DE3044056C2

DE3044056C2 - Zweipulsiger kollektorloser Gleichstrommotor

Info

Publication number: DE3044056C2
Application number: DE3044056A
Authority: DE
Inventors: Benno Ing.(grad.) 7742 St Georgen Doemen; Johann von der Dipl.-Ing. 7733 Mönchweiler Heide; Rolf Dr.-Ing. Müller
Original assignee: Papst Motoren & Co Kg 7742 St Georgen GmbH; Papst Motoren GmbH and Co KG
Current assignee: Papst Licensing GmbH and Co KG
Priority date: 1979-11-30
Filing date: 1980-11-22
Publication date: 1993-06-24
Anticipated expiration: 2000-11-23
Also published as: US4376261A; CH658348A5; DE3044056A1

Description

Die Erfindung betrifft einen zweipulsigen kollektorlosen Gleichstrommotor, mit einer Vorrichtung, die bei Drehung des Rotors zwei gleichfrequente, mit der Rotordrehung synchron verlaufende, zeitlich gegeneinander versetzte Impulsfolgen erzeugt, ferner mit einer an diese Vorrichtung angeschlossenen Auswerteschaltung, welche an ihren Ausgängen durch kurze Lücken zeitlich voneinander getrennte Steuerimpulse zum Ansteuern von der Statorwicklung des Motors zugeordneten Halbleitersteuermitteln erzeugt. Insbesondere betrifft die Erfindung einen solchen Motor mit einer in Brückenschaltung betriebenen einsträngigen Statorwicklung, eignet

sich aber auch für zweistriingige, zweipulsige Motoren, ist also in keiner Weise auf einsträngige Motoren beschränkt. Das bevorzugte Anwendungsgebiet der vorliegenden Erfindung sind Motoren mit einer Leistung von etwa 10 Watt aufwärts.

μ Ein Motor entsprechend dem Oberbegriff der Ansprüche 1 und 2 ist bekannt aus der US 40 70 606. Diese zeigt eine Schaltung für einen zweisträngigen, zweipulsigen Motor; durch Verdopplung dieser Schaltung er-

hält man bei Bedarf einen viersträngigen, vierpulsigen Motor. Dieser Motor verwendet sinusförmige Hallsignale, welche Schwellwertgliedern zugeführt werden. Solange diese Hallsignale einen vorgegebenen Schwellwert nicht überschritten haben, werden zwei Transistoren leitend gemacht, welche die Ausgangsspannung eines Reglers kurzschließen und so jeweils eine Lücke zwischen zwei aufeinanderfolgenden Ansteuersignalen für die Steuerung der Ströme in den beiden Stränden erzeugen. Eine solche Lücke ist erwünscht, weil sie u. a. den Wirkungsgrad des Motors etwas verbessert, seine Geräuschentwicklung reduziert und — bei einem Motor mit Brückenschaltung — wichtig ist. um Kurzschlüsse in der Brückenschaltung zu vermeiden. Solche Kurzschlüsse würden nämlich die Halbleiterelemente der is Brückenschaltung innerhalb kürzester Frist zerstören.

Die Schaltung nach der US-PS 40 70 606 setzt die Verwendung von analog arbeitenden Hallgeneratoren voraus. Verwendet man als Rotorstellungssensoren solche mit digitalem Ausgang, also einem nur zwischen »hoch« und »niedrig« alternierenden Ausgangssignal, so kann mit dieser bekannten Schaltung keine Lücke erzeugt werden.

Ferner kennt man aus der DE-OS 26 39 055 eine Treiberschaltung für die Statorwicklungen eines dreisträngigen kollektorlosen Gleichstrommotors. Dieser hat drei Hallgeneratoren, welche insgesamt sechs Hallspannungen liefern, und diese sechs Hallspannungen werden in einer Auswerteschaltung überlagert und dann Schwellwertgliedern zugeführt Man erhält so Signsle, die jeweils 120° lang sind, sich nicht überlappen, aber auch zwischen sich keine Lücken aufweisen. Man kann auch Signale erzeugen, die 60° lang sind und zwischen sich 60" lange Lücken aufweisen. Beides ist gleichermaßen unerwünscht: Ein Betrieb ohne Lücken hat die bereits erwähnten Nachteile, und bei einem Betrieb mit 60° langen Lücken ergeben sich entsprechend große Lücken im elektromagnetisch erzeugten Drehmoment, was einen unruhigen Motorlauf ergibt.

Es ist deshalb Aufgabe der Erfindung, einen zweipulsigen kollektorlosen Gleichstrommotor, insbesondere einen solchen mit Brückenschaltung, zu schaffen, welcher mit einer Rotorstellungssensoranordnung mit digitalem, also nur zwischen hoch und niedrig wechselndem Ausgangssignal arbeitet, und bei welchem jeweils zwisehen zwei aufeinanderfolgenden Stromimpulsen eine Stromlücke vorhanden ist.

Diese Aufgabe wird bei einem eingangs genannten Motor gelöst durch die im kennzeichnenden Teil des Anspruchs 1 angegebenen Maßnahmen. Durch die Ver-Wendung von zwei winkelversetzten Rotorstellungssensoren erhält man zwei zeitlich gegeneinander versetzte Impulsfolgen, und diese werden in einer logischen Schaltung ausgewertet, um Steuerimpulse zu erzeugen, die durch kurze Lücken getrennt sind. Die Größe der Lücken läßt sich dabei in sehr einfacher Weise durch die Größe des Versetzungswinkels der Rotorstellenssensoren bestimmen.

Die Aufgabe wird bei einem eingangs genannten Motor auch gelöst durch die im kennzeichnenden Teil des Anspruchs 2 angegebenen Maßnahmen. Eine solche Anordnung ist besonders einfach, weil sie mit nur einem Rotorstellungssensor auskommt. Über eine Verzögerungsstufe und ein Phasenumkehrglied wird aus den Ausgangsimpulsen dieses Sensors eine zweite Impulsfolge abgeleitet, und diese beiden Impulsfolgen werden wiederum einer logischen Schaltung zur Auswertung zugeführt. Diese Schaltung erzeugt dann Steuerimpulse,

z. B. für eine Brückenschahung, die durch kurze Lücken voneinander getrennt sind. Die Größe der Lücken wird hier durch das Ausmaß der Verzögerung im Verzögerungsglied bestimmt

Da die von der logischen Schaltung erzeugten Steuerimpulse im wesentlichen den Charakter von Rechteckimpulsen haben, geht man mit besonderem Vorteil so vor, wie das im .Anspruch 9 angegeben isu Man vermeidet so besonders beim Anlauf die Entstehung zu hoher Motorströme und die sich hieraus sonst ergebenden Probleme durch Überlastung der Statorwicklung oder der Leistungshalbleiter.

Für die Gegenstände der Ansprüche 9,10, 11 und 13 wird Schutz nur in Verbindung mit Anspruch 1 oder in Verbindung mit Anspruch 2 beansprucht

Weitere Einzelheiten und vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung ergeben sich aus den übrigen Unteransprüchen. Im folgenden werden die in der Zeichnung dargestellten, in keiner Weise als Einschränkung der Erfindung zu verstehenden Ausführungsbeispiele beschrieben. Es zeigt

F i g. 1 eine schematische Darstellung eines zum direkten Antrieb eines Lüfters dienenden zweipulsigen kollektorlosen Gleichstrommotors mit Reluktanz-Hilfsmoment; dieser Motor ist für sich allein bekannt,

F i g. 2 ein Blockschaltbild eines Ausführungsbeispiels der Erfindung,

F i g. 3 Diagramme zur Erläuterung von F i g. 2,

F i g. 4 eine ausführliche Darstellung eines bevorzugten Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung,

F i g. 5 Diagramme zur Erläuterung der Arbeitsweise von F i g. 4, und

F i g. 6 eine bevorzugte Variante zu F i g. 4.

F i g. 1 zeigt eine schematische Darstellung eines zweipulsigen kollektorlosen Gleichstrommotors 10, hier eines einsträngigen, zweipoligen Motors, wie er aus der US 40 30 005 bekannt ist. Es bedeuten:

Zweipulsig:

Zahl der dem Stator zugeführten Stromimpulse pro Drehwinkel des Rotors von 360° el. Dem in F i g. 1 dargestellten Motor werden z. B. während einer vollen Umdrehung nur zwei etwa gleich lange Stromimpulse zugeführt, von denen der eine die Statorwicklung 25 in der einen und der andere die Statorwicklung 25 in der anderen Richtung durchfließt.

Einsträngig:

Der Motor hat nur eine einzige Wicklung. Ein solcher Motor könnte auch als einphasiger Motor bezeichnet werden.

Zweipolig:

Der Rotor 11 hat zwei Pole.

Besonders ist darauf hinzuweisen, daß sich die vorliegende Erfindung in gleicher Weise für Motoren mit höherer Polzahl eignet, z. B. vierpolige, sechspolige etc. Motoren, und daß sie sich gleichermaßen auch für zweisträngige, zweipulsige Motoren eignet, wie sie die bereits erwähnte US 40 30 005 zeigt.

Der in F i g. 1 dargestellte Motor 10 ist ein Außenläufermotor mit einem zweipoligen Außenrotor 11, dessen radiale Magnetisierung in üblicher Weise durch A/und S angedeutet ist. Diese Magnetisierung ist trapezförmig mit engen Lücken 14 und 15 (ca. 5—10° el.) zwischen den Polen. Die trapezförmige Magnetisierung ergibt ei-

ne praktisch konstante Induktion über jeweils 170 ... 175° el. und daran anschließend einen monotonen Abfall der Magnetisierung, vergl. die DE-PS 23 46 380, wo das ausführlich erläutert ist.

Der Rotor 11 hat ein Umfangsteil 12, z. B. einen tiefgezogenen Topf aus Stahl, dessen nicht dargestellter Boden mit der nicht dargestellten Welle des Rotors verbunden ist. In diesem Topf 12 ist der eigentliche Magnet 13 befestigt, meist ein sogenannter Gummimagnet. Auf dem Topf 12 sind Lüfterflügel 17 des Lüfters aufgeschweißt, der vom Motor 10 angetrieben wird. Es ist nur ein einziger Flügel 17 dargestellt.

In F i g. 1 sind die Stellen mit praktisch konstanter Induktion (= Magnetflußdichte) für den Nordpol durch Schraffierung und für den Südpol gepunktet schematisch angedeutet. Die Drehrichtung ist mit 16 bezeichnet.

Der Stator 18 hat zwei ausgeprägte Pole: einen oberen Pol 19 und einen unteren Pol 20, welche zwischen sich Nuten 23 und 24 einschließen, in denen die Wicklung 25 angeordnet ist, deren Anschlüsse mit 28 und 29 bezeichnet sind. Ein erster Rotorstellungssensor 32 ist an der Öffnung der Nut 24 angeordnet, ein zweiter Rotorstellungssensor 31 an einer davon in Drehrichtung um etwa 25° entfernten Stelle. Beide Sensoren 31 und 32 sind galvanomagnetische Sensoren, z. B. Hall-IC's, und sie geben wie in Fig.3A und 3B dargestellt identische Signale ab, die aber gegeneinander um einen Winkel alpha versetzt sind.

Der Luftspalt 33 über dem Statorpol 19, und der mit ihm in der Form übereinstimmende Luftspalt 34 über dem Po! 20 sind so ausgebildet, wie das die erwähnte US 40 30 0005 zeigt. Zum Beispiel nimmt ausgehend von der Nut 23 der Luftspalt 33 in Drehrichtung bis zu einem Maximum 30 zu, und nimmt von da an monoton bis zu einem Minimum d\ wieder ab. Man erzeugt so das gewünschte Reluktanzmoment, vergl. die bereits genannte DE-PS 23 46 380. Naturgemäß kann ein erfindungsgemäßer Motor in gleicher Weise auch als Innenläufermotor aufgebaut werden. Die Luftspaltform hängt von der Form des gewünschten Reluktanzmoments und der Art der Magnetisierung des Rotors 11 ab. Die Pollücken 14 und 15 können mit Vorteil geschrägt sein.

Wie bereits erläutert, fließt in der Wicklung 25 abwechselnd ein Gleichstromimpuls vom Anschluß 28 zum Anschluß 29, und dann ein Gleichstromimpuls vom Anschluß 29 zum Anschluß 28. Und zwischen je zwei aufeinanderfolgenden Impulsen muß eine Strompause liegen.

F i g. 2 zeigt das Blockschaltbild einer Schaltung, die dieser Forderung gerecht wird.

Eine Betriebsspannungsquelle U, z. B. eine Batterie eines Fahrzeugs oder einer Posteinrichtung, hat eine Spannung, die gewöhnlich zwischen 12 und 110 Volt liegt An ihren Minuspol ist über eine Schutzdiode 36, die gegen Falschanschluß sichert (sogenannter Verpolschutz), eine Minusleitung 37 angeschlossen, und an den Pluspol eine Plusleitung 38.

Zur Stromversorgung der gesamten Steuerelektronik des Motors 10, also der Schaltung für die Kommutierung des Statorstroms und zu seiner Begrenzung, dient eine Spannungsstabilisierschaltung 39, die eine stabilisierte, niedrige Ausgangsspannung U_5IBb von z.B. 5V liefert. Dies hat den Vorteil, daß man den Kommutierbaustein, der in F i g. 2 mit 40 bezeichnet ist, und den Baustein für die Stromregelung, der in F i g. 2 mit 41 bezeichnet ist, für Motoren verschiedener Betriebsspannung verwenden kann und dadurch mit einem Minimum an Bausteinen verschiedene Motortypen bestücken kann. Diese Bausteine 40 und 41 sind wie dargestellt an Usisb angeschlossen und steuern die Brückenschaltung des Motors 10, welche an der vollen Betriebsspannung liegt. Dies erfordert naturgemäß eine ganz spezifische Auslegung der Brückenschaltung.

In F i g. 2 sind vom Motor 10 nur die Wicklung 25 und der Rotor 11 dargestellt. Die Wicklung wird in einer Vollbrückenschaltung 42 betrieben, welche vier Halbleiterschalter 43,44,45 und 46 aufweist, welche vier Halbleiterschalter 43,44,45 und 46 aufweist, zu denen jeweils eine Freilaufdiode 47 bis 50 parallel geschaltet ist. Im Betrieb werden alternierend einmal die Halbleiterschalter 43 und 46 geschlossen, und dann die Halbleiterschalter 44 und 45, also jeweils diagonal gegenüberliegende Halbleiterschalter. Zur Ansteuerung dienen Treiberelemente 53 (für die Halbleiterschalter 43 und 46) und 54 (für die Halbleiterschalter 44 und 45). In der Verbindung vom Treiberelement 53 zum Halbleiterschalter 46 liegt ein Steuerglied 55, das von dem Stromregler 41 aktivierbar ist, und in der Verbindung vom Treiberelement 54 zum Halbleiterschalter 45 liegt ein Steuerglied 56, das ebenfalls vom Stromregler 41 aktivierbar ist. Wenn der Stromregler 41 anspricht, so blockiert er über die Steuerglieder 55 und 56 die Zufuhr von Steuerimpulsen zu den Halbleiterschaltern 45 und 46 der unteren Brückenhälfte, so daß der Motorwicklung 25 kein Strom mehr von außen zugeführt wird und der Motorstrom entsprechend abnimmt. Dabei ist darauf hinzuweisen, daß die Sperrung nur einer Brückenhälfte sehr vorteilhaft ist, weil die Wicklung im Freilauf nicht umgepolt, sondern nur kurzgeschlossen wird. Dadurch wird der Stromabfall langsamer, und die Wechselspannungskomponente über der Wicklung wird nur halb so groß wie bei einer Sperrung der gesamten Brücke. An der Wicklung 25 treten also beim Einsetzen des Stromreglers 43, der als EIN-AUS-Regler arbeitet, nicht Rechteckspannungssignale mit der zweifachen Betriebsspannung auf, sondern nur Signale mit der Amplitude der Betriebsspannung. Dies bedeutet weniger Eisenverluste und niedrigere Störspannungen. Die Ausgänge der Treiberelemente 53 und 54 werden dabei nicht kurzgeschlossen sondern steuern weiterhin die Halbleiterschalter 43 und 44 an.

Der Kommutierbaustein 40 enthält eine vom Rotor 11 betätigte (Wirkverbindung 57) Rotorstellungs-Sensoranordnung 58, z. B. in F i g. 1 die beiden galvanomagnetischen Sensoren 31 und 32, die an ihren Ausgängen jeweils Rechteckimpulse mit einem Tastverhältnis m

so von etwa 50% liefern, d. h. diese Impulse sind etwa gleich lang wie die Pausen zwischen ihnen. F i g. 3 zeigt bei A) und B) diese Impulse an den Ausgängen 59 und 60 der Anordnung 58. Diese Impulse sind in der Form etwa identisch, aber gegeneinander um den Winkel alpha versetzt.

Diese Impulse werden zwei konjunktiven Gliedern zugeführt, hier einem UND-Glied 63 und einem NAND-Glied 64, und diese erzeugen an ihren Ausgängen 65 und 66 Steuerimpulse 67 bzw. 68, die jeweils voneinander durch Abstände der Dauer alpha getrennt sind. So erreicht man, daß in der Wicklung 25 stets der Strom in der einen Richtung abgeklungen ist, bevor der Strom in der anderen Richtung einsetzt.

Bei den Impulsen 67 und 68 handelt es sich im wesentliehen um digitale Impulse, welche die Halbleiterschalter 43 bis 46 voll durchsteuern. Wegen des kleinen Innenwiderstands der Wicklung 25 könnten beim Anfahrvorgang zu hohe Ströme in dieser Wicklung fließen.

solange die vom Rotor 11 erzeugte Gegen-EMK noch nicht genügend groß ist.

Der Stromregler 41 verhindert solche Überströme beim Anfahren und auch im Betrieb, z. B. wenn der Rotor 11 durch ein mechanisches Hindernis abgebremst oder sogar blockiert wird.

Zur Messung des Stromes im Motor 10 dient ein Meßwiderstand 71 von z. B. 0,1 Ohm, der zwischen die Diode 36 und die Brückenschaltung 42 geschaltet ist. Der Spannungsabfall am Widerstand 71 wird den beiden Eingängen eines Operationsverstärkers 72 zugeführt, dessen Ausgangssignal am Ausgang 73 über einen Kondensator 74 auf den nicht-invertierenden Eingang rückgekoppelt ist, um ein Verhalten als sogenannter Taktverstärker zu erzielen, also ein Regeln im AUS-EIN-Betrieb. Dieser Eingang ist ferner über einen Widerstand 75 an das motorseitige Ende des Meßwiderstands 71 angeschlossen, und der invertierende Eingang von 72 liegt am Abgriff 76 eines Spannungsteiles 77, 78, dessen einer Anschluß an der Minusleitung 37 liegt und dessen anderer Anschluß 79 mit einer geeigneten Führungsgröße verbunden ist. Da der Stromregler 41 den Strom nicht völlig unabhängig von der Drehzahl des Motors 10 regelt, sollte die Führungsgröße am Eingang 79 eine Spannung sein, die mit fallender Drehzahl fällt. Die Führungsgröße am Eingang 79 kann auch von einem Drehzahlregler vorgegeben werden, wenn der Motor 10 mit geregelter Drehzahl laufen soll, wie das z. B. bei Lüftern oft erwünscht ist, besonders, wenn diese mit sehr hohen Drehzahlen arbeiten.

Der Ausgang 73 des Operationsverstärkers 72 ist über einen Widerstand 80 mit der stabilisierten Spannung verbunden, ebenso der Operationsverstärker 72 selbst. Zur Stabilisierschaltung 39 ist ein größerer Kondensator 81 von z. B. 100 μΡ parallel geschaltet.

Gewöhnlich ist es unerwünscht, in einem Motor zwei Drehstellungssensoren 31 und 32 vorsehen zu müssen, und man bemüht sich, mit nur einem auszukommen. Die F i g. 4 und 5 zeigen, wie man das gemäß der vorliegenden Erfindung erreichen kann.

Bei Fig.4 ist zur Erzeugung von im wesentlichen rechteckförmigen Impulsen mit einem Tastverhältnis m von etwa 50% ein Hall-IC 85 vorgesehen, z. B. vom Typ TL 170. Dieser ist — wie der Sensor 32 in Fi g. 1 — im Bereich einer Statornutöffnung am Stator 18 angebracht und wird vom Magnetfeld des Rotors 11 gesteuert. Da die Verstärkung des Hall-IC relativ groß ist, hat das Signal U₈₅ an seinem Ausgang 87 relativ steile Flanken, wie das in F i g. 5A dargestellt ist Der Hall-IC 85 ist wie dargestellt zur Stromversorgung an die Minusleitung 37 und an eine von der stabilisierten Spannung Ustab gespeiste Plusleitung 86 angeschlossen. Vom Ausgang 87 führt ein Widerstand 88 zur Plusleitung 86, ein Widerstand 99 zur Basis eines pnp-Transistors 98, und ein Widerstand 93 zu einem Knotenpunkt 94, der seinerseits über einen Widerstand 95 mit der Basis eines npn-Transistors % und über einen Kondensator 97 mit der Minusleitung 37 verbunden ist. Ferner ist der Ausgang 87 mit dem Emitter eines pnp-Transistors 90 verbunden, dessen Basis über einen Widerstand 89 mit dem Emitter des Transistors 98 verbunden ist, der seinerseits mit dem Kollektor des Transistors % und — über einen Widerstand 100 — mit der Plusleitung 86 verbunden ist Der Emitter des Transistors 96 ist mit der Minusleitung 37 verbunden.

Der Kollektor des Transistors 90 ist mit der Basis eines npn-Transistors 104 und der Kollektor des Transistors 98 ist mit der Basis eines npn-Transistors 105 verbunden. Die Transistoren 104 und 105 dienen zur Ansteuerung der Brückenschaltung, die in Fig.4 mit 106 bezeichnet ist und vier Leistungstransistoren 107, 108, 109,110 aufweist. Zwischen den Emittern der Transistoren 104, 105 und ihren Basen ist jeweils ein Widerstand 104' bzw. 105' vorgesehen. 107 und 108 sind pnp-Transistoren, und 109 und 110 sind npn-Transistoren. Die ersteren sind jeweils mit dem Emitter an die Plusleitung 38 angeschlossen, die letzteren an eine negative Stromschiene 113, die über den Strommeßwiderstand 71 mit der Minusleitung 37 verbunden ist. Die Kollektoren der Transistoren 107 und 109 sind miteinander und mit dem Anschluß 28 der Statorwicklung 25 verbunden, und ebenso sind die Kollektoren der Transistoren 108 und

!5 IJO miteinander und mit dem Anschluß 29 der .Statorwicklung 25 verbunden. Die Freilaufdioden 47 bis 50 sind wie dargestellt jeweils zu den Emitter-Kollektor-Strecken der einzelnen Leistungstransistoren parallel geschaltet.

Die Basen der einzelnen Transistoren 107 bis 110 sind jeweils über einen Widerstand 114 bis 117 von z.B. 1 kOhm mit dem betreffenden Emitter verbunden. Von der Basis des Transistors 107 führt ein Widerstand 118 zum Kollektor des Transistors 105, dessen Emitter mit der Basis des Transistors 110 verbunden ist, so daß beim Einschalten des Transistors 105 die diagonal gegenüberliegenden Leistungstransistoren 107 und 110 der Brükkenschaltung 106 leitend werden. Ebenso führt von der Basis des Transistors 108 ein Widerstand 119 zum KoI-lektor des Transistors 104, dessen Emitter mit der Basis des Transistors 109 verbunden ist, so daß beim Einschalten des Transistors 104 die diagonal gegenüberliegenden Leistungstransistoren 108 und 109 leitend werden und ein entsprechender Strom durch die Statorwicklung 25 fließt.

Vom Ausgang 73 des Stromreglers 41 führt ein Widerstand 122 zur Basis eines npn-Transistors 123 und ein Widerstand 124 zur Basis eines npn-Transistors 125. Die Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors 123 ist zwisehen den Emitter des Transistors 104 und die negative Stromschiene 113 geschaltet, und ebenso ist die Emitter-Kollektor-Strecke des Transistors 125 zwischen den Emitter des Transistors 105 und die negative Stromschiene 113 geschaltet. Wenn also die Transistoren 123 und 125 durch ein Signal vom Stromregler 41 leitend gesteuert werden, blockieren sie die beiden Leistungstransistoren 109 und 110, also die untere Hälfte der Vollbrücke 106, nicht aber die obere Brückenhälfte. Dies hat die bereits zuvor bei F i g. 2 ausführlich erläuterten Vorteile.

Der Kommutierbaustein 40 arbeitet wie folgt:
Die Ausgangsimpulse ugs des Hall-IC 85 (vergl. F i g. 5A) werden direkt dem Emitter des Transistors 90 und der Basis des Transistors 98 zugeführt Diese beiden Transistoren dienen im vorliegenden Fall als konjunktive Glieder und steuern ihrerseits die beiden Treibertransistoren 104 und 105 der Brückenschaltung 106 an.

Ferner werden die Ausgangsimpulse uss des Hall-IC 85 einem Verzögerungsglied zugeführt, das aus dem Widerstand 93 und dem Kondensator 97 besteht; die Spannung Ü97 am Kondensator 97 steuert den Transistor 96. Die Spannung t/97 hat, wie in Fig.5B dargestellt, einen verzögerten Anstieg 130 und einen verzögerten Abfall 131, so daß die Impulsfolgen nach F i g. 5A und 5B zwar gleichfrequent, aber in Übergangsbereichen zeitlich gegeneinander versetzt sind.

Die Spannung U97 steuert die Spannung am Kollektor des Transistors 96, und diese wird der Basis des Transi-

stors 90 und dem Emitter des Transistors 98 zugeführt, so daß also an diesen beiden Transistoren die logische Verknüpfung der Signale u₈5 und U97 stattfindet. Zum Beispiel ist in F i g. 5 zum Zeitpunkt U die Spannung uss hoch, und auch die Spannung U97 ist ausreichend hoch, so daß der Transistor 96 leitet und die Basis des Transistors 90 mit der Minusleitung 37 verbindet. Dadurch wird der Transistor 90 zu diesem Zeitpunkt leitend und bewirkt seinerseits, daß der Treibertransistor 104 leitend wird und die Brückentransistoren 108 und 109 leitend steuert. Dies geht bis zum Zeitpunkt t₂, an dem das Ausgangssignal des Hall-IC 85 niedrig wird und infolgedessen der Transistor 90 sperrt.

Beim Transistor 98 ist im Zeitraum fi bis f2 die Basis positiver als der Emitter, so daß dieser Transistor sperrt, is Er sperrt auch noch bis zum Zeitpunkt f3, da erst zu diesem Zeitpunkt die Spannung am Kondensator 97 so tief fällt, daß der Transistor 96 sperrt und an seinem Kollektor eine Spannung auftritt, welche positiver ist als die zu diesem Zeitpunkt niedrige Spannung u₈s, so daß erst ab h der Transistor 98 leitet und über den Treibertransistor 105 die Leistungstransistoren 107 und 110 leitend steuert, und zwar bis zum Zeitpunkt f«, an dem die Spannung Ues wieder hoch wird, wodurch der Transistor 98 wieder sperrt. — Solange der Transistor % gesperrt ist, ist auch der Transistor 90 gesperrt, da dann dessen Basis positiver ist als der Emitter.

Am Kollektor des Transistors 98 erhält man also die Folge von Steuerimpulsen 132 gemäß F i g. 5C, und am Kollektor des Transistors 90 erhält man die Folge von Steuerimpulsen 133 gemäß F i g. 5D, und es liegt jeweils zwischen zeitlich benachbarten Impulsen 132, 133 eine Impulspause P, so daß jeweils die leitenden beiden Leistungstransistoren, z.B. 107 und 110, sperren können, bevor die beiden anderen Leistungstransistoren 108 und 109 leitend werden, und umgekehrt. Auf diese Weise werden Kurzschlüsse im Leistungsteil sicher vermieden.

Da die Impulse 132,133 die betreffenden Leistungstransistoren der Brückenschaltung 106 jeweils voll durchsteuern, könnten dort die Ströme besonders beim Anlauf über das zulässige Maß hinaus ansteigen. Diese Ströme werden am Meßwiderstand 71 gemessen und bewirken ein Ansprechen des Stromreglers, welcher bei Überschreiten eines bestimmten Stromes die Transistoren 123 und 125 einschaltet und — nach einer im wesentlichen durch den Kondensator 74 vorgegebenen Zeit — wieder ausschaltet. Dadurch wird verhindert, daß der Strom in der Wicklung 25 über einen vorgegebenen Wert hinaus ansteigt, und die Leistungstransistoren 107 bis 110 werden sicher vor Überlastung geschützt

Für den Komrnutierbaustein 40 gemäß F i g. 4 werden nachfolgend einige typische Werte angegeben:

Hall-IC 85
Widerstände 88,100
Widerstände 89,39
Widerstände 93,95
Kondensator 97
Transistoren 90,98
Transistor 96
Betriebsspannung

TL 170 (Texas Instruments)

lOkOhm

lOOkOhm

47 kOhm

22 nF

BC 308

BC 238

5VoIt

Das Ausführungsbeispiel nach F i g. 4 zeigt insbesondere, wie es mit einem einzigen Rotorstellungssensor b5 gelingt, zeitlich gegeneinander abgesetzte Steuerimpulse 132,133 zu erzeugen, welche durch Impulspausen P voneinander getrennt sind, so daß Kurzschlüsse in der Brückenschaltung 106 nicht auftreten können und bei einem zweisträngigen Motor der Wirkungsgrad verbessert und die Geräuschentwicklung verringert wird, weil sich die Stromimpulse nicht gegenseitig überlappen. Eine zusätzliche Stromregelung ist besonders bei Motoren für höhere Leistung erforderlich. — Die Motoren nach der vorliegenden Erfindung fänden ihre bevorzugte Anwendung bei Lüftern, insbesondere Gerätelüftern.

Besonders ist noch darauf hinzuweisen, daß der allgemeine Erfindungsgedanke des Ausführungsbeispiels nach F i g. 4 darin gesehen wird, aus einem ersten Signal mit steilen Flanken ein zweites Signal mit weniger steilen Flanken zu erzeugen und beide Signale zusammen logischen Verknüpfungsgliedern zuzuführen, welche eine relativ hohe Ansprechschweüc haben, so daß die bereichsweise zeitliche Versetzung der beiden Signale zum gewünschten Erfolg führt und ein zweiter Sensor entbehrlich wird.

Erläuternd seil ferner noch auf folgendes hingewiesen werden: Bei der Erfindung werden die Leistungstransistoren 107 bis 110 der Vollbrücke 106 stark übersteuert, um die Verluste in diesen Transistoren so niedrig wie möglich zu halten. Deshalb erfordert es relativ viel Zeit, einen bisher leitenden Transistor abzuschalten, während das Einschalten eines bisher gesperrten Transistors — durch das starke Steuersignal — rasch vor sich geht. Dadurch entsteht die Gefahr, daß die beiden einen Transistoren bereits eingeschaltet sind, wenn die beiden anderen noch nicht ausgeschaltet haben. Die Pausen P (F i g. 5) dienen dazu, dies zu verhindern, und die Anwendbarkeit ist also überall dort gegeben, wo Motorwicklungen an einer Vollbrückenschaltung betrieben werden.

Die Sperrung der einen Brückenhälfte durch die Transistoren 123, 125 hat gegenüber der Sperrung der gesamten Brücke 106 folgenden Vorteil: Wenn die gesamte Vollbrücke gesperrt wird, fließt die in der Wicklung 25 gespeicherte Energie über die Freilaufdioden 47 bis 50 zur Gleichstromquelle U. zurück, bei einem Telefonamt ζ. B. zur Amtsbatterie. Dabei fließen über die Zuleitung des Motors, z. B. eines Lüfters, ständig impulsförmige Ströme hin und her, und diese können in benachbarten Leitungen unerwünschte Störspannungen induzieren.

Wird dagegen eine Vollbrücke nur halbseitig gesperrt, z. B. in F i g. 4B durch Sperrung der beiden unteren Transistoren 109, 110, während die oberen Transistoren 108 weiterhin abwechselnd leitend gesteuert werden, so fließt die in der Spule 25 gespeicherte Energie entweder über die Freilaufdiode 48 und den Transistor 107, oder über die Freilaufdiode 47 und den Transistor 108, also nicht zurück zur Batterie. Dadurch werden unerwünschte impulsförmige Ströme in den Zuleitungen des Motors verringert, und der relativ große Kondensator 81 (2. B. 220) verringert weiter die Strompulsationen auf der Zuleitung weil er den periodisch schwankenden Energiebedarf des Motors 10 weitgehend ausgleicht

Außerdem ergibt der relativ niedrige Widerstand in dem beschriebenen Kurzschlußkreis für die Wicklung 25 niedrige Verluste und führt zu kleinen Spannungsspitzen und daher auch zu niedrigen Funkstörungen und niedrigen Motorgeräuschen.

F i g. 6 zeigt eine bevorzugte Variante zu F i g. 4, und zwar betrifft diese Variante den Kommut«erbni:siein 40 der F i g. 4. Dieser Baustein ist in F i g. 6 mit 140 bezeichnet. Gleiche oder gleichwirkende Teile wie in Fig.4 werden in F i g. 6 mit denselben Bezugszeichen bezeich-

net und gewöhnlich nicht nochmals beschrieben.

Vom Ausgang 87 des Hall-IC 85 führt hier ein Widerstand 141 zur Basis eines npn-Transistors 142, der als Miller-Integrator geschaltet ist und deshalb zwischen Kollektor und Basis einen Kondensator 139 aufweist. Sein Emitter ist über einen Widerstand 143 mit der negativen Leitung 37 verbunden. Zwischen dem Kollektor des Transistors 142 und der Leitung 37 ergibt sich also im Betrieb eine Spannung, die etwa dem Spiegelbild der Süannung Ü97 nach F i g. 5B entspricht, also zur Spannung ug5 etwa gegenphasig, aber dieser gegenüber abschnittsweise zeitlich verzögert ist. Über eine Leitung 144 wird diese verzögerte, invertierte Spannung zwei pnp-Transistoren 145 und 146 zugeführt, deren Emitter-Basis-Strecken antiparallel geschaltet sind und die als logische Verknüpfungsglieder dienen. Hierzu führt die Leitung 144 zur Basis des Transistors 145 und zum Emitter des Transistors 146 und ist über einen Widerstand 147 mit der positiven Leitung 86 verbunden.

Ebenso sind der Emitter des Transistors 145 und die Basis des Transistors 146 miteinander und mit einem Knotenpunkt 148 verbunden, der über einen Widerstand 149 mit der positiven Leitung 86 und über einen Widerstand 150 mit dem Ausgang 87 verbunden ist. Der Kollektor des Transistors 145 ist mit der Basis des Transistors 104 (F i g. 4B) und der Kollektor des Transistors 146 ist mit der Basis des Transistors 105 verbunden.

Wirkungsweise von F i g. 6

Das rechteckförmige Ausgangssignal (Fig.5A) des Hall-IC 85 wird dem als Miller-Integrator ausgebildeten Transistor 142 zugeführt und erzeugt an dessen Kollektor eine hierzu etwa gegenphasige, verzögerte Spannung. Diese invertierte, verzögerte Spannung wird den Transistoren 145 und 146 zugeführt, ebenso die Spannung ties am Ausgang 87, so daß die Transistoren 145 und 146 alternierend leitend werden, wobei aber immer gemäß F i g. 5C und D zwischen aufeinanderfolgenden Impulsen 132,133 eine Impulspause Pliegt

Die Transistoren 145,146, deren Emilter-Basis-Strekken antiparallel zueinander geschaltet sind, haben — ebenso wie bei der Schaltung nach F i g. 4 die Transistoren 90 und 98 — etwa die Funktion von Exklusiv-ODER-Gliedern und sprechen auf Potentialdifferenzen zwischen den Punkten 87 und 144 in der hier erforderlichen Weise an. Wenn z. B. der Hall-IC 85 ein hohes (positives) Ausgangssignal hat und das Ausgangssignal am Kollektor des Transistors 142 nach einer Verzögerungsphase auf einen niedrigen Wert gefallen ist, ist der Transistor 145 leitend und erzeugt an seinem Kollektor einen Steuerimpuls 133, während der Transistor 146 gesperrt ist.

Wenn umgekehrt das Ausgangssignal des Hall-IC 85 niedrig ist und das Signal an der Leitung 144 — nach einer Verzögerungszeit — auf einen hohen Wert gestiegen ist, wird der Transistor 146 leitend und erzeugt einen Steuerimpuls 132, während der Transistor 145 sperrt

In den Übergangsphasen verzögert der Miller-Integrator 139,142 die Potentialänderungen an der Leitung 144, so daß diese jeweils kurzzeitig etwa dasselbe Potential hat, wie der Punkt 148, so daß beide Transistoren 145 und 146 gesperrt sind und die in F i g. 5 mit P bezeichneten Pausen zwischen den Steuerimpulsen und 133 entstehen.

Vorteilhaft ist bei der Schaltung nach F i g. 6, daß in den Zuleitungen zu den Basen der antiparallel geschalteten Transistoren 145,146 keine (oder jedenfalls keine großen) Widerstände erforderlich sind, so daß die Steuersignale 132 und 133 eine größere Amplitude haben als bei der Kommutierschaltung 40. Man erreicht dies dadurch, daß zwischen dem Ausgang 87 und der Plusleitung 86 der Spannungsteiler aus den Widerständen 149 und 150 liegt, an dessen Abgriff 148 der Emitter des Transistors 145 und die Basis des Transistors 146 direkt angeschlossen sind. Dies ergibt eine Potentialverschiebung ist deshalb günstig, weil über die Widerstände 149 und 150 der Steuerstrom des Transistors 142 fließt. Bei der Schaltung nach F i g. 4 dagegen sind zum Erzeugen einer ähnlichen positiven Potentialverschiebung die Widerstände 89 und 99 vorgesehen, deren Funktion aber abhängig ist von der Stromverstärkung der Transistoren 90 und 98. Diese Stromverstärkung unterliegt aber einer starken Streuung. Mit der Schaltung nach Fi g. 6 bewirkt man also ein besonders sicheres Dmrchsteuern der Transistoren 104 bzw. 105.

Für den Kommutierbaustein 140 gemäß Fig.6 wer-

den nachfolgend bevorzugte Werte angegeben:

Hall-IC 85	TL 170C
Widerstände 147,149	2,7 koHm
Widerstand 150	5,6 kOhm
Widerstand 141	lOOkOhm
Widerstand 143	4,7 kOhm
Kondensator 139	1,5 nF
Transistor 142	5460
Transistoren 145,146	BC 556
Betriebsspannung	5VoIt

30 Man erkennt, daß für den Kondensator 139 ein Wert benötigt wird, der wesentlich kleiner ist als der des Kondensators 97 bei F i g. 4. Dies ist z. B. dann besonders günstig, wenn der Kommutierbaustein direkt ins Motorgehäuse eingebaut wird, wo gewöhnlich sehr wenig Platz vorhanden ist.
Besonders ist darauf hinzuweisen, daß die Schaltungen der Kommutierbausteine 40 bzw. 140 im Vergleich mit einer Ausführung mit logischen Bausteinen, z. B. Exklusiv-ODER-Gliedern, einen außerordentlich einfachen Aufbau bei optimaler Funktion haben.

Hierzu 6 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Zweipulsiger kollektorloser Gleichstrommotor, mit einer Vorrichtung (31, 32), die bei Drehung des Rotors (12,13) zwei gleichfrequente, mit der Rotordrehung synchron verlaufende, zeitlich gegeneinander versetzte Impulsfolgen (F i g. 2:59,60) erzeugt, ferner mit einer an diese Vorrichtung (31,32) angeschlossenen Auswerteschaltung (63,64), welche an ihren Ausgängen durch kurze Lücken zeitlich voneinander getrennte Steuerimpulse (67, 68) zum Ansteuern von der Statorwicklung (25) des Motors zugeordneten Halbleitersteuermitteln (43—46) erzeugt,

dadurch gekennzeichnet, daß die zur Erzeugung der Impulsfolgen (F i g. 2:59, 60) dienende Vorrichtung zwei gegeneinander winkelversetzte Rotorstellungssensoren (31, 32) aufweist, deren Ausgangssignale einen im wesentlichen rechteckförmigen Impulsverlauf aufweisen, und daß die diese Impulsfolgen (59, 60) zugeführt erhaltende Auswertesschaltung (63, 64) als logische Schaltung ausgebildet ist

2. Zweipulsiger kollektorloser Gleichstrommotor, mit einer Vorrichtung (85, 93, 86, 97; 139, 142), die bei Drehung des Rotors (12,13) zwei gleichfrequente, mit der Rotordrehung synchron verlaufende, zeitlich gegeneinander versetzte Impulsfolgen erzeugt, ferner mit einer an diese Vorrichtung (31,32) angeschlossenen Auswerteschaltung (90, 98; 145, 146), welche an ihren Ausgängen durch kurze Lücken (p) zeitlich voneinander getrennte Steuerimpulse (132, 133) zum Ansteuern von der Statorwicklung (25) des Motors zugeordneten Halbleitersteuermitteln (107-110) erzeugt,

dadurch gekennzeichnet,

daß zur Erzeugung einer ersten der beiden Impulsfolgen die Vorrichtung einen Rotorsidlungssensor (85) aufweist, dessen Ausgangssignale einen im wesentlichen rechteckförmigen Impulsverlauf (uk) aufweisen,

daß die Vorrichtung ferner zum Erzeugen der zweiten Impulsfolge ein Verzögerungsglied (93,97; 139) und eine Phasenumkehrstufe (96; 142) aufweist, welehe dem Rotorstellungsensor (85) nachgeschaltet sind,

und daß die die beiden Impulsfolgen zugeführt erhaltende Auswerteschaltung (90, 98; 145, 146) als logische Schaltung ausgebildet ist.

3. Motor nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Phasenumkehrstufe und das Verzögerungsglied zusammen in Form eines Miller-Integrators (139, 142) ausgebildet sind, der an seinem Ausgang (144) eine verzögerte, invertierte zweite Impulsfolge liefert (F i g. 6).

4. Motor nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Phasenumkehrstufe (96) dem Verzögerungsglied (93,97) nachgeschaltet ist.

5. Motor nach einem der Ansprüche 2—4, dadurch gekennzeichnet, daß die logische Schaltung zum Auswerten der beiden Impulsfolgen zwei gleichnamige Transistoren (90, 98; 145, 146) aufweist, welche mit ihren Emiiter-Basis-Strccken antiparallel an die Quellen dieser beiden Impulsfolgen angeschlossen sind und an deren Kollektoren die durch kurze Lükken (P) zeillich voneinander getrennten Steuerimpulse (132, 133) abnehmbar sind.

6. Motor nach Anspruch 5, bei dem als Rotorstellungssensor ein Hall-IC (85) vorgesehen ist, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen dem Ausgang des Hall-IC (85) und dem einen Anschluß (86) der Spannungsquelle ein Spannungsteiler (149,150) vorgesehen ist, und daß der eine Ansschluß des antiparallelen Transistorpaares (143, 146) direkt mit einer Anzapfung (148) dieses Spannungsteilers (149,150) verbunden ist (F i g. 6).

to 7. Motor nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß in den Basis-Zuleitungen der antiparallel geschalteten Transistoren (90,98) jeweils ein Vorwiderstand (89,99) angeordnet ist (F i g. 4).

8. Motor nach einem der vorhergehenden Ansprüehe, dadurch gekennzeichnet, daß das Tastverhältnis

(m) bei beiden Impulsfolgen in der Größenordnung von 50% liegt.

9. Motor nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß zum Begrenzen der Amplitude der Ströme in den von den Steuerimpulsen angesteuerten Halbleitersteuermitteln (107—110) mindestens ein Stromregler (41) vorgesehen ist (F i g. 4).

10. Motor nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß der Stromregler (41) als Zweipunktregler ausgebildet ist.

11. Motor nach Anspruch 9 oder 10, bei welchem die Statorwicklung (25) einsträngig ist und die zugeordneten Halbleitersteuermittel (107—110) in VoIlbrückenschaltung (106) geschaltet sind, dadurch gekennzeichnet, daß der Stromregler (41) zum Ansteuern nur einer von beiden Brückenhälften ausgebildet ist, und daß den Halbleitersteuermitteln (107—110) der Brücke (106) jeweils Freilaufdioden (47-50)

oder dergleichen zugeordnet sind (F i g. 2; 4).

12. Verwendung eines Motors nach einem der vorhergehenden Ansprüche zum Antrieb eines Lüfters (17).

13. Verwendung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß im Motorgehäuse des Lüfters die Halbleitersteuermittel (107—110), der Stromregler (41) und die Kommutierungssteuermittel (40; 140) angeordnet sind.