes bei Nenndrehzahl begrenzt, und da dieser reduzierte Strom – durch
das ständige
Ein- und Ausschalten des Taktverstärkers 30 – dem Motor
von aussen her nur jeweils während
kurzer Zeitintervalle zugeführt
wird, wird die Leistungszufuhr zum Motor 10 auf etwa ein
Viertel der Leistung bei Nenndrehzahl begrenzt, so dass im blockierten
Zustand keine Überhitzung
auftreten kann.
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Läuft der
Motor 10 hoch, so induziert er eine zu seiner Drehzahl
etwa proportionale Gegen-EMK, so dass der Strom in ihm weniger rasch
ansteigt und die Einschaltperioden des Taktverstärkers 30 länger werden, d.
h. das sogenannte Tast- oder Taktverhältnis (mark to space ratio)
nimmt zu, und der Transistor 36 ist jeweils längere Zeit
nicht leitend und nur während
kurzer Zeitperioden leitend. Dementsprechend steigt die Spannung am
Kondensator 34 an, und der Strom durch den Widerstand 20 wird
auf einen höheren
Wert begrenzt. Dies ist erforderlich, um z.B. bei einer drehzahlabhängigen Last
wie einem Lüfter
ein ausreichendes Hochlaufmoment zu erzeugen.
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Bei
Nenndrehzahl ist die Gegen-EMK des Motors 10 so hoch, dass
dessen Strom unter dem zulässigen
Maximalstrom liegt und deshalb die Strombegrenzungseinrichtung 27 nicht
mehr anspricht, d.h. die beiden Transistoren 36 und 43 sind
dann ständig
nicht leitend, und der Transistor 15 ist ständig leitend.
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Die
Spannung am Kondensator 34 hat dann ihren Maximalwert,
und der Strom wird auf einen Wert begrenzt, der z.B. doppelt so
hoch ist wie bei der Drehzahl Null oder bei niedrigen Drehzahlen.
Auf diese Weise wird der Ansprechwert der Strombegrenzung drehzahlabhängig geführt, und
zwar mit einem minimalen Mehraufwand. – Die Funktionsweise der Dioden 52 und 53 wurde
bereits beschrieben. Sie dienen demselben Zweck und unterstützen die
Wirkung der Bauelemente 34 bis 36.
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Selbstverständlich könnte die Änderung
des Ansprechwerts für
die Strombegrenzung auch auf andere Weise erreicht werden. Z.B.
könnte
für den
Widerstand 33 ein Potentiometer verwendet und dieses durch
ein elektrisches Stellglied verstellt werden, dessen Ausschlag eine
Funktion der Taktfrequenz des Verstärkers 30 ist. Oder
aber könnte
man parallel zum Widerstand 32 die Serienschaltung eines
Widerstands und eines Transistors legen, wobei dieser Transistor
dann leitend wäre,
wenn auch der Transistor 15 leitend ist. Man müsste auch
in diesem Fall den Glättungskondensator 34 verwenden,
der entweder zwischen den Knotenpunkt 31 und der Leitung 21 oder
dem Punkt 31 und der Leitung 26 geschaltet werden
kann. Alternativ könnte
auch der Wert des Messwiderstands 20 abhängig vom
Taktverhältnis
verändert
werden, was aber mehr Bauelemente voraussetzt. Im Rahmen der vorliegenden
Erfindung gibt es also zahlreiche Varianten, und die dargestellte
Ausführungsform
ist zwar die derzeit bekannte beste Ausführungsform, aber sicher nicht
die einzige.
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Die 4-6 zeigen
die Anwendung der vorliegenden Erfindung bei einem kollektorlosen
Gleichstrommotor. Gleiche oder gleichwirkende Teile wie in 3 werden
auch in den 4- 6 mit denselben Bezugszeichen
bezeichnet wie dort und gewöhnlich
nicht nochmals beschrieben. Ein typisches Beispiel eines solchen
Motors ist in 4 sehr schematisch dargestellt. 4 zeigt
einen zweipoligen, zweipulsigen, einsträngigen kollektorlosen Gleichstrommotor.
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Definitionen:
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- Zweipulsig:
- Zahl der dem Stator
zugeführten
Stromimpulse pro Rotordrehung von 360° el. Z.B. sind das bei einem
zweipulsigen Motor zwei Stromimpulse pro 360° el.
- Einsträngig:
- Der Motor hat nur
eine einzige Wicklung. Ein solcher Motor könnte auch als einphasig bezeichnet
werden.
- Zweipolig:
- Der Rotor hat zwei
Pole.
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Naturgemäss ist die
vorliegende Erfindung in gleicher Weise bei Motoren mit anderer
Pulsigkeit, anderer Strang- und anderer Polzahl verwendbar, ohne
dass dies jeweils an Beispielen dar gestellt wird.
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Der
in 4 dargestellte Motor 60 ist ein zweipoliger,
zweipulsiger, einsträngiger
Aussenläufermotor. Sein
Aussenrotor 61 ist radial magnetisiert, wobei die beiden
Pole durch N und S angedeutet sind.
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Diese
Magnetisierung ist trapezförmig
mit engen Lücken
64 und
65 (ca.
5-15° el.)
zwischen den Polen. Die trapezförmige
Magnetisierung ergibt eine praktisch konstante Induktion über jeweils
165...175° el.,
und daran schliessend einen monotonen Abfall der Magnetisierung,
vergl. die
DE 2 346
380 C3 der Anmelderin, wo das ausführlich erläutert ist.
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Der
Rotor 61 hat ein Umfangsteil 62, z.B. einen tiefgezogenen
Topf aus Stahl, dessen nicht dargestellter Boden mit der – nicht
dargestellten – Welle
des Rotors verbunden ist. In diesem Topf 62 ist der eigentliche Magnet 63 befestigt.
Auf dem Topf 62 sind Lüfterflügel 67 des
Lüfters
aufgeschweisst, der vom Motor 60 angetrieben wird. Es ist
nur ein einziger Flügel 67 dargestellt.
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In 4 sind
die Stellen mit praktisch konstanter Induktion (= Magnetflussdichte)
für den
Nordpol durch Schraffierung und für den Südpol durch Punkte schematisch
angedeutet. Die Drehrichtung ist mit 66 bezeichnet. Der
Stator 68 hat zwei ausge prägte Pole: Einen oberen Pol 69,
und einen unteren Pol 70, welche zwischen sich Nuten 73 und 74 einschliessen,
in denen eine einsträngige
Wicklung 75 angeordnet ist, deren beide Anschlüsse mit 78 und 79 bezeichnet
sind. Ein Rotorstellungssensor 82 ist an der Öffnung der
Nut 74 angeordnet. Er ist bevorzugt ein galvanomagnetischer
Sensor, z.B. ein Hall-IC. Ein Hall-IC gibt bei der Drehung des Rotors 62 etwa
rechteckförmige
Signale mit einem Taktverhältnis
von m = 50% ab, d.h. die Impulslänge ist
etwa gleich der Pausenlänge.
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Der
Luftspalt
83 über
dem Statorpol
69, und der mit ihm in der Form übereinstimmende
Luftspalt
84 über
dem Pol
70, sind so ausgebildet, wie das die
US 4 030 005 zeigt. Z.B. nimmt, ausgehend
von der Nut
73, der Luftspalt
83 in Drehrichtung
bis zu einem Maximum
80 zu, und nimmt von da an monoton
bis zu einem Minimum d
1 wieder ab. Man erzeugt
so das gewünschte
Reluktanzmoment, vergl. die bereits genannte
DE 2 346 380 C3 . Naturgemäss kann
ein erfindungsgemässer
Motor in gleicher Weise auch als Innenläufermotor oder auch als Flachmotor
(mit ebenem Luftspalt) aufgebaut werden. Die Luftspaltform bei dem
dargestellten zylindrischen Luftspalt hängt von der Form des gewünschten
Reluktanzmoments und der Art der Magnetisierung des Rotors
61 ab.
Die Pollücken
64 und
65 können mit
Vorteil geschrägt
sein.
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In
der Wicklung
75 fliesst im Betrieb alternierend ein Gleichstromimpuls
vom Anschluss
78 zum Anschluss
79, und dann ein
Gleichstromimpuls vom Anschluss
79 zum Anschluss
78.
Zwischen zwei aufeinanderfolgenden Impulsen liegt jeweils eine Strompause.
Diese kann z.B. entsprechend dem
DE 3 044 056 C2 (D122) erzeugt werden, insbesondere
mit den Anordnungen nach
4 oder
6 dieser
Druckschrift, auf das zur Vermeidung von Längen ausdrücklich Bezug genommen wird.
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Wie 6 zeigt,
ist die Motorwicklung 75 Teil einer Vollbrückenschaltung 90,
welche zwei pnp-Leistungstransistoren 91, 92 und
zwei npn-Leistungstransistoren 93, 94 aufweist.
Die Emitter der Transistoren 91 und 92 sind an
die Plusleitung 12, die Emitter der Transistoren 93 und 94 an
die Minusleitung 16 angeschlossen. Die Kollektoren der
Transistoren 91 und 93 sind miteinander und mit
dem Wicklungsanschluss 78 verbunden. Ebenso sind die Kollektoren
der Transistoren 92 und 94 miteinander und mit
dem Wicklungsanschluss 79 verbunden. Zwei Freilaufdioden 95 und 96 sind
zu den Leistungstransistoren 91 und 92 antiparallel
geschaltet und schützen
diese vor zu hohen Spannungsspitzen bei den Schaltvorgängen. Die
Basen der Transistoren 91 und 92 sind über je einen
Kondensator 101, 102 mit der Plusleitung 12 verbunden.
Die Transistoren 91-94 sind bei niedrigen Betriebsspannungen
einfache Transistoren, bei hohen Betriebsspannungen bevorzugt – wie dargestellt – Darlingtontransistoren.
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Zum
Ansteuern der Brückenschaltung 90 dienen
zwei npn-Transistoren 106, 107.
Der Kollektor von 106 ist über einen Widerstand 108 mit
der Basis von 92 verbunden, der Kollektor von 107 über einen
Widerstand 109 mit der Basis von 91. Der Emitter
von 106 ist mit der Basis von 93 verbunden, der
Emitter von 107 mit der Basis von 94. Wenn also
der Transistor 106 eingeschaltet wird, werden die beiden
diagonal gegenüberliegenden
Leistungstransistoren 92 und 93 leitend, und es
fliesst ein Strom i1 in Richtung vom Anschluss 79 zum
Anschluss 78 durch die Wicklung 75. Wird umgekehrt
der Transistor 107 eingeschaltet, so werden die diagonal
gegenüberliegenden
Transistoren 91 und 94 eingeschaltet, und es fliesst
ein Strom i2 in Richtung vom Anschluss 78 zum
Anschluss 79.
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Als
Stellglieder für
eine Strombegrenzungeinrichtung 110 sind ferner zwei npn-Transistoren 112 und 113 vorgesehen,
die je weils mit dem Emitter an die Minusleitung 16 angeschlossen
sind. Der Kollektor von 112 ist mit der Basis von 93,
der Kollektor von 113 mit der Basis von 94 verbunden.
Die Basis des Transistors 112 ist über einen Widerstand 114,
die Basis des Transistors 113 über einen Widerstand 115 mit
dem Ausgang 37 der Strombegrenzungseinrichtung 110 verbunden.
Wenn letztere also die beiden Transistoren 112 und 113 leitend
macht, so werden die Basen der Leistungstransistoren 93 und 94 stromlos,
und diese beiden Transistoren sperren, so dass die Wicklung 75 von
der Minusleitung 16 getrennt ist und von dort keinen Strom
mehr erhalten kann. Dagegen können
in diesem Falle die Leistungstransistoren 91 und 92 nach
wie vor eingeschaltet werden. Dies ist vorteilhaft, weil der Stromabfall
in der Wicklung 75 weniger steil wird und sich an der Wicklung 75 kleinere
Spannungsspitzen ergeben. Dadurch läuft der Motor 60 ruhiger
und gleichmässiger,
die Leistungstransistoren 91-94 werden weniger
belastet, und die Eisenverluste des Motors 60 werden kleiner.
Ausserdem ergeben sich auf den Zuleitungen zum Motor kleinere Stromschwankungen,
und dies wird unterstützt
durch den Kondensator 18.
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Die
Steuertransistoren 106 und 107 werden über Steuerleitungen 116, 117 von
einem Kommutierungs-Steuerteil 120 des Motors aus angesteuert.
Der Steuerteil 120 enthält
ein Kommutierungs-Steuergerät 118,
auch Auwahlschaltung genannt, und dieses erhält seine Steuerimpulse von
dem Hall-IC 82 (4), der wie dargestellt ebenso
wie das Steuergerät 118 an
die geregelte Spannung zwischen den Leitungen 26 und 21 angeschlossen
ist. Wie in 5 schematisch dargestellt
ist, wechseln die rechteckförmigen
Impulse 116' (5A) und 117' (5B)
auf den Steuerleitungen 116, 117 einander ab und
sind durch Impulspausen alpha voneinander getrennt, so dass immer
abwechselnd die Leistungstransistoren 91 und 94 und
dann die Leistungstransistoren 92 und 93 leitend
gemacht werden, niemals aber alle vier Transistoren 91-94 gleichzeitig,
da diese sonst durch den entstehenden Kurzschluss sofort zerstört würden.
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Die
Brückenschaltung 90 enthält noch
weitere Bauelemente, und zwar ist zwischen den Basen der Transistoren 106 und 93 ein
Widerstand 123 vorgesehen, ebenso ein Widerstand 124 zwischen
den Basen der Transistoren 107 und 94. Zwischen
den Emittern der Transistoren 106 und 93 liegt
ein Kondensator 125, ebenso ein Kondensator 126 zwischen
den Emittern der Transistoren 107 und 94. Diese
Kondensatoren dienen dazu, unerwünschte
Stromspitzen beim Schalten der Transistoren 91, 92 zu
vermeiden. Die Kondensatoren 101, 102 erfüllen dieselbe
Funktion bei den Transistoren 93 und 94.
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Die
Strombegrenzungseinrichtung 110 ist weitgehend gleich aufgebaut
wie die Strombegrenzungseinrichtung 27 der 3,
weshalb dieselben Bezugszeichen verwendet werden wie dort. Bei 6 wird
aber ein Doppelkomparator verwendet, der neben dem Operationsverstärker 30 noch
einen Operationsverstärker 130 enthält, der
ebenfalls so aufgebaut ist, dass sein Ausang 131 intern
mit der Leitung 21 verbunden ist, solange sein nicht invertierender
Eingang + ein negativeres Potential hat als sein invertierender
Eingang –.
Im umgekehrten Fall ist der Ausgang 131 nicht mehr mit
der Leitung 21 verbunden (sogenannte Schaltung mit offenem Kollektor).
Der Verstärker 130 wird
zusammen mit dem Verstärker 30 mit
Strom versorgt, weshalb seine Stromversorgung nicht gesondert eingezeichnet
ist. Der Widerstand 35 liegt also bei 6 zwischen
dem Ausgang 131 und dem Knotenpunkt 31, und er
wird durch den Operationsverstärker 130 parallel
zum Widerstand 33 geschaltet, wenn der nicht invertierende
Eingang + ein negativeres Potential hat als der invertierende Eingang –, während er
im umgekehrten Fall nicht zum Widerstand 33 parallelgeschaltet
wird.
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Bei 6 ist
der Widerstand 32 der 1 aufgeteilt
in zwei seriengeschaltete Widerstände 32' und 32'',
deren Verbindungspunkt 132 mit dem nicht invertierenden
Eingang + des Verstärkers 130 verbunden
ist. Dagegen ist der invertierende Eingang – des Verstärkers 130 mit dem
Ausgang 37 des Verstärkers 30 verbunden,
so dass der Verstärker 130 immer
die entgegengesetzten Schaltvorgänge
ausführt
wie der Verstärker 30, also
im Takt desselben schaltet. Wenn z.B. der Motor 60 bei
Nenndrehzahl läuft
und sein Strom unterhalb der Ansprechschwelle der Strombegrenzungseinrichtung 110 liegt,
so ist der Ausgang 37 des Verstärkers 30 mit der Leitung 21 verbunden,
so dass die Transistoren 112 und 113 sperren und
die Brückenschaltung 90 normal von
den Impulsen 116', 117' auf den Leitungen 116 bzw. 117 angesteuert
werden kann. In diesem Fall ist der Ausgang 131 des Verstärkers 130 nicht
mit der Leitung 21 verbunden, so dass der Widerstand 35 nicht
zum Widerstand 33 parallelgeschaltet ist und der Ansprechwert
der Strombegrenzungseinrichtung 110 hoch ist.
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Beim
Anlauf dagegen schaltet der Verstärker 30 mit hoher
Frequenz, so dass er u.U. die Transistoren 112 und 113 mehrere
tausend Mal pro Sekunde aus- und einschaltet und dadurch die Stromzufuhr
zur Wicklung 75 jeweils unterbricht, um einen Stromanstieg über den
Ansprechwert hinaus zu verhindern. Während dieser Stromunterbrechungen
wird jeweils durch den Verstärker 130 der
Widerstand 35 zum Widerstand 33 parallelgeschaltet,
so dass der Ansprechwert der Strombegrenzungseinrichtung 110 entsprechend
herabgesetzt wird und ein entsprechend kleinerer Strom in der Wicklung 75 fliesst,
wodurch die vom Motor 60 aufgenommene Leistung z.B. auf
ein Viertel der Leistung bei Nenndrehzahl begrenzt wird, wie bei 3 beschrieben.
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Die
Werte für
die Bauteile von 6 entsprechen den zu 3 angegebenen.
Für die
beiden Operationsverstärker 30 und 130 kann
z.B. der Doppelkomparator LM 393 verwendet werden, der zwei solche
Verstärker
enthält,
so dass sich insgesamt eine sehr kleine Baugrösse der Anordnung ergibt, wie
das besonders für
Gerätelüfter wichtig
ist.
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Sollte
die Anordnung nach
6 bei einem zweisträngigen Motor
verwendet werden, so würde
z.B. die Wicklung
75 entfallen, und dafür würde anstelle des Transistors
91 ein
Wicklungsstrang, und anstelle des Transistors
92 ein zweiter
Wicklungsstrang treten, wobei die Widerstände
108 und
109 jeweils
direkt mit der Leitung
12 verbunden werden müssten. Ebenso
kann man natürlich
mit der Strombegrenzungseinrichtung in der gleichen Weise zwei Vollbrückenschaltungen
entsprechend steuern, wobei die den Transistoren
112 und
113 entsprechenden
Transistoren der zweiten Vollbrückenschaltung
ebenfalls über
Widerstände
mit dem Ausgang
37 verbunden werden müssten. Solche und andere Modifikationen
liegen naturgemäss
im Rahmen der vorliegenden Erfindung. Die Erfindung eignet sich
besonders für
den Antrieb von sogenannten Gerätelüftern, da
sie bei deren Blockierung, wie sie in der Praxis öfters zu
beobachten ist, eine Überhitzung
des Lüftermotors verhindert.
Auch eine Kombination mit einem Drehzahlregler ist möglich, z.B.
in der in der
DE 3
044 027 A1 beschriebenen Weise.
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Ein
wichtiger Gedanke der vorliegenden Erfindung ist also darin zu sehen,
die im Taktverhältnis
der verwendeten Strombegrenzungsanordnung enthaltene Information über die
jeweilige Motordrehzahl zu verwenden für die Führung des oberen (und ggf.
auch des unteren) Ansprechwerts dieser Strombegrenzungseinrichtung,
um so bei niedrigen Drehzahlen und der Drehzahl Null den Motorstrom
auf niedrige Werte begrenzen zu können, ohne doch den Betrieb
bei der Nenndrehzahl zu behindern. Dies gelingt durch die Erfindung
mit ausserordentlich einfachen Mitteln und sehr geringen Mehrkosten,
und die Erfindung eignet sich für
alle Motorbauarten, bei denen die Gegen-EMK eine Funktion der Motordrehzahl
ist.
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Die
Erfindung ist nicht begrenzt auf Anordnungen mit Taktverstärkern, bei
denen nur die Überschreitung
eines oberen Ansprechwertes für
den Strom erfasst wird, sondern eignet sich, wie in Verbindung mit 2 bereits
erläutert,
in gleicher Weise auch für
sogenannte Zweipunktregler, bei denen der Strom im Motor ständig gemessen
wird und bei denen der Strom bei Überschreiten eines oberen Grenzwerts
abgeschaltet und bei Unterschreiten eines unteren Grenzwerts – also nach
einer zeitlichen Verzögerung – wieder
eingeschaltet wird. Auch bei diesen Motoren ist das Taktverhältnis eine
Funktion der Gegen-EMK,
also der Drehzahl, und die Erfindung kann deshalb in derselben Weise
angewendet werden.
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Die
Taktfrequenz eines Taktverstärkers
bei blockiertem Motor kann vom Konstrukteur durch Wahl der Parameter
des Taktverstärkers
vorgegeben werden und wird gewöhnlich
auf einige kHz begrenzt, da der Motor hierbei wie eine Drossel wirkt
und bei zu hohen Frequenzen zu hohe Eisenverluste auftreten würden. Typisch für den blockierten
Zustand ist ein Verhältnis
von Stromimpuls zu Strompause im Bereich von 1:4 bis 1:6.