JP3355793B2

JP3355793B2 - ブラシレスモータの駆動装置

Info

Publication number: JP3355793B2
Application number: JP16928794A
Authority: JP
Inventors: 完山本; 進山本
Original assignee: Panasonic Corp; Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Corp; Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1994-07-21
Filing date: 1994-07-21
Publication date: 2002-12-09
Anticipated expiration: 2017-12-09
Also published as: JPH0833382A

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、駆動電流を滑らかに切
り換えるブラシレスモータの駆動装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】近年、フロッピーディスクやハードディ
スク等を使用したＯＡ機器や、ビデオテープレコーダ、
ヘッドホンテープレコーダ等の民生機器のドライブ装置
にブラシレスモータが使用されている。これらのブラシ
レスモータは２相または３相の半波駆動方式または全波
駆動方式が一般的であるが、この種のブラシレスモータ
には回転子の位置を検出するホール素子等の位置検出素
子が用いられている。

【０００３】一方、従来から位置検出素子を削減する試
みは行われており、たとえば自走型の３相のマルチバイ
ブレータの出力信号によって各モータ駆動コイル（以下
駆動コイルという）への通電状態を切り換え、回転子が
回転してから３相の駆動コイルのうち通電休止中の駆動
コイルに現われる発電波形を利用して各駆動コイルへの
通電状態を切り換える駆動回路を用いた方式（特開昭５
０−７２１１３号公報参照）がある。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら上記の従
来の構成では、各駆動コイルへの電流切換えが急激に行
われるため、不要な振動や騒音またはスパイクパルスに
よる電気騒音が発生するという課題を有していた。この
ような課題を解決するために、駆動コイルにコンデンサ
を並列接続して駆動電流をなまらせる手段があるが、コ
ンデンサを大容量にする必要性があり、それをＩＣ内に
内蔵することはほとんど不可能である。しかしながら、
そのコンデンサをＩＣの外部端子に外付すると、各相の
駆動コイル毎にコンデンサを設ける必要性があり、周辺
部品数の増加に伴う実装面積の増大が問題となる。

【０００５】また上記の従来の構成では、駆動コイルの
逆起電力から通電切換信号を作成しているので、駆動コ
イルの通電切換時に発生するスパイクノイズが通電切換
信号に混入して誤動作したり、起動時にはモータの位相
とは無関係に通電切換信号を発生させたりしていたの
で、検出信号と通電切換信号が同期せずに起動特性が安
定しないという課題を有していた。

【０００６】本発明は上記課題を解決するもので、各駆
動コイルを駆動する駆動電流の切り換えを滑らかにし、
モータ駆動時の振動を少なくするブラシレスモータの駆
動装置を提供することを目的とする。

【０００７】

【課題を解決するための手段】この目的を達成するため
に本発明のブラシレスモータの駆動装置は、複数相のモ
ータ駆動コイルに駆動電流を供給する複数個の駆動トラ
ンジスタと、前記モータ駆動コイルで発生する逆起電力
を検出して波形整形する逆起電力検出器と、前記逆起電
力検出器の出力信号から変換された複数系列のパルスに
応じて三角波を発生させる複数個の充放電回路と、前記
複数個の充放電回路の出力電圧を電流に変換する複数個
の電圧電流変換回路と、前記複数個の電圧電流変換回路
の出力電流を加算して複数個の台形波電流に合成する複
数個の加算回路と、前記複数個の台形波電流を切り換え
て前記複数個の駆動トランジスタのベースに順次供給す
る電流分配回路と、前記逆起電力検出器に入力される信
号波形の一部をマスクする信号を出力するマスク信号発
生器とを有するモータ駆動装置であって、前記複数個の
充放電回路の三角波出力のボトムレベルをそれぞれクラ
ンプ回路でクランプする構成を有している。

【０００８】

【作用】この構成によって、マスク信号発生器を備えて
いるため、逆起電力の波形に重畳するスパイクノイズを
無視して、モータの回転に従った逆起電力の信号のみを
検出することができる。また、充放電回路で発生した三
角波（スロープ電圧波形）のボトムレベルがクランプさ
れるため、スロープ電圧の傾斜部（特に立ち下がり波形
部分）の直線性を改善することができ、その結果、駆動
トランジスタの切り換え動作を滑らかにし、モータ回転
時の騒音や振動を低減することができる。特に、スパイ
クノイズを発生し易いモータ起動時に、モータの振動を
低減する効果は大きい。

【０００９】

【実施例】以下本発明の一実施例におけるブラシレスモ
ータの駆動装置について、図面を参照しながら説明す
る。

【００１０】図１はブラシレスモータの駆動装置の回路
構成図であり、三相全波電流駆動のモータに適用した一
例を示している。図１において、１，２，３は駆動コイ
ル、４，５，６は吐き出し側出力トランジスタ、７，
８，９は吸い込み側出力トランジスタ、１０は駆動コイ
ルに発生する逆起電力を検出する逆起電力検出器、１１
は逆起電力電出器１０により得られる信号によって立ち
上がりと立ち下がりを滑らかにする台形波電流を発生す
る台形波電流合成器、１２は逆起電力検出器１０に入力
するマスク信号を発生するマスク信号発生器、１３は台
形波電流合成器１１から出力される台形波電流を入力と
し吐き出し側出力トランジスタ４，５，６および吸い込
み側出力トランジスタ７，８，９に供給するベース電流
を決定する電流分配回路、１４はモータのトルク指令信
号を発生するトルク指令信号発生回路、１５は電流検出
用の抵抗である。２２，２３，２４，２５はそれぞれ台
形波電流合成器１１を構成する充放電制御回路、充放電
回路、電圧電流変換回路、台形波電流切り換え回路であ
る。Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１は逆起電力検出器からの出力信
号、Ｐ１〜Ｐ６はマスク信号発生器１２からの出力信号
である。

【００１１】以上のように構成されたブラシレスモータ
の駆動装置について、以下その動作について図１ととも
に図２を参照しながら説明する。

【００１２】図２は、図１の実施例において、定常回転
時の各部の信号波形を示す図である。なお図２におい
て、Ｕ，Ｖ，Ｗは駆動コイル１，２，３の逆起電力の電
圧波形であり、Ｎは駆動コイル１，２，３の中性点の電
圧波形である。

【００１３】まず電圧波形Ｕ，Ｖ，Ｗ，Ｎとマスク信号
発生器１２の出力信号Ｐ１〜Ｐ６とを逆起電力検出器１
０に入力し処理して、Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１を出力する。こ
の逆起電力検出器１０からの出力信号Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１
は台形波電流合成器１１に入力される。台形波電流合成
器１１は電流出力ＩＰＬ１〜ＩＰＬ３，ＩＰＵ１〜ＩＰ
Ｕ３を出力する。この台形波電流出力ＩＰＬ１〜ＩＰＬ
３，ＩＰＵ１〜ＩＰＵ３は電流分配回路１３に入力さ
れ、そこで電流分配比が設定される。トルク指令信号発
生回路１４によって制御される電流分配回路１３からの
出力電流を吸い込み側出力トランジスタ７，８，９およ
び吐き出し側出力トランジスタ４，５，６に入力するこ
とによって、駆動コイル１，２，３の電流通電波形の立
ち上がりと立ち下がりを滑らかにするスロープをもった
駆動コイル電流通電波形ＩＵ，ＩＶ，ＩＷが形成され
る。

【００１４】次に、図１中の逆起電力検出器１０の一具
体例について、図３を参照しながら説明する。図３は逆
起電力検出器の具体的な回路構成図、図４は図３に示す
具体例の各部の信号波形図である。なお、図４では逆起
電力の電圧波形Ｕについて示したが、Ｖ，Ｗとも同様な
動作になる。

【００１５】図１４に示すように、電圧波形Ｕには電流
切換時のスパイクノイズが重畳する。電圧波形Ｕと中性
点Ｎとを比較器１６に入力し、比較した出力ＵＯを得
る。そして、比較器１６の出力ＵＯにはスパイクノイズ
が発生する位相でノイズパルスＮ１〜Ｎ４が出力され
る。この出力ＵＯをモータの位置信号として台形波電流
合成器１１に直接入力すると、モータの駆動電流の位相
とモータの機械的位置とが合わないために、正常に動作
しない。そこで、出力ＵＯをＮＡＮＤ回路１７とインバ
ータ（ＩＮＶ回路という）１８とに入力する。すると、
出力ＵＯがローからハイになるエッジの前後で、マスク
信号Ｐ４がハイとなり、ＮＡＮＤ回路１７は待機してい
る。そして、ＵＯがローからハイになると、ＮＡＮＤ回
路の出力がローとなり、ＲＳフリップフロップ（１９，
２１）を構成するＮＡＮＤ回路１９の出力がハイにな
る。次に、出力ＵＯがハイからローになるエッジの前後
で、マスク信号Ｐ１がハイとなり、ＮＡＮＤ回路２０は
待機している。そして、出力ＵＯがローになると、ＩＮ
Ｖ回路１８の出力がハイになり、ＮＡＮＤ回路２０のロ
ーになるので、ＮＡＮＤ回路２１の出力がハイになり、
ＮＡＮＤ回路１９の出力Ｕ１がローになる。また、ノイ
ズパルスＮ１，Ｎ２が発生する位相では、マスク信号Ｐ
１がローなので、ＲＳフリップフロップの出力Ｕ１はロ
ーにはならず、同様にノイズパルスＮ３，Ｎ４が発生す
る位相ではマスク信号Ｐ４がローなので、ＲＳフリップ
フロップの出力Ｕ１はハイにはならない。このように、
マスク信号によって逆起電力に重畳するスパイクノイズ
を無視し、正しい逆起電力の位相を検出することができ
る。

【００１６】以上の実施例のモータ駆動装置では、逆起
電力Ｕ，Ｖ，Ｗとマスク信号Ｐ１〜Ｐ６により逆起電力
Ｕ，Ｖ，ＷをＵ１，Ｖ１，Ｗ１に変換し、このＵ１，Ｖ
１，Ｗ１の位相によって制御される出力電流ＩＰＵ１〜
３，ＩＰＬ１〜３を発生し、ＩＵ，ＩＶ，ＩＷの台形波
状のモータ位置信号が得られる。そして、電流分配回路
１３は駆動コイル１，２，３へ駆動電流を順次供給し、
モータは回転する。したがって、本実施例によって、ホ
ール素子等のモータ位置検出素子を設けずに、モータに
流れる電流を両方向に流せる全波駆動方式のモータ駆動
装置を構成することができる。

【００１７】次に、図１中の台形波電流合成器１１の第
１の具体例について、図５および図６を参照しながら説
明する。

【００１８】図５は台形波電流合成器の第１の具体例の
回路構成図、図６は図５の回路構成の各部の動作波形図
である。図５に示すように、台形波電流合成器１１は充
放電制御回路２２、充放電回路２３、電圧電流変換回路
２４、台形波電流切り換え回路２５より構成される。台
形波電流合成器１１に入力した逆起電力検出器１０の出
力Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１は充放電制御回路２２に入力され以
下のように処理される。Ｕ１とＷ１のエクスクルーシブ
オアにより充放電制御信号ＣＨＧ１を得る。同様に、Ｕ
１とＶ１とのエクスクルーシブオアで充放電制御信号Ｃ
ＨＧ２を、またＶ１とＷ１とのエクスクルーシブオアで
充放電制御信号ＣＨＧ３をそれぞれ得る。充放電制御信
号ＣＨＧ１，ＣＨＧ２，ＣＨＧ３を充放電回路２３に入
力する。充放電回路２３は個々の充放電回路２６，２
７，２８からなっており、一例を図１４に示す。充放電
回路２６は、充電電流源Ｉｏ、放電電流源２Ｉｏ、ＳＷ
１、容量ＣなるコンデンサＣ１、充電電流源Ｉｏに接続
された、カレントミラー回路を構成するｐｎｐトランジ
スタＱ１，Ｑ２、および、放電電流源２Ｉｏに接続され
たカレントミラー回路を構成するｎｐｎトランジスタＱ
３，Ｑ４で構成されている。なお、充放電回路２７，２
８も充放電回路２６と同様の回路構成を有している。

【００１９】充放電回路２６は以下のような動作をす
る。充放電制御信号ＣＨＧ１がローのとき、ＳＷ１がオ
フして、コンデンサＣ１が定電流Ｉｏで充電される。充
放電制御信号ＣＨＧ１がハイのとき、ＳＷ１がオンし
て、コンデンサＣ１が定電流Ｉｏで放電する。コンデン
サＣ１に発生する電圧はスロープ電圧ＶＳＬ１のように
なる。充放電回路２７，２８もそれぞれＣＨＧ２，ＣＨ
Ｇ３に対して同様に動作し、スロープ電圧ＶＳＬ２，Ｖ
ＳＬ３を発生する。

【００２０】充放電回路２３の出力信号ＶＳＬ１，ＶＳ
Ｌ２，ＶＳＬ３は電圧電流変換回路２４に入力され、出
力電流ＩＳＬ１，ＩＳＬ２，ＩＳＬ３を発生する。出力
電流ＩＳＬ１，ＩＳＬ２，ＩＳＬ３は台形波電流切り換
え回路２５に入力され、次のように処理される。ＩＳＬ
１とＩＳＬ３の和を、Ｕ１がハイのときにＩＰＵ１に、
また、Ｕ１がローのときＩＰＬ１に分配し、同様にＩＳ
Ｌ１とＩＳＬ２の和をＶ１がハイのときＩＰＵ２に、Ｖ
１がローのときＩＰＬ２に分配し、ＩＳＬ２とＩＳＬ３
の和をＷ１がハイのときＩＰＵ３に、ローのときＩＰＬ
３に分配する。

【００２１】以上のようにして逆起電力検出器１０の出
力信号Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１より出力電流ＩＰＵ１〜３，Ｉ
ＰＬ１〜３を得ることができる。さらに本実施例によれ
ば、出力電流ＩＰＵ１〜３，ＩＰＬ１〜３の立上りは充
放電制御信号ＣＨＧ１〜ＣＨＧ３により決定されるの
で、それらが急峻に立上ることはない。また、出力電流
ＩＰＵ１〜３，ＩＰＬ１〜３が立下るタイミングは充放
電回路２３の充電電流または放電電流のばらつきにより
逆起電力検出器１０の出力Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１との位相差
を生じるが、通常、これらの回路は同一の集積回路（以
下ＩＣという）内に精度よく作製されるので、充電電流
や放電電流のばらつきが問題となるようなことはない。
さらに出力電流ＩＰＵ１〜３，ＩＰＬ１〜３の立上り、
立下りの位相は充放電回路２６，２７，２８のコンデン
サＣに影響されないので、通常ＩＣの外付けとなる充放
電回路２６，２７，２８のコンデンサＣのばらつきは無
視できる。

【００２２】以上のように本実施例においては、駆動コ
イル１，２，３に供給される電流の切り換えはきわめて
滑らかに行われ、駆動電流の切り換えに伴うスパイク電
圧が低減され、モータ駆動時の振動や騒音を小さくでき
る。

【００２３】次に、図１中の台形波電流合成器１１の第
２の具体例について、図１２および図１３を参照しなが
ら説明する。図１２は台形波電流合成器の第２の具体例
の回路構成図、図１３は図２の各部の信号波形図であ
る。

【００２４】図１２に示すように、台形波電流合成器１
１は、充放電制御回路５０、充放電回路５１、電圧電流
変換回路５２、電流成形制御回路５５、電流成形回路５
３、および台形波電流切り換え回路５４で構成される。
台形波電流合成器に入力した逆起電力検出器１０の出力
Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１は充放電制御回路５０に入力されて、
以下のように処理される。出力Ｕ１，Ｗ１をＡＮＤ回路
５６に入力し、出力Ｕ１，Ｖ１をＡＮＤ回路５７に入力
し、出力Ｖ１，Ｗ１をＡＮＤ回路５８に入力し、ＡＮＤ
回路５６，５７，５８の出力をＮＯＲ回路５９に入力す
ると、ＯＲ回路５９の出力より図１３に示す充放電制御
信号ＣＳＩＧを得る。ＮＯＲ回路５９の出力をＩＮＶ回
路６０に入力すると、ＩＮＶ回路６０の出力より充放電
信号ＣＳＩＧＢを得る。充放電制御信号ＣＳＩＧ，ＣＳ
ＩＧＢを充放電回路５１に入力する。充放電回路５１
は、電流源６１，６２，６３，６４、スイッチＳＷ２，
ＳＷ３、およびコンデンサ６５，６６で構成される。電
流源６１，６３は電流Ｉｏ、電流源６２，６４は電流２
Ｉ0の電流源である。コンデンサ６５，６６の容量はＣ
Ｓ１、ＣＳ２であり、ＣＳ１＝ＣＳ２である。ＳＷ２，
ＳＷ３は入力信号がハイのときオンである。

【００２５】充放電回路５１は以下のように動作する。
充放電制御信号ＣＳＩＧはＳＷ２に入力する。充放電制
御信号ＣＳＩＧがハイのときＳＷ２がオンして、コンデ
ンサ６５は定電流Ｉｏで放電される。充放電制御信号Ｃ
ＳＩＧがローのときＳＷ２がオフして、コンデンサ６５
は定電流Ｉｏで充電される。コンデンサ６５に発生する
電圧は図１３に示すスロープ電圧ＶＳ１のようになる。
充放電制御信号ＣＳＩＧＢはＳＷ３に入力する。充放電
制御信号ＣＳＩＧＢがハイのときＳＷ３はオンして、コ
ンデンサ６６が定電流Ｉｏで放電される。充放電制御信
号ＣＳＩＧＢがローのときＳＷ３がオフして、コンデン
サ６６は定電流Ｉｏで充電される。コンデンサ６６に発
生する電圧は図１３に示すスロープ電圧ＶＳ２のように
なる。

【００２６】充放電回路５１の出力信号ＶＳ１，ＶＳ２
は電圧電流変換回路５２に入力され、出力電流ＩＳ１，
ＩＳ２は電流成形回路５３に入力する。

【００２７】電流成形制御回路５５はＥＸ−ＯＲ回路７
７，７８，７９、ＡＮＤ回路８０，８１，８２，８３，
８４，８５で構成される。逆起電力検出器１０の出力信
号Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１を電流成形制御回路５５に入力す
る。ＥＸ−ＯＲ回路７７は出力信号Ｖ１，Ｗ１を、ＥＸ
−ＯＲ回路７８は出力信号Ｕ１，Ｗ１を、ＥＸ−ＯＲ回
路７９は出力信号Ｕ１，Ｖ１を入力信号とする。ＡＮＤ
回路８０はＥＸ−ＯＲ回路７７の出力信号と出力信号Ｖ
１とを入力とし、ＡＮＤ回路８１はＥＸ−ＯＲ回路７７
の出力信号と出力信号Ｗ１とを入力とし、ＡＮＤ回路８
２はＥＸ−ＯＲ回路７８の出力信号と出力信号Ｗ１とを
入力とし、ＡＮＤ回路８３はＥＸ−ＯＲ回路７８の出力
信号と出力信号Ｕ１とを入力とし、ＡＮＤ回路８４はＥ
Ｘ−ＯＲ回路７９の出力信号と出力信号Ｕ１とを入力と
し、ＡＮＤ回路８５はＥＸ−ＯＲ回路７９の出力信号と
出力信号Ｖ１とを入力とする。ＡＮＤ回路８０，８１，
８２，８３，８４，８５の出力信号は、図１３に示すＵ
Ｓ１，ＵＳ２，ＶＳ１，ＶＳ２，ＷＳ１，ＷＳ２とな
り、電流形成回路５３に入力する。

【００２８】電流形成回路５３は、第１のカレントミラ
ー回路を構成するトランジスタ６９，７０，７１，７
２、第２のカレントミラー回路を構成するトランジスタ
７３，７４，７５，７６、および、スイッチＳＷ４，Ｓ
Ｗ５，ＳＷ６，ＳＷ７，ＳＷ８，ＳＷ９で構成される。
スイッチは、入力信号がハイのときにＧＮＤ側へ、ロー
のときには台形波電流切り換え回路５４へ電流を出力す
る。電圧電流変換回路６７の出力電流ＩＳ１は第１のカ
レントミラー回路を構成するトランジスタ６９へ供給す
る。出力電流ＩＳ１とほぼ等しい電流がトランジスタ７
０，７１，７２から出力される。同様に、電圧電流変換
回路６８の出力電流ＩＳ２はトランジスタ７３へ供給す
ると出力電流ＩＳ１とほぼ等しい電流がトランジスタ７
４，７５，７６から出力される。ＳＷ４にはＵＳ１が、
ＳＷ５にはＵＳ２が、ＳＷ６にはＶＳ１が、ＳＷ７には
ＶＳ２が、ＳＷ８にはＷＳ１が、ＳＷ９にはＷＳ２を入
力する。トランジスタ７０の出力電流は出力信号ＵＳ１
がハイのときＧＮＤへ出力し、出力信号ＵＳ１がローの
とき台形波電流切り換え回路５４へ出力電流ＩＵＳ１を
出力する。トランジスタ７４は、台形波電流切り換え回
路５４へ出力電流ＩＵＳ２を出力する。この出力電流Ｉ
ＵＳ１，ＩＵＳ２を図１３に示す。同様に、トランジス
タ７１，７２，７５，７６の出力電流はそれぞれＳＷ
５，ＳＷ６，ＳＷ８，ＳＷ９へ入力する信号ＶＳ１，Ｗ
Ｓ１，ＶＳ２，ＷＳ２により制御し出力電流ＩＶＳ１，
ＩＷＳ１，ＩＶＳ２、ＩＷＳ２として台形波電流切り換
え回路５４へ入力する。

【００２９】台形波電流切り換え回路５４は逆起電力検
出器１０の出力信号Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１を入力する。台形
波電流切り換え回路５４において、出力電流ＩＵＳ１，
ＩＵＳ２の和をＵ１がローのときにはＩＰＬ１に、Ｕ１
がハイのときにはＩＰＵ１に切り換える。また、出力電
流ＩＶＳ１，ＩＶＳ２の和をＶ１がローのときにはＩＰ
Ｌ２に、Ｖ１がハイのときにはＩＰＵ２に切り換え、同
様に、出力電流ＩＷＳ１，ＩＷＳ２の和をＷ１がローの
ときにはＩＰＬ３に、Ｗ１がハイのときにはＩＰＵ３に
切り換える。

【００３０】以上のようにして逆起電力検出器１０の出
力信号Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１より出力電流ＩＰＵ１〜３，Ｉ
ＰＬ１〜３を得ることができる。台形波電流合成器１１
の充放電回路２３は、通常ＩＣの外付けとなるコンデン
サは３個で構成されていたが、本実施例の充放電回路５
１ではコンデンサの外付けは２個となり、部品点数の削
減が可能となる。また、前記実施例と同様に、出力電流
ＩＰＵ１〜３，ＩＰＬ１〜３が立ち上がり、立ち下がり
のタイミングは出力信号Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１より決定し、
切り換わりのタイミングで出力電流ＩＰＵ１〜３，ＩＰ
Ｌ１〜３は０であるため、急峻に切り換わることがな
い。

【００３１】以上のように本実施例において、駆動コイ
ル１，２，３に供給される電流の切り換えがきわめて滑
らかに行われるので、切り換えに伴うスパイク電圧が低
減され、振動、騒音の少ないブラシレスモータの駆動装
置が実現できる。

【００３２】次に、マスク信号発生器１２の第１の具体
例について、図７および図８を参照しながら説明する。
図７はマスク信号発生器の第１の具体例の回路構成図、
図８は図７の動作波形図である。

【００３３】まず、充放電回路２３の出力信号ＶＳＬ１
〜ＶＳＬ３がマスク信号発生器１２に入力される。マス
ク信号発生器１２内の比較器２９では、ＶＳＬ１とＶＳ
Ｌ３とを比較して比較出力Ｃ３１を出力し、同じく比較
器３０ではＶＳＬ１とＶＳＬ２とを比較して比較出力Ｃ
１２を出力し、同じく比較器３１ではＶＳＬ２とＶＳＬ
３とを比較して比較出力Ｃ２３を出力する。さらに、Ａ
ＮＤ回路３２〜３４では、充放電制御回路２２で得られ
た充放電制御信号ＣＨＧ１〜ＣＨＧ３と比較出力Ｃ３
１，Ｃ１２，Ｃ２３との論理積により、ＣＬＫ１，ＣＬ
Ｋ２，ＣＬＫ３を得る。これらの信号ＣＬＫ１，ＣＬＫ
２，ＣＬＫ３をＯＲ回路３５に入力してＣＬＫを得る。
この信号ＣＬＫを６進リングカウンタ３６をクロック入
力として、信号ＣＬＫの立上りで６進リングカウンタ３
６を動作させると、マスク信号Ｐ１〜Ｐ６が得られる。
６進リングカウンタ３６の出力（マスク信号）Ｐ１がハ
イで待機している時のみ逆起電力Ｕ１の立下りを検出す
るように、逆起電力検出器１０を構成すれば、逆起電力
Ｕ１の立下りの前後３０度の位相範囲内でのみ、逆起電
力の検出が可能になる。同様にマスク信号Ｐ２がハイの
時にＷ１の立上りを検出し、マスク信号Ｐ３がハイの時
にＶ１の立下りを検出し、マスク信号Ｐ４がハイの時に
Ｕ１の立上りを検出し、マスク信号Ｐ５がハイの時にＷ
１の立下りを検出し、マスク信号Ｐ６がハイの時にＶ１
の立上りを検出することが可能になる。このように、逆
起電力の立上りエッジと立下りエッジの前後３０度づつ
を検出できるようなマスク信号を発生できる。しかも、
検出できる信号（各相の逆起電力）の順序が６進リング
カウンタ３６の動作で決定されるので、起動時の誤動作
を防止して、起動特性を良くすることができる。

【００３４】図９は、モータの回転数が遅いときの動作
波形図を示す。この場合も逆起電力の立上り、立下りに
対して前後３０度の位相のみで逆起電力を検出し、モー
タの回転数が小さくてもマスク信号と逆起電力の位相関
係は変化しない。

【００３５】以上のように本実施例によればモータの回
転数が変化する場合でも無調整で一定の位相関係を持つ
マスク信号を作成できる。さらに充放電信号により駆動
電流およびマスク信号を作成しており、マスク信号作成
用の特別な遅延回路を必要としない。

【００３６】次に、マスク信号発生器の第２の具体例に
ついて、図面を参照しながら説明する。

【００３７】マスク信号発生器の第２の具体例は、逆起
電力の立上り、立下りに対するマスク信号の位相を任意
に決定できることを可能にしたものである。

【００３８】図１０はマスク信号発生器の第２の具体例
の回路構成図、図１１は図１０の各部の動作波形図であ
る。図７に示すマスク信号発生器ではマスク信号の位相
はつねに逆起電力の立上り、立下りの前後３０度のみ検
出しておりマスク信号の位相は固定であったが、本実施
例は任意に逆起電力の立上り、立下りに対する位相を設
定できるものである。簡単のためにモータの回転数が一
定であって、かつ図５に示す台形波電流合成器１１を構
成する充放電回路２７，２８，２９のコンデンサＣの充
電電流Ｉｏおよび放電電流２Ｉｏにばらつきがないこと
を条件として説明する。このとき充放電回路２３からの
出力ＶＳＬ１，ＶＳＬ２，ＶＳＬ３の最大値も一定とな
り、これをＶＳＬＰとする。また電圧電流変換器２４に
より電流変換された電流の和は位相により変化せず、ＩＳＬ１＋ＩＳＬ２＋ＩＳＬ３＝ＩｏとするとＩｏは一定である。

【００３９】Ｉｏ×Ｒ＝Ｖｒｅｆとすると、比較器３７，３８，３９においてＶｒｅｆと
ＶＳＬ１よりＣｒｅｆ１が、ＶｒｅｆとＶＳＬ２よりＣ
ｒｅｆ２が、ＶｒｅｆとＶＳＬ３よりＣｒｅｆ３が出力
される。基準電圧ＶｒｅｆがＶｒｅｆ＝Ｉｏ×Ｒ＝ＶＳＬＰ／２となるように抵抗Ｒ４０の値を設定すると、Ｃｒｅｆ１
がハイの位相はＵ１の立上り、立下りの前後３０度とな
る。このように抵抗Ｒ４０を設定するとマスク信号の位
相は図７の回路構成および図８の信号波形図に示す実施
例と同様で、逆起電力検出器１０の出力信号Ｕ１，Ｖ
１，Ｗ１の立上り、立下りに対して前後３０度の位相で
検出可能になる。

【００４０】次に、抵抗４０の値を変更した場合の動作
について、図１１を参照しながら説明する。抵抗４０を
２Ｒ／３にすると基準電圧はＶＳＬＰ／３となり、この
とき、Ｃｒｅｆ１がハイの位相はＵ１の立上り、立下り
の前２０度、後４０度になる。以下同様に動作し、マス
ク信号の位相は逆起電力検出器１０の出力信号Ｕ１，Ｖ
１，Ｗ１の立上り、立下りに対して前２０度、後４０度
の位相で検出可能となる。このようにＩＳＬ１，ＩＳＬ
２，ＩＳＬ３の和をとることにより任意に基準電圧を設
定できるので、マスク信号の位相を逆起電力のＵ１，Ｖ
１，Ｗ１に対して任意に設定できる。

【００４１】以上の説明では、説明を簡単化するため
に、モータ回転数が一定で、充放電回路２６，２７，２
８のコンデンサＣ、充電電流Ｉｏ、放電電流２Ｉｏ等が
ばらつかないことを前提とした。この条件が成立しない
ときは、ばらつきは存在するが、それでも、マスク信号
の位相を逆起電力Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１に対して任意に設定
できる。さらに本実施例はモータの回転数に関係なくマ
スク信号の位相を固定することができる。

【００４２】以下、駆動コイル１，２，３に与える駆動
電流の切り替えを滑らかにするための実施例に関して説
明する。

【００４３】充放電回路２３の動作について詳しく述べ
る。充放電回路の一例を図１４に示す。図１５は各部信
号波形である。

【００４４】充放電回路２６は、ｐｎｐトランジスタＱ
１，Ｑ２で構成されたカレントミラー回路と、その動作
電流を決定する定電流源Ｉｏ、ｎｐｎトランジスタＱ
３，Ｑ４で構成されたカレントミラー回路と、その動作
電流を決定する定電流源２Ｉｏ、カレントミラー回路
（Ｑ３，Ｑ４）をスイッチング制御するスイッチ手段Ｓ
Ｗ１と、容量値ＣなるコンデンサＣ１とで構成される。

【００４５】ここで、トランジスタの動作状態が活性領
域にあるとき、トランジスタＱ１からＱ４のｈ_FEが非常
に大きく、飽和電流Ｉsの大きさがＱ１，Ｑ２および同
Ｑ３，Ｑ４とがそれぞれ等しいとする。すると、活性領
域のＱ２のコレクタ電流はＩ0、Ｑ２のコレクタ電流は
２Ｉｏとなる。充放電回路の動作はＳＷ１がオフ状態で
はＣ１はＱ２のコレクタ電流で充電される。スロープ電
圧の最大値をＶＳＬＭＡＸ、電源電圧をＶＣＣ、Ｑ２の
飽和電圧をＶce(sat)とするとＶＣＣ−Ｖce(sat)＞ＶＳＬＭＡＸのときにはＱ２が飽和しないので、アーリ効果を無視す
るとＱ２のコレクタ電流は定電流Ｉｏとなる。一方、Ｓ
Ｗ１がオン状態になったとき、容量Ｃ１はトランジスタ
Ｑ２の吐き出し電流よりも大きいトランジスタＱ４のコ
レクタ電流（引き込み電流）で放電される。そして、ス
ロープ電圧が低下して、トランジスタＱ４の飽和領域に
入ると、コレクタ電位が下がるにつれてトランジスタの
飽和度が大きくなり、それに伴ってトランジスタＱ４の
ｈ_FEが減少し、コレクタ電流が減少する。すると、逆起
電力検出器の出力信号Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１の立ち下がり、
立ち上がりの位相において放電しきっておらず、図１５
に示すように放電しきる位相が遅れる。すると、電圧電
流変換回路２４の基準電圧をＱ４の飽和電圧Ｖceとし、
スロープ電圧がＶceとなったとき、電流がゼロとなるよ
うに動作させると、出力電流ＩＰＵ１〜ＩＰＵ３，ＩＰ
Ｌ１〜ＩＰＬ３の立ち下がりにおいてゼロとはならず急
峻に変化し、モータの振動、騒音の発生の原因となる。
そこで、この問題を解決するための実施例を次に説明す
る。

【００４６】図１６は充放電回路の第２の具体的な回路
構成図であり、図１７に各部の動作波形図を示す。図１
４に示した充放電回路２６に、定電流源Ｉ１、抵抗値が
Ｒである抵抗Ｒ１およびｎｐｎトランジスタＱ１３，Ｑ
１４で構成されるクランプ回路を付加しており、ｎｐｎ
トランジスタＱ１４はクランプ動作用のトランジスタで
あり、ｎｐｎトランジスタＱ１３、抵抗Ｒ１および定電
流源Ｉ１はトランジスタＱ１４の動作点を設定するため
のバイアス回路である。そして、その他の充放電回路２
７，２８も同様なクランプ回路（トランジスタＱ１５〜
Ｑ１８）を付加している。

【００４７】このようなクランプ回路を付加すると、ト
ランジスタＱ１４は、スロープ電圧ＶＳＬ１が高いとき
はオフ状態であり、そのエミッタ電位がＩ1×Ｒより下
がろうとするときにオン状態になって、エミッタのイン
ピーダンスを小さくしてクランプ動作する。そして、Ｉ
1×Ｒの値をトランジスタＱ４の飽和電圧より大きく設
定する。こうしておけば、トランジスタＱ４をオン状態
にして、コンデンサＣ１の電荷を放電するとき、電荷の
放電が完了しても、コレクタ電位はクランプレベル（Ｉ
1×Ｒ）より下がることがなくなり、つねに活性状態で
動作させることができ、スロープ電圧の電位に依存しな
いでコレクタ電流を２Ｉｏで一定にすることができる。
すると、スロープ電圧の傾斜部の直線性が改善され、図
１７に示すようにＵ１，Ｖ１，Ｗ１の立ち下がり、立ち
上がりの位相において、スロープ電圧の最低電位はほぼ
Ｉ1×Ｒになる。電圧電流変換回路２４の基準電圧をＩ1
×Ｒに設定し、スロープ電圧がＩ1×Ｒのとき、電流が
ゼロになるように動作させれば、出力電流ＩＰＵ１〜Ｉ
ＰＵ３，ＩＰＬ１〜ＩＰＬ３の立ち下がりにおいてほぼ
ゼロとなり急峻に変化することはない。

【００４８】しかしながら、図１６に示した充放電回路
の第２の具体例でも、スロープ電圧の傾斜部の直線性が
完全ではなく、その問題点について、次に説明する。図
１６で示す充放電回路において、スロープ電圧の傾斜部
の高電位側から最低電位（クランプレベル）に至るまで
の期間中、トランジスタＱ１４のオフ状態を維持して、
最低電位（クランプレベル）に達した瞬間に、トランジ
スタＱ１４をオフ状態に切り換える動作が実現できれ
ば、傾斜部の直線性を損なうことがない。ところが、ト
ランジスタＱ１４のベース・エミッタ間電圧ＶＢＥの大
きさに応じて、トランジスタＱ１４のエミッタ電流が決
定されるため、トランジスタＱ１４のエミッタ電流がス
ロープ電圧の大きさに応じて変化する。すなわち、スロ
ープ電圧が傾斜を持って立ち下がると、トランジスタＱ
１４がオフ状態から完全導通してクランプ動作する状態
に至るまでに、トランジスタＱ１４のエミッタ電流がＶ
ＢＥの指数関数で変化し、中途半端に導通している期間
が生じる。そして、この問題となる電圧のレベルは、ス
ロープ電圧の最低電位からそれより約１００ｍＶ高い電
位までの範囲である。なお、最低電位から約１００ｍＶ
以上電位が高ければ、トランジスタＱ１４のエミッタ電
流はクランプ動作時の１／１００以下のレベルになり、
それ以上電位が高ければ、トランジスタＱ１４はオフ状
態と考えてもほとんど支障ない。

【００４９】トランジスタＱ１４の中途半端な導通によ
って、クランプ動作の期間に至る手前から、スロープ電
圧波形ＶＳＬ１が立ち下がりにくくなり、傾斜部からク
ランプレベルに切り替わる部分の波形がなまる。このと
き、信号ＣＨＧ１のハイからローに切り替わる時点の最
低電位（クランプレベル）とのレベル差は、ＶＳＬ１の
振幅が１Ｖ_P-Pのとき２０〜３０ｍＶであった。このレ
ベルは、クランプ動作させない図１４の回路例の５０〜
１００ｍＶに対して、１／２以下に改善されるものであ
るが、それでも次のような問題を生じる。

【００５０】その後の信号処理において、充放電回路２
３の出力に接続された電圧・電流変換回路２４が、この
クランプレベルを基準にして、その基準電位から突出し
たスロープ電圧波形を電圧・電流変換し、立ち上がりと
立ち下がりが少し鈍った三角波状の出力電流を台形波電
流切り換え回路２５に入力する。そして、台形波電流切
り換え回路２５は、ＶＳＬ１に対応するＩＳＬ１とＶＳ
Ｌ３に対応するＩＳＬ３との加算の解とＵ１との積で合
成してＩＰＵ１の出力信号を作るときと、ＶＳＬ１に対
応するＩＳＬ１とＶＳＬ３に対応するＩＳＬ３との加算
の解とＵ１の反転信号との積で合成ＩＰＬ１の出力信号
を作るときとを、逆起電力Ｕ１で切り換え動作させる。
そのとき、ＩＰＵ１もＩＰＬ１も絶対値がゼロに至らな
い状態で切り換え制御されるため、台形波（ＩＰＵ１，
ＩＰＬ１）のゼロレベル付近が段差を持つ。そして、そ
の台形波電流（ＩＰＵ１，ＩＰＬ１）と相似形の電流分
配回路１３の出力電流で駆動されるｐｎｐトランジスタ
６とｎｐｎトランジスタは、ＩＰＵ１に対応する電流で
ｐｎｐトランジスタ６を駆動し、ＩＰＬ１に対応する電
流でｎｐｎトランジスタを駆動するように動作するか
ら、ｐｎｐトランジスタ６の動作とｎｐｎトランジスタ
の動作との切り換わり時点で電流の段差が生じ、このこ
とが、モータの駆動トルクの急激な変動を起こし、モー
タの回転むらを起こさせる。

【００５１】下記に説明する充放電回路の第３の具体例
は、上述の問題点を解決するものであり、充放電波形Ｖ
ＳＬ１〜ＶＳＬ３の直線性を改善し、特にスロープ電圧
のクランプレベルと傾斜部の切り換わりをシャープにし
て、出力用のｐｎｐトランジスタならびにｎｐｎトラン
ジスタの駆動電流を一度ゼロの状態にしてから、相補形
トランジスタの切り換えを緩やかにすることを目的とす
る。

【００５２】図１８は充放電回路の第３の具体例の回路
構成図で、図１９に各部の動作波形図を示す。充放電回
路の第３の具体例は、第２の具体例（図１６に図示）に
ＳＷ１４を加えており、クランプ回路（トランジスタＱ
１３，Ｑ１４）をＣＨＧ２に同期して動作させることを
意味している。充放電回路２７，２８も同様である。Ｃ
ＨＧ２がローの位相のときのみＳＷ１４をオンさせて、
その位相のときだけクランプ回路（トランジスタＱ１
４）を動作させれば、スロープ電圧が低下してクランプ
レベルに至るまで、クランプ用のトランジスタＱ１４を
確実にカットオフするため、容量Ｃ１に対する充放電電
流に余分な電流を与えることがなくなり、スロープ電圧
波形の直線性がよくなり、スロープ電圧波形の傾斜部と
最低電位（クランプレベル）との切り換わりがシャープ
になると共に、各駆動コイル（１，２，３）の逆起電力
（Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１）に同期したスロープ電圧波形の切
り換え動作ができる。

【００５３】すなわち、ＳＷ１がオフのときはコンデン
サＣ１はＱ２のコレクタ電流Ｉｏで充電され、ＳＷ１が
オンのとき、コンデンサＣ１はＱ４のコレクタ電流２Ｉ
ｏで放電されるので、充電時間と放電時間のずれはなく
なる。充放電回路２６ではＣＨＧ２がローのときＳＷ１
４をオンし、充放電回路２７ではＣＨＧ３がローのとき
ＳＷ１５をオンし、充放電回路２８ではＣＨＧ１がロー
のときＳＷ１６をオンすればよい。

【００５４】図２０は、図１５、図１７および図１９に
示す位相Ａの期間を拡大したスロープ電圧の拡大図であ
り、第１，第２，第３の具体例を比較して示している。
そして、図１４の実施例で得られるスロープ電圧では、
ＣＨＧ１〜ＣＨＧ３のエッジのタイミングで、スロープ
電圧の最低電位との間に５０〜１００ｍＶの偏差を生じ
ていたが、クランプ回路を用いる図１６の実施例では２
０〜３０ｍＶの偏差に抑えることができ、ＣＨＧ１〜Ｃ
ＨＧ３の信号に同期してクランプ動作させる図１８の実
施例では数ｍＶの偏差に抑えることができ、図１８の実
施例でベストの性能が得られた。

【００５５】図１８の実施例であれば、その後の信号処
理において、充放電回路２３の出力に接続された電圧・
電流変換回路２４が、このクランプレベルを基準にし
て、その基準電位から突出したスロープ電圧波形を電圧
・電流変換し、切り換わりのシャープな三角波状の出力
電流を台形波電流切り換え回路２５に入力する。そし
て、台形波電流切り換え回路２５は、ＶＳＬ１に対応す
るＩＳＬ１とＶＳＬ３に対応するＩＳＬ３との加算の解
とＵ１との積で合成してＩＰＵ１の出力信号を作るとき
と、ＶＳＬ１に対応するＩＳＬ１とＶＳＬ３に対応する
ＩＳＬ３との加算の解とＵ１の反転信号との積で合成Ｉ
ＰＬ１の出力信号を作るときとを、逆起電力Ｕ１で切り
換え動作させる。そのとき、ＩＰＵ１もＩＰＬ１も絶対
値がほぼゼロの状態で切り換え制御されるため、台形波
（ＩＰＵ１，ＩＰＬ１）のゼロレベル付近に段差を持た
ない。そして、その台形波電流（ＩＰＵ１，ＩＰＬ１）
と相似形の電流分配回路１３の出力電流で駆動されるｐ
ｎｐトランジスタ６とｎｐｎトランジスタは、ＩＰＵ１
に対応する電流でｐｎｐトランジスタ６を駆動し、ＩＰ
Ｌ１に対応する電流でｎｐｎトランジスタを駆動するよ
うに動作するから、ｐｎｐトランジスタ６の動作とｎｐ
ｎトランジスタの動作との切り換わり時点で駆動電流の
極性が切り換えられ、モータの駆動トルクの急激な変動
がなくなり、モータの回転むらや振動がなくなる。

【００５６】なお、以上の実施例以外のクランプ回路を
用いても同様の効果が得られることは言うまでもない。

【００５７】

【発明の効果】本発明のブラシレスモータの駆動装置
は、台形波の作るための基本波であるスロープ電圧（充
放電波形）が、逆起電力に同期してシャープに切り換わ
る折れ線波形にすることができ、その結果、相補形の出
力トランジスタの切り換え動作を滑らかにし、モータ回
転時の騒音や振動を少なくできる優れた効果を有する。

【００５８】

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明のブラシレスモータの駆動装置に係わる
一実施例の回路構成図

【図２】図１の各部の動作波形図

【図３】実施例に係わる逆起電力検出器の一具体例の回
路構成図

【図４】図３の各部の動作波形図

【図５】実施例に係わる台形波電流合成器の第１の具体
例の回路構成図

【図６】図５の各部の動作波形図

【図７】実施例に係わるマスク信号発生器の第１の具体
例の回路構成図

【図８】図７の各部の動作波形図

【図９】図７において、モータの回転数が遅いときの各
部の動作波形図

【図１０】実施例に係るマスク信号発生器の第２の具体
例の回路構成図

【図１１】図１０の各部の動作波形図

【図１２】実施例に係わる台形波電流合成器の第２の具
体例の回路構成図

【図１３】図１２の各部の動作波形図

【図１４】実施例に係わる充放電回路の第１の具体例の
回路構成図

【図１５】図１４の各部の動作波形図

【図１６】実施例に係わる充放電回路の第２の具体例の
回路構成図

【図１７】図１６の各部の動作波形図

【図１８】実施例に係わる充放電回路の第３の具体例の
回路構成図

【図１９】図１８の各部の動作波形図

【図２０】充放電回路の第１〜第３の具体例（図１４，
図１６，図１８）の動作を比較するための図

【符号の説明】

１，２，３駆動コイル４，５，６，７，８，９駆動トランジスタ１０逆起電力検出器１１台形波電流合成器１２マスク信号発生器１３電流分配回路１４トルク指令信号発生回路

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】複数相のモータ駆動コイルに駆動電流を
供給する複数個の駆動トランジスタと、前記モータ駆動コイルで発生する逆起電力を検出して波
形整形する逆起電力検出器と、前記逆起電力検出器の出力信号から変換された複数系列
のパルスに応じて三角波を発生させる複数個の充放電回
路と、前記複数個の充放電回路の出力電圧を電流に変換する複
数個の電圧電流変換回路と、前記複数個の電圧電流変換回路の出力電流を加算して複
数個の台形波電流に合成する複数個の加算回路と、前記複数個の台形波電流を切り換えて前記複数個の駆動
トランジスタのベースに順次供給する電流分配回路と、前記逆起電力検出器に入力される信号波形の一部をマス
クする信号を出力するマスク信号発生器とを有するモー
タ駆動装置であって、前記複数個の充放電回路の三角波出力のボトムレベルを
それぞれクランプ回路でクランプすることを特徴とする
ブラシレスモータの駆動装置。