JP2001197768A - モータ駆動装置 - Google Patents
モータ駆動装置Info
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- JP2001197768A JP2001197768A JP2000002067A JP2000002067A JP2001197768A JP 2001197768 A JP2001197768 A JP 2001197768A JP 2000002067 A JP2000002067 A JP 2000002067A JP 2000002067 A JP2000002067 A JP 2000002067A JP 2001197768 A JP2001197768 A JP 2001197768A
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- Japan
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- voltage
- circuit
- signal
- level
- trapezoidal wave
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
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- Control Of Ac Motors In General (AREA)
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 簡単な構成で安定的なモータの回転制御を実
現したモータ駆動装置を提供する。 【解決手段】 ゼロクロス検出回路により３相モータコ
イルに発生する電圧が中点電圧とクロスするタイミング
で一方のレベルから他方のレベルに交互に変化するパル
ス信号を発生し、かかるパルス信号を受けて台形波形を
形成し、一方のレベルから他方のレベルに相互に変化す
る上記台形波のスロープに対応してマスク信号を形成し
て上記ゼロクロス検出回路の検出動作を停止させるのに
用いる。
現したモータ駆動装置を提供する。 【解決手段】 ゼロクロス検出回路により３相モータコ
イルに発生する電圧が中点電圧とクロスするタイミング
で一方のレベルから他方のレベルに交互に変化するパル
ス信号を発生し、かかるパルス信号を受けて台形波形を
形成し、一方のレベルから他方のレベルに相互に変化す
る上記台形波のスロープに対応してマスク信号を形成し
て上記ゼロクロス検出回路の検出動作を停止させるのに
用いる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、モータ駆動装置
に関し、特に、ホール素子を用いないで駆動信号を形成
するというセンサレスのモータ駆動装置に利用して有効
な技術に関するものである。
に関し、特に、ホール素子を用いないで駆動信号を形成
するというセンサレスのモータ駆動装置に利用して有効
な技術に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】例えばフロッピーディスクドライブやハ
ードディスクドライブでは、記憶媒体であるディスクを
回転駆動するモータの回転速度を検出し、この検出に基
づいて基準クロックと速度比較し、その誤差信号を制御
信号としてモータを駆動し、速度を安定にしている。上
記速度信号（一般的には逆起電圧）を検出する際、上記
コイルに流れる電流の方向が切り換わるときに発生する
ノイズ等での誤動作を防ぐようにマスクがかけられる。
このマスク信号はゼロクロス信号を検出後、一定時間
（内部カウンタにて基準クロックをカウント）信号をラ
ッチする事で対応されている。このようなモータ駆動装
置に関しては、特開平１１−４５９５号公報がある。
ードディスクドライブでは、記憶媒体であるディスクを
回転駆動するモータの回転速度を検出し、この検出に基
づいて基準クロックと速度比較し、その誤差信号を制御
信号としてモータを駆動し、速度を安定にしている。上
記速度信号（一般的には逆起電圧）を検出する際、上記
コイルに流れる電流の方向が切り換わるときに発生する
ノイズ等での誤動作を防ぐようにマスクがかけられる。
このマスク信号はゼロクロス信号を検出後、一定時間
（内部カウンタにて基準クロックをカウント）信号をラ
ッチする事で対応されている。このようなモータ駆動装
置に関しては、特開平１１−４５９５号公報がある。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】基準クロックをカウン
トするためカウンタが１０段程度のフリップフロップ回
路が必要となり回路規模が大きくなる。その際、マスク
信号によるマスク時間は、回転速度によってある程度変
えているが、そのマスク信号は最適化するのが困難であ
るという別の問題も有する。
トするためカウンタが１０段程度のフリップフロップ回
路が必要となり回路規模が大きくなる。その際、マスク
信号によるマスク時間は、回転速度によってある程度変
えているが、そのマスク信号は最適化するのが困難であ
るという別の問題も有する。
【０００４】本発明の目的は、簡単な構成で安定的なモ
ータの回転制御を実現したモータ駆動装置を提供するこ
とにある。この発明の前記ならびにそのほかの目的と新
規な特徴は、本明細書の記述および添付図面から明らか
になるであろう。
ータの回転制御を実現したモータ駆動装置を提供するこ
とにある。この発明の前記ならびにそのほかの目的と新
規な特徴は、本明細書の記述および添付図面から明らか
になるであろう。
【０００５】
【課題を解決するための手段】本願において開示される
発明のうち代表的なものの概要を簡単に説明すれば、下
記の通りである。すなわち、ゼロクロス検出回路により
３相モータコイルに発生する電圧が中点電圧とクロスす
るタイミングで一方のレベルから他方のレベルに交互に
変化するパルス信号を発生し、かかるパルス信号を受け
て台形波形を形成し、一方のレベルから他方のレベルに
相互に変化する上記台形波のスロープに対応してマスク
信号を形成して上記ゼロクロス検出回路の検出動作を停
止させるのに用いる。
発明のうち代表的なものの概要を簡単に説明すれば、下
記の通りである。すなわち、ゼロクロス検出回路により
３相モータコイルに発生する電圧が中点電圧とクロスす
るタイミングで一方のレベルから他方のレベルに交互に
変化するパルス信号を発生し、かかるパルス信号を受け
て台形波形を形成し、一方のレベルから他方のレベルに
相互に変化する上記台形波のスロープに対応してマスク
信号を形成して上記ゼロクロス検出回路の検出動作を停
止させるのに用いる。
【０００６】
【発明の実施の形態】図１には、この発明に係るモータ
駆動装置の一実施例のブロック図が示されている。この
実施例のモータ駆動装置では、起動発振回路で形成され
たパルス信号によりマトリックス回路を介して強制的に
コミュテーション信号を作り、ドライバを介してコイル
を駆動して回転磁界を形成してモータを回転させる。
駆動装置の一実施例のブロック図が示されている。この
実施例のモータ駆動装置では、起動発振回路で形成され
たパルス信号によりマトリックス回路を介して強制的に
コミュテーション信号を作り、ドライバを介してコイル
を駆動して回転磁界を形成してモータを回転させる。
【０００７】ホール素子等の回転センサを省略したセン
サレスのモータ駆動装置では、ゼロクロス又は回転位相
（Ｂ−ＥＭＦ）回路において、上記３相コイルの駆動電
圧Ｕ，Ｖ，Ｗと、３相コイルが共通に接続された中点電
圧を減算させて、３相の各コイルに発生する電圧とその
中点電圧とを比較して、各電圧が中点電圧をクロスする
タイミングで一方のレベルから他方のレベルに交互に変
化するパルス（回転位相）信号を形成する。
サレスのモータ駆動装置では、ゼロクロス又は回転位相
（Ｂ−ＥＭＦ）回路において、上記３相コイルの駆動電
圧Ｕ，Ｖ，Ｗと、３相コイルが共通に接続された中点電
圧を減算させて、３相の各コイルに発生する電圧とその
中点電圧とを比較して、各電圧が中点電圧をクロスする
タイミングで一方のレベルから他方のレベルに交互に変
化するパルス（回転位相）信号を形成する。
【０００８】上記電圧に、上記コイルに流れる電流の向
きが切り換わるときの逆起電力によって比較的に大きな
ノイズを含むものであり、上記ゼロクロス検出動作に誤
動作を生じさせてしまう。このようなノイズによって誤
ったゼロクロス検出信号を形成してしまうと、回転磁界
に大きな乱れを生じさせてしまい、モータの回転動作が
不安定あるいは停止してしまう。
きが切り換わるときの逆起電力によって比較的に大きな
ノイズを含むものであり、上記ゼロクロス検出動作に誤
動作を生じさせてしまう。このようなノイズによって誤
ったゼロクロス検出信号を形成してしまうと、回転磁界
に大きな乱れを生じさせてしまい、モータの回転動作が
不安定あるいは停止してしまう。
【０００９】上記センサレスのモータ駆動装置では、上
記のようなノイズに対する影響を除くためにゼロクロス
検出動作にマスクをかける必要がある。この実施例で
は、上記マスク信号を形成するにあたり、上記パルス信
号を利用するものである。つまり、上記パルス信号を元
に台形波発生回路で台形波を形成し、一方ではマトリッ
クス回路に供給してマトリックス信号を形成してモータ
をドライブする。また、他方では上記台形波をマスク信
号回路に供給し、かかる台形波のレベルが変化するスロ
ープ期間を検出してマスク信号を発生させる。このマス
ク信号は、上記ゼロクロス検出回路（Ｂ−ＥＭＦ）に供
給されて、上記マスク信号によってゼロクロス検出動作
あるいは検出信号にマスクがかけられる。
記のようなノイズに対する影響を除くためにゼロクロス
検出動作にマスクをかける必要がある。この実施例で
は、上記マスク信号を形成するにあたり、上記パルス信
号を利用するものである。つまり、上記パルス信号を元
に台形波発生回路で台形波を形成し、一方ではマトリッ
クス回路に供給してマトリックス信号を形成してモータ
をドライブする。また、他方では上記台形波をマスク信
号回路に供給し、かかる台形波のレベルが変化するスロ
ープ期間を検出してマスク信号を発生させる。このマス
ク信号は、上記ゼロクロス検出回路（Ｂ−ＥＭＦ）に供
給されて、上記マスク信号によってゼロクロス検出動作
あるいは検出信号にマスクがかけられる。
【００１０】速度制御のために、上記ドライバに流れる
電流は、抵抗Ｒｎｆに供給されて電圧信号に変換され
る。この電圧信号を速度制御信号Ｖｃｏｎｔに負帰還を
かけて電圧−電流変換して上記ドライバの動作電流を制
御することにより回転速度を上記Ｖｃｏｎｔに対応して
安定化させる。上記ゼロクロス検出回路（Ｂ−ＥＭＦ）
で形成されたパルス信号、つまり回転位相信号ＦＧは、
回転速度に対応したパルス信号と比較され、両者が一致
するよう上記制御電圧Ｖｃｏｎｔが形成される。これに
より、基準パルスの周波数に対応してモータの回転速度
をコントロールすることができる。
電流は、抵抗Ｒｎｆに供給されて電圧信号に変換され
る。この電圧信号を速度制御信号Ｖｃｏｎｔに負帰還を
かけて電圧−電流変換して上記ドライバの動作電流を制
御することにより回転速度を上記Ｖｃｏｎｔに対応して
安定化させる。上記ゼロクロス検出回路（Ｂ−ＥＭＦ）
で形成されたパルス信号、つまり回転位相信号ＦＧは、
回転速度に対応したパルス信号と比較され、両者が一致
するよう上記制御電圧Ｖｃｏｎｔが形成される。これに
より、基準パルスの周波数に対応してモータの回転速度
をコントロールすることができる。
【００１１】図２には、本発明に係るモータ駆動装置の
一実施例の主要な回路図が示されている。同図において
は、３相スピンドルモータ出力回路構成例とそれに付属
したブロックが示されている。図３には、その動作を説
明するための波形図が示されている。
一実施例の主要な回路図が示されている。同図において
は、３相スピンドルモータ出力回路構成例とそれに付属
したブロックが示されている。図３には、その動作を説
明するための波形図が示されている。
【００１２】図２において、３つの出力回路ＤＶ１、Ｄ
Ｖ２及びＤＶ３のうち、出力回路ＤＶ１が代表として具
体的回路が示されており、他の出力回路ＤＶ２及びＤＶ
３も上記出力回路ＤＶ１と同じ回路構成とされる。つま
り、出力回路ＤＶ１のトランジスタＱ１０のエミッタ
は、他の出力回路ＤＶ２及びＤＶ３の同様なトランジス
タのエミッタと共通化されて３差動増幅回路とされる。
また、トランジスタＱ１１のエミッタも、他の出力回路
ＤＶ２及びＤＶ３の同様なトランジスタのエミッタと共
通化されて３差動増幅回路とされる。
Ｖ２及びＤＶ３のうち、出力回路ＤＶ１が代表として具
体的回路が示されており、他の出力回路ＤＶ２及びＤＶ
３も上記出力回路ＤＶ１と同じ回路構成とされる。つま
り、出力回路ＤＶ１のトランジスタＱ１０のエミッタ
は、他の出力回路ＤＶ２及びＤＶ３の同様なトランジス
タのエミッタと共通化されて３差動増幅回路とされる。
また、トランジスタＱ１１のエミッタも、他の出力回路
ＤＶ２及びＤＶ３の同様なトランジスタのエミッタと共
通化されて３差動増幅回路とされる。
【００１３】回転位置制御電圧信号（相切り換え信号）
（ｅ）（Ｕ相のみ表示、Ｖ相、Ｗ相は各々Ｕ相に対して
１２０°、２４０°の位相遅れの信号である）は、上記
出力回路ＤＶ１を構成するＮＰＮ型トランジスタで構成
される第１の３差動増幅トランジスタＱ１０のベース
と、ＰＮＰ型トランジスタで構成される第２の３差動増
幅トランジスタＱ１１のベースに供給される。他の出力
回路ＤＶ２及びＤＶ３に対応した回転位置制御電圧信号
Ｖ相とＷ相も、上記同様なＮＰＮ型トランジスタで構成
される第１の他の３差動増幅トランジスタのベース及び
ＰＮＰ型トランジスタで構成される第２の他の３差動増
幅トランジスタのベースにそれぞれ供給される。
（ｅ）（Ｕ相のみ表示、Ｖ相、Ｗ相は各々Ｕ相に対して
１２０°、２４０°の位相遅れの信号である）は、上記
出力回路ＤＶ１を構成するＮＰＮ型トランジスタで構成
される第１の３差動増幅トランジスタＱ１０のベース
と、ＰＮＰ型トランジスタで構成される第２の３差動増
幅トランジスタＱ１１のベースに供給される。他の出力
回路ＤＶ２及びＤＶ３に対応した回転位置制御電圧信号
Ｖ相とＷ相も、上記同様なＮＰＮ型トランジスタで構成
される第１の他の３差動増幅トランジスタのベース及び
ＰＮＰ型トランジスタで構成される第２の他の３差動増
幅トランジスタのベースにそれぞれ供給される。
【００１４】上記出力回路ＤＶ１において、上記トラン
ジスタＱ１０のコレクタ電流は、ＰＮＰ型のトランジス
タＱ１２及びＱ１３のベースに供給される。これらのト
ランジスタＱ１２とＱ１３のエミッタは、電源電圧ＶＣ
Ｃが供給されている。上記トランジスタＱ１２のコレク
タは、上記ＰＮＰ型の３差動トランジスタＱ１１のエミ
ッタと接続される。このトランジスタＱ１１のコレクタ
電流は、回路の接地電位側のＮＰＮ型の出力トランジス
タＱ１４のベースに供給される。また、上記トランジス
タＱ１３のコレクタ電流は、電源電圧ＶＣＣ側のＮＰＮ
型の出力トランジスタＱ１５のベースに供給される。こ
の出力トランジスタＱ１５のコレクタは、電源電圧ＶＣ
Ｃが印加されている。他の出力回路ＤＶ２及びＤＶ３も
上記出力回路ＤＶ１と同一の回路で構成されている。
ジスタＱ１０のコレクタ電流は、ＰＮＰ型のトランジス
タＱ１２及びＱ１３のベースに供給される。これらのト
ランジスタＱ１２とＱ１３のエミッタは、電源電圧ＶＣ
Ｃが供給されている。上記トランジスタＱ１２のコレク
タは、上記ＰＮＰ型の３差動トランジスタＱ１１のエミ
ッタと接続される。このトランジスタＱ１１のコレクタ
電流は、回路の接地電位側のＮＰＮ型の出力トランジス
タＱ１４のベースに供給される。また、上記トランジス
タＱ１３のコレクタ電流は、電源電圧ＶＣＣ側のＮＰＮ
型の出力トランジスタＱ１５のベースに供給される。こ
の出力トランジスタＱ１５のコレクタは、電源電圧ＶＣ
Ｃが印加されている。他の出力回路ＤＶ２及びＤＶ３も
上記出力回路ＤＶ１と同一の回路で構成されている。
【００１５】回転位置制御電圧信号（ｅ）（Ｖ相及びＷ
相は省略）は、図３の波形図（ｅ）のような電圧とな
り、例えば電圧信号Ｕ相がハイレベル、Ｖ相がミドルレ
ベル、Ｗ相がロウレベルのときには、出力回路ＤＶ１に
おいてトランジスタＱ１０がオン状態、Ｑ１１がオフ状
態となり、トランジスタＱ１０のコレクタ電流に対応し
て、トランジスタＱ１３がオン状態となり、上記出力ト
ランジスタＱ１５をオン状態にする。このとき、出力回
路ＤＶ３に対応した電圧信号Ｗのロウレベルにより、出
力回路ＤＶ３のＰＮＰ型の３差動トランジスタ（ＤＶ１
のＱ１１に対応する）がオン状態となり、上記出力回路
ＤＶ１のトランジスタＱ１２で形成されたコレクタ電流
を回路の接地電位側の出力トランジスタ（ＤＶ１のＱ１
４に対応する）のベースに供給してオン状態とする。
相は省略）は、図３の波形図（ｅ）のような電圧とな
り、例えば電圧信号Ｕ相がハイレベル、Ｖ相がミドルレ
ベル、Ｗ相がロウレベルのときには、出力回路ＤＶ１に
おいてトランジスタＱ１０がオン状態、Ｑ１１がオフ状
態となり、トランジスタＱ１０のコレクタ電流に対応し
て、トランジスタＱ１３がオン状態となり、上記出力ト
ランジスタＱ１５をオン状態にする。このとき、出力回
路ＤＶ３に対応した電圧信号Ｗのロウレベルにより、出
力回路ＤＶ３のＰＮＰ型の３差動トランジスタ（ＤＶ１
のＱ１１に対応する）がオン状態となり、上記出力回路
ＤＶ１のトランジスタＱ１２で形成されたコレクタ電流
を回路の接地電位側の出力トランジスタ（ＤＶ１のＱ１
４に対応する）のベースに供給してオン状態とする。
【００１６】この結果、電源電圧ＶＣＣ−出力回路ＤＶ
１の電源電圧側トランジスタＱ１５（コレクタ−エミッ
タ）−出力端子Ｔ１、コイル−コイル−出力端子Ｔ３−
出力回路ＤＶ３の回路の接地電位側出力トランジスタ
（コレクタ−エミッタ）−端子Ｔ４−抵抗Ｒｎｆ−接地
電位の経路でＵ相の出力電流が流れ，上記抵抗Ｒｎｆに
よって電圧信号に変換される。以下、回転位置制御電圧
信号Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の図３の波形図の（ｅ）に例示
的に示されているようなＵ相マトリックス信号のハイレ
ベル、ミドルレベル、ロウレベルの変化に対応して、Ｕ
相、Ｖ相及びＷ相の出力電流が形成される。波形図の
（ｆ）は、上記Ｕ相出力電流である。
１の電源電圧側トランジスタＱ１５（コレクタ−エミッ
タ）−出力端子Ｔ１、コイル−コイル−出力端子Ｔ３−
出力回路ＤＶ３の回路の接地電位側出力トランジスタ
（コレクタ−エミッタ）−端子Ｔ４−抵抗Ｒｎｆ−接地
電位の経路でＵ相の出力電流が流れ，上記抵抗Ｒｎｆに
よって電圧信号に変換される。以下、回転位置制御電圧
信号Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の図３の波形図の（ｅ）に例示
的に示されているようなＵ相マトリックス信号のハイレ
ベル、ミドルレベル、ロウレベルの変化に対応して、Ｕ
相、Ｖ相及びＷ相の出力電流が形成される。波形図の
（ｆ）は、上記Ｕ相出力電流である。
【００１７】図３において、スピンドルモータが回転中
は図のような逆起電圧（ａ）が誘起されるが、その逆起
電圧を検出する際、逆起電圧そのものと電流切替え時に
スパイクノイズが発生するがそれらの信号が重畳されて
いる（ｇ）（ｈ）（ｉ）のような電圧波形とされる。そ
の各相の重畳された信号からゼロクロス信号を検出する
必要があるが、そのノイズのため誤動作することがあ
る。ここでゼロクロス信号をＦＧ（ｂ）として示す。
は図のような逆起電圧（ａ）が誘起されるが、その逆起
電圧を検出する際、逆起電圧そのものと電流切替え時に
スパイクノイズが発生するがそれらの信号が重畳されて
いる（ｇ）（ｈ）（ｉ）のような電圧波形とされる。そ
の各相の重畳された信号からゼロクロス信号を検出する
必要があるが、そのノイズのため誤動作することがあ
る。ここでゼロクロス信号をＦＧ（ｂ）として示す。
【００１８】この実施例では、ＦＧ（ｂ）信号により台
形波（ｃ）を作る。例えば図２において、ＦＧ信号がハ
イレベルの時にトランジスタＱ３をオン状態として、電
流ミラー回路を構成するトランジスタＱ４とＱ５をオフ
状態にさせる。これにより、トランジスタＱ３からの定
電流でコンデンサＣｔ２が充電させられる。上記ＦＧ信
号（ｂ）がハイレベルからロウレベルに変化すると、上
記トランジスタＱ３がオフ状態になり、上記電流ミラー
回路のトランジスタＱ４とＱ５をオン状態としてコンデ
ンサＣｔ２を放電させる。つまり、トランジスタＱ４と
Ｑ５で決定される電流ミラー比を１：２のように設定
し、トランジスタＱ５のコレクタ電流を、上記トランジ
スタＱ３からの充電電流よりも２倍に大きくすることに
よりコンデンサＣｔ２を放電させることができる。
形波（ｃ）を作る。例えば図２において、ＦＧ信号がハ
イレベルの時にトランジスタＱ３をオン状態として、電
流ミラー回路を構成するトランジスタＱ４とＱ５をオフ
状態にさせる。これにより、トランジスタＱ３からの定
電流でコンデンサＣｔ２が充電させられる。上記ＦＧ信
号（ｂ）がハイレベルからロウレベルに変化すると、上
記トランジスタＱ３がオフ状態になり、上記電流ミラー
回路のトランジスタＱ４とＱ５をオン状態としてコンデ
ンサＣｔ２を放電させる。つまり、トランジスタＱ４と
Ｑ５で決定される電流ミラー比を１：２のように設定
し、トランジスタＱ５のコレクタ電流を、上記トランジ
スタＱ３からの充電電流よりも２倍に大きくすることに
よりコンデンサＣｔ２を放電させることができる。
【００１９】上記充電時はある定電圧レベルでリミッタ
をかけ、放電時も同じように定電圧レベルでリミッタを
動作させることにより、台形波を形成する事ができる。
この台形波の立ち上がり時間及び立下り時間となるスロ
ープ時間をマスク信号（ｄ）とするのであるが、各相の
電圧波形を示しているように相の電流切替え時にノイズ
が出る事が分かるが、このノイズが先ほどのマスク信号
で除く事が出来ることがわかる。
をかけ、放電時も同じように定電圧レベルでリミッタを
動作させることにより、台形波を形成する事ができる。
この台形波の立ち上がり時間及び立下り時間となるスロ
ープ時間をマスク信号（ｄ）とするのであるが、各相の
電圧波形を示しているように相の電流切替え時にノイズ
が出る事が分かるが、このノイズが先ほどのマスク信号
で除く事が出来ることがわかる。
【００２０】つまり、ＤＣモータの位置検出信号（Ｆ
Ｇ）の矩形波によって台形波を作り、その台形波の立ち
上がりスロープ及び立ち下がりスロープの時間だけ、位
置検出信号をマスクする事で誤動作をなくす事ができ
る。そして、上記抵抗Ｒｎｆで形成された電圧信号をト
ランジスタＱ２のエミッタに供給することにより、上記
スロープ幅を出力電流に反比例させる事で、電流が大き
い時（高回転の場合）はそのスロープ幅を大きくし、電
流が小さい時（低回転の場合）はそのスロープ幅を小さ
くなるように帰還をかけてマスク時間の最適化を行うこ
とができる。
Ｇ）の矩形波によって台形波を作り、その台形波の立ち
上がりスロープ及び立ち下がりスロープの時間だけ、位
置検出信号をマスクする事で誤動作をなくす事ができ
る。そして、上記抵抗Ｒｎｆで形成された電圧信号をト
ランジスタＱ２のエミッタに供給することにより、上記
スロープ幅を出力電流に反比例させる事で、電流が大き
い時（高回転の場合）はそのスロープ幅を大きくし、電
流が小さい時（低回転の場合）はそのスロープ幅を小さ
くなるように帰還をかけてマスク時間の最適化を行うこ
とができる。
【００２１】スピンドルモータを高回転させるために
は、それだけの出力電流を必要とするが、この時に抵抗
Ｒｎｆ端子の電圧は大きくなっている。出力電流が大き
くなっている分相きり換えのスパイクノイズも大きくな
っているためマスク時間も広げる必要がある。したがっ
て、上記抵抗Ｒｎｆ端子の電圧を台形波回路に帰還し、
台形波のスロープ時間を上記のような制御に使用すると
いうものである。
は、それだけの出力電流を必要とするが、この時に抵抗
Ｒｎｆ端子の電圧は大きくなっている。出力電流が大き
くなっている分相きり換えのスパイクノイズも大きくな
っているためマスク時間も広げる必要がある。したがっ
て、上記抵抗Ｒｎｆ端子の電圧を台形波回路に帰還し、
台形波のスロープ時間を上記のような制御に使用すると
いうものである。
【００２２】上記の構成においては、マスク信号を形成
するために多数のフリップフロップ回路からなるカウン
タが必要となくなり、回路の簡素化がはかれると共に、
マスク信号を回転数に応じて最適化がはかれる。また、
速度制御も容易に行うことが出来る。上記回路の簡素化
がはかれる事により、チップ面積が抑えられ、コスト競
争力を持った製品を得ることが出来る。つまり、冷却フ
ァン用センサレスモータドライバ等に好適なものとな
る。
するために多数のフリップフロップ回路からなるカウン
タが必要となくなり、回路の簡素化がはかれると共に、
マスク信号を回転数に応じて最適化がはかれる。また、
速度制御も容易に行うことが出来る。上記回路の簡素化
がはかれる事により、チップ面積が抑えられ、コスト競
争力を持った製品を得ることが出来る。つまり、冷却フ
ァン用センサレスモータドライバ等に好適なものとな
る。
【００２３】図３において、（ａ）は逆起電圧、（ｂ）
は逆起電圧のゼロクロス信号（ＦＧ信号）であり、
（ｃ）は台形波であり、（ｄ）はマスク信号であり、ロ
ウレベルがマスク期間である。（ｅ）は相切り換え信号
であり、（ｆ）は出力電流である。（ｇ）はＵ相出力電
圧であり、（ｈ）はＶ相出力電圧であり、（ｉ）はＷ相
出力電圧である。
は逆起電圧のゼロクロス信号（ＦＧ信号）であり、
（ｃ）は台形波であり、（ｄ）はマスク信号であり、ロ
ウレベルがマスク期間である。（ｅ）は相切り換え信号
であり、（ｆ）は出力電流である。（ｇ）はＵ相出力電
圧であり、（ｈ）はＶ相出力電圧であり、（ｉ）はＷ相
出力電圧である。
【００２４】図４には、この発明に係るモータ駆動装置
の他の一実施例のブロック図が示され、図５にはその動
作を説明するための波形図が示されている。この実施例
のモータ駆動装置では、前記台形波を用いて、三角波を
作り、その信号をＰＷＭ（パルス幅変調）キャリアとし
て、速度制御電圧Ｖｃｏｎｔと比較してＰＷＭ信号を形
成し、ドライバをパルス駆動するものである。
の他の一実施例のブロック図が示され、図５にはその動
作を説明するための波形図が示されている。この実施例
のモータ駆動装置では、前記台形波を用いて、三角波を
作り、その信号をＰＷＭ（パルス幅変調）キャリアとし
て、速度制御電圧Ｖｃｏｎｔと比較してＰＷＭ信号を形
成し、ドライバをパルス駆動するものである。
【００２５】同図の実施例では、速度制御をかけてＰＷ
Ｍ制御を行う場合、Ｒｎｆ端子の電圧を台形波回路に帰
還する３相スピンドルモータの例が示されている。台形
波を作り、マスク信号を形成してゼロクロス検出にマス
クをするまでの動作は全く同一である。次に先ほどの台
形波をつくった後に、例えばその台形波の中点電圧でミ
ラー反転させて、図５の（ｆ）ようなＰＷＭ（パルス幅
変調）キャリアを作る。このＰＷＭキャリア信号（ｆ）
とコントロール電圧Ｖｃｏｎｔを比較してＰＷＭ信号を
形成してドライブを行う。このＰＷＭ制御では、ドライ
バがＰＷＭパルスに対応して（ｈ）のようなＵ相出力電
圧が形成され、ドライバの動作時間がパルス幅に対応し
た時間だけ動作することなり、結果としてドライブ電流
の制御が可能になる。モータコイルに流れる電流を検出
する抵抗Ｒｎｆの電圧は、上記制御電圧Ｖｃｏｎｔに負
帰還することによって安定的な速度制御が実現できる。
Ｍ制御を行う場合、Ｒｎｆ端子の電圧を台形波回路に帰
還する３相スピンドルモータの例が示されている。台形
波を作り、マスク信号を形成してゼロクロス検出にマス
クをするまでの動作は全く同一である。次に先ほどの台
形波をつくった後に、例えばその台形波の中点電圧でミ
ラー反転させて、図５の（ｆ）ようなＰＷＭ（パルス幅
変調）キャリアを作る。このＰＷＭキャリア信号（ｆ）
とコントロール電圧Ｖｃｏｎｔを比較してＰＷＭ信号を
形成してドライブを行う。このＰＷＭ制御では、ドライ
バがＰＷＭパルスに対応して（ｈ）のようなＵ相出力電
圧が形成され、ドライバの動作時間がパルス幅に対応し
た時間だけ動作することなり、結果としてドライブ電流
の制御が可能になる。モータコイルに流れる電流を検出
する抵抗Ｒｎｆの電圧は、上記制御電圧Ｖｃｏｎｔに負
帰還することによって安定的な速度制御が実現できる。
【００２６】図５の波形図において、（ａ）は逆起電
圧、（ｂ）は逆起電圧のゼロクロス信号（ＦＧ信号）、
（ｃ）は上記ＦＧ信号により作成された台形波、（ｄ）
はマスク信号（ロウレベルでマスクする）、（ｅ）はＰ
ＷＭキャリアを作る台形波、（ｆ）は（ｅ）の台形より
作られるＰＷＭキャリア、（ｇ）はＵ相マトリックス信
号、（ｈ）はＰＷＭ制御されたＵ相出力電流、（ｉ）は
ＰＷＭ制御されたＵ相出力電圧である。
圧、（ｂ）は逆起電圧のゼロクロス信号（ＦＧ信号）、
（ｃ）は上記ＦＧ信号により作成された台形波、（ｄ）
はマスク信号（ロウレベルでマスクする）、（ｅ）はＰ
ＷＭキャリアを作る台形波、（ｆ）は（ｅ）の台形より
作られるＰＷＭキャリア、（ｇ）はＵ相マトリックス信
号、（ｈ）はＰＷＭ制御されたＵ相出力電流、（ｉ）は
ＰＷＭ制御されたＵ相出力電圧である。
【００２７】上記の実施例から得られる作用効果は、下
記の通りである。すなわち、 （１） ゼロクロス検出回路により３相モータコイルに
発生する電圧が中点電圧とクロスするタイミングで一方
のレベルから他方のレベルに交互に変化するパルス信号
を発生し、かかるパルス信号を受けて台形波形を形成
し、一方のレベルから他方のレベルに相互に変化する上
記台形波のスロープに対応してマスク信号を形成するこ
とにより、回路の簡素化がはかれると共に速度制御も容
易に行うことが出来るという効果が得られる。
記の通りである。すなわち、 （１） ゼロクロス検出回路により３相モータコイルに
発生する電圧が中点電圧とクロスするタイミングで一方
のレベルから他方のレベルに交互に変化するパルス信号
を発生し、かかるパルス信号を受けて台形波形を形成
し、一方のレベルから他方のレベルに相互に変化する上
記台形波のスロープに対応してマスク信号を形成するこ
とにより、回路の簡素化がはかれると共に速度制御も容
易に行うことが出来るという効果が得られる。
【００２８】（２） 上記駆動回路に流れる電流は制御
電圧に対応して変化させられ、上記駆動回路に流れる電
流を検出する抵抗を更に備え、上記抵抗により形成され
た電圧を上記制御電圧に負帰還して上記制御電圧に対応
した速度制御と、上記台形波発生回路に供給して回転速
度に対応してスロープ幅が大きくなるような制御とを行
なうようにすることにより、マスク時間の最適化によっ
ていっそうの安定化を図ることができるという効果が得
られる。
電圧に対応して変化させられ、上記駆動回路に流れる電
流を検出する抵抗を更に備え、上記抵抗により形成され
た電圧を上記制御電圧に負帰還して上記制御電圧に対応
した速度制御と、上記台形波発生回路に供給して回転速
度に対応してスロープ幅が大きくなるような制御とを行
なうようにすることにより、マスク時間の最適化によっ
ていっそうの安定化を図ることができるという効果が得
られる。
【００２９】（３） 上記台形波を受け、その一方のレ
ベルと他方のレベルとの中点電圧で反転させて三角波を
形成するＰＷＭキャリア発生回路を更に設け、かかる三
角波とモータ速度制御のための速度制御電圧とを比較し
てパルス幅変調信号を形成し、上記駆動回路の動作時間
を制御することによりモータの回転速度の制御を行なう
ことができるという効果が得られる。
ベルと他方のレベルとの中点電圧で反転させて三角波を
形成するＰＷＭキャリア発生回路を更に設け、かかる三
角波とモータ速度制御のための速度制御電圧とを比較し
てパルス幅変調信号を形成し、上記駆動回路の動作時間
を制御することによりモータの回転速度の制御を行なう
ことができるという効果が得られる。
【００３０】以上本発明者よりなされた発明を実施例に
基づき具体的に説明したが、本願発明は前記実施例に限
定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種
々変更可能であることはいうまでもない。例えば、台形
波を形成する具体的回路、ゼロクロス検出回路及びそれ
に対してマスクをかける具体的回路は、種々の実施形態
を採ることができる。ゼロクロス検出回路にマスクをか
ける回路は、検出信号の入力側あるいは出力側にゲート
機能を付加するもの、あるいはフリップフロップ回路や
ラッチ回路が入力信号を取り込むタイミングを上記マス
ク信号で制限するもの何であってもよい。また、図２に
おいて、出力電流の制御を行なわない場合は、前記Ｖｃ
ｏｎｔ信号が印加されている増幅回路ＡＭＰは削除で
き、トランジスタＱ６のベースに一定電圧を印加するよ
うにすればよい。この発明は、センサレスのモータ駆動
装置に広く利用することができる。
基づき具体的に説明したが、本願発明は前記実施例に限
定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種
々変更可能であることはいうまでもない。例えば、台形
波を形成する具体的回路、ゼロクロス検出回路及びそれ
に対してマスクをかける具体的回路は、種々の実施形態
を採ることができる。ゼロクロス検出回路にマスクをか
ける回路は、検出信号の入力側あるいは出力側にゲート
機能を付加するもの、あるいはフリップフロップ回路や
ラッチ回路が入力信号を取り込むタイミングを上記マス
ク信号で制限するもの何であってもよい。また、図２に
おいて、出力電流の制御を行なわない場合は、前記Ｖｃ
ｏｎｔ信号が印加されている増幅回路ＡＭＰは削除で
き、トランジスタＱ６のベースに一定電圧を印加するよ
うにすればよい。この発明は、センサレスのモータ駆動
装置に広く利用することができる。
【００３１】
【発明の効果】本願において開示される発明のうち代表
的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば、下
記の通りである。すなわち、ゼロクロス検出回路により
３相モータコイルに発生する電圧が中点電圧とクロスす
るタイミングで一方のレベルから他方のレベルに交互に
変化するパルス信号を発生し、かかるパルス信号を受け
て台形波形を形成し、一方のレベルから他方のレベルに
相互に変化する上記台形波のスロープに対応してマスク
信号を形成することにより、回路の簡素化がはかれると
共に速度制御も容易に行うことが出来る。
的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば、下
記の通りである。すなわち、ゼロクロス検出回路により
３相モータコイルに発生する電圧が中点電圧とクロスす
るタイミングで一方のレベルから他方のレベルに交互に
変化するパルス信号を発生し、かかるパルス信号を受け
て台形波形を形成し、一方のレベルから他方のレベルに
相互に変化する上記台形波のスロープに対応してマスク
信号を形成することにより、回路の簡素化がはかれると
共に速度制御も容易に行うことが出来る。
【図１】この発明に係るモータ駆動装置の一実施例を示
すブロック図である。
すブロック図である。
【図２】本発明に係るモータ駆動装置の一実施例を示す
主要な回路図である。
主要な回路図である。
【図３】図１の実施例回路の動作を説明するための波形
図である。
図である。
【図４】この発明に係るモータ駆動装置の他の一実施例
を示すブロック図である。
を示すブロック図である。
【図５】図４の実施例回路の動作を説明するための波形
図である。
図である。
ＤＶ１〜ＤＶ３…出力回路、ＡＭＰ…増幅回路、Ｑ１〜
Ｑ１５…トランジスタ、Ｒｎｆ…抵抗。
Ｑ１５…トランジスタ、Ｒｎｆ…抵抗。
フロントページの続き (72)発明者 角田 寿之 東京都小平市上水本町五丁目20番１号 株 式会社日立製作所半導体グループ内 (72)発明者 大久保 勇一 東京都小平市上水本町五丁目20番１号 株 式会社日立製作所半導体グループ内 (72)発明者 木村 礼一 群馬県高崎市西横手町１番地１ 日立東部 セミコンダクタ株式会社内 Ｆターム(参考） 5H560 AA04 BB04 DA13 DC01 JJ13 TT06 XA12 XB09 5H576 CC01 DD02 DD05 EE11 HA02 HB01 JJ29 LL14 LL22 LL25 LL39
Claims (3)
- 【請求項１】 ３相モータコイルと、 上記３相のモータコイルに駆動電圧を供給する駆動回路
と、 上記３相モータコイルに発生する電圧が中点電圧とのク
ロスするタイミングで一方のレベルから他方のレベルに
交互に変化するパルス信号を発生するゼロクロス検出回
路と、 上記パルス信号を受けて台形波形を形成する台形波発生
回路と、 一方のレベルから他方のレベルに相互に変化する上記台
形波のスロープに対応してマクス信号を形成するマスク
信号発生回路とを備え、 上記マスク信号を上記ゼロクロス検出回路に供給し、そ
の検出動作を停止させてなることを特徴とするモータ駆
動装置。 - 【請求項２】 請求項１において、 上記駆動回路に流れる電流は制御電圧に対応して変化さ
せられ、 上記駆動回路に流れる電流を検出する抵抗を更に備え、 上記抵抗により形成された電圧は、上記制御電圧に負帰
還されて上記制御電圧に対応した速度制御と、上記台形
波発生回路に供給されて回転速度に対応してスロープ幅
が大きくなるような制御とを行なうことを特徴とするモ
ータ駆動装置。 - 【請求項３】 請求項１において、 上記台形波を受け、その一方のレベルと他方のレベルと
の中点電圧で反転させて三角波を形成するＰＷＭキャリ
ア発生回路を更に備え、 かかる三角波とモータ速度制御のための速度制御電圧と
を比較してパルス幅変調信号を形成し、上記駆動回路の
動作時間を制御することによりモータの回転速度の制御
を行なうことを特徴とするモータ駆動装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000002067A JP2001197768A (ja) | 2000-01-11 | 2000-01-11 | モータ駆動装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000002067A JP2001197768A (ja) | 2000-01-11 | 2000-01-11 | モータ駆動装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001197768A true JP2001197768A (ja) | 2001-07-19 |
| JP2001197768A5 JP2001197768A5 (ja) | 2005-06-02 |
Family
ID=18531217
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000002067A Pending JP2001197768A (ja) | 2000-01-11 | 2000-01-11 | モータ駆動装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2001197768A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007110886A (ja) * | 2005-10-10 | 2007-04-26 | Samsung Electro-Mechanics Co Ltd | ブラシレス直流モーター制御装置及びブラシレス直流モーター制御方法 |
| JP2008206343A (ja) * | 2007-02-21 | 2008-09-04 | Denso Corp | 回転電機の制御装置 |
| US8217603B2 (en) | 2006-11-30 | 2012-07-10 | Denso Corporation | Apparatus and method for driving rotary machine |
-
2000
- 2000-01-11 JP JP2000002067A patent/JP2001197768A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007110886A (ja) * | 2005-10-10 | 2007-04-26 | Samsung Electro-Mechanics Co Ltd | ブラシレス直流モーター制御装置及びブラシレス直流モーター制御方法 |
| US8217603B2 (en) | 2006-11-30 | 2012-07-10 | Denso Corporation | Apparatus and method for driving rotary machine |
| JP2008206343A (ja) * | 2007-02-21 | 2008-09-04 | Denso Corp | 回転電機の制御装置 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20040819 |
|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20040819 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20070829 |
|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20080109 |