JPH11299283A

JPH11299283A - センサレスモ―タドライバ

Info

Publication number: JPH11299283A
Application number: JP11034135A
Authority: JP
Inventors: Kazuhiko Nishimura; 一彦西村
Original assignee: Rohm Co Ltd
Current assignee: Rohm Co Ltd
Priority date: 1998-02-16
Filing date: 1999-02-12
Publication date: 1999-10-29
Anticipated expiration: 2019-02-12
Also published as: JP3698583B2

Abstract

(57)【要約】【課題】ブラシレスモータの回転周波数の帯域を落と
すことなく、駆動するブラシレスモータの回転特性の安
定化を図ったセンサレスモータドライバを提供する。【解決手段】センサレスモータドライバはブラシレス
モータ８の各相で発生する逆起電圧Ｖ_U、Ｖ_V、Ｖ_W及び
中点電圧Ｖ_Nを取り込み、ノイズを含む矩形波信号Ｐ_U、
Ｐ_V、Ｐ_Wを生成する。そして、マスク信号生成回路５よ
り出力されるノイズマスク信号Ｖ_MASKによってマスク回
路２で信号Ｐ_U、Ｐ_V、Ｐ_Wのマスクを行っている。マス
クされた信号Ｐ_U’、Ｐ_V’、Ｐ_W’に基づいてブラシレ
スモータ８に駆動電流を供給する。さらに、センサレス
モータドライバは出力電流検出回路７で前記駆動電流を
検出し、その駆動電流に基づいてマスク信号生成回路５
ではノイズマスク信号Ｖ_MASKのノイズマスク期間を可変
する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明はビデオテープレコー
ダのシリンダやフロッピーディスクドライブのスピンド
ル等の回転用に用いられるブラシレスモータを駆動する
センサレスモータドライバに関する。

【０００２】

【従来の技術】従来のセンサレスモータドライバは、図
６に示すように、例えばパワートランジスタＴ１〜Ｔ６
で構成された電流供給手段４で、パワートランジスタＴ
１〜Ｔ６をドライブ信号ＤＵＵ、ＤＵＬ、ＤＶＵ、ＤＶ
Ｌ、ＤＷＵ、ＤＷＬによってオン／オフ制御することに
より３相の駆動電流を端子３３〜３５より出力する。ブ
ラシレスモータ８は各相に前記駆動電流が供給されるこ
とによって駆動される。

【０００３】そして、センサレスモータドライバはブラ
シレスモータ８の各相のコイルで発生する逆起電圧
Ｖ_U、Ｖ_V、Ｖ_W及び各相に共通の中点電圧Ｖ_Nをコンパレ
ータ回路１で比較し、矩形波信号Ｐ_U、Ｐ_V、Ｐ_Wを生成
する。矩形波信号Ｐ_U、Ｐ_V、Ｐ_Wには後述のようにノイ
ズが含まれているので、マスク回路２でノイズマスク信
号Ｖ_MASKに基づいてノイズの除去を行う。ノイズマスク
信号Ｖ_MASKはマスク信号生成回路５０で生成される。矩
形波信号Ｐ_U、Ｐ_V、Ｐ_Wに基づいてドライブ信号合成回
路３でドライブ信号ＤＵＵ、ＤＶＵ、ＤＷＵ、ＤＵＬ、
ＤＶＬ、ＤＷＬを形成し、電流供給手段４に出力する。

【０００４】なお、ＦＧ回路６は信号Ｐ_U’、Ｐ_V’、Ｐ
_W’によってブラシレスモータ８での回転速度を示すＦ
Ｇ信号を生成し、端子３０より出力する。ＦＧ信号の波
形は図７に示すようになっている。ＦＧ信号はブラシレ
スモータ８での回転速度を安定に保つためのサーボ機構
（図示せず）等で利用される。

【０００５】図７は上記従来のセンサレスモータドライ
バの動作を示す逆起電圧Ｖ_U、Ｖ_V、Ｖ_W、中点電圧Ｖ_N、
矩形波信号Ｐ_U、Ｐ_V、Ｐ_W等の波形図である。図６を参
照しながら説明すると、電流供給手段４では、各トラン
ジスタＴ１〜Ｔ６のオン／オフの切り替わり時にブラシ
レスモータ８の各相に設けられているコイルの逆起電力
によってノイズ８０が発生する。このノイズは図７の波
形Ｖ_U、Ｖ_V、Ｖ_Wに示すようにトランジスタオン／オフ
の切り替わり時に必ずいずれかの相で発生するため、コ
ンパレータ回路１より出力される矩形波信号Ｐ_U、Ｐ_V、
Ｐ_Wはノイズ８１のようにノイズを含む信号となってい
る。

【０００６】そこで、かかるノイズを除去するためノイ
ズマスク信号Ｖ_MASKがマスク信号生成回路５０で生成さ
れ、マスク回路２に供給される。マスク回路２には矩形
波信号Ｐ_U、Ｐ_V、Ｐ_Wのそれぞれについてゲート回路１
０〜１２が設けられてあり、ノイズマスク信号Ｖ_MASKが
ローレベルであるときには信号のマスクが行われ、ノイ
ズが通過しないようにしている。これにより、矩形波信
号Ｐ_U、Ｐ_V、Ｐ_Wはノイズを含まない信号Ｐ_U’、
Ｐ_V’、Ｐ_W’となる。

【０００７】ドライブ信号合成回路３ではノイズを含ま
ない信号Ｐ_U’、Ｐ_V’、Ｐ_W’によってドライブ信号Ｄ
ＵＵ、ＤＶＵ、ＤＷＵ、ＤＵＬ、ＤＶＬ、ＤＷＬが形成
されているので、ブラシレスモータ８を安定して駆動す
ることができる。ノイズ発生のタイミングはドライブ信
号ＤＵＵ、ＤＶＵ、ＤＷＵ、ＤＵＬ、ＤＶＬ、ＤＷＬに
よって特定できるので、マスク信号生成回路５０は例え
ば一定電流でコンデンサを充放電する構成を用いてその
コンデンサでの充放電に要する時間を利用することによ
りノイズマスク信号に一定のノイズマスク期間が設けら
れる。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、ブラシ
レスモータ８の起動時やブラシレスモータ８にかかる負
荷が重くなった時等には、前記サーボ機構によってブラ
シレスモータ８に大きな電流が流される。そのため、ブ
ラシレスモータ８での逆起電力が大きくなるので、トラ
ンジスタＴ１〜Ｔ６のオン／オフ切り替わり時に発生す
るノイズも大きくなり、図８に示すノイズ８５のように
ノイズ自体の時間も長くなる。

【０００９】ノイズの時間がノイズマスク信号Ｖ_MASKに
含まれるノイズマスク期間より長くなると、ノイズが完
全に除去されなくなり、信号Ｐ_U’、Ｐ_V’、Ｐ_W’及び
ＦＧ信号にもノイズ８６、８７のようにノイズが現れて
しまう。こうなると、従来のセンサレスモータドライバ
ではブラシレスモータ８の安定した回転特性が得られな
くなってしまう。

【００１０】その対策として、前記マスク期間を長く設
定することにより、ノイズの除去を完全とすることが考
えられるが、図９に示すようにノイズマスク信号Ｖ_MASK
がローレベルであるマスク期間Ｔ１が長くなることによ
って、ブラシレスモータ８の回転子の回転位置の検出す
るための検出期間Ｔ２が短縮されてしまう。

【００１１】そのため、ブラシレスモータ８の回転速度
が高速になると、検出期間Ｔ２がなくなってしまうの
で、センサレスモータドライバは回転位置を検出するこ
とができず、ブラシレスモータ８を駆動することができ
なくなっていた。したがって、ノイズマスク期間Ｔ１が
長く設定されると、ブラシレスモータ８の回転周波数の
帯域が落ち込み、高速でブラシレスモータ８を駆動する
ことができなくなるという問題があった。

【００１２】本発明は上記課題を解決するもので、ブラ
シレスモータの回転周波数の帯域を落とすことなく、ブ
ラシレスモータの起動時や負荷が重くなった時等のよう
に、ブラシレスモータに流れる電流が増大したために出
力切り替わり時のノイズの現れる時間が長くなっても、
確実にノイズをマスクできるようにすることによりブラ
シレスモータの回転特性の安定化を図ったセンサレスモ
ータドライバを提供することを目的とする。

【００１３】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明では、ブラシレスモータの各相で発生する逆
起電圧と前記各相の中点電圧とを比較して矩形波信号を
生成するコンパレータ回路と、ノイズマスク期間を有す
るノイズマスク信号によって前記矩形波信号にマスクを
行うマスク回路と、前記ノイズマスク信号を生成するマ
スク信号生成回路と、前記マスク回路によってマスクさ
れた前記矩形波信号に基づいてドライブ信号を形成する
ドライブ信号形成手段と、前記ドライブ信号に基づいて
前記ブラシレスモータに駆動電流を供給する電流供給手
段とを備えたセンサレスモータドライバにおいて、前記
駆動電流を検出する電流検出手段と、前記電流検出回路
の出力信号に基づいて前記ノイズマスク期間を可変する
手段とを備えるようにしている。

【００１４】このような構成によると、センサレスモー
タドライバはコンパレータ回路でブラシレスモータの各
相で発生する逆起電圧と各相の中点電圧をそれぞれ比較
して矩形波信号を生成する。コンパレータ回路より出力
される矩形波信号には、出力の切り替わり時に発生する
ノイズを含み、かかるノイズをマスクするためにマスク
信号生成回路でノイズマスク信号を生成する。そして、
センサレスモータドライバはマスク回路で前記矩形波信
号のマスクを行い、このマスクされた矩形波信号によっ
てドライブ信号合成回路では、電流供給手段へのドライ
ブ信号を生成する。

【００１５】センサレスモータドライバは電流供給手段
で例えばパワートランジスタ等を前記ドライブ信号によ
ってオン／オフ制御し、これによって得られた駆動電流
をブラシレスモータに供給することによってブラシレス
モータを駆動する。例えばサーボ機構でモータの回転速
度の制御用にブラシレスモータに流れる電流を検出する
抵抗を設けている場合があり、この抵抗を電流検出手段
で兼用することにより、センサレスモータドライバは駆
動電流の検出を行う。

【００１６】起動時等のように負荷が重くなるときには
駆動電流が増大するので、パワートランジスタ等のオン
／オフの切り替わり時に発生するノイズ時間も長くな
る。そこで、ノイズマスク期間を可変する手段でノイズ
マスク期間を長くしたノイズマスク信号を生成する。ノ
イズマスク期間を可変する手段は例えば駆動電流に応じ
てコンデンサの充放電電流を変化させ、コンデンサに充
放電する時間を変化させることによりノイズマスク期間
を可変する。

【００１７】

【発明の実施の形態】以下、本発明の一実施形態につい
て説明する。図１は本発明の一実施形態であるセンサレ
スモータドライバのブロック図である。センサレスモー
タドライバはコンパレータ回路１でブラシレスモータ８
の各相に設けられているコイルで発生する逆起電圧
Ｖ_U、Ｖ_V、Ｖ_Wを中点電圧Ｖ_Nとそれぞれ比較することに
よって矩形波信号Ｐ_U、Ｐ_V、Ｐ_Wを生成する。これによ
り、ブラシレスモータ８の回転子の回転位置を検出す
る。

【００１８】次に、マスク回路２で、ノイズマスク信号
Ｖ_MASKによって矩形波信号Ｐ_U、Ｐ_V、Ｐ_Wにマスクを行
い、信号Ｐ_U’、Ｐ_V’、Ｐ_W’とする。マスク回路２に
は矩形波信号Ｐ_U、Ｐ_V、Ｐ_Wのそれぞれに対応してゲー
ト回路１０〜１２が設けられてあり、ノイズマスク信号
Ｖ_MASKがローレベルであるときに矩形波信号Ｐ_U、Ｐ_V、
Ｐ_Wのマスクを行い、ノイズマスク信号Ｖ_MASKがハイレ
ベルであるときに信号Ｐ_U、P_V、Ｐ_Wを通過させる。な
お、ノイズマスク信号Ｖ_MASKはマスク信号生成回路５で
生成される。

【００１９】ドライブ信号合成回路３では、マスクされ
た信号Ｐ_U’、Ｐ_V’、Ｐ_W’に基づいてドライブ信号Ｄ
ＵＵ、ＤＶＵ、ＤＷＵ、ＤＵＬ、ＤＶＬ、ＤＷＬを生成
する。次に、電流供給手段４には、ドライブ信号ＤＵ
Ｕ、ＤＵＬ、ＤＶＵ、ＤＶＬ、ＤＷＵ、ＤＷＬによって
それぞれオン／オフ制御されるパワートランジスタＴ１
〜Ｔ６が設けられている。

【００２０】また、ＦＧ回路６では信号Ｐ_U’、Ｐ_V’、
Ｐ_W’に基づいてブラシレスモータ８の回転速度を示す
ＦＧ信号を生成し、センサレスモータドライバの端子３
０より出力する。ＦＧ信号は回転の状況をモニターする
ためのモニター装置又は回転速度を安定に保つために設
けられているサーボ機構（図示せず）等で使用される。

【００２１】ＮＰＮ型パワートランジスタＴ１のコレク
タは端子３１に接続され、エミッタはＮＰＮ型パワート
ランジスタＴ２のコレクタに接続される。パワートラン
ジスタＴ１のベースにはドライブ信号ＤＵＵが入力され
る。パワートランジスタＴ２のエミッタは端子３２に接
続され、ベースにはドライブ信号ＤＵＬが入力される。
そして、パワートランジスタＴ１、Ｔ２の接続中点は電
流供給手段４の端子３３を介してブラシレスモータ８の
Ｕ相に接続されている。

【００２２】同様に、ＮＰＮ型パワートランジスタＴ３
のコレクタは端子３１に接続され、エミッタはＮＰＮ型
パワートランジスタＴ４のコレクタに接続される。パワ
ートランジスタＴ３のベースにはドライブ信号ＤＶＵが
入力される。パワートランジスタＴ４のエミッタは端子
３２に接続され、ベースにはドライブ信号ＤＶＬが入力
される。そして、パワートランジスタＴ３、Ｔ４の接続
中点は電流供給手段４の端子３４を介してブラシレスモ
ータ８のＶ相に接続されている。

【００２３】同様に、ＮＰＮ型パワートランジスタＴ５
のコレクタは端子３１に接続され、エミッタはＮＰＮ型
パワートランジスタＴ６のコレクタに接続される。パワ
ートランジスタＴ５のベースにはドライブ信号ＤＷＵが
入力される。パワートランジスタＴ６のエミッタは端子
３２に接続され、ベースにはドライブ信号ＤＷＬが入力
される。そして、パワートランジスタＴ５、Ｔ６の接続
中点は電流供給手段４の端子３５を介してブラシレスモ
ータ８のＷ相に接続されている。

【００２４】端子３２とグランド間に抵抗ＲＮＦが接続
される。この抵抗ＲＮＦにはブラシレスモータ８の各相
に流れる駆動電流を合計した電流が流れる。そして、抵
抗ＲＮＦに流れる電流の大きさに応じて抵抗ＲＮＦの両
端の電圧が変化するので、抵抗ＲＮＦの電圧が電流供給
手段４から電圧／電流変換回路７に入力されるようにし
ている。電圧／電流変換回路７は単に電圧を電流に変換
するだけでなく、電圧が大きいとき電流を小さくし、電
圧が小さいとき電流を大きくする。

【００２５】なお、抵抗ＲＮＦは前記サーボ機構（図示
せず）でブラシレスモータ８の流れる電流の監視用とし
ても用いられているもので、前記サーボ機構は駆動電流
及びＦＧ信号の監視を行い、例えば、ブラシレスモータ
８の回転速度が低下した場合には、ブラシレスモータ８
に流れる電流を大きくして回転速度を一定に保つような
制御をする。また、抵抗ＲＮＦは電流供給手段４のグラ
ンドレベル側の端子３２に設けられているが、電源電圧
９と電流供給手段４の電源側の端子３１に挿入されてい
る場合でも同様に駆動電流を検出することができる。

【００２６】このセンサレスモータドライバでは、電流
／電圧変換回路７が電流供給手段４から入力される電圧
に応じて変化する電流をマスク信号生成回路５へ出力す
る。マスク信号生成回路５は電圧／電流変換回路７から
の電流に応じてノイズマスク期間を可変する。

【００２７】例えば、ブラシレスモータ８の起動時や負
荷が重くなった時等のように駆動電流が増大した場合に
は、トランジスタＴ１〜Ｔ６のオン／オフ切り替え時に
発生するノイズの期間が上述のように長くなるが、ノイ
ズマスク期間も長くなる。これにより、センサレスモー
タドライバではノイズの除去が確実に行われるようにな
る。また、ノイズマスク期間はブラシレスモータ８の特
性等に基づいて設定される。

【００２８】電圧／電流変換回路７及びマスク信号生成
回路５におけるノイズマスク期間を可変する手段のいく
つかの回路例を図２、図３、図１０に例示する。図２は
コンデンサ１６３の充放電に要する時間を利用してノイ
ズマスク期間を設ける回路例である。電流供給手段４の
抵抗ＲＮＦから出力される電圧は電圧／電流変換回路７
において変換器６０で電流に変換され、マスク信号生成
回路５に出力される。なお、変換器６０は、減算回路等
を利用したものであり、入力される電圧が低いほど出力
される電流は大きくなり、逆に入力される電圧が高いほ
ど出力される電流は小さくなる。マスク信号生成回路５
では、ノイズマスク期間の計測開始時にはスイッチ１６
１をオンするとともにスイッチ１６５をオフする。スイ
ッチ１６１、１６４のオン／オフ制御はＦＧ信号の立ち
上がりから所定時間遅れた信号によって行われる。

【００２９】これにより、電圧／電流変換回路７からの
出力電流は抵抗１６２を介してコンデンサ１６３に入力
される。コンデンサ１６３の他端は接地されているの
で、コンデンサ６３は充電される。コンデンサ１６３で
充電された電圧は比較器１６６で基準電圧１６７と比較
される。コンデンサ１６３の充電にともなってコンデン
サ１６３の電圧が上昇し、基準電圧１６７を超えたとき
に比較器１６６の出力が反転する。

【００３０】この反転するタイミングを遅延信号として
取り出し、充電開始時から遅延信号の間の期間をノイズ
マスク期間とする。そして、スイッチ１６１をオフして
スイッチ１６４をオンする。これにより、コンデンサ１
６３はスイッチ１６４及び抵抗１６５を介して放電され
る。このように、マスク信号生成回路５では、連続的に
ノイズマスク期間を可変し、駆動電流が増大した場合に
はコンデンサ１６３の充電電流が小さくなってノイズマ
スク期間を延長させることができる。

【００３１】マスク信号生成回路５の他の一例を図３に
示す。図３において、端子６１に抵抗ＲＮＦで発生した
電圧Ｖ_RNFが入力される。抵抗ＲＮＦは通常低抵抗値の
ものが用いられるので、抵抗ＲＮＦに発生する電圧は小
さいので、レベルシフト回路６２を通してＮＰＮ型のト
ランジスタＱ１のベースに与えるようになっている。ト
ランジスタＱ１のエミッタはグランドに接続され、コレ
クタはＮＰＮ型のトランジスタＱ２のコレクタに接続さ
れている。

【００３２】トランジスタＱ２のコレクタには、そのベ
ースが接続されるとともに定電流源６３が接続されてい
る。トランジスタＱ２のエミッタはグランドに接続され
ている。トランジスタＱ２のベースはＮＰＮ型のトラン
ジスタＱ３のベースに接続されている。トランジスタＱ
３のエミッタはグランドに接続されている。トランジス
タＱ２とＱ３は第１のカレントミラー回路を構成してい
る。また、レベルシフト回路６２と定電流源６３、トラ
ンジスタＱ１、Ｑ２は電圧／電流変換回路７を構成して
いる。

【００３３】トランジスタＱ３のコレクタは差動接続さ
れたＮＰＮ型のトランジスタＱ４、Ｑ５のエミッタに接
続され、差動増幅器６４の電流源として機能している。
トランジスタＱ４のコレクタはＰＮＰ型のトランジスタ
Ｑ６のコレクタとベースに接続され、トランジスタＱ５
のコレクタはＰＮＰ型のトランジスタＱ７のコレクタと
ベースに接続されている。トランジスタＱ６とＰＮＰ型
のトランジスタＱ１１は第２のカレントミラー回路を構
成し、トランジスタＱ７とＰＮＰ型のトランジスタＱ８
は第３のカレントミラー回路を構成している。トランジ
スタＱ６、Ｑ７、Ｑ８、Ｑ１１のエミッタは電源電圧Ｖ
ccに接続されている。

【００３４】トランジスタＱ８のコレクタはＮＰＮ型の
トランジスタＱ９のコレクタとベースに接続されてい
る。ＮＰＮ型のトランジスタＱ１０はトランジスタＱ９
と共に第４のカレントミラー回路を構成しており、その
コレクタはトランジスタＱ１１のコレクタに接続されて
いる。トランジスタＱ９とＱ１０のエミッタはグランド
に接続されている。

【００３５】トランジスタＱ１０とＱ１１のコレクタの
接続点にコンデンサＣ₁の一端が接続されており、この
コンデンサＣ₁の他端はグランドに接続されている。６
５はクランプ回路であり、その入力側がコンデンサＣ₁
に接続され、出力側がトランジスタＱ２とＱ３のベース
に接続されている。クランプ回路６５は２つのコンパレ
ータ６６、６７を有しており、その一方のコンパレータ
６６の非反転端子（＋）にコンデンサＣ₁の電圧が与え
られ、反転端子（−）に電圧Ｖａが与えられる。他方の
コンパレータ６７の非反転端子（＋）には電圧Ｖｂが与
えられ、反転端子（−）にコンデンサＣ₁の電圧が与え
られるようになっている。電圧Ｖａ、Ｖｂは図４（ｄ）
に示される。

【００３６】コンデンサＣ₁の電圧は、また、コンパレ
ータ６８の非反転端子（＋）とコンパレータ６９の反転
端子（−）にも与えられている。コンパレータ６８の反
転端子（−）には電圧Ｖ_D＋Ｖ₁が与えられ、コンパレー
タ６９の非反転端子（＋）には電圧Ｖ_D−Ｖ₁が与えられ
ている。コンパレータ６８、６９の出力はＯＲ回路７０
を通して出力端子７１にマスク信号として導出される。
このマスク信号は出力端子７１に接続されるマルチプレ
クサ（not shown）を介して図１に示すゲート回路１
０、１１、１２へ時系列に振り分けられる。

【００３７】次に図３の回路の動作を説明する。差動増
幅器６４のトランジスタＱ４、Ｑ５のベースにはＦＧ回
路６で形成され端子３０から出力されるＦＧ信号（図５
参照）と同期したパルスＰ₁、Ｐ₂が印加される。パルス
Ｐ₁とＰ₂は互いに逆極性の関係になっている。図４にお
いて、（ａ）はＦＧ信号を示し、（ｂ）はパルスＰ
₁を、また（ｃ）はパルスＰ₂を示している。トランジス
タＱ４、Ｑ５はそれぞれのベースに印加されるパルスが
ハイレベルのときＯＮし、ローレベルのときＯＦＦす
る。従って、差動増幅器６４におけるトランジスタＱ
４、Ｑ５は交互にＯＮ、ＯＦＦする。

【００３８】図４に示すＴ１の期間はトランジスタＱ
５、Ｑ７，Ｑ８，Ｑ９、Ｑ１０がＯＮし、トランジスタ
Ｑ４、Ｑ６、Ｑ１１がＯＦＦとなる。そのため、トラン
ジスタＱ５を流れる電流に応じた電流がトランジスタＱ
１０を流れる。トランジスタＱ１０のコレクタ電流はコ
ンデンサＣ₁を放電する。次のＴ２の期間はトランジス
タＱ４〜Ｑ１１の状態が前記期間Ｔ１の場合と逆になる
ので、トランジスタＱ４に流れる電流に応じた電流がト
ランジスタＱ１１に流れる。このためコンデンサＣ₁は
トランジスタＱ１０を通して充電される。

【００３９】このようにしてコンデンサＣ₁は充電と放
電を交互に繰り返す。その結果、コンデンサＣ₁の電圧
波形は図４の（ｄ）に示すように三角波となる。ただ
し、三角波の頂点はクランプ回路６５の働きによって図
４の（ｄ）に示される如くスライスされた形となる。

【００４０】このコンデンサＣ₁の電圧はコンパレータ
６８と６９に入力される。コンパレータ６８の出力はコ
ンデンサＣ₁の電圧がＶ_D＋Ｖ₁より高いときハイレベル
で、その他のときローレベルとなる。一方、コンパレー
タ６９の出力はコンデンサＣ₁の電圧がＶ_D−Ｖ₁より低
いときハイレベルで、その他のときローレベルとなる。
従って、これらのコンパレータの出力をＯＲ回路７０を
介して取り出すと、図４（ｅ）に示すようになる。電圧
Ｖ_DとＶ₁は図４の（ｄ）に示す。Ｖ_Dを中心とする±Ｖ₁
の範囲において、ＯＲ回路７０の出力はローレベルにな
る。このローレベルの期間Ａ１、Ａ２、・・・がマスク
期間となる。この期間は前記三角波の傾斜によって変わ
る。換言すると、コンデンサの充放電電流の値によって
変わる。そして、図２の回路において、コンデンサＣ₁
の充放電電流はトランジスタＱ３の電流値に依る。

【００４１】定電流源６３の出力電流はトランジスタＱ
１、Ｑ２を通してグランドへ流れる。端子６１に入力さ
れる電圧Ｖ_RNFが高いとき（従って、モータの駆動電流
が大きいとき）はトランジスタＱ１の導通度が高くなっ
て定電流源６３からトランジスタＱ１を通して流れる電
流が多くなり、その分、トランジスタＱ２を流れる電流
が小さくなる。そのためトランジスタＱ３の電流も小さ
くなる。このようにして、トランジスタＱ３の電流が小
さくなると、コンデンサＣ₁の充放電電流も小さくな
り、図４の（ｄ）の三角波の傾斜が緩やかになり、マス
ク期間Ａ１、Ａ２、・・・が広がる。つまり、モータの
駆動電流が大きくなって電圧Ｖ_RNFが高くなると、マス
ク期間は広くなる。逆に、モータの駆動電流が小さくな
って電圧Ｖ_RNFが低くなると、マスク期間は狭くなる。

【００４２】モータの負荷が大きくなってモータの駆動
電流が大きくなると、三相駆動電流の切り換えに伴って
生じるノイズの幅が広くなるが、本実施例によれば、駆
動電流を検出し、その駆動電流が大きくなったときはノ
イズをマスクするためのマスク期間も広くなるので、ノ
イズを確実に除去できる。

【００４３】次に、図１０はデジタル回路によりマスク
期間を形成するように構成したマスク信号生成回路を示
している。端子９１を通して与えられる電圧Ｖ_RNFによ
ってカウント値設定回路９２でカウント値が設定され
る。カウンタ９３は図１１に示すＦＧ信号の立ち上がり
に同期したエッジ信号Ｅによってカウント（クロックＣ
ＬＫのカウント）を開始する。カウントがカウント値設
定回路９２から与えられる設定値に至ると、カウンタ９
３はリセットする。これを図１１を参照して説明する
と、カウンタ９３は最初のエッジ信号Ｅ₁の入力時点ｔ
１からカウントを開始し、そのカウントが前記設定値に
至ったｔ２でリセットされる。カウンタ９３の出力はカ
ウント中はローレベルで、それ以外はハイレベルであ
る。

【００４４】次にエッジ信号Ｅ₂が入力されると再びカ
ウントを行い（ｔ３）、設定値までカウントしてリセッ
トされる。カウンタ９３の出力がローレベルの期間がマ
スク期間になる。マスク信号は出力端子９４へ導出され
る。この実施例では、マスク期間（ローレベル期間）は
カウントの設定値によって決まる。この設定値は、モー
タの駆動電流を検出して得られる電圧Ｖ_RNFの値に応じ
て変化する。

【００４５】図５は図１のセンサレスモータドライバの
動作を示す信号の波形図である。図１のセンサレスモー
タドライバにおいて、ドライブ信号合成回路３はドライ
ブ信号ＤＵＵ、ＤＵＬ、ＤＶＵ、ＤＶＬ、ＤＷＵ、ＤＷ
Ｌを出力する。そして、電流供給回路４ではドライブ信
号ＤＵＵ、ＤＵＬ、ＤＶＵ、ＤＶＬ、ＤＷＵ、ＤＷＬが
ハイレベルであるときにパワートランジスタＴ１〜Ｔ６
がオンし、ローレベルであるときにオフする。これによ
り、３相の駆動電流がブラシレスモータ８に供給され、
ブラシレスモータ８は駆動される。

【００４６】ブラシレスモータ８では各相のコイルで逆
起電圧Ｖ_U、Ｖ_V、Ｖ_Wが発生する。Ｖ_U、Ｖ_V、Ｖ_Wは図示
するように互いに１２０゜ずつ位相がずれている。ま
た、点線４０で囲まれた時点に注目すると、ドライブ信
号ＤＷＵがハイレベルの状態で、ドライブ信号ＤＵＬが
ハイレベルからローレベルとなり、ドライブ信号ＤＶＬ
がローレベルからハイレベルとなっている。したがっ
て、パワートランジスタＴ５がオン状態を継続し、パワ
ートランジスタＴ２がオン状態からオフし、パワートラ
ンジスタＴ４がオフ状態からオンする。

【００４７】そのため、ブラシレスモータ８のＵ相のコ
イルでは逆起電圧Ｖ_Uにノイズ４１が発生する。これは
Ｖ相、Ｗ相についても同様である。このように、パワー
トランジスタＴ１〜Ｔ６のオン／オフの切り替え時には
常にノイズが発生することとなる。なお、中点電圧Ｖ_N
も振動波形となっているが、これは各相で生ずる回路の
非対称性が原因である。

【００４８】コンパレータ回路１では、逆起電圧Ｖ_U、
Ｖ_V、Ｖ_Wを中点電圧Ｖ_Nとそれぞれ比較することによっ
て矩形波信号Ｐ_U、Ｐ_V、Ｐ_Wが生成される。したがっ
て、逆起電圧Ｖ_Uに生じるノイズ４１も矩形波信号Ｐ_Uに
ノイズ４２のように現れることになる。矩形波信号
Ｐ_V、Ｐ_Wについても同様の理由でノイズが現れる。

【００４９】これらのノイズを除去するために、マスク
信号生成回路５はノイズマスク信号Ｖ_MASKを生成し、マ
スク回路２に出力する。ノイズマスク信号Ｖ_MASKはロー
レベルのときにノイズをマスクし、ハイレベルのときに
信号を通過させる。これにより、矩形波信号Ｐ_U、Ｐ_V、
Ｐ_Wはマスクされた矩形波信号Ｐ_U’、Ｐ_V’、Ｐ_W’とな
る。ノイズ発生のタイミングはドライブ信号ＤＵＵ、Ｄ
ＶＵ、ＤＷＵ、ＤＵＬ、ＤＶＬ、ＤＷＬの出力の切り替
え時で特定できるので、上述したように図２や図３、図
１０に示す回路によってノイズ幅の長短に拘らずノイズ
を除去しうるのに十分なノイズマスク期間が得られる。

【００５０】また、ＦＧ回路６では、信号Ｐ_U’、
Ｐ_V’、Ｐ_W’に基づいて回転速度を示すＦＧ信号が生成
される。駆動中にブラシレスモータ８の負荷が重くな
り、前記サーボ機構によってブラシレスモータ８に流れ
る電流が大きくなると、それにともなって点線４３で囲
まれた部分のように、ノイズの現れる時間も長くなる。
そのため、矩形波信号Ｐ_Vにも点線４４で示すように時
間の長いノイズが現れる。

【００５１】そのため、上記従来のセンサレスドライバ
ではノイズマスク期間が例えば期間Ｋ１で固定されてい
るので、ノイズの除去を完全に行うことができず、信号
Ｐ_U’、Ｐ_V’、Ｐ_W’にノイズが現れることとなるが、
本発明では、マスク信号生成回路５から出力されるノイ
ズマスク期間がＫ２に示すように広くなるので、信号Ｐ
_U’、Ｐ_V’、Ｐ_W’にはノイズが現れないようになって
いる。これにより、負荷が重くなってもＦＧ信号及びド
ライブ信号ＤＵＵ、ＤＵＬ、ＤＶＵ、ＤＶＬ、ＤＷＵ、
ＤＷＬには影響せず、ブラシレスモータ８の安定した回
転特性が得られる。

【００５２】以上説明したように、本実施例のセンサレ
スモータドライバでは、起動時やブラシレスモータ８へ
の負荷が重くなった場合のように、ブラシレスモータ８
に流れる電流が大きくなってもノイズマスク期間が広く
なるので、ノイズの除去を完全に行うことができる。そ
して、駆動電流が小さい場合には、ノイズマスク期間が
短縮されるので、高速運転でもブラシレスモータ８の回
転子の回転位置を検出することができ、ブラシレスモー
タ８の回転周波数の帯域を落とすことなく安定した回転
特性が得られる。

【００５３】例えば、ブラシレスモータ８がビデオテー
プレコーダのシリンダを回転させるために用いられる場
合のように、ブラシレスモータ８が大型でコイルのイン
ダクタンス成分が大きく、かつモータ８に流れる電流が
大きい場合には、トランジスタＴ１〜Ｔ６のオン／オフ
の切り替えで生ずるノイズも大きくノイズの時間が長く
なるが、ノイズの除去を確実にすることができる。ま
た、ビデオテープの走行不良等のためにブラシレスモー
タ８への負荷が重くなる状況が発生しやすいが、このと
きでもセンサレスモータドライバはブラシレスモータ８
の駆動の安定化を図ることができる。

【００５４】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
ブラシレスモータに供給する駆動電流を検出し、その検
出信号に基づいてノイズマスク期間を可変するので、例
えばブラシレスモータの起動時や負荷が重い時等のよう
に駆動電流が大きくなっているために、パワートランジ
スタ等のオン／オフの切り替わり時に発生するノイズの
期間が長くなっている場合でも、電流検出手段からの信
号に基づいてノイズマスク期間を長くすることによって
確実にノイズを除去することが可能となる。また、負荷
が重くない場合には、ノイズマスク期間を短くすること
によってモータの回転位置の検出が可能であるのでモー
タを高速回転させることができる。そのため、モータの
回転周波数帯域を落とすことなく安定した回転特性を得
ることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施形態のセンサレスモータドラ
イバのブロック図。

【図２】そのノイズマスク期間を可変する手段の一例
の回路図。

【図３】そのノイズマスク期間を可変する手段の別例
の回路図。

【図４】図３の手段の動作を示す波形図。

【図５】図１のセンサレスモータドライバの動作を示
す波形図。

【図６】従来のセンサレスモータドライバの回路図。

【図７】その従来のセンサレスモータドライバの動作
を示す波形図。

【図８】その従来のセンサレスモータドライバの動作
を示す波形図。

【図９】その従来のセンサレスモータドライバのノイ
ズマスク信号を示す図。

【図１０】本発明のノイズマスク期間を可変する手段の
他の別例の回路図。

【図１１】図１０の手段の動作を示す波形図。

【符号の説明】

１コンパレータ回路２マスク回路３ドライブ信号合成回路４電流供給手段５マスク信号生成回路６ＦＧ回路７電圧／電流変換回路８ブラシレスモータ９電源電圧１０〜１２ゲート回路ＲＮＦ抵抗Ｔ１〜Ｔ６パワートランジスタＰ_U、Ｐ_V、Ｐ_W 矩形波信号ＤＵＵ、ＤＶＵ、ＤＷＵ、ＤＵＬ、ＤＶＬ、ＤＷＬ
ドライブ信号Ｖ_U、Ｖ_V、Ｖ_W 逆起電圧Ｖ_MASK ノイズマスク信号

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】ブラシレスモータの各相で発生する逆起
電圧と前記各相の中点電圧とを比較して矩形波信号を生
成するコンパレータ回路と、ノイズマスク期間を有する
ノイズマスク信号によって前記矩形波信号にマスクを行
うマスク回路と、前記ノイズマスク信号を生成するマス
ク信号生成回路と、前記マスク回路によってマスクされ
た前記矩形波信号に基づいてドライブ信号を形成するド
ライブ信号形成手段と、前記ドライブ信号に基づいて前
記ブラシレスモータに駆動電流を供給する電流供給手段
とを備えたセンサレスモータドライバにおいて、前記駆動電流を検出する電流検出手段と、前記電流検出
手段の出力信号に基づいて前記ノイズマスク期間を可変
する手段とを備えたことを特徴とするセンサレスモータ
ドライバ。