JP2837050B2 - モータ駆動回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、各出力トランジスタに
駆動電流を分配する手段を備えるモータ駆動回路に関す
る。

【０００２】

【従来の技術】光ディスクシステムに用いられる三相ブ
ラシレスモータ等には、その駆動音が小さいことが求め
られる。モータコイルへの通電方式のうち駆動音を抑制
可能なものとしては、例えば１２０゜ソフトスイッチン
グや１８０゜台形波通電等の方式がある。

【０００３】図４には、これらの方式を実施可能なモー
タ駆動回路の一例構成が示されている。この図に示され
る回路は、位置検出信号合成部１０、電圧変換部１２、
上下三差動分配回路１４及び出力回路１６を備えてい
る。

【０００４】この図の回路が駆動対象とするモータは、
ロータの回転角度位置を検出するセンサを備えている。
通常、このセンサは、ステータ上に互いに所定電気角隔
てて配置されたホール素子として構成され、それぞれ、
各相毎に入力端子ＩＮ１〜ＩＮ３に接続される。位置検
出信号合成部１０は、入力端子ＩＮ１〜ＩＮ３からの入
力をそれぞれ差動入力とする３個の差動回路１８、２０
及び２２を備えている。差動回路１８、２０及び２２を
構成する各トランジスタのコレクタは、カレントミラー
回路２４、２６及び２８の入力側トランジスタのコレク
タに選択的に接続されている。具体的には、差動回路１
８の差動トランジスタのうち一方はカレントミラー回路
２４に、他方はカレントミラー回路２８に、差動回路２
０の差動トランジスタのうち一方はカレントミラー回路
２６に、他方はカレントミラー回路２４に、差動回路２
２の差動トランジスタのうち一方はカレントミラー回路
２８に、他方はカレントミラー回路２６に、それぞれ接
続されている。カレントミラー回路２４、２６及び２８
の出力側トランジスタのコレクタは、電圧変換部１２へ
の電流出力に用いられる。なお、電流源３０、３２、３
４、３６、３８及び４０は、それぞれ、差動回路１８、
２０、２２、カレントミラー回路２４、２６及び２８の
いずれかに、互いに等しい電流を供給する。又、ＶＣＣ
１は、電源電圧端子である。

【０００５】電圧変換部１２は、位置検出信号合成部１
０から供給される電流を電圧に変換して上下三差動分配
回路１４に出力する。駆動対象であるモータが回転して
いる場合、位置検出信号合成部１０からの出力電流は回
転速度に応じた周期を有する正弦波電流となる。電圧変
換部１２は、１２０゜ソフトスイッチングの場合にはこ
れを図５（ａ）及び（ｂ）に示されるような波形を有す
る電圧に変換し、１８０゜台形波通電の場合にはモータ
の電気角すべてに亘る台形波に変換して、これを上下三
差動分配回路１４に出力する。なお、１２０゜ソフトス
イッチングの“１２０゜”とは、図５（ａ）に示される
ように、モータコイルへの通電期間が半周期中において
電気角で１２０゜であることを意味している。

【０００６】上下三差動分配回路１４は、電圧変換部１
２から出力される電圧に応じ各相の出力トランジスタの
駆動電流を分配する回路である。出力回路１６は、電源
電圧端子ＶＣＣ２から電源電圧の供給を受け、３対の出
力トランジスタＱ１及びＱ２、Ｑ３及びＱ４並びにＱ５
及びＱ６それぞれの接続点から、モータの各相コイル４
２、４４及び４６に電流を供給する。出力端子ＯＵＴ
は、コイル４２、４４及び４６接続用の端子である。こ
れらの出力トランジスタのうちソース側出力トランジス
タＱ１、Ｑ３及びＱ５は上下三差動分配回路１４を構成
するトランジスタＱ７、Ｑ９及びＱ１１により駆動電流
の分配を受け、シンク側出力トランジスタＱ２、Ｑ４及
びＱ６は上下三差動分配回路１４を構成するトランジス
タＱ８、Ｑ１０及びＱ１２により駆動電流の分配を受け
る。

【０００７】より詳細には、まず、電圧変換部１２の出
力電圧がトランジスタＱ７、Ｑ９及びＱ１１のベースに
印加される。これらのトランジスタＱ７、Ｑ９及びＱ１
１のエミッタに接続された電流源４８からの電流Ｉｄ１
は、トランジスタＱ７、Ｑ９及びＱ１１の三差動動作に
よってカレントミラー回路５０、５２及び５４に分配さ
れる。カレントミラー回路５０、５２及び５４は、ソー
ス側出力トランジスタＱ１、Ｑ３及びＱ５を出力側トラ
ンジスタとしている。すなわち、ソース側出力トランジ
スタＱ１、Ｑ３及びＱ５は、電圧変換部１２の出力電圧
に応じてトランジスタＱ７、Ｑ９及びＱ１１により分配
されるベース電流（駆動電流）により、駆動される。

【０００８】同様に、電圧変換部１２の出力電圧は、ト
ランジスタＱ８、Ｑ１０及びＱ１２のベースにも印加さ
れる。これらのトランジスタＱ８、Ｑ１０及びＱ１２の
エミッタには電流Ｉｄ２を出力する電流源５６が接続さ
れている。この電流Ｉｄ２は、トランジスタＱ８、Ｑ１
０及びＱ１２の三差動動作によりバッファ５８、６０及
び６２を介してシンク側出力トランジスタＱ２、Ｑ４及
びＱ６に分配される。すなわち、シンク側出力トランジ
スタＱ２、Ｑ４及びＱ６も、電圧変換部１２の出力電圧
に応じてトランジスタＱ８、Ｑ１０及びＱ１２により分
配されるベース電流（駆動電流）により、駆動される。

【０００９】電流源４８及び５６は、電流帰還アンプ６
４による帰還を受ける。出力回路１６と接地との間に接
続された抵抗Ｒｆは、出力トランジスタＱ１〜Ｑ６の出
力電流を電圧に変換し、電流帰還アンプ６４に入力す
る。電流帰還アンプ６４の他の入力端には出力電流の制
御目標値（制御入力）が供給されている。すなわち、こ
の図の回路は、出力トランジスタＱ１〜Ｑ６の出力電流
を検出して、電流源４８及び５６の電流Ｉｄ１及びＩｄ
２を帰還制御する電流帰還ループを有している。なお、
ＶＣＣ２は出力回路１６の電源端子である。

【００１０】ところで、電流帰還は加えられてはいる
が、電圧については帰還は加えられていないため、出力
トランジスタＱ１〜Ｑ６の出力電圧、すなわちソース側
出力トランジスタＱ１、Ｑ３及びＱ５とシンク側出力ト
ランジスタＱ２、Ｑ４及びＱ６の接続点の電圧は、ｈｆ
ｅ等の影響を受け不確定となる。極端な変動は、ｈｆｅ
の最も高いトランジスタの過飽和を引き起こし、コイル
４２〜４６を有するモータの駆動音発生の原因となる。
これを防止する方法としては、例えば、コイル４２〜４
６の中点電位を帰還することにより、出力トランジスタ
Ｑ１〜Ｑ６の出力電圧を電源電圧のほぼ１／２を中心と
してスイングさせる方法がある。しかし、この方法は、
発振を防止するための外付けコンデンサ等を必要とす
る。このような不具合のない方法としては、ソース側出
力トランジスタ及びシンク側出力トランジスタのいずれ
かを飽和状態で駆動する方法がある。

【００１１】図４の回路は、このような片側飽和による
駆動を実施可能な回路である。すなわち、中点帰還を加
えずに出力トランジスタＱ１〜Ｑ６を駆動する場合、各
トランジスタＱ１〜Ｑ６のｈｆｅのばらつきの影響を避
けるため、ソース側出力トランジスタＱ１、Ｑ３及びＱ
５又はシンク側出力トランジスタＱ２、Ｑ４及びＱ６の
いずれかを、選択的に飽和させる。これは、電流源４８
の電流Ｉｄ１と電流源５６の電流Ｉｄ２の比（電流分配
比）をあらかじめ設定しておくことにより実現できる。
例えばＩｄ１＞Ｉｄ２に設定した場合、ソース側出力ト
ランジスタＱ１、Ｑ３及びＱ５を飽和状態で使用でき、
Ｉｄ１＜Ｉｄ２に設定した場合、シンク側出力トランジ
スタＱ２、Ｑ４及びＱ６を飽和状態で使用できる。この
ようにすると、出力トランジスタＱ１〜Ｑ６の出力電圧
が電源側又は接地側のいずれかに片寄り、ｈｆｅばらつ
きの影響を受けにくくなる。

【００１２】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、出力ト
ランジスタを片側飽和で使用する場合、駆動電流が異な
り上下の出力トランジスタのゲインが異なる。この結
果、飽和側出力トランジスタの出力電流（コレクタエミ
ッタ間電流）の切り替わり時点で、当該出力トランジタ
が過飽和し、当該出力電流に歪が発生してしまうという
問題点があった。

【００１３】例えば１２０゜ソフトスイッチングにより
ソース側飽和（上側飽和）で使用している場合、図５
（ｃ）及び（ｄ）に示されるように、ソース側出力電流
（上側電流）の切り替わり時点で波形が歪む。同様に、
１２０゜ソフトスイッチングによりシンク側飽和（下側
飽和）で使用している場合、図５（ｅ）及び（ｆ）に示
されるように、シンク側出力電流（下側電流）の切り替
わり時点で波形が歪む。このような歪みは、１８０゜台
形波通電でも同様に生じる。この種の歪は、モータの駆
動音発生の原因となる。

【００１４】本発明は、このような問題点を解決するこ
とを課題としてなされたものであり、出力トランジスタ
の過飽和により生じる出力電流の歪を抑制し、モータ駆
動音を低減することを目的とする。

【００１５】

【課題を解決するための手段】このような目的を達成す
るために、本発明は、出力回路からモータコイルへの出
力電圧の最低値又は最高値を検出することにより飽和状
態で使用される出力トランジスタのコレクタエミッタ間
電圧の最低値を検出する手段と、上記検出された出力電
圧を、出力トランジスタの過飽和が生じないよう飽和電
圧より僅かに高く制御される飽和制御電圧と比較する手
段と、ソース側出力トランジスタの駆動電流とシンク側
出力トランジスタの駆動電流の比が十分１に近くなるよ
う、ソース側出力トランジスタ及びシンク側出力トラン
ジスタそれぞれに対応して設けられた電流源の電流値
を、比較結果に応じて設定する手段と、出力トランジス
タの出力電流に応じた値のバイアス電流を上記各電流源
に供給する手段とを備えることを特徴とする。

【００１６】

【作用】本発明においては、出力回路からモータコイル
への出力電圧の最低値又は最高値が検出され、この電圧
が、飽和制御電圧と比較される。ソース側及びシンク側
出力トランジスタのうち片側が飽和状態で使用されるた
め、検出される電圧は、飽和状態で使用される各出力ト
ランジスタのコレクタエミッタ間電圧の最低値を表して
いる。ソース側出力トランジスタ及びシンク側出力トラ
ンジスタそれぞれに対応して設けられた電流源の電流
は、比較結果に応じ、ソース側出力トランジスタとシン
ク側出力トランジスタへの駆動電流分配比が十分１に近
くなるよう、設定される。このとき、飽和制御電圧を出
力トランジスタの飽和電圧より僅かに高く制御すれば、
この制御範囲内であれば、出力トランジスタのｈｆｅが
飽和側と非飽和側ではほぼ同一となるため、出力トラン
ジスタの出力電流の如何にかかわらず、全ての出力トラ
ンジスタが近接した電流で駆動されることになり、出力
トランジスタの過飽和が防止される。

【００１７】また、出力トランジスタは、通常、出力電
流が大きな領域で飽和電圧が上昇する特性を有してい
る。従って、出力電流が大きな領域では飽和制御電圧≦
飽和電圧となる可能性があり、この場合出力トランジス
タの出力電圧波形に歪が生じる。本発明においては、出
力トランジスタの出力電流に応じた値のバイアス電流が
上記各電流源に供給される。このようにすると、出力電
流が大きな領域における電流分配比が比較的小さい値に
抑えられる。これにより、出力電流が大きな領域でも、
出力トランジスタの過飽和が生じにくくなる。

【００１８】

【実施例】以下、本発明の好適な実施例について図面に
基づき説明する。なお、図４及び図５に示される従来例
と同様の構成には同一の符号を付し説明を省略する。

【００１９】図１には、本発明の一実施例に係るモータ
駆動回路の構成が示されている。この図の回路は図４の
回路と同様、光ディスクシステム等に用いられる三相ブ
ラシレスモータ等を駆動する回路である。

【００２０】本実施例の回路は、位置検出信号合成部１
０、電圧変換部１２、上下三差動分配回路１４及び出力
回路１６から構成されている。本実施例の回路が従来例
の回路と異なる点は、さらに、飽和制御用差動分配回路
６６を設けた点にある。飽和制御用差動分配回路６６
は、ソース側出力トランジスタＱ１、Ｑ３及びＱ５への
駆動電流供給に係る電流源と、シンク側出力トランジス
タＱ２、Ｑ４及びＱ６への駆動電流供給に係る電流源へ
の、電流分配比を差動設定する回路である。飽和制御用
差動分配回路６６は、差動回路６８、カレントミラー回
路７０、７２及び７４から構成されている。

【００２１】差動回路６８を構成するトランジスタＱ１
３及びＱ１４のうち、トランジスタＱ１３のベースに印
加される電圧は、ダイオード群７６により検出される出
力電圧最低値である。出力回路１６を下側飽和で使用し
ている場合、すなわちシンク側出力トランジスタＱ２、
Ｑ４及びＱ６を飽和状態で駆動している場合、トランジ
スタＱ１３のベースに印加される電圧は、シンク側出力
トランジスタＱ２、Ｑ４及びＱ６のコレクタ電圧のうち
最も低い値を表している。

【００２２】差動回路６８を構成するトランジスタＱ１
３及びＱ１４のうち、トランジスタＱ１４のベースに印
加される電圧は、飽和制御電圧である。この実施例にお
いては、飽和制御電圧としては、帰還抵抗Ｒｆに加わる
電圧、すなわち出力トランジスタＱ１〜Ｑ６の出力電流
に比例する電圧を用いる。ただし、飽和制御電圧として
は、図２に破線にて示されるように、出力電流の変化に
対して、実線で示される飽和電圧実力値より僅かに高く
なるよう制御すれば足りる。このように飽和制御電圧を
制御することにより、制御範囲内においては、後述する
動作によって飽和側出力トランジスタ（この実施例では
シンク側出力トランジスタＱ２、Ｑ４及びＱ６）の過飽
和を防止することができる。従って、抵抗Ｒｆの両端の
電圧以外の電圧を使用してもよい。

【００２３】トランジスタＱ１３及びＱ１４のエミッタ
側には、カレントミラー回路７０の出力側トランジスタ
のうち１個が接続されている。カレントミラー回路７０
は、電流帰還アンプ６４の出力電流の供給を受ける入力
側トランジスタＱ１５と、トランジスタＱ１３及びＱ１
４に電流を供給する出力側トランジスタＱ１６と、カレ
ントミラー回路７２にバイアス電流を供給する出力側ト
ランジスタＱ１７と、カレントミラー回路７４にバイア
ス電流を供給する出力側トランジスタＱ１８と、から構
成されている。

【００２４】一方、カレントミラー回路７２の入力はト
ランジスタＱ１３のコレクタ側に、カレントミラー回路
７４の入力はトランジスタＱ１４のコレクタ側に、それ
ぞれ接続されている。また、カレントミラー回路７２の
出力は、ソース側出力トランジスタＱ１、Ｑ３及びＱ５
に駆動電流を供給するためのトランジスタＱ７、Ｑ９及
びＱ１１に接続されており、カレントミラー回路７４の
出力は、カレントミラー回路７８を介し、シンク側出力
トランジスタＱ２、Ｑ４及びＱ６に駆動電流を供給する
ためのトランジスタＱ８、Ｑ１０及びＱ１２に接続され
ている。

【００２５】従って、飽和側の出力トランジスタＱ２、
Ｑ４及びＱ６のうちいずれかの飽和が進むと、トランジ
スタＱ１３のベース電圧が低下し、カレントミラー回路
７２の入力電流が増大するから、図４の従来例でいえ
ば、電流Ｉｄ１が増大した状態となる。この結果、ソー
ス側出力トランジスタＱ１、Ｑ３及びＱ５の駆動電流が
増大し、ソース側出力トランジスタＱ１、Ｑ３及びＱ５
に対するシンク側出力トランジスタＱ２、Ｑ４及びＱ６
のオーバードライブ比（駆動電流の比）が低下する。言
い換えれば、シンク側出力トランジスタＱ２、Ｑ４及び
Ｑ６の飽和が抑制され、飽和制御電圧にバランスする結
果、出力トランジスタＱ１〜Ｑ６のｈｆｅのリニアリテ
ィがソース側とシンク側とでほぼ同一となり、出力電流
波形が例えば図５（ａ）及び（ｂ）に示されるように、
歪の少ない波形となる。この結果、モータの駆動音が低
減される。

【００２６】さらに、飽和制御電圧が、出力トランジス
タＱ１〜Ｑ６の出力電流に応じて制御されているため、
図２に示されるように飽和制御電圧が飽和電圧を上回っ
ている限り、言い換えれば出力電流が所定範囲内にある
限り、上述の歪低減の効果を確保できる。

【００２７】加えて、この実施例においては、カレント
ミラー回路７２及び７４に対しカレントミラー回路７０
からバイアス電流が供給されている。トランジスタＱ１
７及びＱ１８は、トランジスタＱ１５のｎ倍のエミッタ
面積を有しており、従って、上記バイアス電流は電流帰
還アンプ６４の出力電流のｎ倍となる。このバイアス電
流は、特に大電流駆動の場合にソース側出力トランジス
タＱ１、Ｑ３及びＱ５とシンク側出力トランジスタＱ
２、Ｑ４及びＱ６への電流分配比を制限する作用を奏す
る。

【００２８】例えばモータ効率を高めようとする場合に
は、図３に破線にて示されるように、飽和制御電圧を飽
和電圧に近い値に設定する。このような設定の場合、出
力電流Ｉｏが大きな領域で、飽和制御電圧が飽和電圧Ｖ
ｓａｔ以上となる。このような大電流駆動の場合には、
差動回路６８による差動分配のみでは、電流分配比を制
限することが困難である。そこで、本実施例において
は、電流帰還アンプ６４の出力電流のｎ倍の値の、すな
わち出力電流Ｉｏの値に応じたバイアス電流を、差動回
路６８からの出力電流に加算している。このようにする
と、大電流駆動の場合にも、出力トランジスタＱ２、Ｑ
４及びＱ６の過飽和が生じにくくなり、駆動音を低減す
ることができる。ミラー比ｎは、適宜選択設定できる。

【００２９】なお、以上の実施例説明においては、通電
方式に言及していないが、これは、例えば１２０゜ソフ
トスイッチングや１８０゜台形波通電等、いずれにも適
用できる。さらに、下側飽和に限らず、上側飽和に適用
することもできる。その場合、出力電圧の最低値ではな
く最高値を検出する。

【００３０】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
飽和側出力トランジスタが過飽和状態とならないよう、
出力トランジスタの飽和電圧より僅かに高く制御される
飽和制御電圧を用いて出力トランジスタに対する電流分
配比を帰還制御するようにしたため、中点帰還を加える
ことなく、出力電流切り替わり時の歪、ひいてはモータ
の駆動音を抑制することができる。

【００３１】また、出力トランジスタの出力電流に応じ
た値のバイアス電流を、出力トランジスタへの電流分配
に係る電流源に供給するようにしたため、出力電流が大
きく飽和制御電圧≦飽和電圧となる領域において電流分
配比を制限することができ、より駆動音を低減すること
ができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例に係るモータ駆動回路の構成
を示す回路図である。

【図２】この実施例における飽和制御電圧の制御内容を
示す図である。

【図３】飽和制御電圧≦飽和電圧となる領域を示す図で
ある。

【図４】一従来例に係るモータ駆動回路の構成を示す回
路図である。

【図５】この従来例における問題点を１２０゜ソフトス
イッチングによる通電を例として説明する図であり、図
５（ａ）及び（ｂ）は理想的な駆動電流波形を、図５
（ｃ）及び（ｄ）は上側飽和時の駆動電流波形を、図５
（ｅ）及び（ｆ）は下側飽和時の駆動電流波形を、１相
分及び３相分それぞれについて示す図である。

【符号の説明】

１０ 位置検出信号合成部 １２ 電圧変換部 １４ 上下三差動分配回路 １６ 出力回路 ４２，４４，４６ モータのコイル ６４ 電流帰還アンプ ６６ 飽和制御用差動分配回路 ６８ 差動回路 ７０，７２，７４，７８ カレントミラー回路 ７６ ダイオード群 Ｑ１，Ｑ３，Ｑ５ ソース側出力トランジスタ Ｑ２，Ｑ４，Ｑ６ シンク側出力トランジスタ Ｑ７，Ｑ９，Ｑ１１ ソース側電流分配用トランジスタ Ｑ８，Ｑ１０，Ｑ１２ シンク側電流分配用トランジス
タ Ｑ１３，Ｑ１４ 差動回路のトランジスタ Ｒｆ 帰還抵抗 ｎ ミラー比（バイアス電流供給用）

フロントページの続き (72)発明者 鴨木 豊 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電 器産業株式会社内 (56)参考文献 特開 昭58−215989（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−148886（ＪＰ，Ａ) 特開 昭58−93487（ＪＰ，Ａ) 特開 昭58−198189（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−51388（ＪＰ，Ａ) 特開 昭58−215988（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁶，ＤＢ名) H02P 6/14

Claims (1)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 各相毎にソース側出力トランジスタ及び
   シンク側出力トランジスタを有し各相の出力トランジス
   タの接続点から対応するモータコイルに電流を出力する
   出力回路と、ソース側出力トランジスタ及びシンク側出
   力トランジスタそれぞれに対応する電流源の電流を駆動
   電流として各出力トランジスタに分配する分配回路と、
   出力トランジスタの出力電流に応じ上記各電流源の電流
   値を設定する電流帰還手段と、を備え、ソース側出力ト
   ランジスタ及びシンク側出力トランジスタのいずれかを
   飽和状態で駆動するモータ駆動回路であって、 電流帰還手段が、出力回路からモータコイルへの出力電
   圧の最低値又は最高値を検出することにより飽和状態で
   使用される出力トランジスタのコレクタエミッタ間電圧
   の最低値を検出する手段と、上記検出された出力電圧
   を、出力トランジスタの過飽和が生じないよう飽和電圧
   より僅かに高く制御される飽和制御電圧と比較する手段
   と、ソース側出力トランジスタの駆動電流とシンク側出
   力トランジスタの駆動電流の比が十分１に近くなるよ
   う、比較結果に応じて上記各電流源の電流値を設定する
   手段と、を備えたモータ駆動回路において、 出力トランジスタの出力電流に応じた値のバイアス電流
   を上記各電流源に供給する手段を備えることを特徴とす
   るモータ駆動回路。